JP6069151B2

JP6069151B2 - Power converter control circuit

Info

Publication number: JP6069151B2
Application number: JP2013196900A
Authority: JP
Inventors: 徹杉浦; 健志篠宮; 昌高綾田; 恭之中村
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 2013-09-24
Filing date: 2013-09-24
Publication date: 2017-02-01
Anticipated expiration: 2033-09-24
Also published as: JP2015065732A

Description

本発明は、電力変換装置のダンピング制御に関するもので、特に電力変換装置において発生するビート現象を抑制する蓄電手段を備えた制御回路に関する。 The present invention relates to damping control of a power converter, and more particularly, to a control circuit including power storage means for suppressing a beat phenomenon that occurs in a power converter.

一般に直流き電における鉄道車両の主変換装置は、パルス幅変調方式（ＰＷＭ：ＰｕｌｓｅＷｉｄｔｈＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）により、直流電車線の直流電圧を可変電圧可変周波数の交流電圧に変換し、交流電動機を可変速駆動することで車両を駆動している。 In general, a main converter of a railway vehicle in a DC feeder converts a DC voltage of a DC train line into an AC voltage of a variable voltage and a variable frequency by a pulse width modulation (PWM) and drives an AC motor at a variable speed. That is driving the vehicle.

また、近年は鉄道車両の直流ステージに蓄電装置を接続することで、架線からの受電ができなくなったときに蓄電装置から電力を供給する緊急走行や、蓄電装置を用いて非電化区間を走行する架線レス運転など、大容量の蓄電装置を応用した車両制御の開発が行われている。 Also, in recent years, by connecting a power storage device to the DC stage of a railway vehicle, the vehicle can be used for emergency traveling that supplies power from the power storage device when power cannot be received from the overhead line, or in a non-electrified section using the power storage device. Development of vehicle control using large-capacity power storage devices such as overhead-less operation is underway.

このような鉄道車両における電力変換装置の入力回路には、直流電車線から流入する突入電流の抑制、および、電力変換装置のスイッチング動作から発生する高調波を直流電車線に戻さないこと、を目的として、入力ＬＣフィルタが接続されている。 In the input circuit of the power conversion device in such a railway vehicle, for the purpose of suppressing inrush current flowing from the DC train line, and not returning harmonics generated from the switching operation of the power conversion device to the DC train line, An input LC filter is connected.

ところが、この入力ＬＣフィルタは共振特性を持つことから、直流入力電圧の電気振動により電力変換装置の制御が不安定となることや、軌道に流す帰線電流に高調波が重畳して信号機器を誤動作させるなどの問題がある。この共振特性に起因する電気振動を抑制するために、従来技術では、インバータ装置やブレーキチョッパによる電気振動の抑制制御を行っている。 However, since this input LC filter has resonance characteristics, the control of the power converter becomes unstable due to the electric vibration of the DC input voltage, and harmonics are superimposed on the retrace current that flows in the orbit. There are problems such as malfunction. In order to suppress the electric vibration caused by this resonance characteristic, in the conventional technology, the control of suppressing the electric vibration by the inverter device or the brake chopper is performed.

特許文献１には、フィルタコンデンサ電圧を検出して、共振周波数近傍の交流成分を打ち消すようにインバータ装置を制御することで、直流入力回路の電気振動を抑制する技術が開示されている。 Patent Document 1 discloses a technique for suppressing electrical vibration of a DC input circuit by detecting a filter capacitor voltage and controlling an inverter device so as to cancel an AC component near a resonance frequency.

特許文献２には、ブレーキチョッパによるダンピング制御技術が記載されており、フィルタコンデンサ電圧もしくは架線電流、フィルタリアクトルの両端電圧のいずれかを検出して、ブレーキ抵抗器に共振電力を消費させるようにブレーキチョッパを動作させることで、直流入力回路の電気振動を抑制する技術が開示されている。 Patent Document 2 describes a damping control technique using a brake chopper, which detects either the filter capacitor voltage, the overhead wire current, or the voltage across the filter reactor, and causes the brake resistor to consume resonance power. A technique for suppressing electrical vibration of a DC input circuit by operating a chopper is disclosed.

特許文献３には、直流電車線からの電力給電ができなくなった場合に、鉄道車両を自力走行させる技術が開示されている。 Patent Document 3 discloses a technique for causing a railway vehicle to travel on its own when power supply from a DC train line becomes impossible.

特許文献４には、回生時に交流電動機より発生する電力を蓄電装置で充電すると共に、力行時に電動機の駆動電力の一部を蓄電装置より供給する技術が開示されている。 Patent Document 4 discloses a technology in which electric power generated from an AC motor during regeneration is charged by a power storage device and a part of driving power of the motor is supplied from the power storage device during power running.

特開２００２−２３８２９８号公報JP 2002-238298 A 特開２００３−７０１６０号公報JP 2003-70160 A 特開２０１２−３９８６７号公報JP 2012-39867 A 特開２００９−８９５０３号公報JP 2009-89503 A

図８に、従来技術として、蓄電装置を搭載した鉄道車両の制御方法の一例を示す。同図において、１は直流電車線、２は集電装置、３はフィルタリアクトル、４はフィルタコンデンサ、５はインバータ装置、６は交流電動機、７は接触器、８はＤＣ−ＤＣ変換装置、９は蓄電装置、１０ａと１０ｂはスイッチング素子、１１は平滑リアクトル、１２は平滑コンデンサ、１３は速度検出器、１４と１７は電流検出器、１５と１８は電圧検出器、１９は車輪、２０は軌道、２１はブレーキ抵抗器、２２はブレーキチョッパである。 FIG. 8 shows an example of a conventional method for controlling a railway vehicle equipped with a power storage device. In the figure, 1 is a DC train line, 2 is a current collector, 3 is a filter reactor, 4 is a filter capacitor, 5 is an inverter device, 6 is an AC motor, 7 is a contactor, 8 is a DC-DC converter, and 9 is Power storage devices, 10a and 10b are switching elements, 11 is a smoothing reactor, 12 is a smoothing capacitor, 13 is a speed detector, 14 and 17 are current detectors, 15 and 18 are voltage detectors, 19 are wheels, 20 is a track, 21 is a brake resistor and 22 is a brake chopper.

