JP2021517400A - 無線周波数フィルタのための補正ユニット - Google Patents

Abstract

本発明は、信号伝送線路に実装された入力界面および出力界面を有するバンドパスフィルタ（２０１）を含む無線周波数伝送線路で使用するためのフィルタ補正ユニット（２０３ａ）と、補正ユニットを含むＲＦフィルタに関する。フィルタ（２０１）は、所定の周波数範囲内で信号を伝送するように選択され、フィルタの品質係数は、信号に既知の歪みを発生させる所定の制限を含む。補正ユニット（２０３ａ）は、伝送線路およびフィルタに接続された第１のバスを有し、補正ユニットは、少なくとも１つの表面音響波（ＳＡＷ）変換器（２０４ａ〜２０４ｎ）を備え、変換器の各々は、圧電基板上に２つの電極を有し、一方の電極は、第１のバスに接続され、他方の電極は、第２のバスに接続され、ＳＡＷ変換器は、フィルタ（２０１）の既知の歪みの逆数である係数で伝送された信号を歪ませるように構成される。【選択図】図２ａ

Description

本発明は、無線周波数用途、特にマイクロ波領域内またはその近傍におけるフィルタ補正のための１つまたは複数の表面音響波（ＳＡＷ）変換器の使用に関する。

以下の発明は、一般的には無線周波数装置に関し、詳細には無線周波数フィルタに関し、より詳細には音響波装置を採用した無線周波数フィルタの分野に関する。

様々な通信システム、特に通信衛生システムにおいて、利用可能な周波数スペクトルを効果的に利用するには、高性能な無線周波数（ＲＦ）フィルタが必要である。その用途では、一般に、通過帯域が非常に平坦であり（フィルタの通過帯域での挿入損失のばらつきが少ない）、除去帯域が良好に抑制され、除去帯域への急峻な遷移をもちながら、質量が低く小型であるフィルタが必要とされている。高性能なＲＦフィルタを設計する場合、達成可能な電気的性能は通常、使用される共振器技術の品質係数（Ｑ値）によって制限され、高いＱ値の技術は通常、フィルタの質量と大きさに関して不利益をもたらす。通信システムの受信側で低雑音増幅器（ＬＮＡ）の後に使用されるフィルタのような一部の用途において、ＬＮＡの利得（ゲイン）を増加させることでフィルタに関連する損失を補償することができるため、平均挿入損失レベルに関連するフィルタ要件が緩和される。これらの用途において、鋭い遷移帯域端、良好な通過帯域性能および除去帯域への急峻な遷移を実現するために、高いＱ値が主に必要とされる。その結果、挿入損失の要件の緩和を活用してＲＦフィルタの通過帯域性能を向上させるために、複数のフィルタ設計技術が開発されてきた。これにより、組み込まれた共振器の必要とされるＱ値を減少させて、対応するＲＦフィルタの大きさおよび質量を減少させることができる。これらの設計技術は、後述するように、一般的に予歪および損失の多い（lossy）フィルタの設計原理に依存する。

共振器の無限のＱ値を仮定した従来の無損失（lossless）フィルタ設計において、所望のフィルタ応答は、通常、フィルタに組み込まれた共振器の伝送極とゼロ点に対応する根をもつ多項式関数によって定義される。実現されると、無損失合成技術を用いて設計されたフィルタが実現されると、フィルタは、使用される共振器のＱ値が有限であるために、伝送多項式の根へのシフトを示す。これは、一般的に、非ゼロの挿入損失と遷移帯域端の丸みによる通過帯域性能の低下を特徴とする無損失応答の劣化をもたらす。予歪技術は、参考文献［１］および［２］に記載されるように、設計されたフィルタの伝送極にシフトを導入して、有限のＱ値によって導入されたシフトを補償する。これにより、有限のＱ値を有する共振器を使用してネットワークを実現するときに導入される曲率に対抗して、無損失応答の通過帯域に曲率を効果的に導入することができる。予歪設計技術の欠点は、挿入損失を増加させながら、反射損失を大幅に劣化させることである［３］。

