JP2004104976A

JP2004104976A - Power converting device

Info

Publication number: JP2004104976A
Application number: JP2002267286A
Authority: JP
Inventors: Kazuaki Yuki; 結城　和明; Takuma Henmi; 逸見　琢磨
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2002-09-12
Filing date: 2002-09-12
Publication date: 2004-04-02

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a power converting device capable of effectively controlling a constituent around 25 Hz, which is one of the frequency bands of a track circuit in the high harmonics of a fly-back current. <P>SOLUTION: This power converting device is provided with a filter capacitor 4 connected to a DC power source 1 via a filter reactor 3, a load driving means 5 that is connected to the filter capacitor to drive an AC load by converting DC power into AC power, and an impedance element 13 that has an impedance characteristic that control LC resonance between the filter reactor and the filter capacitor and that is connected in parallel with a part or the whole part of the filter reactor. The impedance element 13 can be replaced with a diode 14. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電車システムにおける電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図１４は電車システムにおける一般的な電力変換装置の回路構成を示している。この電力変換装置は、架線の直流電源１から初期充電回路２を通じて直流電力を給電し、フィルタリアクトル３、フィルタコンデンサ４を通じて直交電力変換するインバータ回路５に供給し、このインバータ回路５の変換した交流電力を交流負荷である主電動機６に供給して駆動する構成であり、架線１からの直流は、車輪７を通じてレールへ電流が流れる。８は遮断器である。
【０００３】
このレールは、信号設備である軌道回路を形成している。そこで、レールに流れる主電流すなわち帰線電流に高調波電流が含まれる場合に軌道回路を妨害し、信号系が誤動作する恐れがある。
【０００４】
このため、従来から、帰線電流には高調波許容値が設定され、信号系を妨害しないようにしている。この帰線電流に対する高調波許容値は、使用される信号周波数帯に応じた設定されるもので、同一システムでも非常に多種の周波数が規定されている。このため、ＬＣフィルタにより、帰線電流高調波を抑制するのが一般的である。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
ＬＣフィルタを強化（共振周波数を低周波に設定）すると、ＬＣの機器が大型化・重量化して好ましくなくない。この高調波と機器体格・重量とはトレードオフの関係にあり、通常、共振周波数は２０Ｈｚ前後に設定される。しかしながら、２５Ｈｚ近傍もまた、一つの軌道回路の周波数帯であることから、制御系が各種外乱で擾乱されると、フィルタリアクトルとフィルタコンデンサとのＬＣ共振のために大きな帰線電流高調波が発生する恐れがあった。
【０００６】
本発明は、このような従来の技術的課題に鑑みてなされたもので、帰線電流の高調波の中で、他の周波数成分を劣化させることなく、特に、軌道回路周波数帯の１つである２５Ｈｚ近傍の成分を効果的に抑制できる電力変換装置を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明の電力変換装置は、直流電源にフィルタリアクトルを介して接続されたフィルタコンデンサと、当該フィルタコンデンサに接続され、直流電力を直交変換して交流負荷を駆動する負荷駆動手段と、前記フィルタリアクトルとフィルタコンデンサとの共振を抑制するインピーダンス特性を有し、前記フィルタリアクトルの一部ないしは全体と並列に接続されたインピーダンス素子とを備えたものである。
【０００８】
請求項２の発明は、請求項１の電力変換装置において、前記インピーダンス素子は、前記フィルタリアクトルの中間部に設けた中間端子と、当該フィルタリアクトルの入力側若しくは出力側端子との間に接続されていることを特徴とするものである。
【０００９】
請求項３の発明は、請求項１又は２の電力変換装置において、前記インピーダンス素子は、抵抗であることを特徴とするものである。
【００１０】
請求項１〜３の発明の電力変換装置では、フィルタリアクトルの全体又は一部と並列に設けたインピーダンス素子がＬＣ共振を抑制し、安定化させる。このインピーダンス素子には抵抗を用いることができる。
【００１１】
請求項４の発明の電力変換装置は、直流電源にフィルタリアクトルを介して接続されたフィルタコンデンサと、当該フィルタコンデンサに接続され、直流電力を直交変換して交流負荷を駆動する負荷駆動手段と、前記フィルタリアクトルの一部ないしは全体と並列に接続されたダイオードとを備えたものである。
【００１２】
請求項５の発明は、請求項４の電力変換装置において、前記ダイオードは、前記フィルタリアクトルの中間部に設けた中間端子と、当該フィルタリアクトルの入力側若しくは出力側端子との間に接続されていることを特徴とするものである。
【００１３】
請求項４及び５の発明の電力変換装置では、フィルタリアクトルの全体又は一部と並列に設けたダイオードが直流変動分を半波整流することでＬＣ共振を抑制し、安定化させる。
【００１４】
請求項６の発明の電力変換装置は、直流電源より給電され、直流電力を直交変換して交流負荷を駆動する負荷駆動手段と、前記直流電源から負荷駆動手段に流れる直流電流を制御する電流制御手段と、前記直流電源から負荷駆動手段に流れる直流電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段の検出する直流電流の変動を抑制するように前記電流制御手段を調整する電流調整手段とを備えたものである。
【００１５】
請求項６の発明の電力変換装置では、直流電源から負荷駆動手段に供給される直流電流を電流検出手段で検出し、電流調整手段が電流制御手段を制御して負荷駆動手段に流れる直流電流の変動を抑制する。
【００１６】
請求項７の発明の電力変換装置は、直流電源にフィルタリアクトルを介して接続されたフィルタコンデンサと、当該フィルタコンデンサに接続され、直流電力を直交変換して交流負荷を駆動する負荷駆動手段と、前記負荷駆動手段の直流側に接続され、当該直流を制御する電流制御手段と、前記フィルタリアクトルとフィルタコンデンサとのＬＣ共振に応じて変動する電気量を検出する電気量変動検出手段と、前記電気量変動検出手段の検出する電気量の変動に応じて前記ＬＣ共振が安定するように前記電流制御手段を調整する電流調整手段とを備えたものである。
【００１７】
請求項７の発明の電力変換装置では、フィルタリアクトルとフィルタコンデンサのＬＣ共振により変動する直流電源からの直流の電気量を電気量変動検出手段によって検出し、電流調整手段が電流制御手段を制御して負荷駆動手段に流れる直流電流の変動を抑制する。
【００１８】
請求項８の発明は、請求項６又は７の電力変換装置において、前記電流制御手段は、前記フィルタリアクトルよりも負荷駆動手段寄りの位置に接続されていることを特徴とするものであり、この電流制御手段により負荷駆動手段に流れる直流の電流変動を効果的に抑制する。
【００１９】
請求項９の発明は、請求項６又は７の電力変換装置において、前記電流制御手段は、過電圧を抑制するための放電回路であることを特徴とするものであり、電流制御手段として別途に新規な回路を設けずとも、通常、電力変換装置に採用される過電圧の放電回路を利用して直流電流の変動抑制が行える。
【００２０】
請求項１０の発明は、請求項６又は７の電力変換装置において、前記電流制御手段は、前記交流負荷の回生エネルギーを吸収するためのブレーキチョッパ回路であることを特徴とするものであり、電流制御手段として別途に新規な回路を設けずとも、通常、交流負荷の回生エネルギーを吸収するために採用されるブレーキチョッパ回路を利用して直流電流の変動抑制が行える。
【００２１】
請求項１１の発明は、請求項６又は７の電力変換装置において、前記負荷駆動手段はＶＶＶＦインバータであり、前記電流制御手段として、当該ＶＶＶＦインバータを兼用させることを特徴とするものであり、電流制御手段として別途に新規な回路を設けずとも、負荷駆動手段としてのＶＶＶＦインバータが本来的に備えている直流変動抑制機能を利用して自回路に流れ込む直流の変動を抑制することができる。
【００２２】
請求項１２の発明は、請求項６又は７の電力変換装置において、前記負荷駆動手段は、交流負荷としての補機を駆動する補機用インバータであり、前記電流制御手段として、当該補機用インバータを兼用させることを特徴とするものであり、電流制御手段として別途に新規な回路を設けずとも、補機用インバータが本来的に備えている直流変動抑制機能を利用して自回路に流れ込む直流の変動を抑制することができる。
【００２３】
請求項１３の発明は、請求項６又は７の電力変換装置において、前記電流制御手段は、電気エネルギーを蓄積するエネルギー蓄積手段であることを特徴とするものであり、電流制御手段として別途に新規な回路を設けずとも、通常、交流負荷の回生エネルギーを蓄積するために採用されるエネルギー蓄積手段を利用して直流電流の変動抑制が行える。
【００２４】
請求項１４の発明は、請求項７の電力変換装置において、前記電気量変動検出手段は、フィルタリアクトルとフィルタコンデンサとのＬＣ共振に応じて変動する電気量として当該フィルタコンデンサの電圧を検出することを特徴とするものであり、フィルタリアクトルとフィルタコンデンサのＬＣ共振により変動する直流電源からの直流電圧の変動を電気量変動検出手段によって検出し、電流調整手段が電流制御手段を制御して負荷駆動手段に流れる直流電流の変動を抑制する。
【００２５】
