JP2022119256A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】装置構成の小型化、簡略化を促進しつつ目標電圧を信頼性良く出力できる電力変換装置を提供する。【解決手段】電力変換装置１００は、半導体スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を有して、半導体スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチング動作により直流電力と交流電力との間で電力変換するスイッチング回路１１と、制御電極を有する半導体素子Ｓ１、Ｓ２を有し、スイッチング回路１１からの交流電力線３０に直列接続されて線形動作を行う線形回路２１とを備える。【選択図】図２

Description

本願は、電力変換装置に関するものである。

特許文献１に記載される従来の電力変換装置は、直流電源から三相の電圧を出力する三相３レベルインバータと各相に直列接続された複数の単相インバータとを組み合わせて三相負荷に電力供給する。この電力変換装置の制御装置は、三相３レベルインバータの各相の電圧と複数の単相インバータの中から選択された所定の組み合わせによる各発生電圧との総和により各相の出力電圧を制御する。そして、三相交流電圧指令ベクトルに対して、その近傍の三相電圧合計がゼロとなる４つの空間電圧ベクトルを選択し、上記三相交流電圧指令ベクトルを上記４つの空間電圧ベクトルからの距離に応じて時間平均して表すことで、零相電圧を零にしつつ電流波形を正弦波化する電圧を出力する。

特開２００７－３７３５５号公報

上記特許文献１記載の電力変換装置は、各相を複数のインバータによる多段構成にし、スイッチング動作により正弦波電圧に近い電圧を出力する。しかしながら、出力電圧の正弦波化にはフィルタ回路を要し、装置構成の大型化を招く。また、フィルタ回路の小型化を図るためには、各相をさらに多段化する必要があり、部品点数の増加を招き、装置構成の小型化、簡略化は困難であった。

本願は、上記のような課題を解決するための技術を開示するものであり、装置構成の小型化、簡略化を促進しつつ目標電圧を信頼性良く出力できる電力変換装置を提供することを目的とする。

本願に開示される電力変換装置は、少なくとも１つの半導体スイッチング素子を有して、該半導体スイッチング素子のスイッチング動作により直流電力と交流電力との間で電力変換するスイッチング回路と、制御電極を有する少なくとも１つの半導体素子を有し、前記スイッチング回路からの交流電力線に直列接続されて線形動作を行う線形回路とを備える。

本願に開示される電力変換装置は、装置構成の小型化、簡略化を促進しつつ目標電圧を信頼性良く出力できる。

実施の形態１による電力変換装置の概略構成を示すブロック図である。 実施の形態１による電力変換装置の回路構成の例を示す図である。 実施の形態１によるスイッチング回路の別例を示す図である。 実施の形態１によるスイッチング回路の別例を示す図である。 実施の形態１によるスイッチング回路の別例を示す図である。 実施の形態２による電力変換装置の回路構成の例を示す図である。 実施の形態２による電力変換装置の動作を説明する各部の波形図である。 実施の形態２による電力変換装置の制御動作を説明する図である。 実施の形態３による線形回路の例を示す図である。 実施の形態３による線形回路の別例を示す図である。 実施の形態４による電力変換装置の概略構成を示すブロック図である。 実施の形態４による電力変換装置の回路構成の例を示す図である。 実施の形態５による電力変換装置の概略構成を示すブロック図である。 実施の形態５による電力変換装置の回路構成の例を示す図である。

実施の形態１．
図１は、実施の形態１による電力変換装置の概略構成を示すブロック図である。ここでは、直流電力と交流電力との間で電力変換する単相の電力変換装置の例を示す。
図に示すように、電力変換装置１００は、主回路１と、主回路１を制御する制御回路２とを備え、負荷３に接続される。主回路１は、スイッチング回路１０と線形回路２０とを備える。

スイッチング回路１０には直流端子が内在され、直流端子に入力される直流電力をスイッチング動作により交流電力に変換して出力する。線形回路２０は、スイッチング回路１０からの交流電力線３０に直列接続されて線形動作を行い、負荷３に交流電力を供給する。この場合、負荷３として抵抗負荷を用いるが、誘導性負荷あるいは容量性負荷が接続されてもよい。さらには負荷３の代わりに交流電源と接続されてもよい。