予歪に基づく設計技術がフィルタ応答を定義する多項式関数を修正するのに対し、損失の多い設計技術は、不均一な散逸、追加および／または再分配された損失ならびに修正されたフィルタトポロジーを適用して、挿入損失を犠牲にしながらフィルタの通過帯域性能を向上させる。文献に記載されている損失の多いフィルタ合成技術は、一般に、所望のフィルタ応答の無損失多項式記述の極とゼロ点を実現する無損失（無限のＱ値を有する）フィルタトポロジーから開始する。次いで、無損失フィルタネットワークの外部に散逸性素子が追加され、ネットワークに類似性変換が適用されて、ネットワーク内の損失が再分配される。その結果、散逸性クロスカップリングと有限のＱ値の共振器とを含む修正されたフィルタトポロジーを得ることができる［１］［４］。文献には、散逸性クロスカップリングを用いたフィルタネットワークの数値最適化に依存する損失の多いフィルタ設計戦略も報告されている。損失の多いフィルタネットワークに共通するのは散逸性クロスカップリングの導入であるが、これは、フィルタの複雑さを増大させる可能性がある。

反射損失性能を著しく劣化させることなく、または散逸性クロスカップリングを用いた複雑なフィルタトポロジーを導入することなく、任意のフィルタの通過帯域性能を向上させるために挿入損失を犠牲にする代替的な方法として、通過帯域外の周波数と比較して、接続されたフィルタの通過帯域の周波数範囲内で散逸性特性が増加した、整合する周波数依存性の損失誘導性素子に、フィルタを接続することが挙げられる。損失誘導性素子の散逸プロファイルが、接続されたフィルタの通過帯域内の挿入損失のばらつきに対抗するように構成された場合、その素子によって導入された損失は、フィルタ応答を修正して、通過帯域の挿入損失のばらつきが低減された全体的なネットワーク応答が生成され得る。以下に記載する発明は、周波数依存性のアドミタンスとして作用する表面音響波（ＳＡＷ）変換器を使用することで、そのような損失誘導性素子を実現する。当業者に知られているように、および従来技術を示す図１ａおよび図１ｂに示すように、ＳＡＷ変換器は、圧電基板上に２つの電極を有する。各電極は、他方の電極の電極フィンガーに重なるフィンガー構造１０１，１０２のセットに対応する。変換器の一方の電極をフィルタの入力端子または出力端子に接続し、他方の電極を接地することで、またはバランスのとれた４ポートフィルタと使用する場合には第２の入力端子または出力端子に接続することで、フィルタの通過帯域内に周波数依存性の損失が導入され得る。以下に記載するように、１つまたは複数のＳＡＷ変換器の散逸プロファイルは、電極フィンガーの形状を操作することで、接続されたフィルタの通過帯域に整合するように調整することができる。また、ＳＡＷ変換器を接続されたフィルタの内部に配置することで、フィルタ内のシャント接続された容量性素子を置き換えることができ、また、フィルタの通過帯域内に損失を選択的に導入することができる。

表面音響波（ＳＡＷ）共振器を使用して、接続されたフィルタにノッチの形態で損失を選択的に導入することができることが以前に実証されている。米国特許第７，７９１，４３６Ｂ２および欧州特許第１９３５０９４号には、フィルタの通過帯域内またはその近傍にノッチ応答を導入するために、接地されたＳＡＷ共振器と組み合わされたフィルタが記載されている。低周波数において、ＳＡＷ共振器の音響的に活性な領域の外側では、共振器応答は、コンデンサ（キャパシタ）の応答とほぼ同じであるため、接続されたフィルタ内の容量性素子を置き換えることができる。周波数が高くなると、共振器応答は、共振周波数の近傍で短絡状態に遷移してから、反共振周波数の近傍で開回路状態に遷移する。反共振を超える周波数では、共振器は、再び容量性素子に近い状態に戻るように遷移する。したがって、接地されたＳＡＷ共振器は、共振周波数の近傍で、接続されたフィルタの応答にノッチを導入する。このノッチは通常、共振時のアドミタンスが高いために数十ｄＢと深く、ＳＡＷ共振器のＱ値が高いために急峻になる。例えばシャント接続されたラダー型（ladder type）構成のようにＳＡＷ共振器と組み合わせることで広帯域のノッチ応答を生成することができるが、このノッチの形状は、容易には操作することができない。また、数ｄＢの浅い補正が必要な場合、共振器のアドミタンスピークに基づくノッチ素子は、全体的に高すぎる。

