JP2022077893A - Controller and control system - Google Patents

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Abstract

To provide a controller and a control system which can suppress decrease of a damping effect for oscillation of filter capacitor voltage.SOLUTION: A controller controls an inverter which drives an AC motor with DC as an input to be output from an LC filter including a filter reactor and a filter capacitor. The controller is provided with a compensation control unit which performs damping compensation control which compensates for an output frequency of the inverter by sampling an oscillation component of voltage of the filter capacitor. The compensation control unit adjusts a gain of the damping compensation control depending on flux information of the AC motor. The control system is provided with the controller, the LC filter, and the inverter.SELECTED DRAWING: Figure 1

Description

本開示は、制御装置及び制御システムに関する。 The present disclosure relates to control devices and control systems.

従来、フィルタリアクトルとフィルタコンデンサとを含むＬＣフィルタから出力される直流に基づいて誘導電動機を駆動するインバータを制御する制御装置において、補償器を用いてフィルタコンデンサ電圧の振動をダンピングするものが知られている（例えば、特許文献１参照）。 Conventionally, in a control device that controls an inverter that drives an induction motor based on a direct current output from an LC filter including a filter reactor and a filter capacitor, a compensator is used to dampen the vibration of the filter capacitor voltage. (For example, see Patent Document 1).

特開平１－２５２１０３号公報Japanese Unexamined Patent Publication No. 1-252103

しかしながら、交流電動機に発生する磁束によっては、フィルタコンデンサ電圧の振動に対するダンピング効果が低下する場合がある。 However, depending on the magnetic flux generated in the AC motor, the damping effect on the vibration of the filter capacitor voltage may decrease.

本開示は、フィルタコンデンサ電圧の振動に対するダンピング効果の低下を抑制可能な制御装置及び制御システムを提供する。 The present disclosure provides a control device and a control system capable of suppressing a decrease in the damping effect with respect to vibration of the filter capacitor voltage.

本開示の一態様として、
フィルタリアクトルとフィルタコンデンサとを含むＬＣフィルタから出力される直流を入力として交流電動機を駆動するインバータを制御する制御装置であって、
前記フィルタコンデンサの電圧の振動成分を抽出して前記インバータの出力周波数を補償するダンピング補償制御を行う補償制御部を備え、
前記補償制御部は、前記ダンピング補償制御のゲインを前記交流電動機の磁束情報に応じて調整する、制御装置が提供される。 As an aspect of the present disclosure,
A control device that controls an inverter that drives an AC motor by using a direct current output from an LC filter that includes a filter reactor and a filter capacitor as an input.
It is provided with a compensation control unit that performs damping compensation control that extracts the vibration component of the voltage of the filter capacitor and compensates the output frequency of the inverter.
The compensation control unit provides a control device that adjusts the gain of the damping compensation control according to the magnetic flux information of the AC motor.

本開示によれば、フィルタコンデンサ電圧の振動に対するダンピング効果の低下を抑制できる。 According to the present disclosure, it is possible to suppress a decrease in the damping effect with respect to the vibration of the filter capacitor voltage.

一実施形態における制御システムの構成例を示す図である。It is a figure which shows the structural example of the control system in one Embodiment. 一実施形態における制御装置の構成例を示す図である。It is a figure which shows the structural example of the control device in one Embodiment. 磁束指令値とインバータの出力電圧とダンピング補償制御部のゲインとが、交流電動機の回転速度の変化に対して変化する様子の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of how the magnetic flux command value, the output voltage of an inverter, and the gain of a damping compensation control unit change with respect to the change of the rotation speed of an AC motor.

以下、本開示に係る実施形態について図面を参照して説明する。 Hereinafter, embodiments according to the present disclosure will be described with reference to the drawings.

図１は、一実施形態における制御システムの構成例を示す図である。図１に示す制御システム３００は、レール４４上を走行する鉄道車両に搭載される電動機制御システムであり、交流電動機の一例であるモータ２００を制御する。制御システム３００は、直流の架線４７から集電装置４８及びＬＣフィルタ４６を介して給電されるインバータ１によって、鉄道車両の車輪４３を回転させるモータ２００を駆動する。集電装置４８は、例えば、鉄道車両の上面に搭載されたパンタグラフである。なお、インバータ１によって駆動されるモータ２００の台数は、一つに限られず、複数でもよい。 FIG. 1 is a diagram showing a configuration example of a control system according to an embodiment. The control system 300 shown in FIG. 1 is an electric motor control system mounted on a railroad vehicle traveling on a rail 44, and controls a motor 200 which is an example of an AC electric motor. The control system 300 drives a motor 200 that rotates the wheels 43 of a railroad vehicle by an inverter 1 that is fed from a direct current overhead wire 47 via a current collector 48 and an LC filter 46. The current collector 48 is, for example, a pantograph mounted on the upper surface of a railroad vehicle. The number of motors 200 driven by the inverter 1 is not limited to one, and may be plural.

制御システム３００は、主な構成として、ＬＣフィルタ４６、インバータ１及び制御装置１００を備える。 The control system 300 includes an LC filter 46, an inverter 1, and a control device 100 as main configurations.