また、同図において、インバータ装置５に対して、１００はインバータ制御回路であり、その内部に、１０１は座標変換部、１０２は電圧制御部、１０３はＰＷＭ制御部、１０４はハイパスフィルタ、１０５はダンピング制御部、１０６と１０７は加算器、以上の構成要素を有し、ＤＣ−ＤＣ変換装置８に対して、２００はＤＣ−ＤＣ変換制御回路であり、その内部に、２０１は電圧制御部、２０２はＰＷＭ制御部、から成る構成要素を有し、ブレーキチョッパ２２に対して、３００はブレーキチョッパ制御回路であり、その内部に、３０１はハイパスフィルタ、３０２はチョッパ制御部、から成る構成要素を有している。このＤＣ−ＤＣ変換制御回路２００の制御に基づいて、ＤＣ−ＤＣ変換装置８は入力電力を電圧の異なる直流電力に変換する。 In the figure, for the inverter device 5, 100 is an inverter control circuit, in which 101 is a coordinate conversion unit, 102 is a voltage control unit, 103 is a PWM control unit, 104 is a high-pass filter, and 105 is The damping control unit 106 and 107 have an adder and the above-described components. For the DC-DC converter 8, 200 is a DC-DC conversion control circuit, and 201 is a voltage control unit, 202 has a component composed of a PWM control unit, and 300 is a brake chopper control circuit for the brake chopper 22, 301 has a component composed of a high-pass filter and 302 a chopper control unit. Have. Based on the control of the DC-DC conversion control circuit 200, the DC-DC converter 8 converts the input power into DC power having a different voltage.

このインバータ装置５は、ＩＧＢＴに代表される電力変換用のスイッチング素子を組み合わせて構成されており、例えばスイッチング素子とダイオードを逆並列に接続したものを１つのモジュールとして、このモジュールを三相上下アームにブリッジ状に接続することで構成される。同様に、ＤＣ−ＤＣ変換装置８とブレーキチョッパ２２も、電力変換用のスイッチング素子にて構成される。 This inverter device 5 is configured by combining switching elements for power conversion represented by IGBT, for example, a module in which switching elements and diodes are connected in antiparallel, and this module is used as a three-phase upper and lower arm. It is configured by connecting in a bridge shape. Similarly, the DC-DC converter 8 and the brake chopper 22 are also configured by switching elements for power conversion.

また、蓄電装置９は、図２に示す電気二重層キャパシタや、図３に示す二次電池などに代表される大容量の蓄電デバイスで構成される。なお、図１では蓄電装置９と並列に平滑コンデンサ１２を接続しているが、これは平滑リアクトル１１の電流リップルを抑えるためのものであり、接続しなくても蓄電装置９への充放電動作およびダンピング制御動作に問題はない。 The power storage device 9 is configured by a large-capacity power storage device represented by the electric double layer capacitor shown in FIG. 2, the secondary battery shown in FIG. In FIG. 1, the smoothing capacitor 12 is connected in parallel with the power storage device 9, but this is for suppressing the current ripple of the smoothing reactor 11, and charging / discharging operation to the power storage device 9 without being connected. There is no problem in the damping control operation.

直流き電の鉄道車両は、直流電車線１の直流電力を集電装置２で受電して、フィルタリアクトル３とフィルタコンデンサ４を介してインバータ装置５に給電されるとともに、車輪１９を介して軌道２０に戻される。インバータ装置５に給電された直流電力は三相交流電力に変換され、該変換された三相交流電力が交流電動機６に供給されることでトルクを発生させ、車両を加減速させる。 The DC powered railway vehicle receives the DC power of the DC train line 1 by the current collector 2 and supplies power to the inverter device 5 through the filter reactor 3 and the filter capacitor 4, and the track 20 through the wheels 19. Returned to The DC power fed to the inverter device 5 is converted into three-phase AC power, and the converted three-phase AC power is supplied to the AC motor 6 to generate torque and accelerate / decelerate the vehicle.

ここで、交流電動機６に所望のトルクを発生させるためには、回転速度に応じた三相交流電圧を印加する必要があり、そのための三相交流電力をインバータ装置５より供給する。 Here, in order to generate a desired torque in the AC motor 6, it is necessary to apply a three-phase AC voltage corresponding to the rotation speed, and the three-phase AC power for that purpose is supplied from the inverter device 5.

上述のような交流電動機６の可変速駆動は、インバータ制御回路１００により制御される。インバータ制御回路１００では、まず電流検出器１４にて交流電動機６に流れる三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出して座標変換部１０１に入力し、回転座標系のｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑに変換するとともに、速度検出器１３にて交流電動機６のロータ周波数Ｆｒを検出する。 The variable speed drive of the AC motor 6 as described above is controlled by the inverter control circuit 100. In the inverter control circuit 100, first, the current detector 14 detects the three-phase AC currents Iu, Iv, and Iw flowing in the AC motor 6 and inputs them to the coordinate conversion unit 101, and the d-axis current Id and q-axis of the rotating coordinate system. While converting into the electric current Iq, the speed detector 13 detects the rotor frequency Fr of the AC motor 6.

その後、電圧制御部１０２にて、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊とｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊、ｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑ、ロータ周波数Ｆｒから、交流電動機６に所望のトルクを発生させるために必要な三相交流電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを演算する。 Thereafter, the voltage control unit 102 generates a desired torque in the AC motor 6 from the d-axis current command value Id ^* , the q-axis current command value Iq ^* , the d-axis current Id, the q-axis current Iq, and the rotor frequency Fr. The three-phase AC voltage commands Vu, Vv, and Vw necessary for the calculation are calculated.

最後に、ＰＷＭ制御部１０３にて、電圧検出器１５より検出したフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆと三相交流電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗから、スイッチング指令Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗを演算する。このスイッチング指令に応じた三相交流電圧を、インバータ装置５より出力することで、交流電動機６を制御する。 Finally, the PWM control unit 103 calculates the switching commands Su, Sv, Sw from the filter capacitor voltage Ecf detected by the voltage detector 15 and the three-phase AC voltage commands Vu, Vv, Vw. The AC motor 6 is controlled by outputting a three-phase AC voltage corresponding to the switching command from the inverter device 5.

