JP2022161703A - スイッチング電源装置と、そのスイッチング電源装置を備えたインクジェット記録装置 - Google Patents

Abstract

【課題】入力される商用電源の電圧値に応じて、スイッチング素子に駆動信号の最高周波数を制御することにより駆動素子やスナバ素子などの発熱を抑えることができるスイッチング電源装置及びそのスイッチング電源装置を備えたインクジェット記録装置を提供する。【解決手段】商用電源４０１を入力して直流電圧Ｖｏｕｔを生成するスイッチング電源装置であって、トランスの一次側を駆動してトランスの二次側に出力電圧を発生させるスイッチング素子４０６と、二次側の出力電圧に応じてスイッチング素子の駆動信号の周波数を制御する制御ＩＣ４０５と、を有する。制御ＩＣは、商用電源の電圧値に応じて駆動信号の周波数の最高周波数を制御する。【選択図】図４

Description

本発明は、商用電源から直流電圧を生成するスイッチング電源装置と、そのスイッチング電源装置を備えたインクジェット記録装置に関する。

商用電源から機器に適した電源を生成する電源装置は、使用者の安全性の確保や装置の故障を防ぐため、電源装置の負荷が想定以上に増大した場合に、その電源出力を停止させる機能を有する。記録装置の電源装置としてはスイッチング電源が多く用いられている。このようなスイッチング電源では、異常を検出するとスイッチング動作を停止させることで電源出力を停止させている。

スイッチング電源において、負荷が想定以上に増大したことを検出する手法として、スイッチング電源のスイッチング素子を流れる電流ＩＤが一定期間、基準値以上となっていることを検出する方法がある。この場合、二次側の出力電圧をシャントレギュレータやフォトカプラを介してフィードバック信号（以下、ＦＢ信号）として一次側へ伝達する。そして、このＦＢ信号を、制御に適した基準電圧（ＦＢ電圧）へ変換し、この変換されたＦＢ電圧と、スイッチング素子を流れる電流ＩＤで発生する電圧とが一致するとスイッチング素子をオフさせる。こうしてスイッチング素子を流れる電流ＩＤが最大になったことを検出することにより、二次側の出力電流が最大になったことを検出できる。尚、瞬時的な過電流状態を異常と判断しないようにするため、電流ＩＤが異常状態となっても、この状態が一定期間継続しなければ異常状態と判定しないように制御される。

スイッチング素子を流れる電流ＩＤは、商用電源を整流した電圧ＨＶと、この電圧ＨＶとスイッチング素子に接続されるトランスのインダクタンス値により、その増加の特性が決定される。即ち、電流ＩＤは、商用電源が１００Ｖの場合よりも２４０Ｖの場合の方が急峻に増加する。

スイッチング素子を流れる電流ＩＤを検出する際は、その電流ＩＤを電流検出抵抗を用いて電圧Ｖｃｓへ電圧変換し、この電圧ＶｃｓとＦＢ電圧とを比較器で比較し、これらが一致するとスイッチング素子をオフさせる。この比較器の出力は時間的な遅れを持つ。よって電流ＩＤは、比較器の遅れの間は、制御値を越えて増加を続ける。このため商用電源の電圧が高い場合の方が電流ＩＤが急峻に増加し、その電流値は商用電源の電圧が高い場合の方が大きい値となる。そのためスイッチング素子を流れる電流ＩＤを検出してこれと基準値との比較で異常を検出する場合、商用電源の電圧によって、異常と判定される二次側の負荷電力に違いが生じる。即ち、商用電源の電圧が高い方が、異常と判定される二次側の負荷電力が大きくなる。

また商用電源の電圧が高い場合は、スイッチング素子や、大電流が流れるダイオードのスイッチング損が増大する。スナバ回路では、構成部品のコンデンサへの充放電は商用電源の電圧が高い方が大きく、更に、駆動周波数に比例して増大する。この対策として、電源装置の負荷電力に応じてスイッチング周波数を変化させる方法がある。しかし、異常と判断する状況では負荷電力が大きいため、駆動周波数は高くなってスナバ回路の消費電力が大きくなる。更に、商用電源の電圧が高い場合はスイッチング損も大きい。よって、この電力に耐え得る素子を選択する必要があり、コストアップや基板面積の増大の原因となっている。

特許文献１は、電源ラインに直列に介在する低抵抗の両端電圧により過電流を検出する過電流検出手段、過電流の検知に応答して通常の発振周波数より低くする発振周波数低下手段を有する電源装置を記載している。この構成により、過電流時の保護動作の遅れを考慮できるとともに、定常負荷時の周波数を高周波化できることが記載されている。

特開２０００－２４５１４２号公報

しかしながら上記従来技術は、過電流を検出した後に発振周波数を低減させる構成であるため、過電流保護の動作直前の駆動周波数を変更することができない。従って、過電流を検出したときは、既にスイッチング素子や、大電流が流れるダイオードのスイッチング損が増大している。よって過電流保護の動作直前、即ち、発振周波数が高い状態で、且つ、入力電圧が高い場合の損失に耐える部品を選定しなければならない。従って、電源装置のコストが上昇し、装置全体のコストアップにつながるという課題がある。

本発明の目的は、上記従来技術の課題の少なくとも一つを解決することにある。

本発明の目的は、入力される商用電源の電圧値に応じて、スイッチング素子に駆動信号の最高周波数を制御することにより駆動素子やスナバ素子などの発熱を抑える技術を提供することにある。