図２は、電力変換装置１００の主回路１の回路構成の例を示す。スイッチング回路１１は、正負の２レベルの電圧を出力する一般的な２レベル変換器であり、エネルギ蓄積要素、例えば、コンデンサＣ１、Ｃ２と、少なくとも１つの半導体スイッチング素子（以下、単にスイッチング素子と称す）Ｑ１、Ｑ２とを備える。この場合、スイッチング回路１１は、２直列のコンデンサＣ１、Ｃ２と、２直列のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２とで構成される。

スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２は、ダイオードが逆並列接続されたＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、あるいはＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ－Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などの自己消弧型スイッチング素子によって構成される。
そして、スイッチング回路１１は、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオンおよびオフのスイッチング動作により、階段状の擬似的な正弦波電圧を交流電力線３０に出力する。

線形回路２１は、少なくとも１つの半導体素子Ｓ１、Ｓ２で構成される。各半導体素子Ｓ１、Ｓ２は、それぞれ制御電極としてゲート電極を有する、例えばＭＯＳＦＥＴ等の第１トランジスタから成り、線形領域で動作する。この場合、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴが用いられ、線形回路２１は、２つのＮ型ＭＯＳＦＥＴから成る半導体素子Ｓ１、Ｓ２を互いに逆向きに直列接続して構成される。

主回路１が出力する交流電圧、すなわち負荷３に印加する交流電圧Ｖｏｕｔは、電圧センサ４にて検出され、所望電圧である電圧指令値、この場合、正弦波電圧に制御される。負荷３に印加される交流電圧Ｖｏｕｔと、スイッチング回路１１の出力電圧との差が線形回路２１に印加される。線形回路２１は線形領域で動作する半導体素子Ｓ１、Ｓ２で構成され、可変抵抗として動作する。

制御回路２は、スイッチング回路１１内のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２をスイッチング制御する。そして、線形回路２１内の半導体素子Ｓ１、Ｓ２の制御電極、この場合、ゲート電極への入力電圧であるゲート電圧を制御して、半導体素子Ｓ１、Ｓ２の導通抵抗を調整し、交流電圧Ｖｏｕｔが電圧指令値、即ち、正弦波電圧となるように制御する。即ち、線形回路２１は、交流電圧Ｖｏｕｔの電圧指令値と、スイッチング回路１１の出力電圧との差が印加されるように、可変抵抗として動作する。

線形回路２１の具体的な制御について、以下に説明する。
線形回路２１の出力電圧は、主回路１が出力する交流電圧Ｖｏｕｔである。制御回路２は、電圧指令値と、電圧センサ４にて検出された交流電圧Ｖｏｕｔとの偏差を計算し、制御器を用いて線形回路２１内の半導体素子Ｓ１、Ｓ２のゲート電圧を制御する。制御器は比例制御器などを用いることができる。
例えば、検出された交流電圧Ｖｏｕｔを、電圧指令値から差し引いた偏差が正の場合、すなわち出力電圧（交流電圧Ｖｏｕｔ）を増加させたい場合は、制御器によってゲート電圧が増加し、線形回路２１の半導体素子Ｓ１、Ｓ２の抵抗値（導通抵抗）は低下する。その結果、出力電圧は電圧指令値に近づく。

以上のように、電力変換装置１００は、線形回路２１により交流電圧Ｖｏｕｔが電圧指令値である正弦波電圧に制御されるため、主回路１の後段に、通常、設けられるフィルタ回路などの追加回路を、省略あるいは小型化できる。また、線形回路２１は、主回路電圧が印加されるようなエネルギ蓄積要素が不要であるため、回路構成および制御構成を簡略に構成できる。
このため、電力変換装置１００は、装置構成の小型化、簡略化を促進しつつ目標電圧を信頼性良く出力できる。

なお、線形回路２１は、リニアアンプと呼ばれるエネルギ蓄積要素を有してもよい。この場合、エネルギ蓄積要素の電圧を線形回路２１の外部から制御する必要があるため、線形回路２１の大型化を招くものであるが、可変抵抗としての動作に加えて、エネルギ蓄積要素の電圧を追加して出力することが可能となる。本願では、リニアアンプも含めて、線形回路と称する。