また、インバータ装置５の保護機能が働いた場合や、運行終了後に車庫で電源を落とす場合は、床下作業者の安全確保と装置保安のため、接触器７を開放して外部給電を止め、ブレーキチョッパ２２をオン状態とすることで、フィルタコンデンサ４に蓄えられた電荷をブレーキ抵抗器２１に放電する。ブレーキチョッパ２２への動作指令は、ブレーキチョッパ制御回路３００の放電指令Ｇｏｆｆに応じてチョッパ制御部３０２で制御される。 In addition, when the protective function of the inverter device 5 is activated, or when the power is turned off in the garage after the operation is completed, the contactor 7 is opened to stop the external power supply to ensure the safety of the underfloor worker and the safety of the device. The electric charge stored in the filter capacitor 4 is discharged to the brake resistor 21 by turning on the chopper 22. The operation command to the brake chopper 22 is controlled by the chopper control unit 302 according to the discharge command Goff of the brake chopper control circuit 300.

続いて、蓄電装置９を用いた制御には、鉄道車両を回生制動させるときに発生する回生電力および蓄電装置の充電量が低下した場合における直流電車線１の直流入力電力などを蓄電する充電制御と、鉄道車両を力行動作させるときにおける電力補助のための放電および直流電車線１からの電力供給ができない場合における自力走行用電力などを放出する放電制御がある。 Subsequently, the control using the power storage device 9 includes charge control for storing regenerative power generated when regenerative braking of the railway vehicle and DC input power of the DC train line 1 when the charge amount of the power storage device is reduced, and the like. In addition, there are discharge control for discharging electric power when the railway vehicle is in a power running operation and discharging electric power for self-running when electric power cannot be supplied from the DC train line 1.

上述した制御は、ＤＣ−ＤＣ変換制御回路２００により蓄電装置９の充放電電流を制御することで実現される。具体的には、電流検出器１７にて検出され、ＤＣ−ＤＣ変換装置８と蓄電装置９との間に直列に接続された平滑リアクトル１１に流れる充放電電流Ｉｃと、電圧検出器１８にて検出された蓄電電圧Ｅｃ、充放電電流指令Ｉｃ^＊を電圧制御部２０１に入力し、該充放電電流を一定にするための蓄電電圧指令Ｖｃを演算する。 The above-described control is realized by controlling the charge / discharge current of the power storage device 9 by the DC-DC conversion control circuit 200. Specifically, a charge / discharge current Ic that is detected by the current detector 17 and flows to the smoothing reactor 11 connected in series between the DC-DC converter 8 and the power storage device 9, and a voltage detector 18. The detected storage voltage Ec and charge / discharge current command Ic ^* are input to the voltage control unit 201, and a storage voltage command Vc for making the charge / discharge current constant is calculated.

その後、ＰＷＭ制御部２０２にて、電圧検出器１５にて検出したフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆと前述の蓄電電圧指令Ｖｃからスイッチング指令Ｓｃを演算し、該スイッチング指令Ｓｃを基にＤＣ−ＤＣ変換装置８のスイッチング素子１０ａと１０ｂをオンオフ制御することで、蓄電装置９の充放電電流Ｉｃを制御する。 Thereafter, the PWM control unit 202 calculates the switching command Sc from the filter capacitor voltage Ecf detected by the voltage detector 15 and the above-mentioned storage voltage command Vc, and the DC-DC converter 8 of the DC-DC converter 8 is operated based on the switching command Sc. The charging / discharging current Ic of the power storage device 9 is controlled by controlling the switching elements 10a and 10b on and off.

その一方で、インバータ装置５の直流側の回路に直列に接続されたフィルタリアクトル３と並列に接続されたフィルタコンデンサ４からなる入力ＬＣフィルタは共振特性を有するため、インバータ装置５に直流電力を供給すると、該入力ＬＣフィルタに電気振動が発生する。従来技術では、該電気振動をインバータ装置５ないしブレーキチョッパ２２にてダンピング制御している。 On the other hand, the input LC filter comprising the filter capacitor 4 connected in parallel with the filter reactor 3 connected in series to the circuit on the DC side of the inverter device 5 has resonance characteristics, and therefore supplies DC power to the inverter device 5. Then, an electric vibration is generated in the input LC filter. In the prior art, the electric vibration is dumped by the inverter device 5 or the brake chopper 22.

インバータ装置５によるダンピング制御は、フィルタコンデンサＥｃｆの交流成分をハイパスフィルタ１０４で検出して、該電圧の交流成分ΔＥｃｆからダンピング制御部１０５によりｑ軸電流補正量ｄＩｑおよび周波数補正量ｄＦｒを演算し、加算器１０６および１０７にて各々の補正対象に加算することで、入力ＬＣフィルタの電気振動を抑制する。 In the damping control by the inverter device 5, the AC component of the filter capacitor Ecf is detected by the high-pass filter 104, and the q-axis current correction amount dIq and the frequency correction amount dFr are calculated by the damping control unit 105 from the AC component ΔEcf of the voltage. Addition to the respective correction targets by adders 106 and 107 suppresses electric vibration of the input LC filter.

また、ブレーキチョッパ２２によるダンピング制御は、ブレーキチョッパ制御回路３００にて制御され、電圧検出器１５にて検出したフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆをハイパスフィルタ３０１に入力して該電圧の交流成分を検出し、該電圧の交流成分ΔＥｃｆを受けたチョッパ制御部３０２からブレーキチョッパ２２のスイッチング指令Ｓｂを生成することで、ブレーキチョッパ２２をスイッチング制御する。 The damping control by the brake chopper 22 is controlled by the brake chopper control circuit 300, and the filter capacitor voltage Ecf detected by the voltage detector 15 is input to the high-pass filter 301 to detect the AC component of the voltage. The brake chopper 22 is subjected to switching control by generating a switching command Sb of the brake chopper 22 from the chopper control unit 302 that has received the AC component ΔEcf of the voltage.

ここで、ブレーキチョッパ２２がオン状態のとき、フィルタコンデンサ４とブレーキ抵抗器２１が架線電源に対して並列に接続された状態となり、該ブレーキ抵抗器２１がダンピング抵抗として作用するため、フィルタリアクトル３およびフィルタコンデンサ４からなる入力ＬＣフィルタの電気振動を抑制できる。 Here, when the brake chopper 22 is in the ON state, the filter capacitor 4 and the brake resistor 21 are connected in parallel to the overhead line power supply, and the brake resistor 21 acts as a damping resistor, so that the filter reactor 3 In addition, the electric vibration of the input LC filter including the filter capacitor 4 can be suppressed.

