JP6833654B2 - Electric motor drive - Google Patents
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Description
本発明の実施形態は、複数台の単相インバータで多相巻線電動機を可変速駆動する電動機駆動装置に関する。 An embodiment of the present invention relates to an electric motor drive device for driving a multi-phase winding motor at a variable speed with a plurality of single-phase inverters.
多相巻線電動機は、各巻線の相互間が電気的に絶縁されており、単相インバータを各巻線に接続して可変電圧可変周波数の交流電力を供給することで可変速駆動する。従来、多相巻線電動機を構成する直流電源を共通とする単相インバータにおいて、直流部の電源インピーダンス又は電源から単相インバータまでの配線、単相インバータのコンデンサ容量の条件によって、直流電源の電圧が不安定になり、振動が発生する場合がある。この直流電圧の振動が過大になると、直流過電流や直流過電圧により連続運転が不可能となるため、安定化制御が必要となる。 The multi-phase winding motor is electrically insulated from each other of each winding, and is driven at a variable speed by connecting a single-phase inverter to each winding and supplying AC power having a variable voltage and a variable frequency. Conventionally, in a single-phase inverter that has a common DC power supply that constitutes a multi-phase winding motor, the voltage of the DC power supply depends on the power supply impedance of the DC section, the wiring from the power supply to the single-phase inverter, and the capacitor capacity of the single-phase inverter. May become unstable and vibration may occur. If the vibration of the DC voltage becomes excessive, continuous operation becomes impossible due to the DC overcurrent or the DC overvoltage, and thus stabilization control is required.
図４は、従来の直流電気鉄道車両駆動装置の一例である。直流電気鉄道車両駆動システム２００の誘導電動機２４０を制御するインバータ２１０が、ダンピング制御器２２０を備えた場合の一例である。 直流架線２０１からパンタグラフ２０２を介して取り込んだ直流電源は、フィルターリアクトル２０３及びコンデンサＣｆで高調波が取り除かれ、上記コンデンサＣｆ両端の電圧は、インバータに供給される。 FIG. 4 is an example of a conventional DC electric railway vehicle drive device. This is an example of a case where the inverter 210 that controls the induction motor 240 of the DC electric railway vehicle drive system 200 is provided with a damping controller 220. Harmonics are removed from the DC power supply taken from the DC overhead line 201 via the pantograph 202 by the filter reactor 203 and the capacitor Cf, and the voltage across the capacitor Cf is supplied to the inverter.
図５は、図４に示すダンピング制御器２２０の伝達関数Ｅ（ｓ）を表現した図である。 FIG. 5 is a diagram representing the transfer function E (s) of the damping controller 220 shown in FIG.
上記コンデンサＣｆ両端の電圧Ｖｃは、ダンピング制御器２２０に入力される。 The voltage Vc across the capacitor Cf is input to the damping controller 220.
ダンピング制御器２２０は、コンデンサ電圧Ｖｃを検出して位相進み演算（微分）を行い、ダンピング制御における補正電流iqs_dampを算出する。 The damping controller 220 detects the capacitor voltage Vc, performs a phase lead calculation (differentiation), and calculates the correction current iqs_damp in the damping control.
ダンピング制御器２２０の伝達関数Ｅ（ｓ）は、（Kds／(Tfs+1)）となる。ここで、Kdは、ダンピング制御ゲインであり、Tfは高域のノイズカットのためのローパスフィルタ時定数である。 The transfer function E (s) of the damping controller 220 is (Kds / (Tfs + 1)). Here, Kd is the damping control gain, and Tf is the low-pass filter time constant for high-frequency noise cut.
トルク電流指令値に、トルク電流指令値の振動と逆位相となるように上記算出した補正電流iqs_dampを加える。すなわち、トルク電流指令値から補正電流iqs_dampを減算し、補正されたトルク電流指令信号を生成する。 The correction current iqs_damp calculated above is added to the torque current command value so that the phase is opposite to the vibration of the torque current command value. That is, the correction current iqs_damp is subtracted from the torque current command value to generate the corrected torque current command signal.
このようにして生成されたトルク電流指令信号は、ベクトル制御部２３０に入力される。 The torque current command signal generated in this way is input to the vector control unit 230.
ベクトル制御部２３０は、インバータ２１０の出力電流、パルスジェネレータＰＬＧから出力された誘導電動機２４０の回転数及び上記算出された補正されたトルク電流指令信号を入力し、誘導電動機２４０に交流電圧を供給するためのＰＷＭ信号（PWM Signal）を生成して出力する。 The vector control unit 230 inputs the output current of the inverter 210, the rotation speed of the induction motor 240 output from the pulse generator PLG, and the corrected torque current command signal calculated above, and supplies an AC voltage to the induction motor 240. PWM signal (PWM Signal) for is generated and output.
インバータ２１０は、ベクトル制御部２３０から入力したＰＷＭ信号により、誘導電動機２４０を駆動するための交流電圧を出力する。誘導電動機ＩＭは、インバータから出力された交流電圧により駆動される。 The inverter 210 outputs an AC voltage for driving the induction motor 240 by the PWM signal input from the vector control unit 230. The induction motor IM is driven by the AC voltage output from the inverter.
なお、直流を交流に変換する電力変換器と、この電力変換器に対して交流の出力電圧指令を与える電圧指令演算手段と、前記電力変換器の出力電圧を検出する電圧検出手段と、この電圧検出手段の検出結果を用いて前記出力電圧指令を補正する電圧指令補正手段を備えた電力変換装置において、前記電力変換器の直流入力電流を演算する直流入力電流演算手段と、ここで演算した直流入力電流値を用いて前記電圧指令演算手段の電圧指令を補正する補正演算手段を備えたことを特徴とする電力変換装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。 A power converter that converts DC to AC, a voltage command calculation means that gives an AC output voltage command to the power converter, a voltage detection means that detects the output voltage of the power converter, and this voltage. In a power conversion device provided with a voltage command correction means for correcting the output voltage command using the detection result of the detection means, the DC input current calculation means for calculating the DC input current of the power converter and the DC calculated here. There is known a power conversion device including a correction calculation means for correcting a voltage command of the voltage command calculation means using an input current value (see, for example, Patent Document 1).
直流入力回路に振動電流が発生した場合、高調波数の直流電圧共振現象を抑制するため、直流電圧検出を高速化する必要があるが、直流電圧では、コンデンサでリプルが平滑され、これに対応するため微分ゲインを大きくすると、制御が不安定になる場合や、耐ノイズ性能が悪化する等、インバータを安定に運転するために課題があった。 When a vibration current is generated in the DC input circuit, it is necessary to speed up the DC voltage detection in order to suppress the DC voltage resonance phenomenon of the harmonic number. However, in the DC voltage, the ripple is smoothed by the capacitor, which corresponds to this. Therefore, if the differential gain is increased, there are problems in stable operation of the inverter, such as when the control becomes unstable and the noise resistance performance deteriorates.