ＬＣフィルタ４６は、架線４７のような直流電源から供給される直流電圧を平滑化するデバイスであり、フィルタリアクトル４５とフィルタコンデンサ４１とを含む。フィルタリアクトル４５は、電源ラインに直列に挿入されている。フィルタコンデンサ４１は、電源ラインとグランドラインとの間に挿入されている。電源ライン（より詳しくは、フィルタリアクトル４５の一端とフィルタコンデンサ４１の一端との接続点）は、インバータ１の正極に接続される。グランドラインは、車輪４３及びレール４４を介して接地され、インバータ１の負極に接続されている。 The LC filter 46 is a device for smoothing a DC voltage supplied from a DC power source such as an overhead wire 47, and includes a filter reactor 45 and a filter capacitor 41. The filter reactor 45 is inserted in series with the power supply line. The filter capacitor 41 is inserted between the power supply line and the ground line. The power supply line (more specifically, the connection point between one end of the filter reactor 45 and one end of the filter capacitor 41) is connected to the positive electrode of the inverter 1. The ground line is grounded via the wheel 43 and the rail 44, and is connected to the negative electrode of the inverter 1.

インバータ１は、スイッチング動作により直流を交流に変換し、モータ２００に供給する交流電力を生成する。インバータ１は、例えば、ＶＶＶＦ（可変電圧可変周波数）方式のＰＷＭ（パルス幅変調）インバータである。インバータ１は、制御装置１００から供給されるＰＷＭ指令に従ってスイッチングする複数のスイッチング素子を備え、それらの複数のスイッチング素子のスイッチングによって、直流を交流に変換する。 The inverter 1 converts direct current into alternating current by a switching operation and generates alternating current power to be supplied to the motor 200. The inverter 1 is, for example, a VVVF (variable voltage variable frequency) type PWM (pulse width modulation) inverter. The inverter 1 includes a plurality of switching elements that switch according to a PWM command supplied from the control device 100, and converts direct current into alternating current by switching of the plurality of switching elements.

制御装置１００は、ＬＣフィルタ４６から出力される直流を入力としてモータ２００を駆動するインバータ１を制御する。制御装置１００は、主な構成として、モータ制御部３０及びダンピング補償制御部２０を備える。モータ制御部３０及びダンピング補償制御部２０などの各部の機能は、メモリに記憶されたプログラムに従ってＣＰＵ（Central Processing Unit）等のプロセッサが動作することにより実現される。 The control device 100 controls the inverter 1 that drives the motor 200 by using the direct current output from the LC filter 46 as an input. The control device 100 includes a motor control unit 30 and a damping compensation control unit 20 as a main configuration. The functions of each unit such as the motor control unit 30 and the damping compensation control unit 20 are realized by operating a processor such as a CPU (Central Processing Unit) according to a program stored in the memory.

図２は、一実施形態における制御装置の構成例を示す図である。制御装置１００は、不図示の指令装置から供給されるトルク指令値Ｔ＊と、電流検出器２による電流検出値と電圧検出器３による電圧検出値とに基づいて、モータ２００を駆動するインバータ１を制御する。モータ２００は、例えば、三相の誘導電動機である。 FIG. 2 is a diagram showing a configuration example of a control device according to an embodiment. The control device 100 drives the motor 200 based on the torque command value T * supplied from a command device (not shown), the current detection value by the current detector 2, and the voltage detection value by the voltage detector 3. To control. The motor 200 is, for example, a three-phase induction motor.

なお、図２は、モータ２００の回転子の角周波数ω１を検出する速度・位置センサなしでベクトル制御を行う形式を示すが、本開示の技術は、速度・位置センサ付きのベクトル制御で行う形式にも適用できる。速度・位置センサ付きのベクトル制御の場合、制御装置１００は、例えば、速度・位置センサにより検出された角周波数ω１を速度検出値ωｒとして取得し、速度検出値ωｒを積分することによって、モータ２００の回転子の位相角θを取得する。 Note that FIG. 2 shows a format in which vector control is performed without a speed / position sensor for detecting the angular frequency ω 1 of the rotor of the motor 200, but the technique of the present disclosure is performed by vector control with a speed / position sensor. It can also be applied to the format. In the case of vector control with a speed / position sensor, for example, the control device 100 acquires the angular frequency ω 1 detected by the speed / position sensor as the speed detection value ω r , and integrates the speed detection value ω r . , Acquires the phase angle θ of the rotor of the motor 200.

図２において、電流検出器２は、インバータ１から出力される交流の電流（一次電流）を検出する。一次電流とは、モータ２００の固定子コイルに流れる電流であり、相電流ともいう。この例では、電流検出器２は、モータ２００に流れる三相の相電流の電流値を検出し、検出した各相の電流値を表す相電流検出値ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを制御装置１００のモータ制御部３０に出力する。 In FIG. 2, the current detector 2 detects an alternating current (primary current) output from the inverter 1. The primary current is a current flowing through the stator coil of the motor 200, and is also referred to as a phase current. In this example, the current detector 2 detects the current value of the three-phase phase current flowing through the motor 200, and controls the phase current detection values i u , iv , i w representing the current value of each detected phase. It is output to the motor control unit 30 of 100.

電圧検出器３は、インバータ１から出力される交流の電圧を検出する。この例では、電圧検出器３は、モータ２００に印加される三相の相電圧の電圧値を検出し、検出した各相の電圧値を表す相電圧検出値ｖｕ，ｖｖ，ｖｗを制御装置１００のモータ制御部３０に出力する。 The voltage detector 3 detects the AC voltage output from the inverter 1. In this example, the voltage detector 3 detects the voltage value of the three-phase phase voltage applied to the motor 200, and sets the phase voltage detection values v u , v v , v w representing the voltage values of the detected phases. It is output to the motor control unit 30 of the control device 100.