上記目的を達成するために本発明の一態様に係るスイッチング電源装置は以下のような構成を備える。即ち、
商用電源を入力して直流電圧を生成するスイッチング電源装置であって、
前記商用電源の電圧を検知する検知手段と、
トランスの一次側を駆動して前記トランスの二次側に出力電圧を発生させるスイッチング素子と、
前記二次側の出力電圧に応じて前記スイッチング素子の駆動信号の周波数を制御する制御手段と、を有し、前記制御手段は、前記検知手段が検知した前記電圧に応じて前記周波数の最高周波数を制御することを特徴とする。

本発明によれば、入力される商用電源の電圧値に応じて、スイッチング素子に駆動信号の最高周波数を制御することにより駆動素子やスナバ素子などの発熱を抑えることができるという効果がある。

本発明のその他の特徴及び利点は、添付図面を参照とした以下の説明により明らかになるであろう。なお、添付図面においては、同じ若しくは同様の構成には、同じ参照番号を付す。

添付図面は明細書に含まれ、その一部を構成し、本発明の実施形態を示し、その記述と共に本発明の原理を説明するために用いられる。
実施形態に係るインクジェット記録装置の斜視図。 一般的なスイッチング電源において、入力電圧が過電流保護機能へ与える影響を説明する図。 従来のスイッチング電源で、負荷によりスイッチング周波数を変化させる制御例を説明する図。 本発明の実施形態１に係るスイッチング電源装置の構成を説明する図。 実施形態１に係るスイッチング電源装置の駆動周波数と出力電圧の関係を説明する図。 実施形態１に係るスイッチング電源装置において、商用電源を整流して得られる電圧Ｖｉｎとその時の出力電圧Ｗｏｕｔの関係を説明する図。 実施形態１に係るスイッチング電源装置の動作タイミングを説明する図。 実施形態１に係るスイッチング電源装置の動作を説明するフローチャート。 実施形態２に係るスイッチング電源装置において、商用電源を整流して得られる電圧Ｖｉｎとその時の出力電圧Ｗｏｕｔの関係を説明する図。 実施形態２に係るスイッチング電源装置の制御部の構成を説明するブロック図（ａ）と、実施形態２に係るＶ／Ｆ変調の構成を説明するブロック図（ｂ）。

以下、添付図面を参照して本発明の実施形態を詳しく説明する。尚、以下の実施形態は特許請求の範囲に係る発明を限定するものでない。実施形態には複数の特徴が記載されているが、これら複数の特徴の全てが発明に必須のものとは限らず、また、複数の特徴は任意に組み合わせられてもよい。さらに、添付図面においては、同一もしくは同様の構成に同一の参照番号を付し、重複した説明は省略する。

尚、以下で説明する実施形態において、「記録」には、文字、図形等有意の情報を形成する場合のみならず、有意無意を問わず、広く記録媒体上に画像、模様、パターン等を形成する、又は媒体の加工を行う場合も含まれ、人間が視覚で知覚し得るように顕在化したものであるか否かを問わない。また、本実施形態では「記録媒体」としてシート状の紙を想定するが、布、プラスチック・フィルム等であってもよい。

最初に、実施形態を適用するインクジェット記録装置の説明をする。

図１は、本発明の実施形態に係るインクジェット記録装置１０１の斜視図である。

このインクジェット記録装置１０１（以下、記録装置）は、インクジェット方式に従ってインクを吐出して記録を行う記録ヘッド１０３をキャリッジ１０２に搭載している。キャリッジ１０２には、キャリッジモータ１０８によって発生する駆動力を伝達機構１０４より伝え、キャリッジ１０２を矢印Ａ方向に往復移動させる。記録時には、例えば、記録媒体（例えば、記録紙）Ｐを給紙機構１０５により給紙し、記録位置まで搬送する。そして、その記録位置において、記録ヘッド１０３を走査させて、記録ヘッド１０３から記録媒体Ｐにインクを吐出することで記録を行う。搬送ローラ１０７は、記録媒体Ｐを搬送するためのローラで、搬送モータ１０９によって駆動される。記録ヘッド１０６の走査と走査の間で、記録媒体Ｐは搬送される。

上述のインクジェット記録装置１０１では、全ての動作は制御されているので、動作電力も設計範囲内にある。よって、そこから外れた電力が生じた場合は、装置内の部品故障の可能性があるため、電源供給を停止するのが望ましい。

図２は、一般的なスイッチング電源において、入力電圧が過電流保護機能へ与える影響を説明する図である。図２は横軸が時間の経過で、縦軸がスイッチング素子を流れる電流ＩＤを示している。

図２（ａ）は、スイッチング素子が周期的に与えられるタイミング信号Fsw_trgによりオンされると電流ＩＤが流れ始め、この電流ＩＤが基準値Ref Levelに達すると、比較器の遅れ時間Tdlyだけ遅れてスイッチング素子がオフされる。これにより電流ＩＤもオフされて電流が流れなくなる様子を示している。また各周期において、入力電圧Ｖｉｎが高い場合と低い場合の波形が示されており、入力電圧Ｖｉｎが低い場合は電流ＩＤは緩やかに上昇し、入力電圧Ｖｉｎが高い場合は電流ＩＤは急峻に上昇する。比較器の遅れ時間Tdlyは、この入力電圧Ｖｉｎによらず一定であるため、電流ＩＤの上昇が急峻な場合、即ち、入力電圧Ｖｉｎが高い場合、電流ＩＤが基準値Ref Levelを超える量は、入力電圧Ｖｉｎが低い場合に比べて大きくなる。