上記目的を達成するために、本発明の電動機駆動装置は、直流電源と、直流電源に接続されたコンデンサと、前記コンデンサに接続され、電動機に交流電圧を出力する単相インバータと、前記単相インバータに速度指令に応じた電流指令を出力する速度制御装置と、前記直流電源から前記コンデンサ及び前記単相インバータに供給される入力電流を検出する入力電流検出器と、前記単相インバータの出力電流を検出する出力電流検出器と、前記電流指令に基づき前記単相インバータを制御する単相インバータ制御装置と、で構成され、前記単相インバータ制御装置は、前記入力電流検出器の検出値から直流成分を検出する直流成分検出手段と、前記入力電流検出器の検出値から前記直流成分検出手段の出力を減算する第１の減算回路と、前記出力電流検出器の検出値と前記第１の減算回路の出力から、前記入力電流検出器の検出値に含まれる、前記出力電流の基本波の２倍の周波数の電流成分を算出する２倍周波数成分瞬時値算出手段と、前記第１の減算回路の出力値から、前記２倍周波数成分瞬時値算出手段の出力を減算する、第２の減算回路と、前記第２の減算回路の出力を入力し、前記電流指令の補正信号を出力するダンピング制御部と、前記前記電流指令から前記補正信号を減算する第３の減算回路と、前記第３の減算回路の出力および、前記出力電流検出器の検出値をもとに、前記単相インバータを制御するＰＷＭパルスを生成して出力する電流制御部と、を備えたことを特徴とする。 In order to achieve the above object, the electric motor drive device of the present invention includes a DC power supply, a capacitor connected to the DC power supply, a single-phase inverter connected to the capacitor and outputs an AC voltage to the electric motor, and the single-phase. A speed control device that outputs a current command according to the speed command to the inverter, an input current detector that detects the input current supplied from the DC power supply to the capacitor and the single-phase inverter, and an output current of the single-phase inverter. It is composed of an output current detector that detects the current and a single-phase inverter control device that controls the single-phase inverter based on the current command, and the single-phase inverter control device is DC from the detection value of the input current detector. A DC component detecting means for detecting a component, a first subtraction circuit for subtracting the output of the DC component detecting means from the detected value of the input current detector, and a detected value of the output current detector and the first subtraction. A double frequency component instantaneous value calculation means for calculating a current component having a frequency twice that of the fundamental wave of the output current included in the detection value of the input current detector from the output of the circuit, and the first subtraction circuit. Damping control that inputs the output of the second subtraction circuit and the second subtraction circuit that subtracts the output of the double frequency component instantaneous value calculation means from the output value of, and outputs the correction signal of the current command. The single-phase inverter is controlled based on the unit, the third subtraction circuit that subtracts the correction signal from the current command, the output of the third subtraction circuit, and the detection value of the output current detector. It is characterized by including a current control unit that generates and outputs a PWM pulse to be generated.
この発明によれば、電動機を駆動する電動機駆動装置において、入力電流から直接振動分、高調波分を抽出してダンピング制御を行い、電流指令に逆位相で作用させることにより、直流入力回路に振動電流が発生した場合でも、インバータを安定に運転することができる電動機駆動装置を提供することができる。 According to the present invention, in the electric motor drive device for driving the electric motor, the vibration component and the harmonic component are directly extracted from the input current, damping control is performed, and the current command is acted on in the opposite phase to cause vibration in the DC input circuit. It is possible to provide an electric motor drive device capable of stably operating the inverter even when an electric current is generated.
以下、図面を参照して本発明の実施例について説明する。 Hereinafter, examples of the present invention will be described with reference to the drawings.
図１は本発明の実施例１に係る電動機駆動装置の全体を示すブロック構成図である。図２は、本発明の実施例１の図１に示す回路図の各部の波形例である。図１のＡからＧで示すポイントの波形が図２の各波形ＡからＧに相当する。以下、これらの図を参照して説明する。 FIG. 1 is a block configuration diagram showing the entire electric motor drive device according to the first embodiment of the present invention. FIG. 2 is a waveform example of each part of the circuit diagram shown in FIG. 1 of the first embodiment of the present invention. The waveforms of the points indicated by A to G in FIG. 1 correspond to the waveforms A to G in FIG. Hereinafter, description will be made with reference to these figures.
電動機駆動システム１００は、直流電源１（直流電源供給手段）、入力電圧検出器２、入力電流検出器３−１,３−２，・・・３−ｎ、コンデンサ４−１，４−２，・・・４−ｎ、出力電流検出器５−１，５−２，・・・５−ｎ、出力電圧検出器６−１，６−２，・・・６−ｎ、速度制御装置９、単相インバータ制御装置１０−１，１０−２，・・・１０−ｎ、単相インバータ３０−１，３０−２，・・・３０−ｎ、及び負荷としてのｎ相の多相巻線電動機４０（以下、単相の場合または多相と単相を特に区別する必要がない場合は電動機４０と記す場合もある。）などを有して構成される。 The electric motor drive system 100 includes a DC power supply 1 (DC power supply means), an input voltage detector 2, an input current detector 3-1, 3-2, ... 3-n, and a condenser 4-1 and 4-2. ... 4-n, output current detectors 5-1, 5-2, ... 5-n, output voltage detectors 6-1 and 6-2, ... 6-n, speed controller 9, Single-phase inverter controller 10-1, 10-2, ... 10-n, single-phase inverter 30-1, 30-2, ... 30-n, and n-phase multi-phase winding motor as a load 40 (hereinafter, it may be referred to as an electric motor 40 in the case of a single phase or when it is not necessary to distinguish between a polyphase and a single phase) .
多相巻線電動機４０は、各相を構成する複数個(ｎ個)の巻線を備えており、各巻線の相互間が電気的に絶縁されている。これらの、各々の巻線に単相インバータ３０−１、３０−２、３０−ｎの出力を接続して交流電力を供給することによって多相巻線電動機４０が駆動される。 The multi-phase winding motor 40 includes a plurality of (n) windings constituting each phase, and the windings are electrically insulated from each other. The multi-phase winding motor 40 is driven by connecting the outputs of the single-phase inverters 30-1, 30-2, and 30-n to each of these windings and supplying AC power.