その一方で、以下に記載する発明では、当業者に知られている従来のＳＡＷ設計技術を用いてＳＡＷ変換器のアドミタンスが容易に生成されるため、シャント接続されたＳＡＷ変換器に依存して、接続されたフィルタに損失を誘発することができる。また、ＳＡＷ変換器のアドミタンスピークは、同程度の変換器開口（aperture）を有するＳＡＷ共振器よりも数桁小さいため、接続されたフィルタでは数ｄＢの補正が可能である。

受動的マイクロ波フィルタを設計する際には、無損失素子の場合に優れた方法（および数学的記述）が存在する。素子に損失を導入すると、通過帯域の振幅端の丸みによる劣化や（無損失に関する説明で記載した）反射損失の劣化が生じる。従来技術で既知の技術として、予歪（損失を補償するための一次近似）や損失の多いフィルタ合成が挙げられる［３］。本願は、上記問題を扱うが、アプローチはまったく異なる。クロスカップリングを含む非常に複雑なネットワークを使用する代わりに、その複雑さは、ＳＡＷ素子、すなわちＳＡＷ補正素子に組み込まれる。その主な目的は、挿入損失をあまり犠牲にすることなく、良好な反射損失を実現しながら、通過帯域応答を均等化することである。本発明は、音響素子を用いたフィルタの通過帯域補正と、上述した背景に記載されたフィルタの通過帯域を補正することの両方に関する。

ＳＡＷ変換器の金属パターンの抵抗損失を無視した場合の変換器のアドミタンスは、次式で示すことができる。

式中、Ｙ_ＳＡＷ（ω）は変換器のアドミタンスを示し、Ｇ_ａ（ω）は音響コンダクタンスを示し、Ｂ_ａ（ω）＝Ｇ_ａ（ω）＊１／πω（ここでは畳み込み積を示す）は音響サセプタンスを示し、Ｃ_ｔは変換器の容量を示す。Ｇ_ａ（ω）およびＢ_ａ（ω）は、一般的に同じ桁である。変換器のＧ_ａ（ω）およびＢ_ａ（ω）の音響的に活性な領域の外側は、ほぼゼロである。変換器のアドミタンスは、変換器の容量から概算することができる。音響的に活性な領域において、音響コンダクタンスとサセプタンスとが増加し、結果として変換器のアドミタンスが相対的に増加する。ＳＡＷ変換器の一方の電極が伝送線路に接続され、他方の電極が接地されている場合、この周波数領域における変換器のアドミタンスの増加により、伝送線路は、変換器の音響的に活性な領域において散逸の増加を示す。散逸プロファイルの相対的な増加における形状と大きさは、主に音響コンダクタンスとサセプタンスによって決定される。これは、変換器の電極のフィンガーパターンによって定義される［５］。上述したような従来のＳＡＷ設計技術を採用することで、変換器の電極の操作を介して、音響コンダクタンスとサセプタンスを調整することができる。これにより、接続されたＲＦフィルタの通過帯域応答を補正するために利用できる散逸プロファイルを生成することができる。

主に無線システムで使用される代替技術の１つが、米国特許出願第２０１６／０１９１０１２号に記載されている。ここでは、第１の容量に並列接続された容量補償器を使用するＲＦラダーフィルタが記載されている。これにより、第１の並列容量が補償され、反共振周波数が増加して、好ましい通過帯域に適切な帯域幅を提供することができる、本発明の目的は、帯域幅を増加させることなく、通過帯域内のばらつきを低減することである。