請求項１５の発明は、請求項７の電力変換装置において、前記電気量変動検出手段は、フィルタリアクトルとフィルタコンデンサとのＬＣ共振に応じて変動する電気量として当該フィルタリアクトルを流れる電流を検出するものであることを特徴とするものであり、フィルタリアクトルとフィルタコンデンサのＬＣ共振により変動する直流電源からの直流電流の変動を電気量変動検出手段によって検出し、電流調整手段が電流制御手段を制御して負荷駆動手段に流れる直流電流の変動を抑制する。
【００２６】
請求項１６の発明は、請求項１５の電力変換装置において、前記電流調整手段は、前記電気量変動検出手段の検出する前記直流電源からフィルタリアクトルへ流れる直流電流の微分値が増加した場合に前記フィルタコンデンサから前記電流制御手段へ電流が流れるように調整する、又は、前記直流電源からフィルタリアクトルへ流れる直流電流の微分値が減少した場合に前記電流制御手段から前記フィルタコンデンサへ電流が流れるように調整するものであることを特徴とするものであり、フィルタリアクトルを流れる直流電流の変動をみて、フィルタコンデンサの直流電圧の変動を抑制するようにこのフィルタコンデンサへの直流電流の出入りの少なくとも一方を調整することにより直流変動を抑制する。
【００２７】
請求項１７の発明は、請求項６の電力変換装置において、前記電流検出手段は、直流分を検出しないハイパス特性を有するものであることを特徴とするものである。
【００２８】
請求項１８の発明は、請求項１７の電力変換装置において、前記電流検出手段のハイパス特性のカットオフ周波数は、前記ＬＣ共振周波数より低く設定したことを特徴とするものである。
【００２９】
請求項１７及び１８の発明の電力変換装置では、電流検出手段により直流電源からの直流に対して、ＬＣ共振に起因する直流振動成分を検出し、直流変動を抑制するように電流制御手段を動作させる。
【００３０】
請求項１９の発明は、請求項７の電力変換装置において、前記電気量変動検出手段は、直流分を検出しないハイパス特性を有するものであることを特徴とするものである。
【００３１】
請求項２０の発明は、請求項１９の電力変換装置において、前記電気量変動検出手段のハイパス特性のカットオフ周波数は、前記ＬＣ共振周波数より低く設定したことを特徴とするものである。
【００３２】
請求項１９及び２０の発明の電力変換装置では、電気量変動検出手段により直流電源からの直流に対して、ＬＣ共振に起因する直流振動成分を検出し、直流変動を抑制するように電流制御手段を動作させる。
【００３３】
請求項２１の発明は、請求項１４の電力変換装置において、前記電流調整手段は、前記電気量変動検出手段の検出する前記フィルタコンデンサの電圧が上昇したときに当該フィルタコンデンサから前記電流制御手段へと電流が流れるように調整する、又は、前記フィルタコンデンサの電圧の変動分が減少したときに前記電流制御手段から当該フィルタコンデンサへと電流が流れるように調整するものであることを特徴とするものであり、フィルタコンデンサの電圧変動を抑制するようにこのフィルタコンデンサへの直流電流の出入りの少なくとも一方を調整することにより直流変動を抑制する。
【００３４】
請求項２２の発明は、請求項１５の電力変換装置において、前記電流調整手段は、前記電気量変動検出手段の検出する前記直流電源からフィルタリアクトルへ流れる直流電流の微分値が増加した場合に前記フィルタコンデンサから前記電流制御手段へ電流が流れるように調整する、又は、前記直流電源からフィルタリアクトルへ流れる直流電流の微分値が減少した場合に前記電流制御手段から前記フィルタコンデンサへ電流が流れるように調整するものであることを特徴とするものであり、ＬＣ共振に起因する直流振動成分を微分値として検出し、直流変動を抑制するように電流制御手段を動作させる。
【００３５】
請求項２３の発明は、請求項６の電力変換装置において、前記電流検出手段は、直流分を検出しないハイパス特性を有し、かつ、当該ハイパス特性のカットオフ周波数が前記ＬＣ共振の共振周波数より高く設定されたものであり、前記電流調整手段は、前記電流検出手段の検出する直流電流が増加した場合に前記フィルタコンデンサから電流制御手段へ電流が流れるように調整する、又は、前記電気量変動検出手段の検出する直流電流が減少した場合に前記電流制御手段からフィルタコンデンサへ電流が流れるように調整するものであることを特徴とするものである。
【００３６】
請求項２４の発明は、請求項１５の電力変換装置において、前記電気量変動検出手段は、直流分を検出しないハイパス特性を有し、かつ、当該ハイパス特性のカットオフ周波数が前記ＬＣ共振の共振周波数より高く設定されたものであり、前記電流調整手段は、前記電気量変動検出手段の検出する直流電流が増加した場合に前記フィルタコンデンサから電流制御手段へ電流が流れるように調整する、又は、前記電気量変動検出手段の検出する直流電流が減少した場合に前記電流制御手段からフィルタコンデンサへ電流が流れるように調整するものであることを特徴とするものである。
【００３７】
請求項２３及び２４の発明の電力変換装置では、ハイパス特性を有する電流検出手段あるいは電気量変動検出手段によって直流電流の変動分を検出し、電流調整手段に微分的にフィードバックする。このとき、ハイパス特性のカットオフ周波数をＬＣ共振周波数よりも高く設定することによって同周波数帯での検出位相を進みにし、フィードバックにより直流変動を効果的に抑制する。
【００３８】
請求項２５の発明は、請求項１〜２４の電力変換装置において、本装置がフィルタコンデンサを初期充電するための初期充電回路を備えていないことを特徴とするものであり、ＬＣ共振を抑制する動作特性を備えたことから、フィルタコンデンサの初期充電時に発生するＬＣ共振を抑えることができ、従来必要であった初期充電回路を備えなくして回路構成を簡素化する。
【００３９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図に基づいて詳説する。図１は、本発明の第１の実施の形態の電力変換装置の構成を示している。図１において、１は架線の直流電源、２はこの直流電源から給電を受ける初期充電回路、３はフィルタリアクトル、４はフィルタコンデンサであり、このフィルタコンデンサ４と並列に直交電力変換を行うインバータ回路５が設けてある。このインバータ回路５の交流電力は、主電動機のような交流負荷７を駆動する。なお、図１は電気車の主回路構成を示しているが、インバータ回路５を補機インバータとし、交流負荷６は空調機用ファンや室内灯であってもよい。
【００４０】
一般に、フィルタコンデンサ電圧＝０である状態から、同システムを起動する場合、フィルタコンデンサ４を充電するための充電回路が不可欠である。そこで通常、図１に示すようにフィルタリアクトル３に抵抗を直列に接続して初期充電回路２を構成し、ＬＣ共振を抑制することで、過電圧を抑制するとともに安定な初期充電を行うようにしている。
【００４１】
本実施の形態の特徴は、フィルタリアクトル３に対して中間端子１１を設け、この中間端子１１と出力端子１２との間に並列にインピーダンス素子として抵抗１３を設けたことを特徴としている。
【００４２】
これにより、本実施の形態の電力変換装置では、フィルタリアクトル３とフィルタコンデンサ４とのＬＣ共振を抵抗１３によって抑制することができ、安定化できる。
【００４３】
なお、上記の実施の形態では、インピーダンス素子としての抵抗１３をフィルタリアクトル３の中間部と出力端との間に並列に設けたが、フィルタリアクトル３の全体と並列に設けたり、フィルタリアクトル３の入力端と中間部との間に並列に設ける構成であってもよい。
【００４４】
次に、本発明の第２の実施の形態の電力変換装置を、図２を用いて説明する。第２の実施の形態の特徴は、図１に示した第１の実施の形態において使用した抵抗１３に代えて、フィルタリアクトル３の中間端子１１と出力端子１２との間に並列にダイオード１４を設けた点にある。ダイオード１４の向きは図示したものにするのが相応しい。
【００４５】
この第２の実施の形態によっても、フィルタリアクトル３とフィルタコンデンサ４とのＬＣ共振をダイオード１４によって抑制することができ、安定化できる。
【００４６】
なお、この第２の実施の形態でも、ダイオード１４をフィルタリアクトル３の中間部と出力端との間に並列に設けたが、フィルタリアクトル３の全体と並列に設けたり、フィルタリアクトル３の入力端と中間部との間に並列に設ける構成であってもよい。
【００４７】
【実施例】
次に、上記第１の実施の形態の回路構成（実施例１）、第２の実施の形態の回路構成（実施例２）のＬＣ共振の抑制特性を、図１４に示した従来例の回路構成（比較例）の特性と比較したシミュレーション結果を、図３〜図５を用いて説明する。
【００４８】
図３はインバータ回路５に流れる電流から直流電源１の電流までの伝達特性を、比較例と実施例１について示したものである。曲線（１）は比較例、曲線（２）は実施例１の特性を示している。
【００４９】
シミュレーション条件は、（１）フィルタリアクトルＬ＝８ｍＨ、フィルタコンデンサＣ＝８ｍＦ、（２）フィルタリアクトルＬ＝６ｍＨ＋（並列２ｍＨ，０．３Ω）、フィルタコンデンサＣ＝８ｍＦであった。
【００５０】
これにより、フィルタリアクトル３に抵抗１３を並列した場合、比較例では２０Ｈｚ付近に顕著に見られる共振が抵抗１３により抑制されることが分かった。
【００５１】
次に、上記と同様の（１）の比較例、（２）の実施例１、そして（３）フィルタリアクトルＬ＝４ｍＨ＋（並列４ｍＨ，ダイオード）、フィルタコンデンサＣ＝８ｍＦについて、直流電圧（架線電圧）が１Ｖ上昇した場合の電圧、電流の振動特性をシミュレーションしたが、その結果は図４、図５に示すものであった。
【００５２】
図４、図５において振動のもっとも激しく現れているものが（１）の比較例の場合であり、中間の特性は（２）の実施例１のものであり、最も良好に減衰しているのが（３）の実施例２のものである。このシミュレーション結果から、比較例である従来のＬＣ共振の抑制手段が備えられていないものに対して、フィルタリアクトル３に対して並列に抵抗１３を設けたもの、ダイオード１４を設けたもの共にＬＣ共振の抑制に効果があることが分かった。そして、特にダイオード１４の使用はその効果が顕著であることも分かった。
【００５３】
次に、本発明の第３の実施の形態の電力変換装置について、図６を用いて説明する。第３の実施の形態の電力変換装置は、直流電源１となる架線からの直流電力を遮断器８を介して取り込み、フィルタリアクトル３、フィルタコンデンサ４を介して直交電力変換するインバータ回路５に供給する。そしてインバータ回路５は電力変換した交流電力を交流負荷である交流電動機６に供給し、駆動する。
【００５４】
本実施の形態の電力変換装置では、フィルタコンデンサ４とインバータ回路５との結線上にフィルタコンデンサ４と並列になるように挿入されていて、このフィルタコンデンサに対して出入りする電流を制御する電流制御部２１と、フィルタコンデンサ４の電圧を検出する電圧検出器２２と、そしてこの電圧検出器２２の検出する電圧の大小に基づき電流制御部２１を制御するトルクリプル補償部２３とを備えている。
【００５５】
なお、図６は電気車の主回路構成を示しているが、インバータ回路５を補機インバータとし、交流負荷６は空調機用ファンや室内灯であってもよい。
【００５６】
次に、上記構成の電力変換装置の動作を説明する。ＬＣ共振回路において、インバータ回路５からの電流Ｉｉｎｖから電源電流Ｉｓまでの伝達特性は、次式である。
【００５７】
【数１】