モータ制御部３０は、三相／二相変換器４、ベクトル回転器５、三相／二相変換器６、ベクトル回転器７、誘起電圧演算回路８、一次角周波数演算手段９、積分器１０、磁束演算器１１、すべり周波数演算器１２、加算器１３、磁束調節器１４、トルク電流指令値演算部１５、電流調節器１６、座標変換回路１７、パルス発生回路１８及び磁束指令値演算部１９を備える。 The motor control unit 30 includes a three-phase / two-phase converter 4, a vector rotator 5, a three-phase / two-phase converter 6, a vector rotator 7, an induced voltage calculation circuit 8, a primary angle frequency calculation means 9, and an integrator 10. , Magnetic flux calculator 11, slide frequency calculator 12, adder 13, magnetic flux regulator 14, torque current command value calculator 15, current regulator 16, coordinate conversion circuit 17, pulse generation circuit 18, magnetic flux command value calculator 19 To prepare for.

三相／二相変換器４は、電流検出器２により検出された三相の一次電流を、固定子座標系の二相の電流検出量ｉα，ｉβに三相二相変換により変換する。 The three-phase / two-phase converter 4 converts the three-phase primary current detected by the current detector 2 into the two-phase current detection amounts i α and i β of the stator coordinate system by three-phase two-phase conversion. ..

ベクトル回転器５は、固定子座標系の二相の電流検出量ｉα，ｉβを、Ｍ軸とＴ軸で定義される回転座標系の成分で表された磁化電流検出値ＩＭ及びトルク電流検出値ＩＴに変換する。Ｍ軸は、モータ２００の磁束の方向に伸びる軸である。Ｔ軸は、Ｍ軸に直交する軸である。磁化電流検出値ＩＭは、電流調節器１６及び誘起電圧演算回路８に入力される。トルク電流検出値ＩＴは、電流調節器１６、誘起電圧演算回路８、すべり周波数演算器１２及び一次角周波数演算手段９に入力される。 The vector rotator 5 has a magnetization current detection value IM and torque in which the two-phase current detection amounts i α and i β of the stator coordinate system are represented by the components of the rotation coordinate system defined by the M axis and the T axis. Convert to the current detection value IT. The M axis is an axis extending in the direction of the magnetic flux of the motor 200. The T-axis is an axis orthogonal to the M-axis. The magnetization current detection value IM is input to the current regulator 16 and the induced voltage calculation circuit 8. The torque current detection value IT is input to the current regulator 16, the induced voltage calculation circuit 8, the slip frequency calculation device 12, and the primary angular frequency calculation means 9.

三相／二相変換器６は、電圧検出器３により検出された三相の相電圧検出値ｖｕ，ｖｖ，ｖｗを、固定子座標系の二相の電圧検出量ｖα，ｖβに三相二相変換により変換する。 The three-phase / two-phase converter 6 uses the three-phase voltage detection values v u , v v , v w detected by the voltage detector 3 as the two-phase voltage detection amount v α , v of the stator coordinate system. Convert to β by three-phase two-phase conversion.

ベクトル回転器７は、固定子座標系の二相の電圧検出量ｖα，ｖβを、二相の電圧検出値に変換する。 The vector rotator 7 converts the two-phase voltage detection quantities v α and v β of the stator coordinate system into two-phase voltage detection values.

誘起電圧演算回路８は、ベクトル回転器７により生成された二相の電圧検出値から、モータ２００の誘起電圧ベクトルＥの成分（Ｍ軸誘起電圧ＥＭ及びＴ軸誘起電圧ＥＴ）を演算する。Ｔ軸誘起電圧ＥＴは、Ｍ軸誘起電圧ＥＭに直交する。 The induced voltage calculation circuit 8 calculates the components ( M -axis induced voltage EM and T -axis induced voltage ET) of the induced voltage vector E of the motor 200 from the two-phase voltage detection values generated by the vector rotator 7. .. The T -axis induced voltage ET is orthogonal to the M -axis induced voltage EM.

一次角周波数演算手段９は、誘起電圧演算回路８から出力されるＭ軸誘起電圧ＥＭ及びＴ軸誘起電圧ＥＴと、磁束演算値Φ２又は磁束指令値Φ２ ＊とに基づいて、モータ２００の一次角周波数指令値ω１ ＊を演算する演算器である。一次角周波数指令値ω１ ＊は、モータ２００の回転子の角周波数ω１（換言すれば、インバータ１の出力周波数）を変化させる指令値である。例えば、一次角周波数演算手段９は、Ｔ軸誘起電圧ＥＴの絶対値を磁束演算値Φ２又は磁束指令値Φ２ ＊で除算することで一次角周波数の絶対値｜ω１｜を算出し、Ｍ軸誘起電圧ＥＭが零に近づくように一次角周波数の絶対値｜ω１｜を補正した値を一次角周波数指令値ω１ ＊として出力する。 The primary angular frequency calculation means 9 is a motor based on the M -axis induced voltage EM and the T -axis induced voltage ET output from the induced voltage calculation circuit 8 and the magnetic flux calculation value Φ 2 or the magnetic flux command value Φ 2 * . It is an arithmetic unit that calculates the primary angular frequency command value ω 1 * of 200. The primary angular frequency command value ω 1 * is a command value for changing the angular frequency ω 1 (in other words, the output frequency of the inverter 1) of the rotor of the motor 200. For example, the primary angular frequency calculation means 9 calculates the absolute value of the primary angular frequency | ω 1 | by dividing the absolute value of the T -axis induced voltage ET by the magnetic flux calculation value Φ 2 or the magnetic flux command value Φ 2 * . , The value obtained by correcting the absolute value | ω 1 | of the primary angular frequency so that the M -axis induced voltage EM approaches zero is output as the primary angular frequency command value ω 1 * .