また上記実施の形態では、線形回路２１の制御について、出力電圧（交流電圧Ｖｏｕｔ）を電圧指令値に近づくように制御するものを示したが、これに限らない。主回路１の出力端子に交流電源などが接続される場合で、出力電流を所望の出力電流である電流指令値に制御する場合は、線形回路２１は以下のように制御される。
制御回路２は、電流指令値と、電流センサ（図示省略）などによって検出された出力電流との偏差を計算し、制御器を用いて線形回路２１内の半導体素子Ｓ１、Ｓ２のゲート電圧を制御する。制御器は比例制御器などを用いることができる。

例えば、検出された出力電流を電流指令値から差し引いた偏差が正の場合、すなわち出力電流を増加させたい場合は、制御器によってゲート電圧が増加し、線形回路２１の半導体素子Ｓ１、Ｓ２の抵抗値（導通抵抗）は低下する。その結果、出力電流は電流指令値に近づく。この場合も、出力電圧（交流電圧Ｖｏｕｔ）は結果的に目標電圧である正弦波電圧に近づく。
このため、電力変換装置１００は、装置構成の小型化、簡略化を促進しつつ目標電圧を信頼性良く出力できる。

さらに、上記実施の形態では、線形回路２１内の半導体素子Ｓ１、Ｓ２をゲート電極を有するＭＯＳＦＥＴ等の第１トランジスタとしたが、制御電極としてベース電極を有するバイポーラトランジスタである第２トランジスタを用いても良い。この場合も、線形回路２１は、Ｎ型半導体素子Ｓ１、Ｓ２を互いに逆向きに直列接続して構成される。
そして、ベース電極への入力電流であるベース電流を制御して、半導体素子Ｓ１、Ｓ２の導通抵抗を調整し、線形回路２１を可変抵抗として動作させる。これにより、第１トランジスタを用いた場合と同様の動作を実現することができ、同様の効果が得られる。

また、スイッチング回路１０の回路構成として、図２で示したスイッチング回路１１以外にも様々な回路方式があり、同様に適用できる。
図３Ａ、図３Ｂ、図３Ｃは、それぞれ、実施の形態１によるスイッチング回路の別例を示す図である。これらは、正負および０の３レベルの電圧が出力可能な３レベル変換器である。特に、図３Ａは、Ｔタイプの３レベル変換器であるスイッチング回路１２、図３Ｂは、ダイオードクランプ形の３レベル変換器であるスイッチング回路１３、図３Ｃは、フライングキャパシタ形の３レベル変換器であるスイッチング回路１４を示す。

図３Ａに示すように、スイッチング回路１２は、２直列のコンデンサＣ１、Ｃ２と、２直列のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２とを備え、さらに、逆向きに直列接続された２つのスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４を備える。スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４は、２直列のコンデンサＣ１、Ｃ２の中点と、２直列のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の中点との間に接続される。なお、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４は、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２と同様の自己消弧型スイッチング素子によって構成される。

図３Ｂに示すように、スイッチング回路１３は、２直列のコンデンサＣ１、Ｃ２と、４直列のスイッチング素子Ｑ１１、Ｑ１２、Ｑ２１、Ｑ２２と、２直列のダイオードＤ１、Ｄ２とを備える。上アームを構成するスイッチング素子Ｑ１１、Ｑ１２の中点と、下アームを構成するスイッチング素子Ｑ２１、Ｑ２２の中点との間に、ダイオードＤ１、Ｄ２が接続され、２直列のダイオードＤ１、Ｄ２の中点は、２直列のコンデンサＣ１、Ｃ２の中点に接続される。

図３Ｃに示すように、スイッチング回路１４は、２直列のコンデンサＣ１、Ｃ２と、４直列のスイッチング素子Ｑ１１、Ｑ１２、Ｑ２１、Ｑ２２と、エネルギ蓄積要素であるコンデンサＣ３とを備える。上アームを構成するスイッチング素子Ｑ１１、Ｑ１２の中点と、下アームを構成するスイッチング素子Ｑ２１、Ｑ２２の中点との間に、コンデンサＣ３が接続される。