上述した目的は、添付の特許請求の範囲に従って達成される。

本発明では、主な注目点は、フィルタの共振器（ＳＡＷ／ＢＡＷ／ＸＢＡＲおよび／または電気マイクロ波に基づく）の有限損失に起因するがそれに限定されない良好な反射損失を含むフィルタの通過帯域を補償することである。大まかに言えば、フィルタの通過帯域は平坦化される一方で、良好な反射損失は、フィルタの振幅リップルの大きさにほぼ等しい挿入損失を犠牲にすることでのみ得られる。当該アプローチの枠組みの中では、通過帯域幅はほとんど変化しない。阻止帯域のレベルや遷移帯域の急峻さなどの他のパラメーターには大きな影響がない。この概念は、共振周波数と反共振周波数の両方をもつＳＡＷ／ＢＡＷ／ＸＢＡＲ共振器、および共振周波数のみをもつ電気マイクロ波共振器を含む異なるフィルタの実現に対応する。そのため、例えば、ＳＡＷ／ＢＡＷ／ＸＢＡＲの外部／内部静電容量を減少させ、共振周波数と反共振周波数との間の周波数分離を増加させ、フィルタの帯域幅を増加させることを可能にする上述した米国特許出願第２０１６／０１９０１２号に記載されているがこれに限定されないような従来技術のように、Ｑ値の変更および／または電気的負荷条件の補償などの内部素子を修正する技術に頼ることができない。

このようにして、フィルタ補正は、入力端子および出力端子を有する任意のＲＦフィルタを、または２つの入力端子および出力端子を有する４ポートＲＦフィルタの場合には周波数依存性のアドミタンスとして作用する１つまたは複数の表面音響波変換器を備える補正ユニットを、圧電基板と、変換器ごとの基板の表面上の２つの電極とに接続することによって提供される。ここで、一方の電極はバスに接続され、バスは補正ユニットの入力と出力との間で接続され、一方の界面はフィルタに接続され、他方の電極は第２のバスに接続され、このバスは接地され、または補正ユニットの第２の入力と出力との間のバランスのとれた４ポートフィルタと組み合わされた場合にはそのうちの１つがフィルタに接続される。また、ＳＡＷ変換器は、シャント接続された容量性素子を置き換えるため、およびフィルタの通過帯域に損失を選択的に導入するために、フィルタの内部に接続されてもよい。表面音響波変換器は、変換器と、接続されたフィルタとの間のインピーダンス不整合を低減するために、誘導性素子および容量性素子と組み合わされてもよい。

音響的に活性な領域外では、ＳＡＷ変換器は、コンデンサとして機能する。これにより、接続されたフィルタの応答に広帯域の摂動が導入される。音響的に活性な領域において、変換器の音響アドミタンスの増加によって、ＳＡＷ変換器のアドミタンスが増加する。これにより、接地に向けられた電力が、またはバランスのとれた４ポートフィルタの場合には第２のＳＡＷ変換器の電極に接続された端子に向けられた電力が、相対的に増加する。音響的に活性な領域が、接続されたフィルタの通過帯域の周波数範囲と一致する場合、ネットワークは、その通過帯域応答においてディップを示す。ここで、ディップの形状および大きさは、ＳＡＷ変換器の音響アドミタンスによって決定する。音響アドミタンスの形状および大きさは、ＳＡＷ変換器の電極フィンガーパターンを操作することで正確に制御することができ、従来のＳＡＷ設計技術を介して、接続されたフィルタの通過帯域応答に合わせて調整することができる。これにより、挿入損失の増加を犠牲にして、接続されたネットワークの通過帯域における挿入損失のばらつきを低減することができる。

以下、本発明を例示する添付の図面を参照して、本発明をより詳細に説明する。
従来技術によるＳＡＷ変換器の基本的な電極形状を示す図である。 従来技術による２つのバスを介して接続された任意の数のＳＡＷ変換器の一実施形態を示す図である。 本発明の好ましい実施形態を示す図である。 本発明の別の実施形態を示す図である。 本発明の機能を示す図である。 補正ユニットに接続する前のＳＡＷインピーダンス素子フィルタ（ＩＥＦ）の応答を示す図である。 誘導性および容量性の整合要素を有するＳＡＷ補正ユニットの応答を示す図である。 フィルタの両側に補正ユニットを接続した後のＳＡＷ−ＩＥＦの応答を示す図である。