これは、共振系であり、負荷電流Ｉｉｎｖが擾乱されると、ＬＣ共振により電源電流Ｉｓに多大な電流が流れる。そこで、このＬＣ共振を抑制する必要がある。このためには、フィルタリアクトル３に並列に抵抗Ｒを接続すればよい。このときの伝達特性は以下の式で表わされる。
【００５８】
【数２】

この抵抗Ｒの作用は、直流が高くなったら電流を大きく流し、直流が低くなったら、電流を小さくする（Ｖ＝Ｒ・Ｉだから）。つまり、直流電圧に応じて、直流電圧が高くなった場合に電流を流すように電流制御部２１を制御すれば、並列抵抗Ｒと等価となり、ＬＣ共振の安定化が図れる。
【００５９】
そこで、電流制御部２１へ流れる電流Ｉｃｍｐを直流電圧Ｖｄｃに応じて、次式のように制御すれば、次式の伝達特性になる。
【００６０】
【数３】

この式からも、Ｇ１（ｓ）＝Ｋと単なるゲインとすると、並列抵抗Ｒと等価になることが分かる。
【００６１】
特に問題となるのは、ＬＣ共振周波数の近傍の成分である。よって、同周波数帯近傍のみが直流電圧に比例するように電流が流れればよい。この点から見れば、純粋な抵抗ではなく、直流を流さないような手段を用いても何ら効果に変わりはない。
【００６２】
そこで、トルクリプル補償部２３は電圧検出器２２の検出するフィルタコンデンサ４の電圧に基づき、直流電圧が高くなれば電流制御部２１の流す電流を大きくし、直流電圧が低くなれば電流制御部２１の流す電流を小さくする調整を行う。
【００６３】
これにより、フィルタコンデンサ４と並列に抵抗Ｒを設けた場合と同様にＬＣ共振を抑制することができ、安定化させることができる。
【００６４】
次に、本発明の第４の実施の形態の電力変換装置について、図７を用いて説明する。第４の実施の形態の特徴は、図６の第３の実施の形態における電流制御部２１として過電圧抑制回路（ＯＶＴＲ回路）２１Ａを利用し、また、トルクリプル補償部２３を、直流カット部２３１、ゲイン設定部２３２及びゲート演算部２３３によって構成した点にある。このＯＶＴＲ回路２１Ａは通常、フィルタコンデンサ電圧が過電圧となった場合に、フィルタコンデンサ４の電荷を放電するために用いられる回路である。
【００６５】
この実施の形態では、トルクリプル補償部内の直流カット部２３１が、電圧検出器２２の検出するフィルタコンデンサ電圧の直流分をカットし、２５Ｈｚ成分を取り出す。これに対してゲイン設定部２３２がゲインＫを掛け通流率として出力し、ゲート演算部２３３が与えられる通流率となるようなゲート信号を生成し、ＯＶＴＲ回路２１Ａをゲート制御する。
【００６６】
こうして、トルクリプル補償部２３が、直流回路に流れる２５Ｈｚ成分の大きさに応じてＯＶＴＲ回路２１Ａのスイッチング素子のゲートをＯＮ／ＯＦＦ制御することで２５Ｈｚ成分の電流をＯＶＴＲ回路に流すようにし、ＬＣ共振により発生する２５Ｈｚ成分を抑制することができる。
【００６７】
次に、本発明の第５の実施の形態の電力変換装置について、図８を用いて説明する。第５の実施の形態の特徴は、図７に示した第４の実施の形態に対して、電圧検出器２２とトルクリプル補償部２３内の直流カット部２３１とを直流変動分検出器２２１によって置き換え、この直流変動分検出器２２１の出力を第４の実施の形態と同様のゲイン設定器２３２に出力するようにした点にある。
【００６８】
一般に軌道回路の許容電流は、メイン電流である直流分の１％未満となる。大容量システムにおいては、電流検出器や電圧検出器の検出精度、あるいはそれを取り込むアナログデジタル変換器（ＡＤ変換器）の精度、分解能がこの広いダイナミックレンジの中では十分でない。
【００６９】
そこで、本実施の形態では、フィルタコンデンサ４に並列に設けた抵抗２２１Ａとコンデンサ２２１Ｂとの直列接続回路と、この直列接続回路における抵抗２２１Ａの両端電圧を検出する電圧検出器２２１Ｃとで直流変動分検出器２２１を構成し、電圧検出器２２１Ｃが直流電圧を検出する段階でハードとして直流分をカットし、その直流変動分だけを検出するようにしている。
【００７０】
この直流変動分検出器２２１の電圧検出出力はゲイン設定器２３２に入力し、ゲイン設定部２３２でゲインＫを掛けて通流率として出力し、ゲート演算部２３３で与えられる通流率となるようなゲート信号を生成し、ＯＶＴＲ回路２１Ａをゲート制御する。
【００７１】
これにより、電圧検出器やＡＤ変換器としても、変動電圧だけを検出できる程度のダイナミックレンジとすればよく、検出精度を高くすることができる。よって、より効果的に帰線電流の高調波を抑制することができるようになる。
【００７２】
なお、図７に示した第４の実施の形態、図８に示した第５の実施の形態で用いたＯＶＴＲ回路２１Ａと同様な機能を発揮する回路として、ブレーキチョッパ回路を用いることもできる。ブレーキチョッパ回路は本来、主電動機６の回生ブレーキ時の回生エネルギーを消費することが目的の回路であるが、ＯＶＴＲ回路２１Ａと同様な作用効果が得られる。また、ブレーキチョッパ回路に代えて、回生エネルギーを蓄積する目的で、電気二重層コンデンサ（ＥＤＬＣ）を用いたエネルギー蓄積装置２１Ｂを電流制御部２１として利用することもできる。
【００７３】
次に、本発明の第６の実施の形態の電力変換装置について、図９を用いて説明する。主回路構成は、図６に示した第３の実施の形態と共通である。そして、本実施の形態の特徴として、電流制御部２５と、フィルタコンデンサ４に流れる直流を検出する電流検出器２６と、そしてこの電流検出器２６の検出する直流の大小に基づき電流制御部２５に流れる電流を制御するトルクリプル補償部２７とを備えている。
【００７４】
ＬＣ共振を抑制するため、フィルタリアクトル３に並列に抵抗Ｒを接続すれば良いことは上述した通りである。
【００７５】
フィルタリアクトル３を流れる電流を直接検出した場合、インバータ直流電流Ｉｉｎｖから帰線電流（フィルタリアクトル電流）Ｉｓまでの伝達関数は次式である。
【００７６】
【数４】

この式から、Ｇｓ（２）をＫ・ｓとし微分器として作用させると、並列抵抗Ｒと等価となることが分かる。
【００７７】
このとき問題なのは、ＬＣ共振周波数成分だけである。よって、電流検出器２６で直流を検出する際、直流分をカットして検出しても、共振周波数帯で位相差が小さければその効果に差異はない。
【００７８】
帰線電流Ｉｓの高調波を抑制するためには、高調波補償のための電流制御部２５へと流れる電流Ｉｃｍｐを、帰線電流Ｉｓの高調波分と同一にすればよい。トルクリプル補償部２７は、電流検出器２６の検出する電流に対してこのような制御をし、電流制御部２５に流れる電流Ｉｃｍｐを帰線電流Ｉｓの高調波分と同一にする制御をする。
【００７９】
これにより、次のような効果が得られる。帰線電流でもあるフィルタリアクトル電流Ｉｓを直接検出した場合、インバータ直流電流Ｉｉｎｖから帰線電流Ｉｓまでの伝達関数は次である。
【００８０】
【数５】