共通に設けられた速度制御装置９は、図示されない上位制御装置から送信され、時間的に変化する速度指令に応じた回転速度となるように電流指令を各単相インバータ制御装置１０−１，１０−２，・・・１０−ｎに送る。そして各単相インバータ制御装置１０−１，１０−２，・・・１０−ｎは、電流指令に応じた交流電流を多相巻線電動機４０の巻線に流す様に各単相インバータ３０−１、３０−２、３０−ｎにゲートパルスを出力する。 The speed control device 9 provided in common is transmitted from a higher-level control device (not shown), and gives a current command to each single-phase inverter control device 10-1, 10 so as to have a rotation speed corresponding to a speed command that changes with time. -2, ... Send to 10-n. Then, each single-phase inverter control device 10-1, 10-2, ... 10-n causes each single-phase inverter 30- so as to pass an alternating current corresponding to the current command to the winding of the multi-phase winding motor 40. The gate pulse is output to 1, 30-2, and 30-n.
多相巻線電動機４０の軸に取り付けたられた回転角度検出器４１は、多相巻線電動機４０の機械角θＭを検出し、速度制御装置９に入力する。この機械角θＭを速度検出回路９１で微分することによって実速度を演算する。そして減算器９２によって、速度指令と実速度との速度偏差を求め、速度制御器９３に入力する。 The rotation angle detector 41 attached to the shaft of the multi-phase winding motor 40 detects the mechanical angle θM of the multi-phase winding motor 40 and inputs it to the speed control device 9. The actual speed is calculated by differentiating this mechanical angle θ M with the speed detection circuit 91. Then, the subtractor 92 obtains the speed deviation between the speed command and the actual speed, and inputs the speed deviation to the speed controller 93.
速度制御器９３は、速度偏差が最小となるように比例積分制御などを行なって、電流指令を出力する。 The speed controller 93 performs proportional integration control or the like so as to minimize the speed deviation, and outputs a current command.
電気角演算回路９４は、多相巻線電動機４０の極数に応じて機械角θＭから電気角θｅを演算し、この電気角θｅを各単相インバータ制御装置１０−１，１０−２，・・・１０−ｎに出力する。 The electric angle calculation circuit 94 calculates the electric angle θe from the mechanical angle θM according to the number of poles of the multi-phase winding motor 40 , and calculates the electric angle θe from each single-phase inverter control device 10-1, 10-2, ...・ ・ Output to 10-n.
入力電圧検出器２は、直流電源１の電圧を検出し、その検出値（入力電圧）を単相インバータ制御装置１０−１，１０−２，・・・１０−ｎに出力する。 The input voltage detector 2 detects the voltage of the DC power supply 1 and outputs the detected value (input voltage) to the single-phase inverter control devices 10-1, 10-2, ... 10-n.
直流電源１から分岐されたｎ個の直流母線の直流電力は、ｎ個の各入力電流検出器３−１,３−２，・・・３−ｎを経由し、さらにｎ個の各コンデンサ４−１，４−２，・・・４−ｎを経由して平滑化され、ｎ個の各単相インバータ３０−１、３０−２、３０−ｎに供給される。 The DC power of the n DC bus branches branched from the DC power supply 1 passes through each of the n input current detectors 3-1, 3-2, ... 3-n, and each of the n capacitors 4 It is smoothed via -1,4-2, ... 4-n and supplied to each of n single-phase inverters 30-1, 30-2, 30-n.
各入力電流検出器３−１,３−２，・・・３−ｎは、直流電源１から各コンデンサ４−１，４−２，・・・４−ｎ及び各単相インバータ３０−１、３０−２、・・・３０−ｎに供給される電流を検出し、その検出値である直流入力電流検出値Ｉｉ−１、Ｉｉ−２、・・・Ｉｉ−ｎを各々各単相インバータ制御装置１０−１，１０−２，・・・１０−ｎに出力する。なお、直流入力電流検出値Ｉｉ−１、Ｉｉ−２、・・・Ｉｉ−ｎには直流分と各単相インバータ３０−１、３０−２、・・・３０−ｎが出力する交流電流の周波数の２倍の周波数成分（２ｆ）が含まれる。 Each input current detector 3-1, 3-2, ... 3-n is a DC power supply 1 to each capacitor 4-1, 4-2, ... 4-n and each single-phase inverter 30-1. The current supplied to 30-2, ... 30-n is detected, and the DC input current detection values Ii-1, Ii-2, ... Iin, which are the detected values, are controlled by each single-phase inverter. Output to devices 10-1, 10-2, ... 10-n. The DC input current detection values Ii-1, Ii-2, ... Iin include the DC component and the AC current output by the single-phase inverters 30-1, 30-2, ... 30-n. It contains twice the frequency component (2f).
各出力電流検出器５−１，５−２，・・・５−ｎは、各単相インバータ３０−１、３０−２、・・・３０−ｎから出力される出力電圧を検出し、その検出値を各々各単相インバータ制御装置１０−１，１０−２，・・・１０−ｎに出力する。 Each output current detector 5-1, 5-2, ... 5-n detects the output voltage output from each single-phase inverter 30-1, 30-2, ... 30-n, and the output voltage thereof is detected. The detected values are output to each single-phase inverter controller 10-1, 10-2, ... 10-n, respectively.
各出力電圧検出器６−１，６−２，・・・６−ｎは、各単相インバータ３０−１、３０−２、・・・３０−ｎから出力される出力電圧を検出し、その検出値を各々各単相インバータ制御装置１０−１，１０−２，・・・１０−ｎに出力する。 Each output voltage detector 6-1, 6-2, ... 6-n detects the output voltage output from each single-phase inverter 30-1, 30-2, ... 30-n, and the output voltage thereof is detected. The detected values are output to each single-phase inverter controller 10-1, 10-2, ... 10-n, respectively.
次に第１相用の単相インバータ制御装置１０−１について説明する。 Next, the single-phase inverter control device 10-1 for the first phase will be described.
＜直流分抽出＞
入力電流検出器３−１で検出された直流入力電流Ｉｉ（以下、入力電流と記す。図１のＡ、図２（１）の波形Ａ参照)は、平均電流算出回路１１及び減算回路１２（第1の減算回路）に入力される。
<DC component extraction>
The DC input current Ii (hereinafter referred to as input current; see A in FIG. 1 and waveform A in FIG. 2 (1)) detected by the input current detector 3-1 is the average current calculation circuit 11 and the subtraction circuit 12 (hereinafter referred to as input current). It is input to the first subtraction circuit).
平均電流算出回路１１（直流成分検出手段）は、入力電流検出器３−１から出力された入力電流Ｉｉの平均値である入力平均電流Iiav（図１のＢ、図２（１）の波形Ｂ参照）を下式（１）により算出する。 The average current calculation circuit 11 (DC component detecting means) is an input average current Iiav (B in FIG. 1 and a waveform B in FIG. 2 (1)) which is an average value of the input current Ii output from the input current detector 3-1. Refer to) is calculated by the following equation (1).
ここでＴは、インバータの基本波出力周波数の周期より長い時間とする。すなわち、平均電流算出回路１１は、直流成分検出手段である。 Here, T is a time longer than the period of the fundamental wave output frequency of the inverter. That is, the average current calculation circuit 11 is a DC component detecting means.