図２ａに示すように、補正ユニット２０３は、実際には既知の特性および歪みを有するバンドパスフィルタとなるフィルタ２０１に接続される。図２ａおよび図２ｂの下部に示すように、補正ユニット２０３ａ〜２０３ｂには、少なくとも１つのＳＡＷ変換器２０４ａ〜２０４ｎが含まれてもよい。また、信号線における補正ユニットのインピーダンス不整合を低減するために、補正ユニット２０３には、誘導性素子２０８，２０９および容量性素子２１０，２１１が含まれてもよい。上述したように、ＳＡＷ変換器の構造は、当業者には知られているため、ここでは詳細に説明しない。

図２ａにおいて、補正ユニット２０３ａおよびフィルタ２０１は、接地されている。図２ｂは、本発明のバランスのとれた実施形態を示す。

図２ｃにおいて、フィルタの振幅応答および挿入損失ＩＬ１を示す本発明の機能が示されている。補正ユニット２０３ａ，２０３ｂ内のＳＡＷ変換器は、フィルタ２０１の既知の誤差の逆数に対応する補正信号をフィルタ２０１の入力または出力に追加するように、既知の方法で配置される。結果として得られる組み合わされた信号は、信号から誤差が除去された最後の図に示されている。図に示すように、補正は、

で示すように、接続されたネットワークの挿入損失の劣化によって達成される。図２ａおよび図２ｂに示すように、補正ユニットは、フィルタの両側に配置されてもよい。

当該技術分野において知られているように、ＳＡＷ変換器の音響アドミタンスの帯域幅は、変換器のフィンガーパターンの長さと基板材料の特性によって制限される。必要とされる散逸プロファイルの帯域幅が１つの変換器の達成可能な最大帯域幅を超える用途において、フィルタに結合された且つ通過帯域の別の部分をそれぞれ補正する複数のＳＡＷ変換器を採用することで、必要とされる帯域幅を達成することができる。誘導された補正の大きさは、ここでは電極フィンガーが重なる長さとして定義される変換器開口と基板材料の特性とによって制限される。必要とされる補正の大きさが１つの変換器の達成可能な最大の大きさを超える場合、重なる散逸プロファイルを有する複数のＳＡＷ変換器を並列に結合することで、補正の大きさを向上させることができる。代替的に、補正の大きさは、変換器開口を減らすか、複数の同様のＳＡＷ変換器を直列に結合することで、減少させることができる。その結果、１つまたは複数のＳＡＷ変換器を上述したようにＲＦフィルタに接続することで、挿入損失を犠牲にして、ネットワークの通過帯域応答全体を任意に補正することができる。挿入損失の劣化を最小限に抑えるために、主に通過帯域のリップルのピークに影響を与えるように損失を導入してもよい。これにより、通過帯域のリップルの最小値に近いレベルまで通過帯域を平坦化することができる。結果として生じる挿入損失の劣化は、ここでは、変換器の静電容量によって与えられる音響的に活性な周波数範囲外の変換器の固有損失、および接続されたＲＦフィルタのピーク間の通過帯域のリップルによって示される。このタイプの損失プロファイルは、リップルのピークにおいて損失をそれぞれ導入する複数の損失誘導性ＳＡＷ変換器にフィルタを接続することで、または複数の通過帯域および阻止帯域を有するマルチバンド変換器を介して、実現することができる。ここで、各通過帯域は、リップルのピークと一致する。このプロセスは、図２ｃおよび図５に示されている。

本発明の制限の１つとして、フィルタとＳＡＷ変換器との間のインピーダンス不整合により、ネットワークの反射損失が劣化することが挙げられる。この不整合は、図２ａおよび図２ｂに示すように、誘導性要素２０８，２０９および容量性要素２１０，２１１を含むことで低減することができる。容量性素子２１０，２１１は、ＳＡＷ変換器のバスが接続されるカプセルコネクターピンの寄生容量を介して、カプセルの接地面に接続された任意の容量性要素と組み合わせて実現されてもよい。誘導性素子２０８，２０９は、ＳＡＷ変換器のバスをカプセルピンに接続するボンディングワイヤを介して、ＳＡＷ変換器の圧電基板上、別個のＰＣＢ上、またはカプセル内に実装されたセラミック基板上に実現された任意の誘導性構造と組み合わせて実現されてもよい。また、誘導性素子は、チップインダクタまたはトロイダル要素などの当業者に知られている代替の誘導性素子を介して実現されてもよい。