そこで、トルクリプル補償部２７の制御により電流制御部２５に帰線電流高調波を相殺する電流Ｉｃｍｐを流し込む。
【００８１】
【数６】

このとき、インバータ電流Ｉｉｎｖから帰線電流Ｉｓまでの伝達関数は次となる。
【００８２】
【数７】

この数７式と、もともとのシステムの数４式とを比較すると、共振の影響がなくなり、ゲインが低下していることが分かる。つまり、帰線電流Ｉｓの高調波低減の効果が得られる。
【００８３】
なお、本実施の形態で問題とするのは、ＬＣ共振周波数成分だけである。よって、直流を検出する際、直流分をカットして検出しても、共振周波数帯で位相差が小さければ、その効果に差異はない。そのためには、第３の実施の形態に対する第４の実施の形態と同様に、本実施の形態に対しても、図７に示したようにフィルタリアクトル３に流れる電流を検出する電流検出器２６の直流検出信号に対して直流成分をカットし、直流変動分に対してゲインを掛け、それに応じて電流制御部２１に対応するＯＶＴＲ回路２１Ａのゲート制御を行う構成にすることもできる。
【００８４】
また、上のＯＶＴＲ回路に代えてブレーキチョッパ回路を電流制御部２１として制御する構成にすることもできる。ブレーキチョッパ回路は本来、主電動機６の回生ブレーキ時の回生エネルギーを消費することが目的の回路であるが、ＯＶＴＲ回路と同様な作用効果が得られる。
【００８５】
次に、本発明の第７の実施の形態の電力変換装置を、図１０を用いて説明する。第７の実施の形態の特徴は、電動機６の回生エネルギーを蓄積する目的で備えられる電気二重層コンデンサ（ＥＤＬＣ）を用いたエネルギー蓄積装置２５Ａを電流制御部２５として利用することを特徴とする。なお、トルクリプル補償部２７は、ゲイン設定器２７１、電流制御部２７２、ＰＷＭ制御部２７３から構成される。
【００８６】
このような回生エネルギーを蓄積する目的で利用するエネルギー蓄積装置２５Ａの電気二重層コンデンサＥＤＬＣに流れ込む電流量を制御することによっても同様の効果を得ることができる。
【００８７】
次に、本発明の第８の実施の形態の電力変換装置を、図１１を用いて説明する。第８の実施の形態の特徴は、第６の実施の形態における電流制御部２５をフィルタリアクトル３よりも電源１寄りに設けた点にある。その他の構成は、図９に示した第６の実施の形態と共通である。
【００８８】
この実施の形態のように、電流制御部２５をフィルタリアクトル３より電源１側に接続しても、電流抑制効果は得られる。特に、本実施の形態の構成は複数の同一システムの高調波成分を一括して抑制する場合にメリットがある。
【００８９】
次に、本発明の第９の実施の形態の電力変換装置について、図１２を用いて説明する。上記の各実施の形態で説明した電流制御部２１，２５として別途に回路を設けたり、主回路保護のために用意される回路を利用したりするのではなく、主回路の電力変換回路を構成するＶＶＶＦインバータ５そのものを利用することもできる。このＶＶＶＦインバータ５に対するゲート制御回路３０は、ベクトル制御部３１とＰＷＭ制御部３２から構成される。
【００９０】
本実施の形態では、ギャップ付きＣＴ３３によってフィルタリアクトル３に流れる電流、つまり帰線電流Ｉｓを検出し、その直流変動分にゲイン設定器３４でゲインを掛け、トルク電流指令Ｉｑ^＊と重畳する回路構成にしている。
【００９１】
元来、ＶＶＶＦインバータ５は電動機６のトルクすなわちパワーを所定値に制御するものである。一般に、ＶＶＶＦインバータ５はベクトル制御によって電動機６のトルク電流を制御し、トルクを制御する。負荷である電動機６に供給される電力は、直流の電圧と電流積で表されるため、直流電力を一定と考えれば、ＶＶＶＦインバータ５はまさしく直流電流を制御する手段に他ならない。よって、例えばトルク電流制御の指令Ｉｑ^＊に、高調波抑制のための補償電流値Ｉｑｃｍｐを重畳することにより、直流電源１からＶＶＶＦインバータ５へと流れる電流を調整し、高調波を抑制することが可能となる。
【００９２】
ギャップ付きＣＴ３３はハイパス特性を有するもので、直流分をカットする。これは、変動分のみを抽出することで、検出量のダイナミックレンジを狭め、精度の良い検出系を実現するためである。ギャップ付きＣＴ３３はハイパス特性であることから、低周波に対しては位相が進み、高周波に対する位相差はない。
【００９３】
前述の理由から、フィルタリアクトル電流（帰線電流）Ｉｓを微分的にフィードバックすると高調波抑制効果があることから、このハイパス特性をもって微分作用とすることができる。
【００９４】
この場合、ギャップ付きＣＴ３３のハイパス特性のカットオフ周波数は、問題となる共振周波数帯より高く設定し、同周波数帯での検出位相が進みであることが望ましい。
【００９５】
このように電力変換回路を電流制御部として利用すれば、不必要に外部回路を付加することなく、単なる制御プログラムの変更だけで実現が可能となる。よって、機器の重量化、大型化、コストアップを抑制することができる。
【００９６】
次に、本発明の第１０の実施の形態の電力変換装置について、図１３を用いて説明する。第１０の実施の形態の特徴は、図１２に示した第９の実施の形態に対して、ギャップ付きＣＴ３３の検出出力に対して微分器３５、ローパスフィルタ３６を設け、このローパスフィルタ３６の出力をゲイン設定器３４に入力する構成にした点にある。その他の構成は、第９の実施の形態と共通である。
【００９７】
ギャップ付きＣＴ３３のカットオフ周波数が問題となる共振周波数帯よりも低く、同周波数帯の位相が０に近い場合、この実施の形態のように、電流検出信号を微分器３５に通すことで実現できる。ただし、微分器３５はノイズに弱いため、ローパスフィルタ３６と組み合わせて回路を組むことが望ましい。
【００９８】
なお、図６〜図１３の各図の回路では、初期充電回路２を用いていない。本発明は、帰線電流の高調波、特にＬＣ共振成分を抑制することを実現するものである。一般に、フィルタコンデンサ電圧＝０である状態から、同システムを起動する場合、フィルタコンデンサを充電するための充電回路が不可欠である。この充電回路は、図１、図１４等に示したようにフィルタリアクトル３に抵抗を直列に接続した構成で、ＬＣ共振を抑制することで過電圧を抑制するとともに安定な初期充電を行うものである。ところが、本発明はＬＣ共振抑制効果を奏するものであるので、その特性故に初期充電回路２を省くシステムが構築でき、それによって装置の小型・軽量化、低コスト化が図れる。
【００９９】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、フィルタリアクトルの全体又は一部と並列に設けたインピーダンス素子又はダイオードを設けることによってフィルタリアクトルとフィルタコンデンサとのＬＣ共振を抑制し、直流電流を安定化させることができる。
【０１００】
また本発明によれば、直流電源から負荷駆動手段に供給される直流電流を電流検出手段で検出し、電流調整手段が電流制御手段を制御することにより、負荷駆動手段に流れる直流電流の変動を抑制することができる。
【０１０１】
また本発明によれば、フィルタリアクトルとフィルタコンデンサのＬＣ共振により変動する直流電源からの直流の電気量を電気量変動検出手段によって検出し、電流調整手段が電流制御手段を制御して負荷駆動手段に流れる直流電流の変動を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態の回路図。
【図２】本発明の第２の実施の形態の回路図。
【図３】上記第２の実施の形態と従来例の電力変換回路に流れる電流から直流電源電流までの伝達特性のボード線図。
【図４】上記第１、第２の実施の形態と従来例のフィルタコンデンサ電圧の変動のシミュレーション結果を示すグラフ。
【図５】上記第１、第２の実施の形態と従来例のフィルタリアクトル電流の変動のシミュレーション結果を示すグラフ。
【図６】本発明の第３の実施の形態の回路図。
【図７】本発明の第４の実施の形態の回路図。
【図８】本発明の第５の実施の形態の回路図。
【図９】本発明の第６の実施の形態の回路図。
【図１０】本発明の第７の実施の形態の回路図。
【図１１】本発明の第８の実施の形態の回路図。
【図１２】本発明の第９の実施の形態の回路図。
【図１３】本発明の第１０の実施の形態の回路図。
【図１４】従来例の回路図。
【符号の説明】
１　直流電源
２　初期充電回路
３　フィルタリアクトル
４　フィルタコンデンサ
５　インバータ回路
６　交流電動機
７　車輪
８　遮断器
１１　中間端子
１２　出力側端
１３　抵抗
１４　ダイオード
２１　電流制御部
２１Ａ　ＯＶＴＲ回路（過電圧保護回路）
２２　電圧検出器
２３　トルクリプル補償部
２５　電流制御部
２５Ａ　エネルギー蓄積装置
２６　電流検出器
２７　トルクリプル補償部
３０　ゲート制御部
３１　ベクトル制御部
３２　ＰＷＭ制御部
３３　ギャップ付きＣＴ
３５　微分器
３６　ローパスフィルタ
２２１　直流変動分検出器
２３１　直流カット部
２３２　ゲイン設定器
２３３　ゲート演算部
２７１　ゲイン設定器
２７２　電流制御部
２７３　ＰＷＭ制御部[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a power conversion device in a train system.
[0002]
[Prior art]
FIG. 14 shows a circuit configuration of a general power conversion device in a train system. This power converter supplies DC power from an overhead DC power source 1 through an initial charging circuit 2, supplies the DC power through a filter reactor 3 and a filter capacitor 4 to an inverter circuit 5 that performs quadrature power conversion. In this configuration, electric power is supplied to and driven by the main motor 6 as an AC load, and a direct current from the overhead wire 1 causes a current to flow to the rail through the wheels 7. 8 is a circuit breaker.
[0003]
This rail forms a track circuit that is a signal facility. Therefore, when the main current flowing in the rail, that is, the return current includes a harmonic current, the track circuit is disturbed, and the signal system may malfunction.
[0004]
For this reason, conventionally, a harmonic allowable value is set for the return current so as not to disturb the signal system. The harmonic allowable value for the return current is set according to the signal frequency band to be used, and very various frequencies are defined even in the same system. For this reason, it is common to suppress the retrace current harmonic by using an LC filter.
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
If the LC filter is strengthened (the resonance frequency is set to a low frequency), the size and weight of the LC device are not preferable. There is a trade-off between the harmonic and the device size and weight, and the resonance frequency is usually set to around 20 Hz. However, since around 25 Hz is also the frequency band of one track circuit, if the control system is disturbed by various disturbances, a large retrace current harmonic is generated due to LC resonance between the filter reactor and the filter capacitor. There was a fear of doing.
[0006]
The present invention has been made in view of such a conventional technical problem, and does not degrade other frequency components among the harmonics of the retrace current, particularly in one of the track circuit frequency bands. It is an object of the present invention to provide a power converter capable of effectively suppressing a component near a certain 25 Hz.
[0007]
[Means for Solving the Problems]
The power converter according to the first aspect of the present invention includes a filter capacitor connected to a DC power supply via a filter reactor, and a load driving unit connected to the filter capacitor and orthogonally converting DC power to drive an AC load. The filter reactor has impedance characteristics for suppressing resonance between the filter reactor and the filter capacitor, and includes an impedance element connected in parallel with a part or the whole of the filter reactor.
[0008]
According to a second aspect of the present invention, in the power converter according to the first aspect, the impedance element is connected between an intermediate terminal provided at an intermediate portion of the filter reactor and an input side or an output side terminal of the filter reactor. It is characterized by having.
[0009]
According to a third aspect of the present invention, in the power conversion device according to the first or second aspect, the impedance element is a resistor.
[0010]
In the power converter according to the first to third aspects of the present invention, the impedance element provided in parallel with the whole or a part of the filter reactor suppresses and stabilizes the LC resonance. A resistor can be used for this impedance element.
[0011]
The power converter of the invention according to claim 4 is a filter capacitor connected to a DC power supply via a filter reactor, and a load driving means connected to the filter capacitor and orthogonally converting DC power to drive an AC load; And a diode connected in parallel with a part or the whole of the filter reactor.
[0012]
According to a fifth aspect of the present invention, in the power converter according to the fourth aspect, the diode is connected between an intermediate terminal provided at an intermediate portion of the filter reactor and an input side or an output side terminal of the filter reactor. It is characterized by having.
[0013]
In the power converter according to the fourth and fifth aspects of the present invention, the diode provided in parallel with the whole or a part of the filter reactor rectifies the DC fluctuation by half-wave to suppress and stabilize the LC resonance.
[0014]
A power conversion device according to a sixth aspect of the present invention is a load control unit that is supplied from a DC power supply, drives the AC load by orthogonally converting the DC power, and controls a DC current flowing from the DC power supply to the load drive unit. Means, a current detecting means for detecting a DC current flowing from the DC power supply to the load driving means, and a current adjusting means for adjusting the current control means so as to suppress fluctuations in the DC current detected by the current detecting means. It is provided.
[0015]
In the power converter according to the present invention, the DC current supplied from the DC power supply to the load driving unit is detected by the current detecting unit, and the current adjusting unit controls the current control unit to detect the DC current flowing through the load driving unit. Suppress fluctuations.