なお、入力ＬＣフィルタの共振電力をブレーキ抵抗器２１で消費させるため、ブレーキチョッパ２２のスイッチング指令Ｓｂとフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆの交流成分を同位相となるように制御する必要がある。 In order to consume the resonance power of the input LC filter by the brake resistor 21, it is necessary to control the switching command Sb of the brake chopper 22 and the AC component of the filter capacitor voltage Ecf to have the same phase.

以上のように、従来技術では、インバータ装置５ないしブレーキチョッパ２２で入力ＬＣフィルタの電気振動を抑制するダンピング制御が採用されている。 As described above, in the prior art, the damping control that suppresses the electric vibration of the input LC filter by the inverter device 5 or the brake chopper 22 is employed.

図８に示す従来技術では、ブレーキチョッパ２２を制御して、入力ＬＣフィルタの共振エネルギーをダンピング抵抗（ブレーキ抵抗器２１）で消費させることにより、共振周波数に対する電気振動を抑制している。しかしながら、入力ＬＣフィルタの振動電流を抵抗器により消費させるため電力損失が大きく、また、抵抗器の発熱が大きくなることから装置全体が大型化するなどの課題がある。
また、インバータ装置によるダンピング制御は、入力ＬＣフィルタの電気振動を三相交流側に出力することにより抑制しているので、交流電動機の駆動制御とこのダンピング制御との干渉を避けるためには、互いの制御応答を高くできないといった制限が課題となる。 In the prior art shown in FIG. 8, the vibration chopper 22 is controlled and the resonance energy of the input LC filter is consumed by the damping resistor (brake resistor 21), thereby suppressing the electric vibration with respect to the resonance frequency. However, since the oscillation current of the input LC filter is consumed by the resistor, there is a problem that the power loss is large, and the heat generation of the resistor is large, so that the entire device is enlarged.
In addition, since the damping control by the inverter device is suppressed by outputting the electric vibration of the input LC filter to the three-phase AC side, in order to avoid interference between the AC motor drive control and this damping control, The limitation that the control response cannot be increased is a problem.

上記目的を実現するために、本発明では、主に、直流電車線からの直流電力をフィルタリアクトルおよびフィルタコンデンサを介して三相交流電力に変換して交流電動機を駆動するインバータ装置と、インバータ装置の直流入力側に並列に接続してこのインバータ装置の直流入力側電圧と異なる電圧レベルに変換するＤＣ−ＤＣ変換装置と、ＤＣ−ＤＣ変換装置からの出力を平滑リアクトルを介して蓄電する蓄電手段とを備えた電力変換装置であって、フィルタリアクトルおよびフィルタコンデンサから成る入力フィルタによりインバータ装置の直流入力側に重畳する電気振動成分をフィルタコンデンサの電圧等から検出し、この検出した電気振動成分により蓄電手段に対する充放電制御指令を補正してＤＣ−ＤＣ変換装置を制御することで電気振動成分を抑制することを特徴とする蓄電手段を備えた電力変換装置の制御回路を提供する。 In order to achieve the above object, in the present invention, an inverter device for driving an AC motor by converting DC power from a DC train line into three-phase AC power through a filter reactor and a filter capacitor, A DC-DC converter that is connected in parallel to the DC input side and converts the voltage level to a voltage level different from the DC input side voltage of the inverter device; and a storage means that stores an output from the DC-DC converter via a smoothing reactor. An electric vibration component superimposed on the DC input side of the inverter device is detected from the voltage of the filter capacitor by an input filter composed of a filter reactor and a filter capacitor, and the electric storage component is stored by the detected electric vibration component. By correcting the charge / discharge control command for the means and controlling the DC-DC converter Providing a control circuit of a power conversion apparatus having a storage means, characterized in that to suppress the air vibration component.

以上説明したように、本発明における蓄電手段を備えた電力変換装置の制御回路では、蓄電手段の充放電を制御するＤＣ−ＤＣ変換装置でダンピング制御をするため、電気的損失を抑制できると共に、装置全体の発熱を低減でき、装置の小型化が可能となる。
また、インバータ装置で車両の駆動制御を行い、ＤＣ−ＤＣ変換装置にてダンピング制御を行うことにより、駆動制御の応答性向上と直流入力側の電気振動の抑制との両立が可能となり、また、ダンピング制御のゲイン調整の簡略化が可能となる。
さらに、ダンピング制御の応答を高くできるので、入力側のフィルタリアクトルのインダクタンスおよびフィルタコンデンサの容量を小さくすることができ、この点からも装置の小型化が可能となる。 As described above, in the control circuit of the power conversion device including the power storage unit according to the present invention, since the damping control is performed by the DC-DC conversion device that controls charging / discharging of the power storage unit, electrical loss can be suppressed, Heat generation of the entire apparatus can be reduced, and the apparatus can be downsized.
In addition, by controlling the drive of the vehicle with the inverter device and performing the damping control with the DC-DC converter, it becomes possible to improve both the response of the drive control and the suppression of the electric vibration on the DC input side, It is possible to simplify the gain adjustment of the damping control.
Furthermore, since the response of the damping control can be increased, the inductance of the filter reactor on the input side and the capacity of the filter capacitor can be reduced. In this respect, the apparatus can be miniaturized.

図１は、本発明における実施例１の構成図である。FIG. 1 is a configuration diagram of Embodiment 1 according to the present invention. 図２は、蓄電装置９において電気二重層キャパシタを適用した構成例である。FIG. 2 is a configuration example in which an electric double layer capacitor is applied to the power storage device 9. 図３は、蓄電装置９において二次電池を適用した構成例である。FIG. 3 is a configuration example in which a secondary battery is applied to the power storage device 9. 図４は、本発明における実施例２の構成図である。FIG. 4 is a configuration diagram of Embodiment 2 of the present invention. 図５は、本発明における実施例３の構成図である。FIG. 5 is a configuration diagram of Embodiment 3 according to the present invention. 図６は、本発明における実施例４の構成図である。FIG. 6 is a configuration diagram of Embodiment 4 according to the present invention. 図７は、本発明における実施例５の構成図である。FIG. 7 is a configuration diagram of Embodiment 5 according to the present invention. 図８は、従来技術の構成図である。FIG. 8 is a block diagram of the prior art. 図９は、ＬＣ回路のゲイン特性に対する一例を示した図である。FIG. 9 is a diagram illustrating an example of the gain characteristic of the LC circuit.

以下、本発明の実施形態として、実施例１〜５について図面を用いて順に説明する。 Hereinafter, Examples 1 to 5 will be described in order with reference to the drawings as embodiments of the present invention.