振幅の摂動は、実際には、ＳＡＷ変換器によって引き起こされて、接続されたネットワークの位相に小さな摂動を導入する場合がある。クラマース・クローニッヒの関係式によれば、導入された位相分散の大きさは誘導された振幅補正の大きさと相関しており、通過帯域補正が大きい場合に注目される場合がある。図３〜図５に示すシミュレーション結果について、約１ｄＢの補正を適用して通過帯域の振幅応答を補正した。これに対応する群遅延のばらつきと線形位相リップルの変化は、それぞれ１．２ｎｓと−０．４度であり、それぞれ９％と−３％の変化を示した。観測された位相応答の摂動は、適用された振幅補正の大きさと帯域幅に依存し、数ｄＢ程度の中程度の補正において小さいと予想される。

本発明のさらなる制限は、ＳＡＷ変換器の電力処理能力を超える電力処理能力を有するフィルタに接続された場合、ＳＡＷ変換器によって、ネットワークの電力処理能力が制限される場合があることである。なお、ＳＡＷ変換器の電力処理能力がＳＡＷ−ＩＥＦに組み込まれたＳＡＷ共振器の電力処理能力を超えるため、同じ基板上のＳＡＷインピーダンス素子フィルタ（ＩＥＦ）と組み合わされた場合には、損失誘導性ＳＡＷ変換器の電力処理能力は、制限の要因とならないことに留意されたい。ここで、ＳＡＷ−ＩＥＦとは、接続されたＳＡＷ共振器素子から構成されたフィルタネットワークを指す。そのフィルタリング応答は、構成するＳＡＷ共振器のトポロジー構成と周波数依存性のインピーダンスとによって定義される。ＳＡＷ変換器がより小さい移動ＳＡＷを受けるのに対して、ＳＡＷ共振器内のフィンガーパターンが共振器キャビティ内でより大きい定在波を受けるため、ＳＡＷ共振器の電力処理能力は、同程度の開口数のＳＡＷ変換器の電力処理能力よりも劣る。

本発明のさらなる制限は、損失誘導性ＳＡＷ素子を介した通過帯域補正を適用することができる周波数領域に関するものである。この周波数範囲は、ＳＡＷ変換器を定義するために使用される処理技術および使用される圧電基板のＳＡＷ速度によって制限される。ここで、適用可能なおおよその周波数範囲は、１００ＭＨｚ〜１０ＧＨｚの範囲である。ＳＡＷ補正ユニットが、接続されたＳＡＷフィルタと同じ基板上に実装された本発明の一実施形態において、変換器の形状を定義する処理技術による制限がＳＡＷ変換器とＳＡＷフィルタとに等しく影響を与えるため、ＳＡＷ補正ユニットの上述した周波数の制約は、制限の要因とはならない。

本発明の一実施形態である電気音響フィルタの例として、１つの入力および出力端子を有する圧電基板上に定義された横方向ＳＡＷフィルタ、ＳＡＷインピーダンス素子フィルタ（ＩＥＦ）、バルク音響波（ＢＡＷ）フィルタおよび薄膜バルク音響波共振器（ＦＢＡＲ）フィルタが挙げられるが、これらに限定されるものではない。ここで、フィルタの入力および／または出力端子は、同じ圧電基板上に定義された２つの電極１０１，１０２を有する１つまたは複数の損失誘導性ＳＡＷ変換器２０４ａ〜２０４ｎに接続される。各損失誘導性ＳＡＷ変換器２０４ａ〜２０４ｎにおいて、一方の電極１０１ａ〜１０１ｎは、第１のバス１０３に接続される。このバスは、フィルタ２０７ａの入力または出力インタフェースと、フィルタネットワーク２１２ａを収容するカプセルの入力または出力ピンとの両方に接続される。他方の電極１０２ａ〜１０２ｎは、接地されている第２のバス１０４に接続される。接地されていない第１のバス１０３は、ボンディングワイヤを介して、または誘導性素子２０８，２０９および容量性素子２１０，２１１を介して、フィルタ２０７ａとピン界面２１２ａとに接続されてもよい。誘導性素子２０８，２０９は、カプセル内に実装されたチップインダクタ、誘導性ＰＣＢまたはセラミック基板を介して、またはＳＡＷ変換器を定義する圧電基板上の誘導性金属化パターンを介して、実現されてもよい。容量性素子２１０，２１１は、プリント基板（ＰＣＢ）上、圧電基板上または圧電結晶上の容量性構造を介して、またはカプセル内の接地されたチップコンデンサを介して、実現されてもよい。同じ圧電基板上に集積されている場合、接地されていないバスは、電気音響フィルタに直接結合されてもよい。