[0016]
The power converter according to the invention of claim 7 is a filter capacitor connected to a DC power supply via a filter reactor, and a load driving means connected to the filter capacitor and orthogonally converting DC power to drive an AC load; A current control means connected to the DC side of the load driving means for controlling the DC; an electric quantity fluctuation detecting means for detecting an electric quantity fluctuating according to LC resonance between the filter reactor and the filter capacitor; And a current adjusting means for adjusting the current control means so that the LC resonance is stabilized in accordance with a change in the quantity of electricity detected by the quantity change detecting means.
[0017]
In the power conversion device according to the present invention, the amount of direct current from the DC power supply, which fluctuates due to the LC resonance of the filter reactor and the filter capacitor, is detected by the electric amount fluctuation detecting unit, and the current adjusting unit controls the current controlling unit. Thus, the fluctuation of the DC current flowing through the load driving means is suppressed.
[0018]
According to an eighth aspect of the present invention, in the power converter according to the sixth or seventh aspect, the current control means is connected to a position closer to the load driving means than the filter reactor. The current control means effectively suppresses the fluctuation of the DC current flowing to the load driving means.
[0019]
According to a ninth aspect of the present invention, in the power converter according to the sixth or seventh aspect, the current control means is a discharge circuit for suppressing an overvoltage, and a new current control means is separately provided. Even if a simple circuit is not provided, the fluctuation of the DC current can be suppressed by using an overvoltage discharge circuit usually employed in the power converter.
[0020]
According to a tenth aspect of the present invention, in the power converter according to the sixth or seventh aspect, the current control means is a brake chopper circuit for absorbing regenerative energy of the AC load. Even if a new circuit is not separately provided as a control means, the fluctuation of the DC current can be suppressed by using a brake chopper circuit which is usually employed for absorbing the regenerative energy of the AC load.
[0021]
According to an eleventh aspect of the present invention, in the power conversion device according to the sixth or seventh aspect, the load driving means is a VVVF inverter, and the current control means is also used as the VVVF inverter. Even if a new circuit is not separately provided as the control means, the fluctuation of the DC flowing into the own circuit can be suppressed by using the DC fluctuation suppression function inherently provided in the VVVF inverter as the load driving means.
[0022]
According to a twelfth aspect of the present invention, in the power conversion device according to the sixth or seventh aspect, the load driving means is an auxiliary equipment inverter for driving an auxiliary equipment as an AC load, and the current control means is provided for the auxiliary equipment. It is characterized by being used as an inverter, and flows into its own circuit by using the DC fluctuation suppression function inherently provided by the auxiliary inverter, without providing a separate new circuit as current control means. DC fluctuations can be suppressed.
[0023]
According to a thirteenth aspect of the present invention, in the power conversion device according to the sixth or seventh aspect, the current control means is an energy storage means for storing electrical energy, and is separately provided as a current control means. Even if a simple circuit is not provided, the fluctuation of the direct current can be suppressed by using the energy storage means that is usually employed for storing the regenerative energy of the AC load.
[0024]
According to a fourteenth aspect of the present invention, in the power converter according to the seventh aspect, the electric quantity fluctuation detecting means detects a voltage of the filter capacitor as an electric quantity that fluctuates according to LC resonance between the filter reactor and the filter capacitor. The fluctuation of the DC voltage from the DC power supply, which fluctuates due to the LC resonance of the filter reactor and the filter capacitor, is detected by the electric quantity fluctuation detection means, and the current adjustment means controls the current control means to drive the load. The fluctuation of the direct current flowing through the means is suppressed.
[0025]
According to a fifteenth aspect of the present invention, in the power converter according to the seventh aspect, the electric quantity fluctuation detecting means detects a current flowing through the filter reactor as an electric quantity that fluctuates according to LC resonance between the filter reactor and the filter capacitor. The variation of the DC current from the DC power supply, which fluctuates due to the LC resonance of the filter reactor and the filter capacitor, is detected by the electric quantity fluctuation detection means, and the current adjustment means controls the current control means. Thus, the fluctuation of the DC current flowing through the load driving means is suppressed.
[0026]
According to a sixteenth aspect of the present invention, in the power converter according to the fifteenth aspect, the current adjusting unit is configured to perform the operation when the differential value of the DC current flowing from the DC power supply to the filter reactor detected by the electric quantity variation detecting unit increases. Adjust so that current flows from the filter capacitor to the current control means, or make the current flow from the current control means to the filter capacitor when the differential value of the DC current flowing from the DC power supply to the filter reactor decreases. The method is characterized in that the DC current flowing through the filter reactor is monitored, and at least one of the DC current flowing into and out of the filter capacitor is controlled so as to suppress the fluctuation of the DC voltage of the filter capacitor. DC fluctuation is suppressed by adjusting.
[0027]
A seventeenth aspect of the present invention is the power conversion device according to the sixth aspect, wherein the current detection means has a high-pass characteristic that does not detect a DC component.
[0028]
An eighteenth aspect of the present invention is the power conversion device according to the seventeenth aspect, wherein a cutoff frequency of a high-pass characteristic of the current detecting means is set lower than the LC resonance frequency.
[0029]
In the power conversion device according to the seventeenth and eighteenth aspects, the current detecting means detects a DC vibration component caused by LC resonance with respect to the DC from the DC power supply, and operates the current control means to suppress the DC fluctuation. Let it.
[0030]
A nineteenth aspect of the present invention is the power converter according to the seventh aspect, wherein the electric quantity fluctuation detecting means has a high-pass characteristic that does not detect a DC component.
[0031]
According to a twentieth aspect, in the power converter according to the nineteenth aspect, a cutoff frequency of a high-pass characteristic of the electric quantity fluctuation detecting means is set lower than the LC resonance frequency.
[0032]
In the power converter according to the present invention, the electric current fluctuation detecting means detects a DC vibration component caused by LC resonance with respect to the DC from the DC power supply, and suppresses the DC fluctuation. To work.
[0033]
According to a twenty-first aspect of the present invention, in the power converter according to the fourteenth aspect, when the voltage of the filter capacitor detected by the electric quantity fluctuation detecting unit increases, the current adjusting unit changes the current from the filter capacitor to the current control unit. And a current flowing from the current control means to the filter capacitor when a variation in the voltage of the filter capacitor is reduced. The DC fluctuation is suppressed by adjusting at least one of the flow of the DC current to and from the filter capacitor so as to suppress the voltage fluctuation of the filter capacitor.
[0034]
According to a twenty-second aspect of the present invention, in the power converter according to the fifteenth aspect, the current adjusting unit is configured to perform the operation when a differential value of a DC current flowing from the DC power supply to the filter reactor detected by the electric quantity fluctuation detecting unit increases. Adjust so that current flows from the filter capacitor to the current control means, or make the current flow from the current control means to the filter capacitor when the differential value of the DC current flowing from the DC power supply to the filter reactor decreases. In this method, a DC vibration component caused by LC resonance is detected as a differential value, and a current control unit is operated so as to suppress DC fluctuation.