このとき二次側に供給される電力は、各周期のエネルギーに駆動周波数Ｆｓｗを乗じたものである。よって、入力電圧Ｖｉｎが低い場合の供給電力をＷｏｕｔ_ａ、この時の電流ＩＤのピーク値をＩａとする。また入力電圧Ｖｉｎが高い場合の供給電力をＷｏｕｔ_ｂ、この時の電流ＩＤのピーク値をＩｂ、トランスのインダクタンスをＬとすると、これらの関係は次式となる。

Ｗｏｕｔ_ａ＝１／２×Ｌ×Ｉａ^２×Ｆｓｗ
Ｗｏｕｔ_ｂ＝１／２×Ｌ×Ｉｂ^２×Ｆｓｗ
ここで、Ｉａ＜Ｉｂであるから、Ｗｏｕｔ_ａ＜Ｗｏｕｔ_ｂ
となる。

駆動周波数Ｆｓｗが負荷により変化する制御を行う電源装置では、過電流保護が動作する状況は、最高周波数に達しているので、入力電圧Ｖｉｎによらず同じ周波数となっている。よって、入力電圧Ｖｉｎが高い場合は、低い場合に比べて過電流保護が動作する負荷が大きくなる。

図２（ｂ）は、図２（ａ）で説明した入力電圧Ｖｉｎによる過電流保護が動作する負荷の差を補正する従来技術の説明図である。

図２（ｂ）は、図２（ａ）と比較して基準値Ref Levelが異なる。図２（ｂ）では、基準値Ref Levelは一定ではなく、低いレベルから開始して徐々に上昇する特性を持つ。よって電流ＩＤが急峻に立ち上がる場合は、低い状態の基準値Ref Levelによりスイッチング素子がオフされる。ここで電流ＩＤが急峻に立ち上がる場合とは、入力電圧Ｖｉｎが高い場合であるため、入力電圧が高い場合、スイッチング素子は、低い状態の基準値Ref Levelで制限されることになる。尚、この基準値Ref Levelの特性は、比較器の遅れ時間Tdlyを経過した時点の電流ＩＤが、入力電圧Ｖｉｎが低い状態での電流ＩＤとほぼ同一になるように決定される。

入力電圧Ｖｉｎが高く、徐々に上昇する特性の基準値Ref Levelにより制限される電流ＩＤのピーク値をＩｂ′とすると、供給電力をＷｏｕｔ_ｂ′は次の通りである。

Ｗｏｕｔ_ｂ′＝１／２×Ｌ×Ｉｂ′^２×Ｆｓｗ
ここでＩａ≒Ｉｂ′であるから、Ｗｏｕｔ_ａ≒Ｗｏｕｔ_ｂ′
となる。

図３は、従来のスイッチング電源で、負荷によりスイッチング周波数を変化させる制御例を説明する図である。

図３のグラフの縦軸は、スイッチング素子の駆動周波数Ｆｓｗである。また横軸は、二次側の出力電圧に応じて変化するフィードバック信号（以下、ＦＢと略す）であるが、制御上は出力電力と同等として扱うので、横軸名に「Ｗｏｕｔ」を併記している。トランスのインダクタンスは固定であり、また、スイッチング素子に流れる電流ＩＤが一定の場合、出力電力は駆動周波数Ｆｓｗに比例する。またスイッチング素子のスイッチング損は、駆動周波数Ｆｓｗに比例するので、軽負荷時の電源効率を向上させる場合は、駆動周波数Ｆｓｗを低くしたほうが良い。図３のａ点、ｂ点の周波数を各々ｆａ，ｆｂ、スイッチング損を各々ＳＷｌｏｓｓ（ｆａ），ＳＷｌｏｓｓ（ｆｂ）とすると次の関係となる。

ＳＷｌｏｓｓ（ｆａ）＜ＳＷｌｏｓｓ（ｆｂ）
尚、スイッチング素子などの特性により上限Ｆｓｗｍａｘがあり、これは一般的には６０ｋＨｚ程度とする場合が多い。また最低周波数Ｆｓｗｍｉｎは、トランスの音響ノイズを押さえるために可聴周波数までは下げないことが望ましいので、一般的には２０ｋＨｚ程度とする場合が多い。

［実施形態１］
次に図４を参照して、本発明の実施形態１に係るスイッチング電源装置の構成を説明する。

図４（ａ）は、スイッチング電源装置の構成を説明する回路図である。

図４（ａ）において、商用電源４０１はダイオードブリッジ４０２と平滑コンデンサ４０３を含む整流回路で整流され、トランス４０４を介してスイッチング素子４０６、電流検出抵抗４０７を経由してグランドへ至る。制御ＩＣ４０５用のＶｃｃは、トランス４０４の補助巻線の出力をダイオード４０９とコンデンサ４１０で整流し、更に補助巻線電圧の変動をトランジスタ４１１とトランジスタ４１１のベースに設けられているツェナーダイオード４１３及び抵抗４１２により一定化した電圧として供給される。コンデンサ４１４は、制御ＩＣ４０５用のＶｃｃコンデンサである。スイッチング素子４０６は、トランス４０４の一次側をスイッチング駆動してトランス４０４の二次側に出力電圧Ｖｏｕｔを発生させる。

制御ＩＣ４０５内では、周期的にスイッチング素子４０６を駆動するＶＤＲ信号をオンし、フォトカプラ４０８のフォトトランジスタ４０８ａの出力ＶＦＢ（ＦＢ電圧）と電流検出抵抗４０７の電圧Ｖｃｓを制御ＩＣ４０５で比較している。そして、電流検出抵抗４０７の電圧Ｖｃｓがフォトカプラ４０８のフォトトランジスタ４０８ａの電圧ＶＦＢに到達するとＶＤＲ信号をオフする。尚、ＶＦＢ端子は、制御ＩＣ４０５内でＶｃｃへプルアップされている。