図１は、本発明の実施例１を適用した電力変換装置の制御回路の構成例を示す図である。同図において、前記従来技術である図８と同一の構成要素には同一記号を付し、同一の機能を有する部分については説明を省略する。 FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration example of a control circuit of a power conversion device to which the first embodiment of the present invention is applied. In the figure, the same reference numerals are given to the same components as those in FIG. 8 showing the prior art, and the description of the portions having the same functions is omitted.

図１において、図８の従来技術のＤＣ−ＤＣ変換制御回路２００に対して新たに付加した構成は、２０３のハイパスフィルタ、２０４のダンピング制御部、２０５の加算器である。
本実施例１では、フィルタリアクトル３とフィルタコンデンサ４の共振特性による電気振動を、ＤＣ−ＤＣ変換装置８のダンピング制御により抑制している。 In FIG. 1, a configuration newly added to the conventional DC-DC conversion control circuit 200 of FIG. 8 is a high-pass filter 203, a damping control unit 204, and an adder 205.
In the first embodiment, the electric vibration due to the resonance characteristics of the filter reactor 3 and the filter capacitor 4 is suppressed by the damping control of the DC-DC converter 8.

まず、電圧検出器１５によりフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆを検出し、ハイパスフィルタ２０３で交流成分ΔＥｃｆを抽出する。その後、ダンピング制御部２０４でこの電気振動を抑制するために必要な充放電電流補正量ｄＩｃを演算して、加算器２０５にて充放電電流指令Ｉｃ^＊に加算する。これにより、充放電電流指令Ｉｃ^＊はＩｃ^＊＊として補正され、電圧制御部２０１への入力指令となる。 First, the filter capacitor voltage Ecf is detected by the voltage detector 15, and the AC component ΔEcf is extracted by the high pass filter 203. After that, the damping control unit 204 calculates a charge / discharge current correction amount dIc necessary for suppressing the electric vibration, and the adder 205 adds the charge / discharge current correction amount dIc to the charge / discharge current command Ic ^* . Thus, the charge / discharge current command Ic ^* is corrected as Ic ^** and becomes an input command to the voltage control unit 201.

ここで、フィルタコンデンサ電圧の電気振動を抑制するために必要なＤＣ−ＤＣ変換装置８の入力電流は、数式（１）により表すことができる。

Here, the input current of the DC-DC conversion device 8 necessary for suppressing the electric vibration of the filter capacitor voltage can be expressed by Equation (1).

数式（１）において、ΔＩｄはＤＣ−ＤＣ変換装置８の入力電流の交流成分、ΔＥｃｆはフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆの交流成分、Ｃはフィルタコンデンサ４の静電容量、ω０は入力ＬＣ回路の共振角周波数、ｊは虚数単位である。
ここで、数式（１）は該交流成分ΔＥｃｆを抑制するために必要な該入力電流ΔＩｄとの関係を示している。また、虚数単位ｊは、共振角周波数ω０において、該入力電圧ΔＥｃｆに対して該入力電流ΔＩｄを進み位相で制御する必要があることを示している。 In Equation (1), ΔId is the AC component of the input current of the DC-DC converter 8, ΔEcf is the AC component of the filter capacitor voltage Ecf, C is the capacitance of the filter capacitor 4, and ω0 is the resonance angular frequency of the input LC circuit. , J is an imaginary unit.
Here, Formula (1) shows the relationship with the input current ΔId necessary for suppressing the AC component ΔEcf. In addition, the imaginary unit j indicates that the input current ΔId needs to be controlled in the leading phase with respect to the input voltage ΔEcf at the resonance angular frequency ω0.

つづいて、該入力電流ΔＩｄとＤＣ−ＤＣ変換装置８の出力電流ΔＩｃとの間には、数式（２）のような関係がある。

Subsequently, there is a relationship as expressed by Equation (2) between the input current ΔId and the output current ΔIc of the DC-DC converter 8.

数式（２）のγは、ＤＣ−ＤＣ変換装置８の通流率である。
ここで、数式（２）は、該出力電流ΔＩｃを制御するために必要な該入力電流ΔＩｄとの関係を示しており、これらは同位相で制御する必要がある。 Γ in Expression (2) is a conduction rate of the DC-DC converter 8.
Here, Formula (2) shows the relationship with the input current ΔId necessary for controlling the output current ΔIc, and these must be controlled in the same phase.

数式（１）および数式（２）から、ＤＣ−ＤＣ変換装置８が蓄電装置９側に出力する電流は、電流指令の交流成分を充放電電流補正量ｄＩｃとして、数式（３）で表すことができる。

From Formula (1) and Formula (2), the current output from the DC-DC converter 8 to the power storage device 9 side can be expressed by Formula (3) with the AC component of the current command as the charge / discharge current correction amount dIc. it can.

数式（３）より、ハイパスフィルタ２０３のフィルタ特性およびダンピング制御部２０４のゲインは下記のように定まる。すなわち、ハイパスフィルタ２０３のフィルタ特性を進み位相とすること、および、ダンピング制御部２０４のゲインを数式（４）に示すようにすることで、入力ＬＣフィルタの電気振動を抑制できることになる。

ここで、Ｋｄｍｐはダンピング制御部２０４のダンピングゲイン、Ｇｈｐｆはハイパスフィルタ２０３における共振角周波数成分の減衰量に対する補正係数である。 From Equation (3), the filter characteristics of the high-pass filter 203 and the gain of the damping control unit 204 are determined as follows. In other words, by setting the filter characteristic of the high-pass filter 203 to the lead phase and setting the gain of the damping control unit 204 to the formula (4), the electric vibration of the input LC filter can be suppressed.

Here, Kdmp is a damping gain of the damping control unit 204, and Ghpf is a correction coefficient for the attenuation amount of the resonance angular frequency component in the high-pass filter 203.

上述のように、ＤＣ−ＤＣ変換装置８のダンピング制御で、蓄電装置９の充放電電流に入力ＬＣフィルタの交流成分を重畳することにより、この入力ＬＣフィルタの電気振動を減衰させる。 As described above, in the damping control of the DC-DC converter 8, the AC vibration of the input LC filter is attenuated by superimposing the AC component of the input LC filter on the charge / discharge current of the power storage device 9.