[0035]
According to a twenty-third aspect of the present invention, in the power converter according to the sixth aspect, the current detecting means has a high-pass characteristic that does not detect a DC component, and a cutoff frequency of the high-pass characteristic is higher than a resonance frequency of the LC resonance. The current adjusting means adjusts the current to flow from the filter capacitor to the current control means when the DC current detected by the current detection means increases, or When the DC current detected by the detection means decreases, the current is adjusted so that current flows from the current control means to the filter capacitor.
[0036]
According to a twenty-fourth aspect of the present invention, in the power converter according to the fifteenth aspect, the electric quantity fluctuation detecting means has a high-pass characteristic that does not detect a DC component, and a cutoff frequency of the high-pass characteristic is a resonance of the LC resonance. It is set higher than the frequency, the current adjusting means adjusts so that a current flows from the filter capacitor to the current control means when the DC current detected by the electric quantity fluctuation detecting means increases, or When the DC current detected by the electric quantity fluctuation detecting means decreases, an adjustment is made so that a current flows from the current control means to the filter capacitor.
[0037]
In the power converter according to the twenty-third and twenty-fourth aspects, the fluctuation of the DC current is detected by the current detecting means or the electric quantity fluctuation detecting means having the high-pass characteristic, and the feedback is differentially fed back to the current adjusting means. At this time, the detection phase in the same frequency band is advanced by setting the cutoff frequency of the high-pass characteristic higher than the LC resonance frequency, and the DC fluctuation is effectively suppressed by feedback.
[0038]
According to a twenty-fifth aspect of the present invention, in the power converter of the first to twenty-fourth aspects, the present apparatus is not provided with an initial charging circuit for initially charging the filter capacitor, and suppresses LC resonance. Because of the operation characteristics, LC resonance generated at the time of initial charging of the filter capacitor can be suppressed, and the circuit configuration is simplified by eliminating the conventionally required initial charging circuit.
[0039]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. FIG. 1 shows a configuration of a power converter according to a first embodiment of the present invention. In FIG. 1, 1 is an overhead DC power supply, 2 is an initial charging circuit receiving power from the DC power supply, 3 is a filter reactor, 4 is a filter capacitor, and an inverter circuit that performs orthogonal power conversion in parallel with the filter capacitor 4 5 are provided. The AC power of the inverter circuit 5 drives an AC load 7 such as a main motor. Although FIG. 1 shows the main circuit configuration of the electric car, the inverter circuit 5 may be an auxiliary inverter and the AC load 6 may be an air conditioner fan or a room light.
[0040]
Generally, when the system is started from the state where the filter capacitor voltage = 0, a charging circuit for charging the filter capacitor 4 is indispensable. Therefore, usually, as shown in FIG. 1, a resistor is connected in series to the filter reactor 3 to constitute the initial charging circuit 2, and by suppressing LC resonance, overvoltage is suppressed and stable initial charging is performed. I have.
[0041]
The feature of the present embodiment is that an intermediate terminal 11 is provided for the filter reactor 3, and a resistor 13 is provided in parallel between the intermediate terminal 11 and the output terminal 12 as an impedance element.
[0042]
Thereby, in the power converter of the present embodiment, LC resonance between filter reactor 3 and filter capacitor 4 can be suppressed by resistor 13 and can be stabilized.
[0043]
In the above embodiment, the resistor 13 as an impedance element is provided in parallel between the intermediate portion of the filter reactor 3 and the output terminal. However, the resistor 13 may be provided in parallel with the entire filter reactor 3 or may be provided in parallel with the filter reactor 3. A configuration may be provided in parallel between the input end and the intermediate part.
[0044]
Next, a power converter according to a second embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. The feature of the second embodiment is that a diode 14 is connected in parallel between the intermediate terminal 11 and the output terminal 12 of the filter reactor 3 instead of the resistor 13 used in the first embodiment shown in FIG. It is in the point provided. The orientation of the diode 14 is preferably as shown.
[0045]
According to the second embodiment as well, the LC resonance between the filter reactor 3 and the filter capacitor 4 can be suppressed by the diode 14 and can be stabilized.
[0046]
In the second embodiment as well, the diode 14 is provided in parallel between the intermediate portion of the filter reactor 3 and the output terminal. However, the diode 14 may be provided in parallel with the entire filter reactor 3 or the input terminal of the filter reactor 3 may be provided. A configuration may be provided in parallel between the and the intermediate part.
[0047]
【Example】
Next, the LC resonance suppression characteristics of the circuit configuration of the first embodiment (Example 1) and the circuit configuration of the second embodiment (Example 2) are shown in FIG. Simulation results compared with the characteristics of the configuration (comparative example) will be described with reference to FIGS.
[0048]
FIG. 3 shows the transfer characteristics from the current flowing through the inverter circuit 5 to the current of the DC power supply 1 for the comparative example and the first embodiment. Curve (1) shows the characteristics of the comparative example, and curve (2) shows the characteristics of Example 1.
[0049]
The simulation conditions were (1) filter reactor L = 8 mH, filter capacitor C = 8 mF, (2) filter reactor L = 6 mH + (parallel 2 mH, 0.3Ω), and filter capacitor C = 8 mF.
[0050]
As a result, it was found that when the resistor 13 was connected in parallel to the filter reactor 3, the resonance that was remarkably observed around 20 Hz in the comparative example was suppressed by the resistor 13.
[0051]
Next, for the comparative example (1), the first example (2), and (3) the filter reactor L = 4 mH + (parallel 4 mH, diode) and the filter capacitor C = 8 mF as described above, ) Was simulated for the voltage and current oscillation characteristics when the voltage increased by 1 V, and the results are shown in FIGS.
[0052]
In FIGS. 4 and 5, the most intense vibration appears in the case of the comparative example (1), and the intermediate characteristic is that of the example 1 in (2). Are those of Example 2 of (3). From this simulation result, it can be seen that, in comparison with the comparative example in which the conventional means for suppressing LC resonance is not provided, both the filter in which the resistor 13 is provided in parallel with the filter reactor 3 and the diode in which the diode 14 is provided are provided with LC resonance. It was found that it was effective for suppression of odor. It was also found that the effect of using the diode 14 was remarkable.
[0053]
Next, a power converter according to a third embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. The power converter according to the third embodiment takes in DC power from an overhead line serving as a DC power supply 1 via a circuit breaker 8 and supplies the DC power to an inverter circuit 5 which performs quadrature power conversion via a filter reactor 3 and a filter capacitor 4. I do. Then, the inverter circuit 5 supplies the AC power obtained by the power conversion to the AC motor 6, which is an AC load, and drives it.
[0054]
In the power converter of the present embodiment, a current control is provided on the connection between the filter capacitor 4 and the inverter circuit 5 so as to be in parallel with the filter capacitor 4, and controls the current flowing into and out of the filter capacitor. A voltage detector 22 for detecting the voltage of the filter capacitor 4; and a torque ripple compensator 23 for controlling the current controller 21 based on the magnitude of the voltage detected by the voltage detector 22.
[0055]
Although FIG. 6 shows the main circuit configuration of the electric vehicle, the inverter circuit 5 may be an auxiliary inverter and the AC load 6 may be an air conditioner fan or a room light.
[0056]
Next, the operation of the power converter having the above configuration will be described. In the LC resonance circuit, the transfer characteristic from the current Iinv from the inverter circuit 5 to the power supply current Is is represented by the following equation.
[0057]
(Equation 1)