積分器１０は、一次角周波数演算手段９から入力される一次角周波数指令値ω１ ＊を、モータ２００の回転子の位相角指令値θ＊に変換する。位相角指令値θ＊は、ベクトル回転器５、ベクトル回転器７、および、座標変換回路１７における、電圧・電流のベクトル演算に用いられる。 The integrator 10 converts the primary angular frequency command value ω 1 * input from the primary angular frequency calculation means 9 into the phase angle command value θ * of the rotor of the motor 200. The phase angle command value θ * is used for voltage / current vector calculation in the vector rotator 5, the vector rotator 7, and the coordinate conversion circuit 17.

磁束演算器１１は、一次角周波数指令値ω１ ＊、Ｔ軸誘起電圧ＥＴ及び磁束指令値Φ２ ＊を用いて、モータ２００に発生する磁束の大きさの演算値を表す磁束演算値Φ２を算出する。磁束演算器１１は、例えば、数式
Φ２＝（α×Φ２ ＊＋｜ＥＴ｜）／（α＋｜ω１ ＊｜）
に従って、磁束演算値Φ２を演算する。ある一定値を持つ周波数基準値αは、低速度領域においてＥＴ及びω１ ＊はいずれも非常に小さい値となることから、磁束演算値Φ２の演算が困難になることを防ぐために導入された値である。 The magnetic flux calculator 11 uses the primary angular frequency command value ω 1 * , the T -axis induced voltage ET, and the magnetic flux command value Φ 2 * to represent the calculated value of the magnitude of the magnetic flux generated in the motor 200. 2 is calculated. The magnetic flux calculator 11 is, for example, a mathematical expression Φ 2 = (α × Φ 2 * + | ET |) / (α + | ω 1 * |).
According to this, the magnetic flux calculation value Φ 2 is calculated. The frequency reference value α having a certain constant value is introduced to prevent the calculation of the magnetic flux calculation value Φ 2 from becoming difficult because both ET and ω 1 * are very small values in the low speed region. Value.

上記の数式によれば、低速度領域においてＴ軸誘起電圧ＥＴが非常に小さく、一次角周波数指令値ω１ ＊が周波数基準値αよりも十分小さいときは、Φ２＝Φ２ ＊となる。また、一次角周波数指令値ω１ ＊が周波数基準値αよりも十分に大きいときは、Φ２＝｜ＥＴ／ω１ ＊｜となる。よって、上記の数式を用いることにより、全速度領域において誤差の少ない磁束演算値Φ２を得ることができる。 According to the above formula, when the T -axis induced voltage ET is very small in the low speed region and the primary angular frequency command value ω 1 * is sufficiently smaller than the frequency reference value α, Φ 2 = Φ 2 * . .. When the primary angular frequency command value ω 1 * is sufficiently larger than the frequency reference value α, Φ 2 = | ET / ω 1 * |. Therefore, by using the above formula, it is possible to obtain a magnetic flux calculation value Φ 2 with a small error in the entire velocity region.

すべり周波数演算器１２は、トルク電流検出値ＩＴと磁束演算値Φ２とに基づいて、公知の方法により、すべり周波数指令値ωｓ ＊を出力する。 The slip frequency calculator 12 outputs the slip frequency command value ω s * by a known method based on the torque current detection value IT and the magnetic flux calculation value Φ 2 .

加算器１３は、一次角周波数指令値ω１ ＊に対してすべり周波数指令値ωｓ ＊の減算と補償量Δωの加算とを行うことによって、モータ２００の回転速度の推定値を表す速度検出値ωｒを出力する（ωｒ＝ω１ ＊－ωｓ ＊＋Δω）。 The adder 13 is a speed detection value representing an estimated value of the rotational speed of the motor 200 by subtracting the slip frequency command value ω s * and adding the compensation amount Δω to the primary angular frequency command value ω 1 * . Output ω r (ω r = ω 1 * -ω s * + Δω).

磁束調節器１４は、磁束指令値Φ２ ＊と磁束演算値Φ２との偏差が零になるようにＰＩ制御を行うことによって、磁化電流指令値ＩＭ ＊を生成する。 The magnetic flux regulator 14 generates a magnetization current command value IM * by performing PI control so that the deviation between the magnetic flux command value Φ 2 * and the magnetic flux calculated value Φ 2 becomes zero.

トルク電流指令値演算部１５は、トルク指令値Ｔ＊に基づいて、トルク電流指令値ＩＴ ＊を生成する。 The torque current command value calculation unit 15 generates a torque current command value IT * based on the torque command value T * .