一方で、この電気振動を減衰させるためには、入力ＬＣフィルタの共振エネルギーを平滑リアクトル１１および平滑コンデンサ１２からなる平滑ＬＣフィルタで吸収することができる。図９に、入力ＬＣフィルタと平滑ＬＣフィルタのゲイン特性の一例を示す。図９の（ａ）が入力ＬＣフィルタのゲイン特性の一例、図９（ｂ）が平滑ＬＣフィルタのゲイン特性の一例である。 On the other hand, in order to attenuate this electric vibration, the resonance energy of the input LC filter can be absorbed by the smoothing LC filter including the smoothing reactor 11 and the smoothing capacitor 12. FIG. 9 shows an example of gain characteristics of the input LC filter and the smoothing LC filter. FIG. 9A shows an example of the gain characteristic of the input LC filter, and FIG. 9B shows an example of the gain characteristic of the smoothing LC filter.

図９で示すように、入力ＬＣフィルタの共振周波数を平滑ＬＣフィルタの共振周波数よりも高くすることで、平滑ＬＣフィルタの減衰特性により入力ＬＣフィルタの共振周波数での電気振動を抑制できる。この入力ＬＣフィルタの共振周波数をｆ１、平滑ＬＣフィルタの共振周波数をｆ２とすると、両者は数式（５）に示す関係となれば良いことが分かる。

As shown in FIG. 9, by making the resonance frequency of the input LC filter higher than the resonance frequency of the smoothing LC filter, the electric vibration at the resonance frequency of the input LC filter can be suppressed by the attenuation characteristic of the smoothing LC filter. Assuming that the resonance frequency of the input LC filter is f1 and the resonance frequency of the smoothing LC filter is f2, it can be understood that the relationship between the two is as shown in Equation (5).

以上、本発明により、従来技術のようにブレーキ抵抗器などによる電力損失を発生させることなく、入力ＬＣフィルタの電気振動を抑制することが可能となる。また、ＤＣ−ＤＣ変換装置８でダンピング制御を行うため、交流電動機の駆動制御とこのダンピング制御との干渉を避けることができる。
なお、蓄電装置９は蓄電容量が十分に大きいデバイスにより構成されることから、充放電制御の応答を高める必要はなく、蓄電装置の充放電制御とダンピング制御との干渉を引き起こすことはない。 As described above, according to the present invention, it is possible to suppress the electric vibration of the input LC filter without causing power loss due to a brake resistor or the like as in the prior art. Moreover, since damping control is performed by the DC-DC converter 8, interference between the drive control of the AC motor and the damping control can be avoided.
Since power storage device 9 is configured by a device having a sufficiently large power storage capacity, there is no need to increase the response of charge / discharge control, and interference between charge / discharge control and dumping control of the power storage device does not occur.

図４は、本発明の実施例２を適用した電力変換装置の制御回路の構成例を示す図である。同図において、実施例１の図１に示した構成と異なる内容について以下に説明をする。
図４において、インバータ制御回路１００およびＤＣ−ＤＣ変換制御回路２００は、図１と同一であるので省略表記している。実施例２では、並列接続した蓄電装置９と平滑コンデンサ１２との間に遮断器１６を接続している点が、実施例１の図１に示した構成と異なる。 FIG. 4 is a diagram illustrating a configuration example of a control circuit of the power conversion device to which the second embodiment of the present invention is applied. In the same figure, the content different from the structure shown in FIG. 1 of Example 1 is demonstrated below.
In FIG. 4, the inverter control circuit 100 and the DC-DC conversion control circuit 200 are the same as those in FIG. The second embodiment is different from the configuration shown in FIG. 1 of the first embodiment in that a circuit breaker 16 is connected between the power storage device 9 and the smoothing capacitor 12 connected in parallel.

ここで、遮断器１６が開放され蓄電装置９が接続されていない状態となっても、入力ＬＣフィルタの電気振動は、ＤＣ−ＤＣ変換装置８のダンピング制御により抑制できる。この場合は蓄電装置９が接続されていないため、ＤＣ−ＤＣ変換制御回路２００の充放電電流指令Ｉｃ^＊を零にすることで、実施例１と同様の効果を得ることができる。すなわち、蓄電装置９の平滑リアクトル１１および平滑コンデンサ１２からなる平滑ＬＣフィルタにより、入力ＬＣフィルタの電気振動が抑制されることになる。
そのため、蓄電装置９を充放電制御する必要がないとき、および、蓄電装置９が異常状態であるときに、遮断器１６を開放状態にしたとしても、ＤＣ−ＤＣ変換装置８によるダンピング制御が可能となるという利点がある。 Here, even when the circuit breaker 16 is opened and the power storage device 9 is not connected, the electric vibration of the input LC filter can be suppressed by the damping control of the DC-DC converter 8. In this case, since the power storage device 9 is not connected, the same effect as that of the first embodiment can be obtained by setting the charge / discharge current command Ic ^* of the DC-DC conversion control circuit 200 to zero. In other words, the smoothing LC filter including the smoothing reactor 11 and the smoothing capacitor 12 of the power storage device 9 suppresses the electric vibration of the input LC filter.
Therefore, when it is not necessary to charge / discharge the power storage device 9 and when the power storage device 9 is in an abnormal state, the damping control by the DC-DC converter 8 is possible even if the circuit breaker 16 is opened. There is an advantage that

図５は、本発明の実施例３を適用した電力変換装置の制御回路の構成例を示す図である。同図において、実施例１の図１に示した構成と異なる内容について以下に説明をする。
図５において、２３は電流検出器であり、この電流検出器２３にて架線電流Ｉｓを検出して、その交流成分をダンピング制御に用いる点が、実施例１の図１に示した構成と異なる。 FIG. 5 is a diagram illustrating a configuration example of a control circuit of the power conversion device to which the third embodiment of the present invention is applied. In the same figure, the content different from the structure shown in FIG. 1 of Example 1 is demonstrated below.
In FIG. 5, reference numeral 23 denotes a current detector, which is different from the configuration shown in FIG. 1 of the first embodiment in that the current detector 23 detects the overhead line current Is and uses the AC component for damping control. .