上述したように、線形回路２１は、負荷３に印加される交流電圧Ｖｏｕｔの電圧指令値と、スイッチング回路１０の出力電圧との差が印加されるように、可変抵抗として動作する。スイッチング回路１０の出力電圧のレベル数を多くすると、スイッチング回路１０の出力電圧である階段状の電圧を、交流電圧Ｖｏｕｔの電圧指令値により近づけることができる。このため、線形回路２１に印加される電圧を小さくでき、損失を低減化できる。

なお、線形回路２１は抵抗のような動作を行うため、出力電流に対して電圧降下が同じ方向になるようにする必要がある。すなわち、交流電流の極性が正の時、スイッチング回路１０が出力する電圧は、電圧指令値よりも大きな電圧となり、交流電流の極性が負の時、スイッチング回路１０が出力する電圧は、電圧指令値よりも小さな電圧となるように制御される。

また、上述したＴタイプ、ダイオードクランプ形およびフライングキャパシタ形のスイッチング回路１０は、５レベルまたは７レベル等、さらにレベル数を増やしたマルチレベルの電圧を出力する回路構成にすることもできる。これらは公知技術で可能であるため、詳細な説明は省略する。このように多数のマルチレベルの電圧を出力するスイッチング回路１０を用いると、線形回路２１に印加される電圧をさらに小さくでき、損失をさらに低減化できる。

実施の形態２．
上記実施の形態１では、電力変換装置１００の主回路１内のスイッチング回路１０を１つのコンバータ回路で構成したが、この実施の形態２では複数のコンバータ回路で構成する。
図４は、実施の形態２による電力変換装置の回路構成の例を示す図である。
図に示すように、主回路１は、スイッチング回路１６と線形回路２１とが直列接続されて構成される。スイッチング回路１６は、階調制御型の電力変換回路であり、複数（Ｎ個）のコンバータ回路１５（１５Ａ、１５Ｂ２～１５ＢＮ）の交流側を直列接続して構成される。線形回路２１は、上記実施の形態１と同様の回路である。

各コンバータ回路１５は、それぞれエネルギ蓄積要素、例えばコンデンサＶ（Ｖ１～ＶＮ）と少なくとも１つの半導体スイッチング素子Ｑとを有する。そして、スイッチング回路１６は、スイッチング動作により直流電力と交流電力との間で電力変換し、各コンバータ回路１５の交流出力の総和による電圧を交流電力線３０に出力する。
Ｎ個のコンバータ回路１５（１５Ａ、１５Ｂ２～１５ＢＮ）は、上記実施の形態１で示した２レベルあるいは３レベルの電圧を出力する１つのメインコンバータ１５Ａと、単相フルブリッジ回路で構成される（Ｎ－１）個のサブコンバータ１５Ｂ２～１５ＢＮとで構成される。

スイッチング回路１６は、Ｎ個のコンバータ回路１５の出力和によって交流電圧を出力するため、多数レベルの出力が可能である。上記実施の形態１と比較して、使用する素子数あるいはコンデンサの数を抑制して多数レベルの電圧を出力でき、装置構成の小型化、簡略化に好適である。
また、スイッチング回路１６は、容易に多数レベルの出力電圧を出力でき、出力電圧である階段状の電圧を、交流電圧Ｖｏｕｔの電圧指令値により近づけることができる。このため、線形回路２１に印加される電圧を小さくでき、損失を低減化できる。

各コンバータ回路１５のコンデンサＶ１～ＶＮの電圧を便宜上、Ｖ１～ＶＮと記載する。
例えば、メインコンバータ１５Ａのコンデンサ電圧Ｖ１を１とするとき、サブコンバータ１５Ｂ２～１５ＢＮの各コンデンサ電圧Ｖ２～ＶＮを、１／２、１／４、１／８・・・（１／２＾Ｎ）とする。即ち、各コンデンサ電圧を昇順（ＶＮ～Ｖ１）にした電圧比は、冪指数が１ずつ増加する２の累乗の比で表される。
このように設定することで、スイッチング回路１６の出力電圧のレベル数を効果的に増加させることができ、（２＾（Ｎ＋１）－１）で計算されるレベル数を出力可能である。