次に二次側の構成を説明する。

ダイオード４１５とコンデンサ４１６は、トランス４０４の二次側出力を整流して出力電圧Ｖｏｕｔ（直流電圧）を生成し、このＶｏｕｔを抵抗４２２と４２３で分圧し、シャントレギュレータ４１９のリファレンス端子に接続される。またＶｏｕｔは、電流制限抵抗４１７を介してフォトカプラ４０８のフォトダイオード４０８ｂへ接続され、フォトダイオード４０８ｂのカソードはシャントレギュレータ４１９へ接続される。抵抗４２１とコンデンサ４２０は、帰還回路のゲインを決定している。また抵抗４１８は、シャントレギュレータ４１９へのバイアス電流を供給するためのものである。

シャントレギュレータ４１９のリファレンス端子には、Ｖｏｕｔを抵抗４２２と４２３で分圧した電圧が供給され、シャントレギュレータ４１９内の基準電圧との差分がフォトカプラ４０８（４０８ａ，４０８ｂ）を介して制御ＩＣ４０５へ伝達される。Ｖｏｕｔを分圧する片方の抵抗４２３と並列に抵抗４２４が接続され、更にこの抵抗４２４をオン／オフするためのトランジスタ４２５を有している。このトランジスタ４２５のベースへは、外部から信号Ｖｃｏｎｔが印加される。

この構成において、Ｖｃｏｎｔがロウレベル（Ｌ）の場合は、抵抗４２４の片端は解放状態となるため、シャントレギュレータ４１９のリファレンス端子へはＶｏｕｔを抵抗４２２と４２３で分圧した電圧が供給される。一方、Ｖｃｏｎｔがハイレベル（Ｈ）の場合は、抵抗４２４の片端はグランド電位となる。このため、抵抗４２４と抵抗４２３との合成抵抗と、抵抗４２２により分圧された電圧がシャントレギュレータ４１９のリファレンス端子へ印加される。このとき抵抗４２３が抵抗４２４と合成されることにより抵抗値が小さい値となるため、シャントレギュレータ４１９のリファレンス端子へ印加される電圧が低下する。これによりシャントレギュレータ４１９のカソードのシンク電流が減少してフォトカプラ４０８のフォトダイオード４０８ｂの発光が弱まり、フォトトランジスタ４０８ａのＶｃｅ電圧が上昇してＶＦＢ（ＦＢ電圧）が上昇する。これによりＶＤＲ信号をオフするＶｃｓも上昇する。こうして、出力電圧Ｖｏｕｔが低下すると、より多くの電流がトランス４０４へ供給され、二次側への供給電流も増えて出力電圧Ｖｏｕｔをより高い電圧とすることができる。このようにフォトカプラ４０８は、二次側の出力電圧Ｖｏｕｔを一次側にフィードバックしている。

図４（ｂ）は、制御ＩＣ４０５の内部構成を示すブロック図である。この図４（ｂ）で示される各ブロックは、ＣＰＵ４４７と通信ができる。よって、これ以後の説明では、ＣＰＵ４４７が各ブロックの動作、及びブロック間のタイミングを制御する。尚、このときの通信形態は、実施形態１では説明で重要ではないので、不図示とする。

図４（ｂ）の４３０～４３３は、商用電源４０１が接続され、制御ＩＣ４０５用の電源Ｖｃｃを生成する起動回路である。商用電源４０１が接続されるとダイオードブリッジ４０２とトランス４０４を介してＶＤ端子に電源が供給される。このＶＤ端子とＶｃｃ端子は、スイッチ４３０とダイオード４３１を介して接続されている。スイッチ４３０は、初期状態はオン状態で、スイッチ４３０のオン／オフを制御する端子にはアンプ４３４が接続されている。そして、アンプ４３４の正端子と負端子は、抵抗４３２で接続されており正端子はＶｃｃへも接続されている。また負端子は、ツェナーダイオード４３３を介してＧＮＤへ接続されている。

この構成で商用電源４０１が供給されると、ＶＤ端子からＶｃｃ端子へ電流が流れてコンデンサ４１４が充電される。コンデンサ４１４の電圧が上昇してツェナーダイオード４３３が導通すると抵抗４３２の両端に電位差が生じ、アンプ４３４の出力はロウレベル（Ｌ）からハイレベル（Ｈ）へ反転する。これによりスイッチ４３０はオフされ、以後はＶＤ端子とＶｃｃ端子は遮断される。この後、遅延回路（ディレイ）４３７による時間の経過後、制御ＩＣ４０５は発振を開始する。こうして図４（ａ）で説明したとおり、トランス４０４の補助巻線から電力が得られる。このディレイ４３７による遅延時間は、商用電源４０１が投入されて平滑コンデンサ４０３が充電され、平滑コンデンサ４０３の電圧が安定するまでの時間、或いはそれ以上とする。