実施例３では、電流検出器２３にて検出した架線電流Ｉｓをハイパスフィルタ２０３に入力して、架線電流の交流成分ΔＩｓを抽出する。ここで、架線電流の交流成分ΔＩｓを抑制するための条件として、該交流成分ΔＩｓとＤＣ−ＤＣ変換装置８の入力電流Ｉｄとの関係を数式（６）に示す。

また、数式（６）と数式（２）から、架線電流の交流成分ΔＩｓと充放電電流補正量ｄＩｃとの関係を数式（７）に示す。γは、ＤＣ−ＤＣ変換装置８の通流率である。

In the third embodiment, the overhead line current Is detected by the current detector 23 is input to the high-pass filter 203, and the AC component ΔIs of the overhead line current is extracted. Here, as a condition for suppressing the AC component ΔIs of the overhead wire current, the relationship between the AC component ΔIs and the input current Id of the DC-DC converter 8 is shown in Formula (6).

In addition, from Equation (6) and Equation (2), Equation (7) shows the relationship between the AC component ΔIs of the overhead wire current and the charge / discharge current correction amount dIc. γ is a conduction rate of the DC-DC converter 8.

以上により、架線電流の交流成分ΔＩｓと充放電電流操作量Ｉｄとの位相関係が同位相となるように、ハイパスフィルタ２０３の特性を定めることで、入力ＬＣフィルタの電気振動を抑制できる。
このように実施例３により、架線電流Ｉｓからでも入力ＬＣフィルタの電気振動を抑制することができる。 As described above, the electric vibration of the input LC filter can be suppressed by determining the characteristics of the high-pass filter 203 so that the phase relationship between the AC component ΔIs of the overhead wire current and the charge / discharge current manipulated variable Id is in phase.
As described above, according to the third embodiment, the electric vibration of the input LC filter can be suppressed even from the overhead wire current Is.

図６は、本発明の実施例４を適用した電力変換装置の制御回路の構成例を示す図である。同図において、実施例１の図１に示した構成と異なる内容について以下に説明をする。
図６において、２４は電圧検出器であり、この電圧検出器２４にてフィルタリアクトル３の両端電圧Ｅｓを検出して、その交流成分ΔＥｓをダンピング制御に用いる点が、実施例１の図１に示した構成と異なる。 FIG. 6 is a diagram illustrating a configuration example of a control circuit of the power conversion device to which the fourth embodiment of the present invention is applied. In the same figure, the content different from the structure shown in FIG. 1 of Example 1 is demonstrated below.
In FIG. 6, reference numeral 24 denotes a voltage detector. The voltage detector 24 detects the voltage Es across the filter reactor 3 and uses the AC component ΔEs for damping control in FIG. 1 of the first embodiment. Different from the configuration shown.

ここで、直流電車線１の架線電圧が一定であると仮定した場合に、フィルタリアクトル３の両端電圧Ｅｓとフィルタコンデンサ４の電圧との和は架線電圧と等しく一定値となるので、交流成分に着目すると、大きさが同じで符号が反対となることが分かる。よって、数（４）に示すダンピング制御部２０４におけるダンピングゲインＫｄｍｐの符号を反転することにより、実施例１と同様の効果を得られる。
このように実施例４により、フィルタリアクトル３の両端電圧ΔＥｓからでも入力ＬＣフィルタの電気振動を抑制することができる。 Here, assuming that the overhead line voltage of the DC train line 1 is constant, the sum of the voltage Es across the filter reactor 3 and the voltage of the filter capacitor 4 is equal to the overhead line voltage and has a constant value. Then, it turns out that the magnitude | size is the same and a code | symbol is opposite. Therefore, the same effect as in the first embodiment can be obtained by inverting the sign of the damping gain Kdmp in the damping control unit 204 shown in Equation (4).
As described above, according to the fourth embodiment, the electric vibration of the input LC filter can be suppressed even from the voltage ΔEs across the filter reactor 3.

図７は、本発明の実施例５を適用した電力変換装置の制御回路の構成例を示す図である。同図において、実施例１の図１に示した構成と異なる点について以下に説明をする。
実施例５は、交流き電の場合であり、そのため図７では、鉄道車両の交流側主変換装置を示し、２５はコンバータ装置、２６は変圧器、２７は交流電車線である。 FIG. 7 is a diagram illustrating a configuration example of a control circuit of the power conversion device to which the fifth embodiment of the present invention is applied. In the same figure, a different point from the structure shown in FIG. 1 of Example 1 is demonstrated below.
Example 5 is a case of AC feeding, and therefore FIG. 7 shows an AC main conversion device of a railway vehicle, 25 is a converter device, 26 is a transformer, and 27 is an AC train line.

交流き電における鉄道車両では、交流電車線２７の交流電力を集電装置２で受電し、該交流電力の電圧レベルを変圧器２６で変換する。その後、コンバータ装置２５で変圧器２６からの交流電力を直流電力に変換することで、インバータ装置５に該直流電力を給電し、鉄道車両を駆動させる。 In a railway vehicle using AC feeding, AC power of the AC train line 27 is received by the current collector 2, and the voltage level of the AC power is converted by the transformer 26. Thereafter, the converter device 25 converts the AC power from the transformer 26 into DC power, thereby feeding the DC power to the inverter device 5 and driving the railway vehicle.

交流き電の鉄道車両では、コンバータ装置２５によるＡＣ−ＤＣ変換により、交流電圧の２倍の周波数成分がフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆに重畳することになり、これがインバータ装置５の出力周波数と共振するビート現象を発生させる。このビート現象により、インバータ装置５の出力電流が過電流となり、トルク脈動により車体が振動するなどの現象が発生することが課題となる。 In an AC powered railway vehicle, the AC-DC conversion by the converter device 25 causes a frequency component twice the AC voltage to be superimposed on the filter capacitor voltage Ecf, and this is a beat phenomenon that resonates with the output frequency of the inverter device 5. Is generated. Due to this beat phenomenon, the output current of the inverter device 5 becomes an overcurrent, and a problem arises that a phenomenon such as vibration of the vehicle body due to torque pulsation occurs.

該ビート現象を抑制するために、ＤＣ−ＤＣ変換制御回路２００のハイパスフィルタ２０３で交流電車線２７の交流電圧の２倍の周波数成分を検出し、この検出した２倍の周波数成分を用いてダンピング制御を行うものである。
これにより、フィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆに重畳する電圧リップルを減衰させることができ、それによるビート現象を抑制することができる。 In order to suppress the beat phenomenon, the high-pass filter 203 of the DC-DC conversion control circuit 200 detects a frequency component that is twice the AC voltage of the AC train line 27, and uses this detected frequency component twice for damping. Control is performed.
Thereby, the voltage ripple superimposed on the filter capacitor voltage Ecf can be attenuated, and the beat phenomenon caused thereby can be suppressed.