別の例として、メインコンバータ１５Ａのコンデンサ電圧Ｖ１を１とするとき、サブコンバータ１５Ｂ２～１５ＢＮの各コンデンサ電圧Ｖ２～ＶＮを、１／３、１／９、１／２７・・・（１／３＾Ｎ）とする。即ち、各コンデンサ電圧を昇順（ＶＮ～Ｖ１）にした電圧比は、冪指数が１ずつ増加する３の累乗の比で表される。
このように設定することで、スイッチング回路１６の出力電圧のレベル数を効果的に増加させることができ、（３＾Ｎ）で計算されるレベル数を出力可能である。

次に、Ｎ＝３の場合、即ち、メインコンバータ１５Ａと２台のサブコンバータである第１、第２サブコンバータ１５Ｂ２、１５Ｂ３とから成るスイッチング回路１６を例として、その動作について以下に説明する。
図５は、電力変換装置の動作を説明する各部の波形図である。また、図６は、電力変換装置の制御動作を説明する図である。

図５には、主回路１から負荷３へ出力される交流電圧Ｖｏｕｔ、メインコンバータ１５Ａの出力電圧ＶＭ、第１サブコンバータ１５Ｂ２の出力電圧ＶＡ、第２サブコンバータ１５Ｂ３の出力電圧ＶＢ、および線形回路２１の両端電圧、即ち、線形回路２１に印加される電圧ＶＸにおける各波形が示される。
スイッチング回路１６の出力電圧は、メインコンバータ１５Ａの出力電圧ＶＭと、第１サブコンバータ１５Ｂ２の出力電圧ＶＡと、第２サブコンバータ１５Ｂ３の出力電圧ＶＢとを加算した合計出力電圧である。そして、負荷３へ出力される交流電圧Ｖｏｕｔとスイッチング回路１６の出力電圧との差分電圧が、線形回路２１に印加される電圧ＶＸとなる。

また、図６に示すように、メインコンバータ１５Ａおよび第１、第２サブコンバータ１５Ｂ２、１５Ｂ３のコンデンサ電圧Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３の電圧比は４：２：１とする。第２サブコンバータ１５Ｂ３のコンデンサ電圧Ｖ３の値を１ｐｕとして、図５の電圧波形の電圧単位も同じ［ｐｕ］を用いている。即ち、出力電圧ＶＭの振幅は４ｐｕ、出力電圧ＶＡの振幅は２ｐｕ、出力電圧ＶＢの振幅は１ｐｕである。

３台のコンバータ回路１５Ａ、１５Ｂ２、１５Ｂ３はそれぞれ正負および０の３レベルの出力電圧を出力し、それらの組み合わせによる２７（＝３×３）種のスイッチングパターンＳｗＰ１～ＳｗＰ２７を用いたスイッチング動作が可能になる。
スイッチング回路１６の出力は、これらの合計出力電圧であり、－７ｐｕ～＋７ｐｕまで１ｐｕ刻みのいずれかの電圧となる。

図６に示すように、１つの合計出力電圧に対して複数のスイッチングパターンＳｗＰが存在する場合がある。例えば、＋１ｐｕの電圧を出力するには、スイッチングパターンＳｗＰ９、ＳｗＰ１２、ＳｗＰ１３のいずれかを用いる。
第１サブコンバータ１５Ｂ２に着目すると、スイッチングパターンＳｗＰ９では、－２ｐｕの負電圧を出力するのに対し、スイッチングパターンＳｗＰ１２では、＋２ｐｕの正電圧を出力する。すなわち、電流が同じ方向であれば、第１サブコンバータ１５Ｂ２に流出入する電力の方向を、スイッチングパターンＳｗＰを切り替えることによって制御することができる。すなわち、スイッチングパターンＳｗＰを切り替えることで、第１サブコンバータ１５Ｂ２内のコンデンサ電圧Ｖ２を制御できる。