次に駆動周波数の上限を決定するための商用電源の電圧を得る構成を説明する。これは図４（ｂ）の点線で囲っている部分に相当する。

ラッチ４３６は、Ａ／Ｄ変換器４３５によりデジタル化されたＶＤ端子の電圧を保持（ラッチ）するが、上述の通り平滑コンデンサ４０３の電圧が安定するまでの時間後の電圧値をラッチする。この時点では、制御ＩＣ４０５は発振開始直前であり、ＶＤ端子に入力されるＶＤ電圧は安定していて、平滑コンデンサ４０３の電圧と一致している。このときの平滑コンデンサ４０３の電圧は、商用電源４０１を整流しただけの電圧なので、理想的には商用電源４０１の√２倍となる。よってこの手順で検知されたＶＤ電圧は、商用電源４０１の電圧値として扱うことができる。こうしてラッチ４３６によりラッチされたＶＤ電圧値LTH_VD（商用電源の電圧値）は、スイッチング素子４０６の駆動信号の周波数に制限を加えるMax_limit４４０へ出力される。

次にスイッチング素子４０６を駆動するＶＤＲ信号の生成について説明する。

図３で説明したＦＢ信号は、図４（ｂ）の抵抗４４６によりＶｃｃでプルアップされており、フォトカプラ４０８のフォトトランジスタ４０８ａの飽和の程度、即ち、出力電圧Ｖｏｕｔに応じて上下する。このＦＢ信号は、Ｖ／Ｆ変調４３８に接続される。Ｖ／Ｆ変調４３８は、アナログのＦＢ信号をデジタルの周波数情報とするため、駆動周波数に応じた駆動周期Ｔｓｗを出力する。この駆動周期Ｔｓｗは、Soft_Start４３９に接続される。Soft_Start４３９は、起動時の突入電流から素子を保護するもので、起動時のみ、低い周期から駆動周期Ｔｓｗまで徐々に上昇させる。そして駆動周期Ｔｓｗまで達すると、それ以後は機能せず、Ｖ／Ｆ変調４３８が出力する駆動周期Ｔｓｗを、無加工でMax_limit４４０へ伝達する。Max_limit４４０は、その駆動周期Ｔｓｗを、ラッチ４３６からの信号LTH_VD（ＶＤ値）に応じた周波数Fsw_MAXに制限する。駆動周期Ｔｓｗが、周波数Fsw_MAXに応じた周期Tsw_max 未満であった場合は周期Tsw_maxに置き換え、駆動周波数の上限を制御する。この駆動周期Ｔｓｗの周期に従ってトリガ生成回路４４３が生成する信号は、フリップフロップ４４２のセット端子に入力される。

このようにして、一次側に入力される商用電源の電圧値に応じて、駆動周期Ｔｓｗの最高駆動周波数を制御する。即ち、商用電源の電圧値が、所定の電圧値よりも高い場合は、低い場合に比べて最高駆動周波数を低くする。このように入力される電圧値が高い場合に、駆動周波数を低く抑えることができるため、スイッチング素子やスナバ素子などの損失を軽減できるとともに、それらの発熱を抑えることができ、低コストの部品の使用が可能となる。

またＦＢ信号は、ゲイン４４５を介して比較器４４４の負端子へ接続される。一方、比較器４４４の正端子には、図４（ａ）のスイッチング素子４０６の電流ＩＤを電流検出抵抗４０７により電圧変換した信号が接続される。この構成により、負荷に応じた電流ＩＤが決定される。尚、比較器４４４の出力は、起動時にデューティを制限するDuty_limit４４１に接続され、起動時のみDutyが制限される。そして一定時間が経過した後は、比較器４４４の出力は、デューティが制限されることなくフリップフロップ４４２のリセット端子に入力される。

この構成により、二次側の出力電圧に応じてスイッチング素子４０６の駆動が制御される。

次に図５を参照して、実施形態１に係るスイッチング電源装置の駆動周波数と出力電圧について説明する。

実施形態１では、過電流保護が動作する負荷、或いはこれに近い負荷について説明しているので、スイッチング素子に流れる電流ＩＤは、電流検出抵抗４０７で決定される上限値に到達しており、即ち、一定であるという前提である。ここでの上限値はスイッチング素子が安全に動作できる電流ＩＤの上限値である。この状態では出力電力Ｗｏｕｔは次式で表され、駆動周波数Ｆｓｗに比例する。

Ｗｏｕｔ＝１／２×Ｌ×Ｉ^２×Ｆｓｗ
図６は、実施形態１に係るスイッチング電源装置において、商用電源４０１を整流して得られる電圧Ｖｉｎとその時の出力電圧Ｗｏｕｔの関係を説明する図である。ここでも図３と同様に、グラフの縦軸は、スイッチング素子の駆動周波数Ｆｓｗで、横軸は二次側の出力電圧に応じて変化するフィードバック信号（ＦＢ）である。

図２で説明した通り、入力電圧Ｖｉｎが高い場合は、低い場合に比べて電流ＩＤは急峻に上昇する。ここで入力電圧がＶｉｎ１の時の電流ＩＤのピーク値をＩＤｅ１、出力電力をＷｏｕｔ１とする。また入力電圧がＶｉｎ２の時の電流ＩＤのピーク値をＩＤｅ２、出力電力をＷｏｕｔ２とし、入力電圧がＶｉｎ３の時の電流ＩＤのピーク値をＩＤｅ３、出力電力をＷｏｕｔ３とすると、各々の出力電力は次式となる。

Ｗｏｕｔ１＝１／２×Ｌ×ＩＤｅ１^２×Ｆｓｗ１
Ｗｏｕｔ２＝１／２×Ｌ×ＩＤｅ２^２×Ｆｓｗ２
Ｗｏｕｔ３＝１／２×Ｌ×ＩＤｅ３^２×Ｆｓｗ３
ここでＶｉｎ１＜Ｖｉｎ２＜Ｖｉｎ３、且つ、Ｆｓｗ１＝Ｆｓｗ２＝Ｆｓｗ３であれば、Ｗｏｕｔ１＜Ｗｏｕｔ２＜Ｗｏｕｔ３となる。