なお、実施例５は、交流き電における鉄道車両に実施例１の構成を適用したものについて説明しているが、実施例２または実施例３のいずれかの構成を適用した場合においても、同様の効果を得ることができる。 In addition, although Example 5 has demonstrated about what applied the structure of Example 1 to the railway vehicle in AC feeding, it is the same also when the structure of either Example 2 or Example 3 is applied. The effect of can be obtained.

また、実施例１〜５においては、鉄道車両の駆動方式としては、現行の主流に沿ってインバータ制御による交流電動機駆動としているが、それに限定されるものではなく、チョッパ制御、すなわちＤＣ−ＤＣ電力変換装置による直流電動機駆動（例えば、電機子チョッパ制御、界磁チョッパ制御）に対しても適用できるものである。 Moreover, in Examples 1-5, although the drive method of a railway vehicle is AC motor drive by inverter control along the current mainstream, it is not limited thereto, chopper control, that is, DC-DC power The present invention can also be applied to DC motor driving (for example, armature chopper control, field chopper control) by a converter.

１直流電車線
２集電装置
３フィルタリアクトル
４フィルタコンデンサ
５インバータ装置
６交流電動機
８ＤＣ−ＤＣ変換装置
９蓄電装置
１０ａ、１０ｂスイッチング素子
１１平滑リアクトル
１２平滑コンデンサ
１３速度検出器
１４、１７、２３電流検出器
１５、１８、２４電圧検出器
１６遮断器
１９車輪
２０軌道
２１ブレーキ抵抗器
２２ブレーキチョッパ
２５コンバータ装置
２６変圧器
２７交流電車線
１００インバータ制御回路
１０１座標変換部
１０２電圧制御部
１０３ＰＷＭ制御部
１０４、２０３、３０１ハイパスフィルタ
１０５、２０４ダンピング制御部
１０６、１０７、２０５加算器
２００ＤＣ−ＤＣ変換制御回路
２０１電圧制御部
２０２ＰＷＭ制御部
３００ブレーキチョッパ制御回路
３０２チョッパ制御部 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 DC train line 2 Current collector 3 Filter reactor 4 Filter capacitor 5 Inverter device 6 AC motor 8 DC-DC converter 9 Power storage device 10a, 10b Switching element 11 Smoothing reactor 12 Smoothing capacitor 13 Speed detectors 14, 17, 23 Current detection 15, 18, 24 Voltage detector 16 Breaker 19 Wheel 20 Track 21 Brake resistor 22 Brake chopper 25 Converter device 26 Transformer 27 AC train line 100 Inverter control circuit 101 Coordinate converter 102 Voltage controller 103 PWM controller 104 , 203, 301 High-pass filters 105, 204 Damping control units 106, 107, 205 Adder 200 DC-DC conversion control circuit 201 Voltage control unit 202 PWM control unit 300 Brake chopper control circuit 302 Chopper control unit

Claims

A DC input power source is converted to either AC power or first DC power, and when converted to the AC power, an AC load is driven, and when converted to the first DC power, a DC load is driven. A power conversion means,
A first reactor connected in series between the DC input power source and the first power conversion means;
A first capacitor connected in parallel to the DC input side of the first power conversion means;
Second power conversion means connected in parallel to the DC input side of the first power conversion means, and converts the DC input side power of the first power conversion means to second DC power having a different voltage level. When,
Power storage means for storing the second DC power;
A second reactor connected in series between the second power conversion means and the power storage means;
A power conversion device comprising:
A circuit breaker connected in series to the power storage means;
A second capacitor connected in parallel to a series circuit of the power storage means and the circuit breaker;
Providing an electric vibration component detecting means for detecting an electric vibration component superimposed on a DC input side of the first power conversion means from an electric vibration due to a resonance characteristic of the first reactor and the first capacitor;
When the circuit breaker is closed, the charge / discharge control command for the power storage means and the electric vibration component detected from the electric vibration component detection means , and when the circuit breaker is open, the charge / discharge control command is set to zero. And a control circuit for a power converter, wherein the electrical vibration component is suppressed by controlling the second power conversion means based on the electrical vibration component detected from the electrical vibration component detection means .

A third power conversion means for converting the AC input power to the third DC power;
The third DC power is converted into either AC power or first DC power, and when converted into the AC power, an AC load is driven, and when converted into the first DC power, the DC load is changed. First power conversion means for driving;
A first capacitor connected in parallel to the DC input side of the first power conversion means;
Second power conversion means connected in parallel to the DC input side of the first power conversion means, and converts the DC input side power of the first power conversion means to second DC power having a different voltage level. When,
Power storage means for storing the second DC power;
A second reactor connected in series between the second power conversion means and the power storage means;
A power conversion device comprising:
A circuit breaker connected in series to the power storage means;
A second capacitor connected in parallel to a series circuit of the power storage means and the circuit breaker;
A pulsation component detection means for detecting a pulsation component on the DC input side of the first power conversion means generated by the third power conversion means;
When the circuit breaker is closed, the charge / discharge control command for the power storage means and the pulsation component detected from the pulsation component detection means , and when the circuit breaker is open, the charge / discharge control command set to zero and the A control circuit for a power conversion device, wherein the pulsation component is suppressed by controlling the second power conversion means based on the pulsation component detected from the pulsation component detection means .

In the control circuit of the power converter according to claim 1 ,
Resonance frequency of the input LC filter composed of the first reactor and the first capacitor,
A control circuit for a power converter, wherein the control circuit is set to be higher than a resonance frequency of a smoothing LC filter composed of the second reactor and the second capacitor .

In the control circuit of the power converter device according to any one of claims 1 to 3 ,
The control circuit for a power converter, wherein the electrical vibration component detection unit or the pulsation component detection unit detects a voltage across the first capacitor .

In the control circuit of a power conversion device according to any one of claims 1 to 3,
The control circuit for a power conversion device, wherein the electrical vibration component detection means or the pulsation component detection means detects an energization current on a DC input side of the first power conversion means .

In the control circuit of the power converter according to claim 1 or 3 ,
The control circuit for a power converter, wherein the electrical vibration component detection means detects a voltage across the first reactor .

In the control circuit of a power conversion device according to any one of claims 1 to 6,
The control circuit for a power conversion device, wherein the power storage means is constituted by an electric double layer capacitor or a secondary battery .