電流調節器１６には、一次電流の磁束軸方向成分である磁化電流指令値ＩＭ ＊及び磁化電流検出値ＩＭが入力されるとともに、磁束軸方向成分に直交するトルク方向軸成分であるトルク電流指令値ＩＴ ＊及びトルク電流検出値ＩＴが入力される。電流調節器１６は、磁化電流指令値ＩＭ ＊と磁化電流検出値ＩＭとの偏差が零になるようにＰＩ制御を行うことによって、一次電圧指令値のＭ軸成分である磁化電圧指令値ＶＭ ＊を生成する。また、電流調節器１６は、トルク電流指令値ＩＴ ＊とトルク電流検出値ＩＴとの偏差が零になるようにＰＩ制御を行うことによって、一次電圧指令値のＴ軸成分であるトルク電圧指令値ＶＴ ＊を生成する。 The magnetization current command value IM * and the magnetization current detection value IM , which are the magnetic flux axis direction components of the primary current, are input to the current regulator 16, and the torque, which is the torque direction axis component orthogonal to the magnetic flux axis direction component, is input. The current command value IT * and the torque current detection value IT * are input. The current regulator 16 performs PI control so that the deviation between the magnetization current command value IM * and the magnetization current detection value IM becomes zero, so that the magnetization voltage command value which is the M -axis component of the primary voltage command value is zero. Generate VM * . Further, the current regulator 16 performs PI control so that the deviation between the torque current command value IT * and the torque current detection value IT becomes zero, so that the torque voltage which is the T -axis component of the primary voltage command value is obtained. Generates the command value VT * .

座標変換回路１７は、一次電圧指令値の磁化電圧指令値ＶＭ ＊とトルク電圧指令値ＶＴ ＊とを、固定子座標系の二相の電圧指令値ｖα ＊，ｖβ ＊に変換する。 The coordinate conversion circuit 17 converts the magnetization voltage command value VM * and the torque voltage command value VT * of the primary voltage command value into the two-phase voltage command values v α * and v β * of the stator coordinate system . ..

パルス発生回路１８は、二相の電圧指令値ｖα ＊，ｖβ ＊を、ＰＷＭ指令である三相の駆動パルスに変換してインバータ１に出力する。インバータ１は、ＰＷＭ指令に従って動作する。 The pulse generation circuit 18 converts the two-phase voltage command values v α * and v β * into a three-phase drive pulse which is a PWM command and outputs the pulse to the inverter 1. The inverter 1 operates according to the PWM command.

磁束指令値演算部１９は、モータ２００の回転速度の推定値又は検出値を表す速度検出値ωｒに応じて、モータ２００に発生する磁束の大きさを制御する磁束指令値Φ２ ＊を生成する。磁束指令値演算部１９は、センサ４２（図１参照）により検出されたフィルタコンデンサ４１の電圧（コンデンサ電圧Ｖｆｃ）に応じて、磁束指令値Φ２ ＊を補正してもよい。 The magnetic flux command value calculation unit 19 generates a magnetic flux command value Φ 2 * that controls the magnitude of the magnetic flux generated in the motor 200 according to the speed detection value ωr representing the estimated value or the detected value of the rotation speed of the motor 200. do. The magnetic flux command value calculation unit 19 may correct the magnetic flux command value Φ 2 * according to the voltage (capacitor voltage V fc ) of the filter capacitor 41 detected by the sensor 42 (see FIG. 1).

図３は、磁束指令値とインバータの出力電圧とダンピング補償制御部のゲインとが、交流電動機の回転速度の変化に対して変化する様子の一例を示す図である。図３に示すように、速度検出値ωｒが所定の速度ω０に上昇するまでの低速度領域では、制御装置１００は、Ｖ／ｆを一定に維持した状態で、速度検出値ωｒの上昇に応じてインバータ１の出力電圧Ｖを一定の傾きで上昇させる。Ｖ／ｆに関して、Ｖは、インバータ１の出力電圧（モータ２００の入力電圧）を表し、ｆは、インバータ１の出力周波数を表す。このとき、零から速度ω０までの低速度領域では、磁束指令値演算部１９は、磁束指令値Φ２ ＊を一定値に維持する。そして、速度検出値ωｒが所定の速度ω０よりも高い高速度領域では、磁束指令値演算部１９は、インバータ１の出力電圧Ｖが一定となるように、磁束指令値Φ２ ＊を速度検出値ωｒの上昇に応じて漸減させる。例えば、磁束指令値演算部１９は、高速度領域では、磁束指令値Φ２ ＊を速度検出値ωｒに反比例する値に変化させる。 FIG. 3 is a diagram showing an example of how the magnetic flux command value, the output voltage of the inverter, and the gain of the damping compensation control unit change with respect to the change in the rotation speed of the AC motor. As shown in FIG. 3, in the low speed region until the speed detection value ω r rises to a predetermined speed ω 0 , the control device 100 keeps the V / f constant and sets the speed detection value ω r . The output voltage V of the inverter 1 is increased with a constant slope according to the increase. With respect to V / f, V represents the output voltage of the inverter 1 (input voltage of the motor 200), and f represents the output frequency of the inverter 1. At this time, in the low speed region from zero to the speed ω 0 , the magnetic flux command value calculation unit 19 maintains the magnetic flux command value Φ 2 * at a constant value. Then, in the high speed region where the speed detection value ω r is higher than the predetermined speed ω 0 , the magnetic flux command value calculation unit 19 sets the magnetic flux command value Φ 2 * so that the output voltage V of the inverter 1 becomes constant. It is gradually decreased as the detected value ω r increases. For example, the magnetic flux command value calculation unit 19 changes the magnetic flux command value Φ 2 * to a value inversely proportional to the speed detection value ω r in the high speed region.