ここで図４で説明した構成により、Ｆｓｗ１＞Ｆｓｗ２＞Ｆｓｗ３、且つ、図２で説明した電流ＩＤのオフの遅れによる余剰電力を相殺するようにスイッチング素子の駆動周波数Ｆｓｗを設定すると、
Ｗｏｕｔ１≒Ｗｏｕｔ２≒Ｗｏｕｔ３
となる。

尚、電流ＩＤのオフの遅れによる余剰電力を相殺する駆動周波数Ｆｓｗは、予め図４のMax_limit４４０に周波数Fsw_MAXとして設定しておき、ラッチ４３６にラッチされたＶＤ値である信号LTH_VD（入力電圧ＶＤ）に従ってハード的に選択する構成としておけばよい。

図７は、実施形態１に係るスイッチング電源装置の動作タイミングを説明する図である。

商用電源４０１が投入されるとダイオードブリッジ４０２、平滑コンデンサ４０３、トランス４０４を介してスイッチング素子４０６のドレイン電圧ＶＤが上昇する。図４を参照して前述したように、初期は、この電圧ＶＤにより電圧Ｖｃｃが出力されてコンデンサ４１４が充電される。そしてタイミングＴ１で、Ｖｃｃが規定値に達するとＳＷ４３０がオフされる。そして遅延回路４３７で設定されている遅延時間が経過すると、ＶＤＲ信号は、ソフトスタート機能（Soft_Start）４３９により、一定期間は、通常動作より低い動作周波数で、またDuty_limit４４１により、そのデューティが段階的に増加されるように駆動される。

遅延回路４３７により遅延時間が決められており、この遅延時間後のタイミングＴ２で、ＶＤ電圧はＡ／Ｄ変換されてラッチ４３６にラッチされる。この時点ではＶＤＲ信号の駆動は開始していない。従って、スイッチング素子４０６のドレイン電圧ＶＤは、整流後の商用電源４０１の電圧と一致する。こうして商用電源４０１の電圧を検知することができる。

図８は、実施形態１に係るスイッチング電源装置の動作を説明するフローチャートである。

図８（ａ）は、商用電源４０１が投入されてからソフトスタートするまでの流れを説明するフローチャートである。

この処理はＳ８０１で商用電源４０１が投入されることにより開始され、これによりＶｃｃの電圧が上昇する。そしてＳ８０２で、このＶｃｃの電圧が、ツェナーダイオード４３３で規定される基準電圧値Ｖｃｃ＿ｒｅｆ以上になるまで待つ。この基準電圧値Ｖｃｃ＿ｒｅｆは、発振開始に必要な電圧以上とし、予め設定して置けば良い。こうしてＶｃｃ電圧が基準電圧値Ｖｃｃ＿ｒｅｆ以上になるとＳ８０３に進み、スイッチ４３０をオフしてＶＤからＶｃｃへの電力供給を遮断する。これにより電圧Ｖｃｃは、トランス４０４の補助巻線から効率よく供給される。

次にＳ８０４で、遅延回路４３７による遅延時間が開始され、この遅延時間が経過するとＳ８０５からＳ８０６に進んで、Ａ／Ｄ変換されたＶＤ値をラッチ４３６にラッチする。尚、この遅延回路４３７での遅延時間は、商用電源４０１を整流した後、その電圧が安定するまでの時間とすれば良い。これにより整流後の電圧が安定し、且つ、駆動によるリップルの無い状態でＶＤ電圧をラッチすることができる。この後、Ｓ８０７に進んでソフトスタートを行い、通常の動作状態となる。

図８（ｂ）は、スイッチング電源の駆動周波数Ｆｓｗの上限を制限するフローチャートである。

Ｓ８１１で、Ｖ／Ｆ変調４３８から出力される駆動周期Ｔｓｗが、ラッチしたＶＤ値LTH_VDにより決定されるｌｉｍｉｔ（LTH_VD）以上の場合は、Ｖ／Ｆ変調４３８から出力される駆動周期Ｔｓｗを加工せずにスイッチング素子４０６の駆動制御に用いる。

一方、Ｖ／Ｆ変調４３８から出力される駆動周期Ｔｓｗが、ＶＤ値LTH_VDにより決定されるｌｉｍｉｔ（LTH_VD）未満の場合は、スイッチング素子４０６の駆動周波数が高くＯＣＰ（過電流保護(Over Current Protection)）の動作点がずれると判定してＳ８１２に進み、駆動周期Ｔｓｗをｌｉｍｉｔ（LTH_VD）とする。

以上説明したように実施形態１によれば、スイッチング素子のドレイン端子に印加される電圧に基づいて、商用電源の電圧を検知することができる。そして、この電圧に基づいて、スイッチング電源の最高駆動周波数を求めて、最高駆動周波数を制限することにより、入力電圧による過電流保護の動作点のずれを軽減できる。且つ、スイッチング損を軽減できるという効果がある。

尚、ここでは制御を行うためにＣＰＵを用いたが、回路のみで制御を行う構成としても同様である。

［実施形態２］
上述の実施形態１では、図６を参照して説明したように、電圧ＶｉｎがＯＣＰ動作に与える影響を、駆動周波数Ｆｓｗの上限を抑えることで軽減させている。しかしこの状態では、通常の負荷においては、同一負荷の場合、駆動周波数も入力電圧Ｖｉｎによらず一定である。このため、入力電圧Ｖｉｎが高い場合は駆動素子のスイッチング損が高くなり、これに耐え得る素子を選択せねばならなかった。これに対して実施形態２では、この課題を解決する手法について説明する。