第２サブコンバータ１５Ｂ３内のコンデンサ電圧Ｖ３についても同様に制御できる。すなわち、スイッチングパターンＳｗＰの時間比率を調整することで、スイッチング動作による充放電により第１、第２サブコンバータ１５Ｂ２、１５Ｂ３内のコンデンサ電圧Ｖ２、Ｖ３が目標電圧に制御される。
これにより、スイッチング回路１６の出力制御の信頼性が向上し、また、スイッチング素子ＱおよびコンデンサＶの過電圧による故障を防止することができる。
さらに、第１、第２サブコンバータ１５Ｂ２、１５Ｂ３では、スイッチング回路１６の出力動作の際のスイッチング動作による充放電でコンデンサ電圧Ｖ２、Ｖ３が制御されるため、外部からの電力供給が不要で回路構成を簡略化できる。

実施の形態３．
上記実施の形態１では、線形回路２０として、Ｎ型半導体素子Ｓ１、Ｓ２を互いに逆向きに直列接続して構成される線形回路２１を示したが、この実施の形態では、他の回路構成を示す。
図７Ａ、図７Ｂは、実施の形態３による線形回路の例を示す図である。

図７Ａに示す線形回路２２は、Ｎ型半導体素子Ｓ３とＰ型半導体素子Ｓ４との並列回路で構成される。Ｎ型半導体素子Ｓ３およびＰ型半導体素子Ｓ４は、制御電極としてベース電極を有するバイポーラトランジスタである。そして、ベース電極への入力電流であるベース電流を制御して、半導体素子Ｓ３、Ｓ４の導通抵抗を調整し、線形回路２２を可変抵抗として動作させる。
Ｎ型半導体素子Ｓ３とＰ型半導体素子Ｓ４との並列回路を用いたため、Ｎ型半導体素子Ｓ３とＰ型半導体素子Ｓ４とで制御信号を共有でき、制御回路２の簡素化を図ることができる。

図７Ｂに示す線形回路２３は、制御電極としてゲート電圧を有するＭＯＳＦＥＴから成るＮ型半導体素子Ｓ５とＰ型半導体素子Ｓ６とが用いられる。そして、Ｎ型半導体素子Ｓ５およびダイオードＤ３の第１直列回路と、Ｐ型半導体素子Ｓ６およびダイオードＤ４の第２直列回路と、を並列接続した並列回路にて構成される。そして、ゲート電極への入力電圧であるゲート電圧を制御して、半導体素子Ｓ５、Ｓ６の導通抵抗を調整し、線形回路２３を可変抵抗として動作させる。

この場合も、Ｎ型半導体素子Ｓ３とＰ型半導体素子Ｓ４とで、制御信号を共有でき、制御回路２の簡素化を図ることができる。
また、Ｎ型半導体素子Ｓ５およびＰ型半導体素子Ｓ６は、ＭＯＳＦＥＴから成るため、寄生ダイオードが内在して逆方向の電流を阻止できないが、それぞれダイオードＤ３、Ｄ４を直列接続して逆方向電流を防止する。これにより、線形回路２３は、信頼性良く線形動作できる。

この実施の形態３においても、線形回路２２、２３は、上記実施の形態１と同様に動作し、電力変換装置１００は、上記実施の形態１と同様に、装置構成の小型化、簡略化を促進しつつ目標電圧を信頼性良く出力できる。

実施の形態４．
上記実施の形態１、２では、中性点あるいは接地点を基準とした単相の電力変換装置１００を示したが、実施の形態４では線間を基準とした単相の電力変換装置１００を示す。
図８は、実施の形態４による電力変換装置の概略構成を示すブロック図である。
電力変換装置１００は、主回路１Ａと、主回路１Ａを制御する制御回路２とを備え、負荷３Ａに接続される。なお、便宜上、制御回路２の図示は省略する。

図に示すように、主回路１Ａは、スイッチング回路１０Ａと２つの線形回路２０Ａとを備える。スイッチング回路１０Ａには直流端子が内在され、直流端子に入力される直流電力をスイッチング動作により交流電力に変換して出力する。スイッチング回路１０Ａからは２つの交流電力線３０Ａが引き出され、各交流電力線３０Ａは、それぞれに直列接続された線形回路２０Ａを介して、負荷３Ａに接続される。