図２において、ダンピング補償制御部２０は、センサ４２（図１参照）により検出されたフィルタコンデンサ４１の電圧（コンデンサ電圧Ｖｆｃ）の振動成分を抽出して、インバータ１の出力周波数を制御する一次角周波数指令値ω１ ＊を補償するダンピング補償制御を行う。ダンピング補償制御部２０は、一次角周波数指令値ω１ ＊に加算する補償量Δωを生成することで、フィルタコンデンサ４１の電圧の振動を抑制（ダンピング）する。フィルタコンデンサ４１の電圧の振動をダンピングすることで、例えば、当該振動を起因とする高調波ノイズを抑制することが可能となる。 In FIG. 2, the damping compensation control unit 20 extracts the vibration component of the voltage (capacitor voltage V fc ) of the filter capacitor 41 detected by the sensor 42 (see FIG. 1), and controls the output frequency of the inverter 1. Damping compensation control is performed to compensate for the angular frequency command value ω 1 * . The damping compensation control unit 20 suppresses (damping) the vibration of the voltage of the filter capacitor 41 by generating a compensation amount Δω to be added to the primary angular frequency command value ω 1 * . By damping the vibration of the voltage of the filter capacitor 41, for example, it is possible to suppress the harmonic noise caused by the vibration.

例えば図１において、ダンピング補償制御部２０は、コンデンサ電圧Ｖｆｃの変動成分を抽出するハイパスフィルタ２１と、ハイパスフィルタ２１により抽出された変動成分にゲインＫを乗算することで補償量Δωを算出する乗算器２３とを有する。ダンピング補償制御部２０は、この補償量Δωを１次角周波数指令値ω１ ＊に加算するダンピング補償制御を行う。 For example, in FIG. 1, the damping compensation control unit 20 calculates the compensation amount Δω by multiplying the high-pass filter 21 that extracts the variable component of the capacitor voltage Vfc and the gain K by the variable component extracted by the high-pass filter 21. It has a multiplier 23. The damping compensation control unit 20 performs damping compensation control in which the compensation amount Δω is added to the primary angular frequency command value ω 1 * .

コンデンサ電圧Ｖｆｃが増加すると、ダンピング補償制御部２０は、１次角周波数指令値ω１ ＊に、コンデンサ電圧Ｖｆｃの増加分に応じた正の補正量Δωを加算する。これにより、モータ２００にトルクを生じさせるトルク電流は、正の方向に変化する（増加する）。トルク電流が正の方向に変化すると、ＬＣフィルタ４６を経由してインバータ１に入力される直流電流は正の方向に変化するので、コンデンサ電圧Ｖｆｃは減少する。 When the capacitor voltage V fc increases, the damping compensation control unit 20 adds a positive correction amount Δω according to the increase in the capacitor voltage V fc to the primary angular frequency command value ω 1 * . As a result, the torque current that causes the motor 200 to generate torque changes (increases) in the positive direction. When the torque current changes in the positive direction, the DC current input to the inverter 1 via the LC filter 46 changes in the positive direction, so that the capacitor voltage V fc decreases.

一方、コンデンサ電圧Ｖｆｃが低下すると、ダンピング補償制御部２０は、１次角周波数指令値ω１ ＊に、コンデンサ電圧Ｖｆｃの低下量に応じた負の補正量Δωを加算する。これにより、モータ２００にトルクを生じさせるトルク電流は、負の方向に変化する（減少する）。トルク電流が負の方向に変化すると、ＬＣフィルタ４６を経由してインバータ１に入力される直流電流は負の方向に変化するので、コンデンサ電圧Ｖｆｃは上昇する。 On the other hand, when the capacitor voltage V fc decreases, the damping compensation control unit 20 adds a negative correction amount Δω according to the decrease amount of the capacitor voltage V fc to the primary angular frequency command value ω 1 * . As a result, the torque current that causes the motor 200 to generate torque changes (decreases) in the negative direction. When the torque current changes in the negative direction, the DC current input to the inverter 1 via the LC filter 46 changes in the negative direction, so that the capacitor voltage V fc rises.

このような補償動作によって、コンデンサ電圧Ｖｆｃの振動が抑制される。 By such a compensation operation, the vibration of the capacitor voltage Vfc is suppressed.