図９は、実施形態２に係るスイッチング電源装置において、商用電源を整流して得られる電圧Ｖｉｎとその時の出力電力Ｗｏｕｔとの関係を説明する図である。ここでも図６と同様に、グラフの縦軸はスイッチング素子の駆動周波数Ｆｓｗで、横軸は二次側の出力電圧に応じて変化するフィードバック信号（ＦＢ）である。

ここでは、商用電源４０１を整流して得られる電圧Ｖｉｎにより決定される駆動周波數Ｆｓｗと、ＦｓｗとＦＢ信号の関係を示している。尚、各々の最高駆動周波数と出力電力Ｗｏｕｔとの関係は図６の説明と同一である。また、電圧ＶｉｎからそのＶｉｎにおける駆動周波数Ｆｓｗの上限の決定方法は、前述の実施形態１と同様であるため、ここではその説明を省略する。

軽負荷時の消費電力を軽減するために、ＦＢ信号に応じて駆動周波数を決定させているが、実施形態２では、Ｖｉｎにより決定された駆動周波数Ｆｓｗの上限に至るまでの特性もＶｉｎに応じて変更する。即ち、各入力電圧Ｖｉｎに対応する駆動信号の周波数Ｆｓｗは、同じＦＢ信号で、各Ｖｉｎに対応する上限の駆動周波数に達するものとする。即ち、入力電圧Ｖｉｎが高い場合は、低い場合に比べて電流ＩＤは急峻に上昇する。ここで入力電圧がＶｉｎ１の時の電流ＩＤのピーク値をＩＤｅ１、出力電力をＷｏｕｔ１とする。また入力電圧がＶｉｎ２の時の電流ＩＤのピーク値をＩＤｅ２、出力電力をＷｏｕｔ２とし、入力電圧がＶｉｎ３の時の電流ＩＤのピーク値をＩＤｅ３、出力電力をＷｏｕｔ３とすると、各々の出力電力は次式となる。

Ｗｏｕｔ１＝１／２×Ｌ×ＩＤｅ１^２×Ｆｓｗ１
Ｗｏｕｔ２＝１／２×Ｌ×ＩＤｅ２^２×Ｆｓｗ２
Ｗｏｕｔ３＝１／２×Ｌ×ＩＤｅ３^２×Ｆｓｗ３
ここでＶｉｎ１＜Ｖｉｎ２＜Ｖｉｎ３、且つ、ＩＤｅ１＜ＩＤｅ２＜ＩＤｅ３で、Ｆｓｗ３＜Ｆｓｗ２＜Ｆｓｗ３であれば、Ｗｏｕｔ１≒Ｗｏｕｔ２≒Ｗｏｕｔ３となる。

この制御により、上限の駆動周波数へ至る前の状態では、実施形態１よりも駆動周波数を低く抑えることができる。これにより、スイッチング素子のスイッチング損を軽減できるという効果がある。

図１０（ａ）は、実施形態２に係るスイッチング電源装置の制御部の構成を説明するブロック図である。これは実施形態１で説明した図４の制御ＩＣ４０５に相当する。図１０（ａ）では前述の図４（ｂ）と共通する部分は同じ参照番号を付し、それらの説明を省略する。

図１０（ａ）の制御ＩＣ４０５では、図４（ｂ）の構成からMax_limit４４０を削除し、駆動周波数Ｆｓｗに関する制御をＶ／Ｆ変調４３８に集約している。そのほかの構成は、前述の図４（ｂ）と同じである。

図１０（ｂ）は、実施形態２に係るＶ／Ｆ変調４３８ａの構成を説明するブロック図である。

ＦＢ信号は、Ａ／Ｄ変換器１００１によりデジタル化される。テーブル群１００２は、ＦＢ信号に応じた駆動周波数となる駆動周期Ｔｓｗを記憶した複数のテーブル群を示す。ＦＢ信号は、Ａ／Ｄ変換器１００１を介して各テーブルに接続されている。テーブル群１００２の各テーブルは、図９で説明したグラフの各々のＦＢ－Ｆｓｗ特性を記述している。セレクタ１００３は、ラッチ回路４３６にラッチされたＶＤ値LTH_VDに応じて、テーブル群１００２の中から一つのテーブルを選択し、それを駆動周期Ｔｓｗとして出力する。こうして駆動周期Ｔｓｗが出力された後は、前述の実施形態１と同様であるため、その説明を省略する。

以上説明したように実施形態２によれば、商用電源の電圧値（LTH_VD）に応じたＦＢ－Ｆｓｗ特性の駆動周期Ｔｓｗが出力される。これにより、図９で説明したような制御が可能となる。

尚、ここでは制御を行うためにＣＰＵを用いたが、回路のみで制御を行う構成としても同様に実現できる。

以上説明したように実施形態によれば、入力される商用電源の電圧によってスイッチング素子の駆動信号の最高周波数を制限できるため、必要な電力の供給を維持しつつ、比較器などの遅延により生じる電流ＩＤの増加による素子の損失を軽減できる。

特に、入力電圧が高い場合は、駆動周波数を低く抑えることができるため、駆動素子のスイッチング損やスナバ素子の損失による発熱を抑えることができ、低コストの部品の使用が可能となる。