＜交流分検出＞
減算回路１２（第1の減算回路）は、入力電流検出器３−１で検出された入力電流Iiから平均電流算出回路１１で算出された入力平均電流Iiavを減算する。この減算の結果、入力電流の交流分が検出される（図１のＣ、図２（２）の波形Ｃ参照）。
<AC component detection>
The subtraction circuit 12 (first subtraction circuit) subtracts the input average current Iiav calculated by the average current calculation circuit 11 from the input current Ii detected by the input current detector 3-1. As a result of this subtraction, the AC component of the input current is detected (see C in FIG. 1 and waveform C in FIG. 2 (2)).
＜入力電流実効値算出＞
入力電圧検出器２によって検出された入力電圧、出力電流検出器５−１によって検出されたインバータ出力電流及び出力電圧検出器６−１によって検出されたインバータ出力電圧は、入力電流実効値算出部１４に入力される。
<Calculation of effective input current value>
The input voltage detected by the input voltage detector 2, the inverter output current detected by the output current detector 5-1 and the inverter output voltage detected by the output voltage detector 6-1 are the input current effective value calculation unit 14. Is entered in.
入力電流実効値算出部１４は、出力電圧検出器６−１の出力であるインバータ出力電圧検出値、及び出力電流検出器５−１のインバータ出力電流検出値から各々インバータ３０Ｍの基本波の出力電圧実効値及び基本波の出力電流実効値を算出する。また、インバータ出力電圧検出値の基本波と、及びインバータ出力電流検出値の基本波の位相差からインバータ３０−１の出力力率を算出する。また、効率選択回路２７から出力される単相インバータ３０−１の変換効率ηを選択し、下式（２）に示す演算を行い、入力電流実効値Ｉｉｅを算出する。 The input current effective value calculation unit 14 is the output voltage of the fundamental wave of the inverter 30M from the inverter output voltage detection value which is the output of the output voltage detector 6-1 and the inverter output current detection value of the output current detector 5-1. Calculate the effective value and the effective output current value of the fundamental wave. Further, the output power factor of the inverter 30-1 is calculated from the phase difference between the fundamental wave of the inverter output voltage detection value and the fundamental wave of the inverter output current detection value. Further, the conversion efficiency η of the single-phase inverter 30-1 output from the efficiency selection circuit 27 is selected, and the calculation shown in the following equation (2) is performed to calculate the input current effective value Iie.
尚、上記では、入力電流実効値算出部１４で使用するインバータ出力電圧として出力電圧検出器６−１によって検出された値を使用しているが、後述する電流制御部２６内でＰＷＭパルスを発生する時に使用する電圧指令を用いてもよい。 In the above, the value detected by the output voltage detector 6-1 is used as the inverter output voltage used by the input current effective value calculation unit 14, but a PWM pulse is generated in the current control unit 26 described later. You may use the voltage command used at that time.
＜運転周波数の２ｆ分抽出＞
平均電流算出回路１１から出力された入力平均電流Iiavを２乗回路１３で２乗し、入力平均電流Iiavの２乗値を算出する。
<Extraction of 2f of operating frequency>
The input average current Iiav output from the average current calculation circuit 11 is squared by the squared circuit 13, and the squared value of the input average current Iiav is calculated.
入力電流実効値算出部１４から出力された入力電流の実効値Iieを２乗回路１５で２乗し、入力電流実効値Iieの２乗値を算出する。 The effective value Iie of the input current output from the input current effective value calculation unit 14 is squared by the square circuit 15, and the square value of the input current effective value Iie is calculated.
減算回路１６は、２乗回路１５の出力である入力電流実効値Iieの２乗値から、２乗回路１３の出力である入力平均電流Iiavの２乗値を減算する。 The subtraction circuit 16 subtracts the square value of the input average current Iiav, which is the output of the square circuit 13, from the square value of the input current effective value Iie, which is the output of the square circuit 15.
平方根算出回路１７は、減算回路１６から出力された差分の平方根を算出し出力する。上記算出された差分には、単相インバータの出力の周波数の２倍の成分（２ｆ成分）が含まれているので、上記差分の平方根は、入力電流検出器３−１を通過した電流に含まれる、単相インバータ３０−１の出力周波数の２倍の成分（２ｆ）の実効値（２ｆ成の分実効値）が算出されたことになる。 The square root calculation circuit 17 calculates and outputs the square root of the difference output from the subtraction circuit 16. Since the calculated difference includes a component (2f component) that is twice the frequency of the output of the single-phase inverter, the square root of the difference is included in the current that has passed through the input current detector 3-1. This means that the effective value (effective value for 2f generation) of the component (2f) twice the output frequency of the single-phase inverter 30-1 has been calculated.
＜正弦波ピーク値の算出＞
乗算回路１９は、平方根算出回路１７から出力された値に、設定器１８で設定された値である√２を乗算し出力する。この乗算によって乗算回路１９は入力電流検出器３−１を通過した電流に含まれる、単相インバータ３０−１の出力周波数の２倍の成分（２ｆ）のピーク値相当を出力する。乗算回路１９の出力は正弦演算回路２１に入力される。
<Calculation of sine wave peak value>
The multiplication circuit 19 multiplies the value output from the square root calculation circuit 17 by √2, which is the value set by the setter 18, and outputs the value. By this multiplication, the multiplication circuit 19 outputs a peak value equivalent to a component (2f) twice the output frequency of the single-phase inverter 30-1, which is included in the current passing through the input current detector 3-1. The output of the multiplication circuit 19 is input to the sine arithmetic circuit 21.
＜理想的な２ｆ成分入力電流の算出＞
速度制御装置９内の電気角演算回路９４の出力である電気角θｅは、単相インバータ制御装置１０−１の位相調整回路２９で調整位相を加算された後、正弦算出回路２０及び電流制御部２６に入力される。
<Calculation of ideal 2f component input current>
The electrical angle θe is the output of the electric angle calculation circuit 94 of the speed control device 9 are summed adjustment phase in the phase adjustment circuit 2 9 single-phase inverter controller 10-1, a sine calculator 20 and a current control It is input to the unit 26.
位相調整回路２９は、各々の単相インバータ３０−１,３０−２・・・３０―ｎが電動機４０の異なる相の巻線に接続するので、同一機械角たいして、各相の巻線の電気角は異なる、よって、その相違を補正するために入力値に対して、例えば一定量をシフトする等により補正する回路である。 Phase adjustment circuit 2 9, since each of the single-phase inverters 30-1 and 30-2 · · · 30-n is connected to the windings of different phases of the electric motor 40, the same mechanical angle much, of each phase winding The electric angles are different, and therefore, in order to correct the difference, the circuit corrects the input value by, for example, shifting a certain amount.