This is a resonance system, and when the load current Iinv is disturbed, a large current flows in the power supply current Is due to LC resonance. Therefore, it is necessary to suppress this LC resonance. For this purpose, a resistor R may be connected in parallel with the filter reactor 3. The transfer characteristic at this time is expressed by the following equation.
[0058]
(Equation 2)

The effect of the resistor R is to flow a large current when the DC is high, and to reduce the current when the DC is low (because V = RI). That is, if the current control unit 21 is controlled so that a current flows when the DC voltage increases according to the DC voltage, the current control unit 21 becomes equivalent to the parallel resistance R, and the LC resonance can be stabilized.
[0059]
Therefore, if the current Icmp flowing to the current control unit 21 is controlled as in the following equation according to the DC voltage Vdc, the transfer characteristic of the following equation is obtained.
[0060]
[Equation 3]

From this equation, it can be seen that, if G1 (s) = K and a mere gain, it becomes equivalent to the parallel resistance R.
[0061]
Particularly problematic are components near the LC resonance frequency. Therefore, the current only needs to flow so as to be proportional to the DC voltage only in the vicinity of the same frequency band. From this point of view, there is no change in effect even if a means that does not pass a direct current is used instead of a pure resistance.
[0062]
Therefore, based on the voltage of the filter capacitor 4 detected by the voltage detector 22, the torque ripple compensating unit 23 increases the current flowing through the current control unit 21 when the DC voltage increases, and increases the current through the current control unit 21 when the DC voltage decreases. Adjust to reduce the flowing current.
[0063]
As a result, LC resonance can be suppressed and stabilized as in the case where the resistor R is provided in parallel with the filter capacitor 4.
[0064]
Next, a power converter according to a fourth embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. The feature of the fourth embodiment is that an overvoltage suppression circuit (OVTR circuit) 21A is used as the current control unit 21 in the third embodiment of FIG. 6, and the torque ripple compensating unit 23 is replaced with a DC cut unit 231. This is in that it is configured by a gain setting unit 232 and a gate calculation unit 233. The OVTR circuit 21A is a circuit used to discharge the charge of the filter capacitor 4 when the filter capacitor voltage becomes overvoltage.
[0065]
In this embodiment, the DC cut section 231 in the torque ripple compensating section cuts the DC component of the filter capacitor voltage detected by the voltage detector 22, and extracts a 25 Hz component. On the other hand, the gain setting unit 232 multiplies the gain K and outputs the result as a conduction ratio, and the gate operation unit 233 generates a gate signal having the given conduction ratio, and gate-controls the OVTR circuit 21A.
[0066]
Thus, the torque ripple compensator 23 controls the gate of the switching element of the OVTR circuit 21A to ON / OFF in accordance with the magnitude of the 25 Hz component flowing in the DC circuit, so that the current of the 25 Hz component flows to the OVTR circuit, and the LC resonance The 25 Hz component generated by the above can be suppressed.
[0067]
Next, a power converter according to a fifth embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. The fifth embodiment is different from the fourth embodiment shown in FIG. 7 in that the voltage detector 22 and the DC cut section 231 in the torque ripple compensator 23 are replaced by a DC fluctuation detector 221. The difference is that the output of the DC fluctuation detector 221 is output to a gain setting device 232 similar to that of the fourth embodiment.
[0068]
Generally, the allowable current of the track circuit is less than 1% of the direct current component which is the main current. In a large-capacity system, the detection accuracy of a current detector or a voltage detector, or the accuracy and resolution of an analog-to-digital converter (AD converter) that takes in the current and voltage detectors is not sufficient in this wide dynamic range.
[0069]
Therefore, in the present embodiment, the DC fluctuation component is determined by a series connection circuit of a resistor 221A and a capacitor 221B provided in parallel with the filter capacitor 4 and a voltage detector 221C that detects a voltage across the resistor 221A in the series connection circuit. The detector 221 is configured so that a DC component is cut as hardware at a stage where the voltage detector 221C detects the DC voltage, and only the DC fluctuation is detected.
[0070]
The voltage detection output of the DC fluctuation detector 221 is input to a gain setting unit 232, multiplied by a gain K by a gain setting unit 232, and output as a conduction ratio, so that the conduction ratio given by the gate operation unit 233 is obtained. A gate signal is generated, and the OVTR circuit 21A is gate-controlled.
[0071]
As a result, the voltage detector and the AD converter may have a dynamic range that can detect only the fluctuating voltage, and the detection accuracy can be increased. Therefore, it is possible to more effectively suppress the harmonics of the retrace current.
[0072]
Note that a brake chopper circuit may be used as a circuit having the same function as the OVTR circuit 21A used in the fourth embodiment shown in FIG. 7 and the fifth embodiment shown in FIG. Although the brake chopper circuit is originally intended to consume regenerative energy during regenerative braking of the main motor 6, the same operation and effect as the OVTR circuit 21A can be obtained. Further, instead of the brake chopper circuit, an energy storage device 21B using an electric double layer capacitor (EDLC) can be used as the current control unit 21 for the purpose of storing regenerative energy.
[0073]
Next, a power converter according to a sixth embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. The main circuit configuration is common to the third embodiment shown in FIG. As a feature of the present embodiment, the current control unit 25, the current detector 26 for detecting the DC flowing through the filter capacitor 4, and the current control unit 25 based on the magnitude of the DC detected by the current detector 26. And a torque ripple compensator 27 for controlling the flowing current.
[0074]
As described above, a resistor R may be connected in parallel with the filter reactor 3 to suppress LC resonance.
[0075]
When the current flowing through the filter reactor 3 is directly detected, the transfer function from the inverter DC current Iinv to the retrace current (filter reactor current) Is is as follows.
[0076]
(Equation 4)

From this equation, it can be seen that when Gs (2) is set to K · s and acts as a differentiator, it becomes equivalent to the parallel resistance R.
[0077]
The only problem at this time is the LC resonance frequency component. Therefore, when the DC is detected by the current detector 26, even if the DC component is cut and detected, there is no difference in the effect if the phase difference is small in the resonance frequency band.
[0078]
In order to suppress the harmonics of the retrace current Is, the current Icmp flowing to the current control unit 25 for harmonic compensation may be made equal to the harmonic component of the retrace current Is. The torque ripple compensator 27 performs such control on the current detected by the current detector 26, and controls the current Icmp flowing through the current controller 25 to be equal to the harmonic component of the retrace current Is.
[0079]
As a result, the following effects can be obtained. When the filter reactor current Is, which is also the return current, is directly detected, the transfer function from the inverter DC current Iinv to the return current Is is as follows.
[0080]
(Equation 5)

Therefore, the current Icmp for canceling the retrace current harmonic is supplied to the current controller 25 under the control of the torque ripple compensator 27.
[0081]
(Equation 6)

At this time, the transfer function from the inverter current Iinv to the retrace current Is is as follows.
[0082]
(Equation 7)

Comparing Equation (7) with Equation (4) of the original system shows that the effect of resonance is eliminated and the gain is reduced. That is, an effect of reducing harmonics of the return current Is is obtained.
[0083]
In this embodiment, only the LC resonance frequency component matters. Therefore, when detecting DC, even if the DC component is cut and detected, as long as the phase difference is small in the resonance frequency band, there is no difference in the effect. For this purpose, as in the fourth embodiment with respect to the third embodiment, the current detector 26 for detecting the current flowing through the filter reactor 3 as shown in FIG. It is also possible to adopt a configuration in which a DC component is cut with respect to the DC detection signal, a gain is applied to the DC fluctuation, and the gate control of the OVTR circuit 21A corresponding to the current control unit 21 is performed accordingly.
[0084]
Further, a configuration in which a brake chopper circuit is controlled as the current control unit 21 instead of the above OVTR circuit can be adopted. Although the brake chopper circuit is originally intended to consume regenerative energy at the time of regenerative braking of the main motor 6, the same operation and effect as the OVTR circuit can be obtained.
[0085]
Next, a power converter according to a seventh embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. The feature of the seventh embodiment is that an energy storage device 25A using an electric double layer capacitor (EDLC) provided for storing regenerative energy of the electric motor 6 is used as the current control unit 25. The torque ripple compensator 27 includes a gain setter 271, a current controller 272, and a PWM controller 273.
[0086]
A similar effect can be obtained by controlling the amount of current flowing into the electric double layer capacitor EDLC of the energy storage device 25A used for the purpose of storing such regenerative energy.
[0087]
Next, a power converter according to an eighth embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. The feature of the eighth embodiment resides in that the current control unit 25 in the sixth embodiment is provided closer to the power supply 1 than the filter reactor 3. Other configurations are the same as those of the sixth embodiment shown in FIG.
[0088]
Even if the current control unit 25 is connected to the power supply 1 side from the filter reactor 3 as in this embodiment, a current suppressing effect can be obtained. In particular, the configuration of the present embodiment is advantageous in a case where harmonic components of a plurality of the same system are collectively suppressed.
[0089]
Next, a power converter according to a ninth embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. Instead of separately providing a circuit as the