本発明の別の実施形態である任意の平面互換ＲＦフィルタの例として、１つの入力および出力端子を有する上述したような電気音響フィルタ、集中定数ＬＣフィルタ、ストリップラインフィルタおよびマイクロストリップフィルタが挙げられるが、これらに限定されるものではない。ここで、フィルタの入力および／または出力端子は、フィルタネットワークを収容するカプセル内に実装された別個の圧電基板上に定義された２つの電極１０１，１０２を有する１つまたは複数の損失誘導性ＳＡＷ変換器２０４ａ〜２０４ｎに接続される。ＳＡＷ変換器の電極１０１ａ〜１０１ｎ，１０２ａ〜１０２ｎは、最初に記載した本発明の実施形態と同様の方法で、ＲＦフィルタ２０１、接地面、およびカプセルの入力または出力端子に接続される。

本発明のさらなる実施形態において、１つまたは複数の損失誘導性ＳＡＷ変換器２０４ａ〜２０４ｎがカプセル内に実装されて、フィルタ補正モジュールを構成する。各モジュールは、カプセル内に実装された圧電基板上の２つの電極１０１，１０２を有する１つまたは複数のＳＡＷ変換器２０４ａ〜２０４ｎを含む。ここで、各変換器において、一方の電極１０２ａ〜１０２ｎは、接地されたバス１０４に接続され、他方の電極１０１ａ〜１０１ｎは、バス１０３に接続される。バス１０３は、ボンディングワイヤを介してカプセルの入力ピン２０５ａと出力ピン２０６ａとを結合するか、ボンディングワイヤ、またはカプセル内に実装されたチップインダクタまたは誘導性ＰＣＢまたは圧電基板のような誘導性要素、または圧電基板上に定義された誘導性金属化パターンのいずれかによって実現された誘導性素子２０８，２０９を介して、カプセルの入力２０５ａと出力ピン２０６ａとを結合する。また、入力および／または出力ピンは、カプセル内のチップコンデンサのような接地された容量性素子２１０，２１１に接続され得る。１つまたは複数の損失誘導性ＳＡＷモジュール２０３ａは、任意の外部ＲＦフィルタモジュール２０１の入力または出力端子に接続されてもよい。これにより、挿入損失の増加を犠牲にして、通過帯域の周波数の選択性が改善されたフィルタネットワークが形成される。

本発明の代替実施形態であるシャント接続された容量性素子が組み込まれた任意の平面ＲＦフィルタの例として、集中定数インダクタ／コンデンサ（ＬＣ）フィルタおよび当業者に知られている任意の平面伝送線路フィルタ構造が挙げられるが、これらに限定されるものではない。平面ＲＦフィルタは、１つまたは複数の損失誘導性ＳＡＷ変換器と組み合わされる。ここで、ＳＡＷ変換器は、ＲＦフィルタ内のシャント接続された容量性素子を実現するため、および接続されたネットワークの通過帯域に損失を選択的に導入するために、使用される。各ＳＡＷ変換器は、フィルタネットワークを収容するカプセル内に実装された圧電基板上に定義された２つの電極１０１，１０２を有する。一方の電極１０１は、ボンディングワイヤを介してＲＦフィルタの内部に接続され、他方の電極１０２は、ボンディングワイヤを介して接地されている。損失誘導性ＳＡＷ変換器は、共通の圧電基板上に定義されてもよく、別個の圧電基板上に定義されてもよい。