正弦算出回路２０は、位相調整回路２９の出力した値の２倍の値を角度としてその正弦を出力する。即ち位相調整回路２９の出力をθ１とすると、正弦算出回路２０の出力はｓｉｎ（２θ１）である。 Sine calculation circuit 20 outputs the sine of twice the value of the output value of the phase adjustment circuit 2 9 as an angle. That is, the output θ1 of the phase adjustment circuit 2 9, the output of the sine calculator 20 is sin (2.theta.1).
乗算回路２１は、乗算回路１９の出力と正弦算出回路２０の出力を乗算し減算回路２２に出力する。乗算回路２１の出力は、下式（３）に示すように入力電流に含まれる理想的な２ｆ成分の電流の瞬時値を算出することになる。（図１のＤ、図２波形Ｄ参照）。 The multiplication circuit 21 multiplies the output of the multiplication circuit 19 and the output of the sine calculation circuit 20 and outputs the result to the subtraction circuit 22. The output of the multiplication circuit 21 calculates the instantaneous value of the current of the ideal 2f component included in the input current as shown in the following equation (3). (See D in FIG. 1 and waveform D in FIG. 2).
ここでIieeは平方根算出回路１７の出力である。 Here, Iiee is the output of the square root calculation circuit 17.
以上のように、入力電流実効値算出部１４、２乗回路１３および１５、減算回路１６、平方根算出回路１７、設定器１８、乗算回路１９および２１、正弦算出回路２０にて入力電流に含まれる、出力電流の基本波の２倍周波数成分瞬時値算出手段を構成している。 As described above, the input current is included in the input current in the input current effective value calculation unit 14, squared circuits 13 and 15, subtraction circuit 16, square root calculation circuit 17, setter 18, multiplication circuits 19 and 21, and sine calculation circuit 20. , It constitutes a means for calculating the instantaneous value of the frequency component twice the fundamental wave of the output current.
＜高調波電流分抽出＞
減算回路２２（第２の減算回路）は、減算回路１２から出力された入力電流の交流分（図２（２）波形Ｃ参照）から、乗算回路２２から出力された理想的な２ｆ成分の入力電流（図２（３）波形D参照）を減算する。この減算の結果、入力電流に含まれる高調波電流分が抽出される（図２（４）波形Ｅ参照）。この高調波電流分には、上述した振動電流（リプル電流）が含まれており、ダンピング制御部の入力信号となる。
<Harmonic current extraction>
The subtraction circuit 22 (second subtraction circuit) inputs an ideal 2f component output from the multiplication circuit 22 from the AC component of the input current output from the subtraction circuit 12 (see waveform C in FIG. 2 (2)). Subtract the current (see FIG. 2 (3) waveform D). As a result of this subtraction, the harmonic current contained in the input current is extracted (see waveform E in FIG. 2 (4)). The harmonic current component includes the vibration current (ripple current) described above, and serves as an input signal for the damping control unit.
＜ダビング制御部＞
ダンピング制御部は、微分回路２３、１次遅れ回路２４及び減算回路２５などを有して構成される。
<Dubbing control unit>
The damping control unit includes a differentiating circuit 23, a first-order lag circuit 24, a subtraction circuit 25, and the like.
微分回路２３は、上記減算回路２２から出力された高調波分を微分する。この微分によって進み位相の高調波分が生成される。 The differentiating circuit 23 differentiates the harmonics output from the subtraction circuit 22. This differentiation produces harmonics of the lead phase.
１次遅れ回路２４は、ローパスフィルタで構成され、微分回路２３の出力信号に対して、設定された時定数を超える高域ノイズをカットして生成した進み位相の高調波分（補正信号）を減算回路２５（第３の減算回路）の−側端子に入力する。 The first-order lag circuit 24 is composed of a low-pass filter, and outputs a harmonic component (correction signal) of the lead phase generated by cutting high frequency noise exceeding a set time constant with respect to the output signal of the differentiating circuit 23. Input to the-side terminal of the subtraction circuit 25 (third subtraction circuit).
減算回路２５（第３の減算回路）の＋側端子には速度制御装置９内の速度制御器９３の出力である電流指令が入力される。 A current command, which is an output of the speed controller 93 in the speed control device 9, is input to the + side terminal of the subtraction circuit 25 (third subtraction circuit).
減算回路２５（第３の減算回路）は、＋側端子に入力された電流指令から−側端子に入力された進み位相の差分を減算する。この減算により、電流指令に、上記振動電流の逆位相を加えて補正された電流指令が生成され、電流制御部２６に入力される（図２（５）の波形Ｆ参照）。 The subtraction circuit 25 (third subtraction circuit) subtracts the difference in the lead phase input to the − side terminal from the current command input to the + side terminal. By this subtraction, the current command corrected by adding the opposite phase of the vibration current to the current command is generated and input to the current control unit 26 (see waveform F in FIG. 2 (5)).
＜電流制御部＞
電流制御部２６は、減算回路２５から出力された補正された電流指令と、出力電流検出器５−１によって検出されたインバータ出力電流を入力し、単相インバータ３０−１を制御するＰＷＭパルスを生成して出力する。ＰＷＭパルスは例えば、補正された電流指令と検出されたインバータ出力電流に基づき、電圧指令を生成し、三角波キャリアとの比較により生成される。単相インバータ３０−１は上記によって生成されたＰＷＭパルスに基づきスイッチングを行う。
<Current control unit>
The current control unit 26 inputs the corrected current command output from the subtraction circuit 25 and the inverter output current detected by the output current detector 5-1 and outputs a PWM pulse for controlling the single-phase inverter 30-1. Generate and output. The PWM pulse is generated, for example, by generating a voltage command based on the corrected current command and the detected inverter output current, and comparing it with a triangular wave carrier. The single-phase inverter 30-1 performs switching based on the PWM pulse generated as described above.
このように構成することにより、上記振動電流が上昇したとき、電流指令を下げ、振動電流が減少したとき電流指令を上げた電流制御を行うことにより、安定化を保つことができる。この結果、インバータ出力電流は、図２（６）の波形Ｇに示すように、振動電流を抑制することができる。 With this configuration, stabilization can be maintained by performing current control in which the current command is lowered when the vibration current rises and the current command is raised when the vibration current decreases. As a result, the inverter output current can suppress the vibration current as shown in the waveform G of FIG. 2 (6).