current control unit

21 or 25 described in each of the above embodiments or using a circuit prepared for protecting the main circuit, a power conversion circuit of the main circuit is configured. Alternatively, the VVVF inverter 5 itself can be used. The gate control circuit 30 for the VVVF inverter 5 includes a vector control unit 31 and a PWM control unit 32.
[0090]
In the present embodiment, the current flowing through the filter reactor 3, that is, the retrace current Is, is detected by the CT 33 with the gap, and the DC fluctuation is multiplied by the gain by the gain setting unit 34 to obtain the torque current command Iq. ^* And a circuit configuration that is superimposed.
[0091]
Originally, the VVVF inverter 5 controls the torque, that is, the power of the electric motor 6 to a predetermined value. Generally, the VVVF inverter 5 controls the torque current of the electric motor 6 by vector control to control the torque. Since the power supplied to the motor 6 as a load is represented by a product of a DC voltage and a current, when the DC power is considered to be constant, the VVVF inverter 5 is nothing less than a means for controlling the DC current. Therefore, for example, the torque current control command Iq ^* By superimposing a compensation current value Iqcmp for suppressing harmonics, the current flowing from the DC power supply 1 to the VVVF inverter 5 can be adjusted to suppress harmonics.
[0092]
The CT 33 with a gap has a high-pass characteristic and cuts a DC component. This is because the dynamic range of the detection amount is narrowed by extracting only the fluctuation, and a highly accurate detection system is realized. Since the CT 33 with a gap has a high-pass characteristic, the phase advances at a low frequency and there is no phase difference at a high frequency.
[0093]
For the above-mentioned reason, if the filter reactor current (return current) Is is fed back differentially, there is a harmonic suppression effect. Therefore, a differential action can be obtained with this high-pass characteristic.
[0094]
In this case, it is desirable that the cutoff frequency of the high-pass characteristic of the CT 33 with a gap is set higher than the resonance frequency band in question, and that the detection phase in the same frequency band is advanced.
[0095]
If the power conversion circuit is used as the current control unit in this way, it can be realized by simply changing the control program without unnecessary addition of an external circuit. Therefore, it is possible to suppress an increase in weight, size, and cost of the device.
[0096]
Next, a power converter according to a tenth embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. A feature of the tenth embodiment is that, unlike the ninth embodiment shown in FIG. 12, a differentiator 35 and a low-pass filter 36 are provided for the detected output of the CT 33 with a gap, and the output of the low-pass filter 36 Is input to the gain setting unit 34. Other configurations are common to the ninth embodiment.
[0097]
When the cutoff frequency of the CT 33 with a gap is lower than the resonance frequency band in which the problem occurs and the phase of the same frequency band is close to 0, it can be realized by passing the current detection signal through the differentiator 35 as in this embodiment. . However, since the differentiator 35 is vulnerable to noise, it is desirable to form a circuit in combination with the low-pass filter 36.
[0098]
Note that the circuits shown in FIGS. 6 to 13 do not use the initial charging circuit 2. The present invention realizes suppression of harmonics of the retrace current, particularly LC resonance components. Generally, when the system is started from the state where the filter capacitor voltage = 0, a charging circuit for charging the filter capacitor is indispensable. This charging circuit has a configuration in which a resistor is connected in series to the filter reactor 3 as shown in FIGS. 1, 14 and the like, and suppresses overvoltage by suppressing LC resonance and performs stable initial charging. . However, since the present invention has the effect of suppressing LC resonance, it is possible to construct a system in which the initial charging circuit 2 is omitted because of its characteristics, thereby achieving a reduction in size, weight, and cost of the device.
[0099]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, by providing an impedance element or a diode provided in parallel with the whole or a part of the filter reactor, it is possible to suppress the LC resonance between the filter reactor and the filter capacitor and to stabilize the DC current. Can be.
[0100]
According to the present invention, the DC current supplied from the DC power supply to the load driving unit is detected by the current detecting unit, and the current adjusting unit controls the current control unit, so that the fluctuation of the DC current flowing through the load driving unit is reduced. Can be suppressed.
[0101]
Further, according to the present invention, the amount of direct current from the DC power supply, which fluctuates due to the LC resonance of the filter reactor and the filter capacitor, is detected by the electric amount fluctuation detecting means, and the current adjusting means controls the current controlling means to load the driving means. Fluctuation of the DC current flowing through the power supply can be suppressed.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a circuit diagram according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a Bode diagram of a transfer characteristic from a current flowing through a power conversion circuit of the second embodiment and a conventional example to a DC power supply current.
FIG. 4 is a graph showing a simulation result of a change in filter capacitor voltage in the first and second embodiments and a conventional example.
FIG. 5 is a graph showing a simulation result of a change in filter reactor current in the first and second embodiments and a conventional example.
FIG. 6 is a circuit diagram according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a circuit diagram according to a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a circuit diagram according to a fifth embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a circuit diagram according to a sixth embodiment of the present invention.
FIG. 10 is a circuit diagram according to a seventh embodiment of the present invention.
FIG. 11 is a circuit diagram according to an eighth embodiment of the present invention.
FIG. 12 is a circuit diagram according to a ninth embodiment of the present invention.
FIG. 13 is a circuit diagram according to a tenth embodiment of the present invention.
FIG. 14 is a circuit diagram of a conventional example.
[Explanation of symbols]
1 DC power supply
2 Initial charging circuit
3 Filter reactor
4 Filter capacitors
5 Inverter circuit
6 AC motor
7 wheels
8 Circuit breaker
11 Intermediate terminal
12 Output end
13 Resistance
14 Diode
21 Current control unit
21A OVTR circuit (overvoltage protection circuit)
22 Voltage detector
23 Torque ripple compensator
25 Current controller
25A Energy storage device
26 Current detector
27 Torque ripple compensator
30 Gate control unit
31 Vector control unit
32 PWM control unit
33 CT with gap
35 Differentiator
36 Low-pass filter
221 DC fluctuation detector
231 DC cut section
232 Gain setting device
233 Gate operation unit
271 Gain setting device
272 Current control unit
273 PWM control unit

Claims

A filter capacitor connected to a DC power supply via a filter reactor,
Load driving means connected to the filter capacitor and driving an AC load by orthogonally converting DC power;
A power converter having impedance characteristics for suppressing resonance between the filter reactor and a filter capacitor, and comprising an impedance element connected in parallel with a part or the whole of the filter reactor.

The power converter according to claim 1, wherein the impedance element is connected between an intermediate terminal provided at an intermediate portion of the filter reactor and an input side or an output side terminal of the filter reactor. .

The power converter according to claim 1, wherein the impedance element is a resistor.

A filter capacitor connected to a DC power supply via a filter reactor,
Load driving means connected to the filter capacitor and driving an AC load by orthogonally converting DC power;
A power conversion device comprising: a diode connected in parallel with a part or the whole of the filter reactor.

The power converter according to claim 4, wherein the diode is connected between an intermediate terminal provided at an intermediate portion of the filter reactor and an input terminal or an output terminal of the filter reactor.

Load driving means that is supplied from a DC power supply and orthogonally converts DC power to drive an AC load;
Current control means for controlling a DC current flowing from the DC power supply to the load driving means,
Current detection means for detecting a DC current flowing from the DC power supply to the load driving means,
A power converter, comprising: a current adjusting unit that adjusts the current control unit so as to suppress a change in the DC current detected by the current detection unit.

A filter capacitor connected to a DC power supply via a filter reactor,
A load driving unit connected to the filter capacitor and driving an AC load by orthogonally converting DC power, and a current control unit connected to the DC side of the load driving unit and controlling the DC,
Electricity quantity variation detection means for detecting the quantity of electricity that varies according to the LC resonance between the filter reactor and the filter capacitor
A power converter, comprising: a current adjustment unit that adjusts the current control unit so that the LC resonance is stabilized according to a change in the amount of electricity detected by the electricity amount change detection unit.

The power converter according to claim 6, wherein the current control unit is connected to a position closer to the load driving unit than the filter reactor.

The power converter according to claim 6, wherein the current control unit is a discharge circuit for suppressing an overvoltage.

The power converter according to claim 6, wherein the current control unit is a brake chopper circuit for absorbing regenerative energy of the AC load.

The power converter according to claim 6, wherein the load driving unit is a VVVF inverter, and the VVVF inverter is also used as the current control unit.

8. The electric power according to claim 6, wherein the load driving unit is an auxiliary device inverter that drives an auxiliary device as an AC load, and the current control unit also functions as the auxiliary device inverter. 9. Conversion device.

The power converter according to claim 6, wherein the current control unit is an energy storage unit that stores electric energy.

The power conversion device according to claim 7, wherein the electric quantity fluctuation detecting unit detects a voltage of the filter capacitor as an electric quantity that fluctuates according to LC resonance between the filter reactor and the filter capacitor.

8. The power conversion device according to claim 7, wherein the electric quantity fluctuation detecting means detects a current flowing through the filter reactor as an electric quantity that fluctuates according to LC resonance between the filter reactor and the filter capacitor. apparatus.

The current adjusting means adjusts the current to flow from the filter capacitor to the current control means when the current flowing from the DC power supply to the filter reactor increases, or the current flowing from the DC power supply to the filter reactor decreases. 16. The power conversion device according to claim 15, wherein in such a case, adjustment is made so that current flows from the current control means to the filter capacitor.

The power converter according to claim 6, wherein the current detecting means has a high-pass characteristic that does not detect a DC component.

18. The power conversion device according to claim 17, wherein a cutoff frequency of a high-pass characteristic of the current detection unit is set lower than the LC resonance frequency.

The power converter according to claim 7, wherein the electric quantity fluctuation detecting means has a high-pass characteristic that does not detect a DC component.

20. The power conversion device according to claim 19, wherein a cutoff frequency of a high-pass characteristic of the electric quantity fluctuation detecting unit is set lower than the LC resonance frequency.

The current adjusting means adjusts a current to flow from the filter capacitor to the current control means when the voltage of the filter capacitor detected by the electric quantity fluctuation detecting means rises, or a voltage of the filter capacitor. 15. The power conversion device according to claim 14, wherein an adjustment is made so that a current flows from the current control means to the filter capacitor when the variation of the power supply decreases.

The current adjusting means adjusts the current to flow from the filter capacitor to the current control means when the differential value of the DC current flowing from the DC power supply to the filter reactor detected by the electric quantity fluctuation detecting means increases, 16. The method according to claim 15, wherein when the differential value of the DC current flowing from the DC power supply to the filter reactor decreases, the current is controlled to flow from the current control unit to the filter capacitor. Power converter.

The current detecting means has a high-pass characteristic that does not detect a DC component, and a cut-off frequency of the high-pass characteristic is set higher than a resonance frequency of the LC resonance.
The current adjusting unit adjusts the current to flow from the filter capacitor to the current control unit when the DC current detected by the current detection unit increases, or the DC current detected by the electric quantity variation detection unit is The power conversion device according to claim 6, wherein the power conversion device is configured to adjust the current to flow from the current control unit to the filter capacitor when the power consumption decreases.

The electric quantity fluctuation detecting means has a high-pass characteristic that does not detect a DC component, and a cutoff frequency of the high-pass characteristic is set to be higher than a resonance frequency of the LC resonance,
The current adjusting means adjusts the current to flow from the filter capacitor to the current control means when the DC current detected by the electric quantity fluctuation detecting means increases, or controls the DC current detected by the electric quantity fluctuation detecting means. 16. The power conversion device according to claim 15, wherein when the current decreases, the current control unit adjusts the current to flow to the filter capacitor.

The power converter according to any one of claims 1 to 24, further comprising no initial charging circuit for initially charging the filter capacitor.