更に、スイッチング素子が導通していない期間に駆動素子のドレイン端子電圧を検出することにより、駆動素子とコントローラが１パッケージに収められているＩＣにおいては入力電圧を検出するための専用ピンが不要となり、端子数の少ないＩＣパッケージを選択できる。

また出力電力が同じである場合、入力電圧が高い場合は、入力電圧が低い場合に比べてスイッチング素子が低い駆動周波数で駆動するため、駆動素子やスナバ素子の損失を軽減できるという効果がある。

（その他の実施形態）
本発明は、上述の実施形態の１以上の機能を実現するプログラムを、ネットワーク又は記憶媒体を介してシステム又は装置に供給し、そのシステム又は装置のコンピュータにおける１つ以上のプロセッサがプログラムを読出し実行する処理でも実現可能である。また、１以上の機能を実現する回路（例えば、ＡＳＩＣ）によっても実現可能である。

本発明は上記実施形態に制限されるものではなく、本発明の精神及び範囲から逸脱することなく、様々な変更及び変形が可能である。従って、本発明の範囲を公にするために、以下の請求項を添付する。

４０１…商用電源、４０２…ダイオードブリッジ、４０４…トランス、４０５…制御ＩＣ，４０６…スイッチング素子、４０８…フォトカプラ、４３５…Ａ／Ｄ変換器、４３６…ラッチ回路、４３８…Ｖ／Ｆ変調、４４０…Max_limit、４４１…Duty_limit、４４２…フリップフロップ、４４７…ＣＰＵ、１００２…テーブル群

Claims (12)

1. 商用電源を入力して直流電圧を生成するスイッチング電源装置であって、
   前記商用電源の電圧を検知する検知手段と、
   トランスの一次側を駆動して前記トランスの二次側に出力電圧を発生させるスイッチング素子と、
   前記二次側の出力電圧に応じて前記スイッチング素子の駆動信号の周波数を制御する制御手段と、を有し、
   前記制御手段は、前記検知手段が検知した前記電圧に応じて前記周波数の最高周波数を制御することを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 前記二次側の出力電圧を前記一次側にフィードバックするフィードバック手段を、更に有し、
   前記制御手段は、前記フィードバック手段が発生する電圧に応じて、前記スイッチング素子の駆動信号の周波数を制御することを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
3. 前記制御手段は、前記二次側の出力電圧が所定の電圧よりも高い場合は、前記駆動信号の周波数の特性を、前記出力電圧が前記所定の電圧よりも低い場合に比べて変更することを特徴とする請求項１又は２に記載のスイッチング電源装置。
4. 前記商用電源の電圧に対応して、前記二次側の出力電圧に対する前記スイッチング素子の駆動信号の周波数の特性を記憶した記憶手段を、更に有し、
   前記制御手段は、前記商用電源の電圧に対応する、前記二次側の出力電圧に応じた前記駆動信号の周波数の特性を前記記憶手段から読み出し、当該特性に基づいて前記スイッチング素子の駆動信号の周波数を制御することを特徴とする請求項１又は２に記載のスイッチング電源装置。
5. 前記検知手段は、
   前記商用電源を整流する整流回路と、
   前記整流回路で整流された電圧により充電されるコンデンサの電圧が所定の電圧になった後、一定の遅延時間を経過して前記整流された電圧の電圧値を保持する保持手段と、を有し、
   前記保持手段が前記電圧値を保持するタイミングは、前記スイッチング素子が駆動される前であることを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
6. 前記整流回路で整流された電圧は、前記スイッチング素子のドレインに供給されることを特徴とする請求項５に記載のスイッチング電源装置。
7. 前記制御手段は、前記保持手段に保持された前記電圧値に応じて前記駆動信号の周波数の最高周波数を制限することを特徴とする請求項５又は６に記載のスイッチング電源装置。
8. 前記制御手段は、更に、前記一定の遅延時間の間、前記スイッチング素子の駆動信号のデューティを制御することを特徴とする請求項５乃至７のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
9. 商用電源を入力して直流電圧を生成するスイッチング電源装置であって、
   トランスと、
   前記トランスの一次側で前記商用電源の電圧を検知して、その電圧値を保持する検知手段と、
   前記トランスの一次側を駆動して前記トランスの二次側に出力電圧を発生させるスイッチング素子と、
   前記二次側の出力電圧を前記一次側にフィードバックするフィードバック手段と、
   前記フィードバック手段のフィードバック信号に応じて前記スイッチング素子の駆動信号の周波数を制御する制御手段と、を有し、
   前記制御手段はさらに、前記検知手段で保持された前記商用電源の電圧値に応じて、前記駆動信号の周波数の上限を制限することを特徴とするスイッチング電源装置。
10. 前記商用電源を整流する整流回路を、更に有し、
    前記検知手段は、前記整流回路で整流された電圧により充電されるコンデンサの電圧が所定の電圧になった後、一定の遅延時間を経過して前記整流された電圧の電圧値を保持し、前記検知手段が前記電圧値を保持するタイミングは、前記スイッチング素子が駆動される前であることを特徴とする請求項９に記載のスイッチング電源装置。
11. 前記商用電源の電圧に対応して、前記二次側の出力電圧に対する前記スイッチング素子の駆動信号の周波数の特性を記憶したテーブルを、更に有し、
    前記制御手段は、前記テーブルに記憶された、前記商用電源の電圧に対応する、前記二次側の出力電圧に応じた前記駆動信号の周波数の特性に基づいて前記スイッチング素子の駆動信号の周波数を制御することを特徴とする請求項９又は１０に記載のスイッチング電源装置。
12. 請求項１乃至１１のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置を有するインクジェット記録装置。

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