＜変換効率ηについて＞
上述した単相インバータ３０−１の変換効率ηは、効率選択回路２７内に推定変換効率として予めメモリテーブルとして保存されており、入力電流実効値算出部１４で入力電流実効値を算出する際に、例えば単相インバータ３０−１の出力電流に応じて選択され、使用される。尚、図１においては単相インバータ３０−１の出力電流のみで変換効率ηを選択する図としているが、単相インバータ３０−１の出力電流に加え、単相インバータ３０−１の出力の基本波周波数（多相巻線電動機４０の回転速度）も合わせて参照して変換効率ηを選択するようにしてもよい。変換効率ηを使用することにより、上記入力電流実効値の精度が向上する。
<About conversion efficiency η>
The conversion efficiency η of the single-phase inverter 30-1 described above is stored in advance as an estimated conversion efficiency in the efficiency selection circuit 27 as a memory table, and when the input current effective value calculation unit 14 calculates the input current effective value. For example, it is selected and used according to the output current of the single-phase inverter 30-1. Although the conversion efficiency η is selected only by the output current of the single-phase inverter 30-1 in FIG. 1, the basic output of the single-phase inverter 30-1 is added to the output current of the single-phase inverter 30-1. The conversion efficiency η may be selected by also referring to the wave frequency (rotational speed of the multi-phase winding motor 40). By using the conversion efficiency η, the accuracy of the input current effective value is improved.
以上、単相インバータ３０−１及び単相インバータ制御装置１０−１の動作について説明したが単相インバータ３０−２，・・・３０−ｎ及び単相インバータ制御装置１０−２，・・・１０−ｎについても動作は同様であるので説明は省略する。 The operation of the single-phase inverter 30-1 and the single-phase inverter control device 10-1 has been described above. However, the single-phase inverter 30-2, ... 30-n and the single-phase inverter control device 10-2, ... 10 Since the operation is the same for −n, the description thereof will be omitted.
以上の様に本発明の実施例１によれば直流入力回路に振動電流が発生した場合でも、インバータを安定に運転することができる電動機駆動装置を提供することができる。 As described above, according to the first embodiment of the present invention, it is possible to provide an electric motor drive device capable of stably operating the inverter even when an oscillating current is generated in the DC input circuit.
図３は本発明の実施例２に係る電動機駆動装置の全体を示すブロック構成図である。この実施例２の各部について、図１の本発明の実施例１に係る電動機駆動装置の全体を示すブロック構成図の各部と同一部分は同一符号を示し、その説明は省略する。この実施例２が実施例１と異なる点は実施例１では主回路が一つの直流電源がｎ分岐し、ｎ台の入力電流検出器を経由し各々コンデンサがｎｓｅｔと単相インバータがｎ台接続されていたが、実施例２では主回路一つの直流電源に対し１台の入力電流検出器を経由し１ｓｅｔのコンデンサを経由し単相インバータがｎ台接続されている。そのため実施例２では単相インバータ制御装置は入力電検出器の検出値を１／ｎにするゲインを備えている。 FIG. 3 is a block configuration diagram showing the entire electric motor drive device according to the second embodiment of the present invention. Regarding each part of the second embodiment, the same parts as each part of the block configuration diagram showing the whole of the electric motor drive device according to the first embodiment of the present invention in FIG. 1 indicate the same reference numerals, and the description thereof will be omitted. Example 2 is Example 1 differs from Example 1 main circuit one of the DC power supply is n branches, via respectively capacitor single-phase inverters n block connection and nset the n-number of the input current detector However, in the second embodiment, n single-phase inverters are connected to the DC power supply of one main circuit via one input current detector and one set of capacitors. Therefore, in the second embodiment, the single-phase inverter control device has a gain that makes the detection value of the input electric detector 1 / n.
速度制御装置９及び入力電圧検出器２は、実施例１と同様にその出力を単相インバータ制御装置１０Ａ−１，１０Ａ−２，・・・１０−ｎに出力する。 The speed control device 9 and the input voltage detector 2 output their outputs to the single-phase inverter control devices 10A-1, 10A-2, ... 10-n as in the first embodiment.
直流電源１から供給された直流電力は、入力電流検出器３経由し、コンデンサ４を経由して平滑化され、ｎ個の各単相インバータ３０−１、３０−２、３０−ｎに供給される。 The DC power supplied from the DC power supply 1 is smoothed via the input current detector 3 and the capacitor 4, and is supplied to the n single-phase inverters 30-1, 30-2, and 30-n. To.
電流検出器３は、直流電源１から、コンデンサ４及び各単相インバータ３０−１、３０−２、・・・３０−ｎに供給される電流を検出し、その検出値である直流入力電流検出値Ｉｉを各々各単相インバータ制御装置１０Ａ−１，１０Ａ−２，・・・１０Ａ−ｎに出力する。各出力電流検出器５−１，５−２，・・・５−ｎおよび各出力電圧検出器６−１，６−２，・・・６−ｎは、各単相インバータ３０−１、３０−２、・・・３０−ｎから出力される出力電流及び出力電圧を検出し、その検出値を各々各単相インバータ制御装置１０Ａ−１，１０Ａ−２，・・・１０Ａ−ｎに出力する。 The current detector 3 detects the current supplied from the DC power supply 1 to the capacitor 4 and the single-phase inverters 30-1, 30-2, ... 30-n, and detects the DC input current which is the detected value. The value Ii is output to each single-phase inverter controller 10A-1, 10A-2, ... 10A-n, respectively. Each output current detector 5-1, 5-2, ... 5-n and each output voltage detector 6-1, 6-2, ... 6-n are single-phase inverters 30-1, 30. -2, ... Detects the output current and output voltage output from 30-n, and outputs the detected values to each single-phase inverter controller 10A-1, 10A-2, ... 10A-n, respectively. ..
次に第１相用の単相インバータ制御装置１０Ａ−１について説明する。
入力電流検出器３で検出された入力電流は単相インバータｎ台分の電流であるため、ゲイン回路２８に入力され入力電流値を１／ｎの値に変換後、平均電流算出回路１１及び減算回路１２（第1の減算回路）に入力される。以降の動作は実施例１と同様なため説明は省略する。
Next, the single-phase inverter control device 10A-1 for the first phase will be described.
Since the input current detected by the input current detector 3 is the current for n single-phase inverters, it is input to the gain circuit 28, and after converting the input current value to a value of 1 / n, the average current calculation circuit 11 and subtraction are performed. It is input to the circuit 12 (first subtraction circuit). Since the subsequent operations are the same as those in the first embodiment, the description thereof will be omitted.
よって本発明の実施例２によれば直流入力回路に振動電流が発生した場合でも、インバータを安定に運転することができる多相巻線電動機駆動装置を提供することができる。 Therefore, according to the second embodiment of the present invention, it is possible to provide a multi-phase winding electric motor drive device capable of stably operating the inverter even when an oscillating current is generated in the DC input circuit.
以上、実施例１及び実施例２について説明したが、これらの実施例は例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施例は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施例やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。 Although Examples 1 and 2 have been described above, these Examples are presented as examples and are not intended to limit the scope of the invention. These novel examples can be implemented in various other forms, and various omissions, replacements, and changes can be made without departing from the gist of the invention. These examples and modifications thereof are included in the scope and gist of the invention, and are also included in the scope of the invention described in the claims and the equivalent scope thereof.