各線形回路２０Ａは、スイッチング回路１０Ａからの各交流電力線３０Ａに直列接続されて線形動作を行い、負荷３Ａに交流電力を供給する。負荷３Ａには線間電圧が印加される。
この場合、負荷３Ａとして抵抗負荷を用いるが、誘導性負荷あるいは容量性負荷が接続されてもよい。さらには負荷３Ａの代わりに交流電源と接続されてもよい。

図９は、主回路１Ａの回路構成の例を示す。各線形回路２０Ａには、上記実施の形態１で示した線形回路２１を用いる。
スイッチング回路１０Ａは、上記実施の形態２の図４で示した階調制御型の電力変換器によるスイッチング回路１６を線間タイプに変成したものである。２つの交流電力線３０Ａに対し、それぞれＮ個のコンバータ回路である、１つのメインコンバータ１５ＡＡと、（Ｎ－１）個のサブコンバータ１５Ｂ２～１５ＢＮとを備える。この場合、メインコンバータ１５ＡＡは、２つの交流電力線３０Ａで共通の１回路で構成し、２つの交流端子に、それぞれ（Ｎ－１）個のサブコンバータ１５Ｂ２～１５ＢＮが直列接続される。

この実施の形態４では、上記実施の形態１と同様に、装置構成の小型化、簡略化を促進しつつ目標電圧を信頼性良く出力できると共に、負荷３Ａへの交流電圧を線間電圧で生成するため、大きな電圧を出力することができる。

実施の形態５．
上記各実施の形態では、単相の電力変換装置１００を示したが、実施の形態５では三相の電力変換装置１００を示す。
図１０は、実施の形態５による電力変換装置の概略構成を示すブロック図である。
電力変換装置１００は、主回路１Ｂと、主回路１Ｂを制御する制御回路２とを備え、三相の負荷３Ｂに接続される。なお、便宜上、制御回路２の図示は省略する。

図に示すように、主回路１Ｂは、スイッチング回路１０Ｂと３つの線形回路２０Ｂとを備える。スイッチング回路１０Ｂには直流端子が内在され、直流端子に入力される直流電力をスイッチング動作により三相交流電力に変換して出力する。スイッチング回路１０Ｂの各相の交流電力線３０Ｂは、それぞれに直列接続された線形回路２０Ｂを介して、負荷３Ｂに接続される。

各線形回路２０Ｂは、スイッチング回路１０Ｂからの各交流電力線３０Ｂに直列接続されて線形動作を行い、負荷３Ｂに交流電力を供給する。負荷３Ｂには三相交流電圧が印加される。
この場合、負荷３Ｂとして抵抗負荷を用いるが、誘導性負荷あるいは容量性負荷が接続されてもよい。さらには負荷３Ｂの代わりに交流電源と接続されてもよい。

図１１は、主回路１Ａの回路構成の例を示す。各線形回路２０Ｂには、上記実施の形態１で示した線形回路２１を用いる。
スイッチング回路１０Ｂは、上記実施の形態２の図４で示した階調制御型の電力変換器によるスイッチング回路１６を三相構成に変成したものである。各相の交流電力線３０Ｂに対し、それぞれＮ個のコンバータ回路である、１つのメインコンバータ１５ＡＢと、（Ｎ－１）個のサブコンバータ１５Ｂ２～１５ＢＮとを備える。この場合、メインコンバータ１５ＡＢは、三相で共通の１回路で構成し、３つの交流端子に、それぞれ（Ｎ－１）個のサブコンバータ１５Ｂ２～１５ＢＮが直列接続される。

この実施の形態５においても、上記実施の形態１と同様に、装置構成の小型化、簡略化を促進しつつ目標電圧を信頼性良く出力できる。また、電力変換装置１００は、三相の交流電力を出力するため、単相の場合に比べて、大きな電力を取り扱うことができる。また、三相の電力系統に接続することもできる。

本願は、様々な例示的な実施の形態及び実施例が記載されているが、１つ、または複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、及び機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。
従って、例示されていない無数の変形例が、本願に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも１つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組み合わせる場合が含まれるものとする。