ここで、１次角周波数指令値ω１ ＊への補償量Δωの加算は、すべり周波数の操作に対応する。すなわち、Ｒ２を二次抵抗（モータ２００の回転子の電気抵抗）、ｉｑをトルク電流、Φ２をモータ２００に発生する二次磁束とすると、モータ２００のすべり周波数ωｓｌは、
ωｓｌ＝Ｒ２×ｉｑ÷Φ２
と表される。この式を変形すると、
ｉｑ＝ωｓｌ×Φ２÷Ｒ２
となる。この変形式を、ダンピング補償の周波数補償のための補償量Δωと、その補償量Δωによって流れるトルク電流の変化分Δｉｑとの関係に置き換えると、
Δｉｑ＝Δω×Φ２÷Ｒ２
という式が得られる。この式によれば、モータ２００の回転速度が高く二次磁束Φ２が小さくなる弱め界磁領域（例えば、速度ω０を超える高速度領域）では、補償量Δωに対するΔｉｑが小さくなるので、コンデンサ電圧Ｖｆｃのダンピング補償の効果が低下してしまう。 Here, the addition of the compensation amount Δω to the primary angular frequency command value ω 1 * corresponds to the operation of the slip frequency. That is, assuming that R 2 is the secondary resistance (electrical resistance of the rotor of the motor 200), i q is the torque current, and Φ 2 is the secondary magnetic flux generated in the motor 200, the slip frequency ω sl of the motor 200 is.
ω sl = R 2 × i q ÷ Φ 2
It is expressed as. When this formula is transformed,
i q = ω sl x Φ 2 ÷ R 2
Will be. Replacing this variant with the relationship between the compensation amount Δω for frequency compensation of damping compensation and the change amount Δi q of the torque current flowing by the compensation amount Δω,
Δi q = Δω × Φ 2 ÷ R 2
Is obtained. According to this equation, in the field weakening region (for example, the high speed region exceeding the speed ω 0 ) where the rotation speed of the motor 200 is high and the secondary magnetic flux Φ 2 is small, Δi q with respect to the compensation amount Δω is small. The effect of damping compensation of the capacitor voltage V fc is reduced.

そこで、本開示におけるダンピング補償制御部２０は、モータ２００の二次磁束Φ２が小さいほどダンピング補償制御のゲインＫを大きくする。これにより、二次磁束Φ２が小さくなる動作条件でモータ２００が回転しているときでも、コンデンサ電圧Ｖｆｃのダンピング補償の効果の低下を抑制できる。 Therefore, the damping compensation control unit 20 in the present disclosure increases the gain K of the damping compensation control as the secondary magnetic flux Φ 2 of the motor 200 becomes smaller. As a result, even when the motor 200 is rotating under operating conditions in which the secondary magnetic flux Φ 2 becomes small, it is possible to suppress a decrease in the effect of damping compensation of the capacitor voltage V fc .

例えば、ダンピング補償制御部２０は、ゲインＫを二次磁束Φ２に反比例する値に変化させる。これにより、ゲインＫを二次磁束Φ２の変化に応じて滑らかに変化させることができるので、高速度領域でも、モータ２００の安定且つ円滑な運転が可能となる。例えば、図３は、磁束指令値Φ２ ＊は、速度検出値ωｒに反比例する値に変化する場合を示す。この場合、ダンピング補償制御部２０は、ゲインＫを磁束指令値Φ２ ＊に反比例する値に変化させることで、図３に示すように、速度検出値ωｒの上昇に対して一定の傾きで滑らかにゲインＫを増加させることができる。 For example, the damping compensation control unit 20 changes the gain K to a value that is inversely proportional to the secondary magnetic flux Φ2. As a result, the gain K can be smoothly changed according to the change in the secondary magnetic flux Φ 2 , so that the motor 200 can be operated stably and smoothly even in the high speed region. For example, FIG. 3 shows a case where the magnetic flux command value Φ 2 * changes to a value inversely proportional to the velocity detection value ω r . In this case, the damping compensation control unit 20 changes the gain K to a value inversely proportional to the magnetic flux command value Φ 2 * , so that the gain K has a constant inclination with respect to the increase in the speed detection value ω r , as shown in FIG. The gain K can be increased smoothly.

図１に示す例では、ダンピング補償制御部２０は、モータ２００の磁束情報に応じて、ゲインＫを調整するゲイン演算部２２を有する。ゲイン演算部２２は、例えば、モータ２００の二次磁束Φ２の逆数を演算する逆数演算部２４と、逆数演算部２４により演算された二次磁束Φ２の逆数に所定の係数を乗算することでゲインＫを算出する乗算部２５とを有する。ダンピング補償制御部２０は、このような構成を有することで、ゲインＫを二次磁束Φ２に反比例する値に変化させることができる。 In the example shown in FIG. 1, the damping compensation control unit 20 has a gain calculation unit 22 that adjusts the gain K according to the magnetic flux information of the motor 200. The gain calculation unit 22 multiplies, for example, the reciprocal of the reciprocal magnetic flux Φ 2 calculated by the reciprocal calculation unit 24 and the reciprocal calculation unit 24 that calculates the reciprocal of the secondary magnetic flux Φ 2 of the motor 200 by a predetermined coefficient. It has a multiplication unit 25 for calculating the gain K in. By having such a configuration, the damping compensation control unit 20 can change the gain K to a value inversely proportional to the secondary magnetic flux Φ2.

なお、モータ制御部３０から取得される磁束情報は、磁束指令値Φ２ ＊に限られず、磁束演算値Φ２でもよい。つまり、ダンピング補償制御部２０は、磁束指令値Φ２ ＊が小さいほどゲインＫを大きくしてもよいし、磁束演算値Φ２が小さいほどゲインＫを大きくしてもよい。 The magnetic flux information acquired from the motor control unit 30 is not limited to the magnetic flux command value Φ 2 * , but may be a magnetic flux calculation value Φ 2 . That is, the damping compensation control unit 20 may increase the gain K as the magnetic flux command value Φ 2 * is smaller, or may increase the gain K as the magnetic flux calculation value Φ 2 is smaller.