本発明によれば直流入力回路に振動電流が発生した場合でも、インバータを安定に運転することができる多相巻線電動機駆動装置を提供することができる。 According to the present invention, it is possible to provide a multi-phase winding electric motor drive device capable of stably operating an inverter even when an oscillating current is generated in a DC input circuit.
１００ 電動機駆動システム
１ 直流電源
２ 入力電圧検出器
３，３−１,３−２，・・・３−ｎ 入力電流検出器
４−１，４−２，・・・４−ｎ コンデンサ
５−１，５−２，・・・５−ｎ 出力電流検出器
６−１，６−２，・・・６−ｎ 出力電圧検出器
９ 速度制御装置
１０−１，１０−２，・・・１０−ｎ 単相インバータ制御装置
１０Ａ−１，１０Ａ−２，・・・１０Ａ−ｎ 単相インバータ制御装置
１１ 平均電流算出回路
１２、１６、２２、２５ 減算回路
１３、１５ ２乗回路
１４ 入力電流実効値算出部
１７ 平方根算出回路
１８ 設定器
１９、２１ 乗算回路
２０ 正弦算出回路
２３ 微分回路
２４ 一次遅れ回路
２６ 電流制御部
２７ 効率選択回路
３０−１，３０−２，・・・３０−ｎ 単相インバータ
４０ 電動機
４１ 回転角度検出器
100 Electric motor drive system 1 DC power supply 2 Input voltage detector 3,3-1,3-2, ... 3-n Input current detector 4-1,4-2, ... 4-n Condenser 5-1 , 5-2, ... 5-n output current detector 6-1, 6-2, ... 6-n output voltage detector 9 Speed controller 10-1, 10-2, ... 10- n Single-phase inverter controller 10A-1,10A-2, ... 10A-n Single-phase inverter controller 11 Average current calculation circuit 12, 16, 22, 25 Subtraction circuit 13, 15 Squared circuit 14 Input current effective value Calculation unit 17 Square root calculation circuit 18 Setter 19, 21 Multiplying circuit 20 Sine calculation circuit 23 Differential circuit 24 Primary lag circuit 26 Current control unit 27 Efficiency selection circuit 30-1, 30-2, ... 30-n Single-phase inverter 40 Electric motor 41 Rotation angle detector
Claims (6)
直流電源に接続されたコンデンサと、
前記コンデンサに接続され、電動機に交流電圧を出力する単相インバータと、
前記単相インバータに速度指令に応じた電流指令を出力する速度制御装置と、
前記直流電源から前記コンデンサ及び前記単相インバータに供給される入力電流を検出する入力電流検出器と、
前記単相インバータの出力電流を検出する出力電流検出器と、
前記電流指令に基づき前記単相インバータを制御する単相インバータ制御装置と、
で構成され、
前記単相インバータ制御装置は、
前記入力電流検出器の検出値から直流成分を検出する直流成分検出手段と、
前記入力電流検出器の検出値から前記直流成分検出手段の出力を減算する第１の減算回路と、
前記出力電流検出器の検出値と前記第１の減算回路の出力から、前記入力電流検出器の検出値に含まれる、前記出力電流の基本波の２倍の周波数の電流成分を算出する２倍周波数成分瞬時値算出手段と、
前記第１の減算回路の出力値から、前記２倍周波数成分瞬時値算出手段の出力を減算する第２の減算回路と、
前記第２の減算回路の出力を入力し、前記電流指令の補正信号を出力するダンピング制御部と、
前記電流指令から前記補正信号を減算する第３の減算回路と、
前記第３の減算回路の出力および、前記出力電流検出器の検出値をもとに、前記単相インバータを制御するＰＷＭパルスを生成して出力する電流制御部と、
を備えたことを特徴とする電動機駆動装置。 DC power supply and
With a capacitor connected to the DC power supply,
A single-phase inverter that is connected to the capacitor and outputs AC voltage to the motor,
A speed control device that outputs a current command according to the speed command to the single-phase inverter,
An input current detector that detects the input current supplied from the DC power supply to the capacitor and the single-phase inverter.
An output current detector that detects the output current of the single-phase inverter, and
A single-phase inverter control device that controls the single-phase inverter based on the current command,
Consists of
The single-phase inverter control device is
A DC component detecting means for detecting a DC component from the detected value of the input current detector, and
A first subtraction circuit that subtracts the output of the DC component detecting means from the detection value of the input current detector, and
From the detection value of the output current detector and the output of the first subtraction circuit, the current component having a frequency twice that of the fundamental wave of the output current included in the detection value of the input current detector is calculated twice. Frequency component instantaneous value calculation means and
A second subtraction circuit that subtracts the output of the double frequency component instantaneous value calculation means from the output value of the first subtraction circuit.
A damping control unit that inputs the output of the second subtraction circuit and outputs the correction signal of the current command.
A third subtraction circuit that subtracts the correction signal from the current command,
A current control unit that generates and outputs a PWM pulse that controls the single-phase inverter based on the output of the third subtraction circuit and the detection value of the output current detector.
An electric motor drive device characterized by being equipped with.
直流電源に接続された複数のコンデンサと、
前記複数のコンデンサに各々接続され、多相巻線電動機の各相の巻線に交流電圧を出力する複数の単相インバータと、
前記複数の単相インバータに速度指令に応じた電流指令を出力する速度制御装置と、
前記直流電源から前記複数のコンデンサ及び単相インバータに供給される入力電流を各々検出する複数の入力電流検出器と、
前記複数の単相インバータの出力電流を各々検出する複数の出力電流検出器と、
前記電流指令に基づき前記複数の単相インバータを各々制御する複数の単相インバータ制御装置と、
で構成され、
前記複数の各単相インバータ制御装置は、
前記各入力電流検出器の検出値から直流成分を検出する直流成分検出手段と、
前記各入力電流検出器の検出値から前記直流成分検出手段の出力を減算する第１の減算回路と、
前記各出力電流検出器の検出値と前記第１の減算回路の出力から、前記各入力電流検出器の検出値に含まれる、前記各出力電流の基本波の２倍の周波数の電流成分を算出する２倍周波数成分瞬時値算出手段と、
前記第１の減算回路の出力値から、前記２倍周波数成分瞬時値算出手段の値を減算する第２の減算回路と、
前記第２の減算回路の出力を入力し、前記電流指令の補正信号を出力するダンピング制御部と、
前記電流指令から前記補正信号を減算する第３の減算回路と、
前記第３の減算回路の出力および、前記各出力電流検出器の検出値をもとに、前記各単相インバータを制御するＰＷＭパルスを生成して出力する電流制御部と、
を備えたことを特徴とする電動機駆動装置。 DC power supply and
With multiple capacitors connected to the DC power supply,
A plurality of single-phase inverters that are connected to the plurality of capacitors and output an AC voltage to the windings of each phase of the multi-phase winding motor.