１０，１０Ａ，１０Ｂ，１１～１４，１６ スイッチング回路、
１５ コンバータ回路、１５Ａ，１５ＡＡ，１５ＡＢ メインコンバータ、
１５Ｂ２～１５ＢＮ サブコンバータ、２０，２０Ａ，２０Ｂ，２１～２３ 線形回路、
３０，３０Ａ，３０Ｂ 交流電力線、１００ 電力変換装置、Ｄ３，Ｄ４ ダイオード、
Ｑ，Ｑ１～Ｑ４，Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ２１，Ｑ２２ スイッチング素子、
Ｓ１～Ｓ６ 半導体素子、Ｃ１，Ｃ２，Ｖ１～ＶＮ コンデンサ。

Claims (12)

1. 少なくとも１つの半導体スイッチング素子を有して、該半導体スイッチング素子のスイッチング動作により直流電力と交流電力との間で電力変換するスイッチング回路と、
   制御電極を有する少なくとも１つの半導体素子を有し、前記スイッチング回路からの交流電力線に直列接続されて線形動作を行う線形回路と、
   を備える電力変換装置。
2. 前記スイッチング回路は、前記交流電力線にマルチレベルの電圧を出力可能とする、
   請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記スイッチング回路は、それぞれエネルギ蓄積要素と少なくとも１つの半導体スイッチング素子とを有する複数のコンバータ回路の交流側を直列接続して成り、前記各コンバータ回路の出力の総和による電圧を前記交流電力線に出力する、階調制御型の電力変換回路である、
   請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記複数のコンバータ回路内の前記各エネルギ蓄積要素の電圧は、それぞれ異なる電圧であって、各電圧比は、冪指数が１ずつ増加する２の累乗、あるいは３の累乗で表される、
   請求項３に記載の電力変換装置。
5. 前記スイッチング回路は、前記複数のコンバータ回路として、当該エネルギ蓄積要素の電圧が最大である１つのメインコンバータとその他のサブコンバータとを備え、
   前記サブコンバータは、スイッチング動作による充放電により該サブコンバータ内の前記エネルギ蓄積要素の電圧が目標電圧に制御される、
   請求項３または請求項４に記載の電力変換装置。
6. 前記線形回路の前記半導体素子は、前記制御電極への入力電圧あるいは入力電流に基づいて導通抵抗が調整され、前記線形回路は可変抵抗として動作する、
   請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
7. 前記線形回路の前記半導体素子は、前記制御電極としてゲート電極を備えて前記入力電圧としてのゲート電圧により制御される第１トランジスタである、あるいは、前記制御電極としてベース電極を備えて前記入力電流としてのベース電流により制御される第２トランジスタである、
   請求項６に記載の電力変換装置。
8. 前記線形回路は、少なくとも１つの前記半導体素子として、２つのＮ型半導体素子を用い、該２つのＮ型半導体素子を逆向きに直列接続した逆直列回路にて構成される、
   請求項６または請求項７に記載の電力変換装置。
9. 前記線形回路は、少なくとも１つの前記半導体素子として、前記第２トランジスタであるＮ型半導体素子およびＰ型半導体素子を用い、前記Ｎ型半導体素子と前記Ｐ型半導体素子とを並列接続した並列回路にて構成される、
   請求項７に記載の電力変換装置。
10. 前記線形回路は、少なくとも１つの前記半導体素子として、前記第１トランジスタであるＮ型半導体素子およびＰ型半導体素子を用い、前記Ｎ型半導体素子およびダイオードの第１直列回路と、前記Ｐ型半導体素子およびダイオードの第２直列回路と、を並列接続した並列回路にて構成される、
    請求項７に記載の電力変換装置。
11. 前記線形回路は、前記スイッチング回路および前記線形回路を含む該電力変換装置に対する交流電圧指令値と、前記スイッチング回路が前記交流電力線に出力する電圧との差が印加されるように、可変抵抗として動作する、
    請求項６から請求項１０のいずれか１項に記載の電力変換装置。
12. 前記スイッチング回路から前記交流電力線に流れる交流電流の極性が正の時、前記スイッチング回路が出力する電圧は前記交流電圧指令値よりも大きく、前記交流電流の極性が負の時、前記スイッチング回路が出力する電圧は前記交流電圧指令値よりも小さくなる、
    請求項１１に記載の電力変換装置。

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