このように、ダンピング補償制御部２０は、ダンピング補償制御のゲインＫをモータ２００の磁束情報に応じて調整するので、モータ２００に発生する磁束が変動しても、コンデンサ電圧Ｖｆｃの振動に対するダンピング効果の低下を抑制できる。 In this way, the damping compensation control unit 20 adjusts the gain K of the damping compensation control according to the magnetic flux information of the motor 200, so that even if the magnetic flux generated in the motor 200 fluctuates, the damping with respect to the vibration of the capacitor voltage Vfc The decrease in effect can be suppressed.

以上、制御装置及び制御システムを実施形態により説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。他の実施形態の一部又は全部との組み合わせや置換などの種々の変形及び改良が、本発明の範囲内で可能である。 Although the control device and the control system have been described above by the embodiment, the present invention is not limited to the above embodiment. Various modifications and improvements, such as combinations and substitutions with some or all of the other embodiments, are possible within the scope of the present invention.

例えば、ダンピング補償制御部２０は、モータ２００に発生する磁束の減少に伴って、ゲインＫをステップ状に上昇させてもよいし、ゲインＫを上昇させる傾きを変化させてもよい。 For example, the damping compensation control unit 20 may increase the gain K in steps or change the slope for increasing the gain K as the magnetic flux generated in the motor 200 decreases.

また、本開示の技術は、鉄道車両用のモータを駆動するインバータを制御する制御装置に限られず、鉄道車両用以外のモータを駆動するインバータを制御する制御装置にも適用できる。 Further, the technique of the present disclosure is not limited to a control device that controls an inverter that drives a motor for a railway vehicle, and can be applied to a control device that controls an inverter that drives a motor other than that for a railway vehicle.

１ インバータ
２０ ダンピング補償制御部
３０ モータ制御部
４１ フィルタコンデンサ
４５ フィルタリアクトル
４６ ＬＣフィルタ
１００ 制御装置
２００ モータ
３００ 制御システム 1 Inverter 20 Damping compensation control unit 30 Motor control unit 41 Filter capacitor 45 Filter reactor 46 LC filter 100 Control device 200 Motor 300 Control system

Claims (7)

フィルタリアクトルとフィルタコンデンサとを含むＬＣフィルタから出力される直流を入力として交流電動機を駆動するインバータを制御する制御装置であって、
前記フィルタコンデンサの電圧の振動成分を抽出して前記インバータの出力周波数を補償するダンピング補償制御を行う補償制御部を備え、
前記補償制御部は、前記ダンピング補償制御のゲインを前記交流電動機の磁束情報に応じて調整する、制御装置。 A control device that controls an inverter that drives an AC motor by using a direct current output from an LC filter that includes a filter reactor and a filter capacitor as an input.
It is provided with a compensation control unit that performs damping compensation control that extracts the vibration component of the voltage of the filter capacitor and compensates the output frequency of the inverter.
The compensation control unit is a control device that adjusts the gain of the damping compensation control according to the magnetic flux information of the AC motor. 前記補償制御部は、前記交流電動機の磁束が小さいほど前記ゲインを大きくする、請求項１に記載の制御装置。 The control device according to claim 1, wherein the compensation control unit increases the gain as the magnetic flux of the AC motor becomes smaller. 前記補償制御部は、前記ゲインを前記磁束に反比例する値に変化させる、請求項２に記載の制御装置。 The control device according to claim 2, wherein the compensation control unit changes the gain to a value inversely proportional to the magnetic flux. 前記補償制御部は、
前記振動成分を抽出するハイパスフィルタと、
前記ハイパスフィルタにより抽出された前記振動成分に前記ゲインを乗算することで、前記インバータの出力周波数を制御する周波数指令値に加算する補償量を算出する乗算器と、を有する、請求項１から３のいずれか一項に記載の制御装置。 The compensation control unit
A high-pass filter that extracts the vibration component and
Claims 1 to 3 include a multiplier for calculating a compensation amount to be added to a frequency command value for controlling the output frequency of the inverter by multiplying the vibration component extracted by the high-pass filter by the gain. The control device according to any one of the above. 前記磁束情報は、前記交流電動機に発生する磁束の大きさを制御する磁束指令値、又は、前記交流電動機に発生する磁束の大きさの演算値を表す磁束演算値である、請求項１から４のいずれか一項に記載の制御装置。 The magnetic flux information is a magnetic flux command value for controlling the magnitude of the magnetic flux generated in the AC motor, or a magnetic flux calculated value representing the calculated value of the magnitude of the magnetic flux generated in the AC motor, claims 1 to 4. The control device according to any one of the above. 前記交流電動機は、鉄道車両用の交流電動機である、請求項１から４のいずれか一項に記載の制御装置。 The control device according to any one of claims 1 to 4, wherein the AC motor is an AC motor for a railway vehicle. 請求項１から６のいずれか一項に記載の制御装置と、前記ＬＣフィルタと、前記インバータと、を備える、制御システム。 A control system comprising the control device according to any one of claims 1 to 6, the LC filter, and the inverter.
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2022097634A (en) * 2017-11-28 2022-06-30 株式会社三洋物産 Game machine
JP2022118258A (en) * 2017-11-28 2022-08-12 株式会社三洋物産 game machine

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