A speed control device that outputs a current command according to the speed command to the plurality of single-phase inverters,
A plurality of input current detectors that detect input currents supplied from the DC power supply to the plurality of capacitors and the single-phase inverter, and
A plurality of output current detectors that detect the output currents of the plurality of single-phase inverters, and
A plurality of single-phase inverter control devices that each control the plurality of single-phase inverters based on the current command, and
Consists of
Each of the plurality of single-phase inverter control devices
A DC component detecting means for detecting a DC component from the detection value of each of the input current detectors,
A first subtraction circuit that subtracts the output of the DC component detecting means from the detection value of each input current detector, and
From the detection value of each output current detector and the output of the first subtraction circuit, the current component having a frequency twice the fundamental wave of each output current included in the detection value of each input current detector is calculated. 2x frequency component instantaneous value calculation means and
A second subtraction circuit that subtracts the value of the double frequency component instantaneous value calculation means from the output value of the first subtraction circuit.
A damping control unit that inputs the output of the second subtraction circuit and outputs the correction signal of the current command.
A third subtraction circuit that subtracts the correction signal from the current command,
A current control unit that generates and outputs a PWM pulse that controls each single-phase inverter based on the output of the third subtraction circuit and the detection value of each output current detector.
An electric motor drive device characterized by being equipped with.
直流電源に接続されたコンデンサと、
前記コンデンサに各々接続され、多相巻線電動機の各相の巻線に交流電圧を出力する複数の単相インバータと、
前記複数の単相インバータに速度指令に応じた電流指令を出力する速度制御装置と、
前記直流電源から前記コンデンサ及び前記複数の単相インバータに供給される入力電流を一括して検出する入力電流検出器と、
前記複数の単相インバータの出力電流を各々検出する複数の出力電流検出器と、
前記電流指令に基づき前記複数の単相インバータを各々制御する複数の単相インバータ制御装置と、
で構成され、
前記複数の各単相インバータ制御装置は、
前記入力電流検出器の検出値から直流成分を検出する直流成分検出手段と、
前記入力電流検出器の検出値から前記直流成分検出手段の出力を減算する第１の減算回路と、
前記各出力電流検出器の検出値と前記第１の減算回路の出力から、前記入力電流検出器の検出値に含まれる、前記各出力電流の基本波の２倍の周波数の電流成分を算出する２倍周波数成分瞬時値算出手段と、
前記第１の減算回路の出力値から、前記２倍周波数成分瞬時値算出手段の値を減算する第２の減算回路と、
前記第２の減算回路の出力を入力し、前記電流指令の補正信号を出力するダンピング制御部と、
前記電流指令から前記補正信号を減算する第３の減算回路と、
前記第３の減算回路の出力および、前記各出力電流検出器の検出値をもとに、前記各単相インバータを制御するＰＷＭパルスを生成して出力する電流制御部と、
を備えたことを特徴とする電動機駆動装置。 DC power supply and
With a capacitor connected to the DC power supply,
A plurality of single-phase inverters that are connected to the capacitors and output AC voltage to the windings of each phase of the multi-phase winding motor.
A speed control device that outputs a current command according to the speed command to the plurality of single-phase inverters,
An input current detector that collectively detects the input current supplied from the DC power supply to the capacitor and the plurality of single-phase inverters.
A plurality of output current detectors that detect the output currents of the plurality of single-phase inverters, and
A plurality of single-phase inverter control devices that each control the plurality of single-phase inverters based on the current command, and
Consists of
Each of the plurality of single-phase inverter control devices
With a DC component detecting means for detecting a DC component from the detected value of the input current detector,
With a first subtraction circuit that subtracts the output of the DC component detecting means from the detection value of the input current detector,
From the detection value of each output current detector and the output of the first subtraction circuit, the current component having a frequency twice the fundamental wave of each output current included in the detection value of the input current detector is calculated. 2x frequency component instantaneous value calculation means and
A second subtraction circuit that subtracts the value of the double frequency component instantaneous value calculation means from the output value of the first subtraction circuit.
A damping control unit that inputs the output of the second subtraction circuit and outputs the correction signal of the current command.
SaidA third subtraction circuit that subtracts the correction signal from the current command,
A current control unit that generates and outputs a PWM pulse that controls each single-phase inverter based on the output of the third subtraction circuit and the detection value of each output current detector.
An electric motor drive device characterized by being equipped with.
前記直流成分検出手段は、
前記入力電流検出器の出力値の平均値を算出する平均電流算出回路で構成され、
前記２倍周波数成分瞬時値算出手段は、
前記単相インバータの出力電圧実効値と前記出力電流の検出値から演算された出力電流実効値および演算された力率を乗算し、変換効率で除して算出された入力電力を、前記入力電圧検出器の出力で除算することにより入力電流実効値の計算値を算出する入力電流実効値算出部と、
前記平均電流算出回路の出力と、前記入力電流実効値算出部で算出された入力電流実効値および、電動機の機械角から変換された前記単相インバータの出力の電気角により演算されることを特徴とする請求項１から請求項３記載の電動機駆動装置。 An input voltage detector for detecting the voltage of the DC power supply is further provided.
The DC component detecting means is
Consists of the average current calculation circuit for calculating an average value of the output value of the input current detector,
The double frequency component instantaneous value calculation means is
The input voltage calculated by multiplying the effective output voltage of the single-phase inverter by the effective output current calculated from the detected value of the output current and the calculated force factor and dividing by the conversion efficiency is used as the input voltage. The input current effective value calculation unit that calculates the calculated value of the input current effective value by dividing by the output of the detector,
It is characterized by being calculated by the output of the average current calculation circuit, the input current effective value calculated by the input current effective value calculation unit, and the electric angle of the output of the single-phase inverter converted from the mechanical angle of the electric motor. The electric motor drive device according to any one of claims 1 to 3.
あらかじめ定められたメモリテーブルに保存されており、前記出力電流検出器の出力に応じて選択されて使用されることを特徴とする請求項４記載の電動機駆動装置。 The conversion efficiency is
The electric motor drive device according to claim 4, wherein the electric motor drive device is stored in a predetermined memory table and is selected and used according to the output of the output current detector.
前記第２の減算回路の出力を微分する微分回路と、
前記微分回路から出力され信号を入力し、１次遅れ信号を出力する１次遅れ回路と、
を備えたことを特徴とする請求項１から請求項３記載の電動機駆動装置。 The damping control unit
A differentiating circuit that differentiates the output of the second subtraction circuit and
A first-order lag circuit that outputs a signal output from the differentiating circuit and outputs a first-order lag signal,
The electric motor driving device according to claim 1 to 3, wherein the electric motor driving device is provided.
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