本発明のさらなる実施形態であるバランスのとれた４ポート電気音響フィルタの例として、２つの入力端子と２つの出力端子を有する圧電基板上に定義された横方向ＳＡＷフィルタ、ＳＡＷインピーダンス素子フィルタ（ＩＥＦ）、バルク音響波（ＢＡＷ）フィルタおよび薄膜バルク音響波共振器（ＦＢＡＲ）フィルタが挙げられるが、これらに限定されるものではない。ここで、入力端子および／または出力端子は、同じ圧電基板上に定義された２つの電極１０１ａ〜１０１ｎ，１０２ａ〜１０２ｎを有する１つまたは複数の損失誘導性ＳＡＷ変換器２０４ａ〜２０４ｎに接続される。各損失誘導性ＳＡＷ変換器２０４ａ〜２０４ｎにおいて、一方の電極１０１ａ〜１０１ｎは、第１のバス１０３に接続される。このバスは、フィルタ２０７ａの入力または出力界面と、フィルタネットワーク２１２ａを収容するカプセルの入力または出力ピンとの両方に接続される。他方の電極１０２ａ〜１０２ｎは、第２のバス１０４に接続される。このバスは、フィルタ２０７ｂの他方の入力または出力端子と、カプセル２１２ｂの他方の入力または出力ピンとに接続される。２つのバス１０３，１０４は、最初に記載した本発明の実施形態と同様の方法で、ＲＦフィルタ２０２およびカプセル２１２ａ〜２１２ｂの入力または出力端子に接続される。

本発明のさらなる実施形態であるバランスのとれた任意の平面互換４ポートＲＦフィルタの例として、２つの入力端子と２つの出力端子とを有する上述したような電気音響フィルタ、集中定数ＬＣフィルタ、ストリップラインフィルタおよびマイクロストリップフィルタが挙げられるが、これらに限定されるものではない。ここで、入力端子および／または出力端子は、フィルタネットワークを収容するカプセル内に実装された圧電基板上に定義された２つの電極１０１，１０２を有する１つまたは複数の損失誘導性ＳＡＷ変換器２０４ａ〜２０４ｎに接続される。ＳＡＷ変換器の電極１０１ａ〜１０１ｎ，１０２ａ〜１０２ｎは、上述した実施形態と同様の方法で、ＲＦフィルタ２０２およびカプセル２１２ａ〜２１２ｂの入力端子または出力端子２０７ａ〜２０７ｂに接続される。

本発明は、石英、ＬｉＴａＯ３およびＬｉＮｂＯ３などの一般的なＳＡＷ基板材料上の実現可能な開口を有するＳＡＷ変換器に、適切な補正の大きさを提供する。ＳＡＷ変換器の音響的に活性な領域の外側の伝送率に対して、数ｄＢ程度の伝送率のディップが達成可能であることが判明した。他の音響波モードをサポートする材料と回転も、補正素子の実現に適していると考えられ、その例として、擬似的なＳＡＷモードおよび表面に結合された漏れ波モードが挙げられるが、これらに限定されるものではない。

ＳＡＷインピーダンス素子フィルタの入力および出力に接続された１つの損失誘導性ＳＡＷ変換器２０４ａを用いて、シミュレーションを実施した。ここでは、インピーダンス不整合を低減するために、接続されたネットワークの入力界面および出力界面に誘導性素子および容量性素子が含まれた。図２ｃ、図３、図４および図５は、本発明に従って得られるフィルタの周波数応答の効果と改善を示す。

図３は、ＳＡＷインピーダンス素子フィルタの応答を示す。図の左上には、ＳＡＷ−ＩＥＦの通過帯域の振幅応答が示されている。図の右上には、ＳＡＷ−ＩＥＦの反射損失応答が示されている。図の左下には、ＳＡＷ−ＩＥＦ全体の振幅が示されており、右下には、ＳＡＷ−ＩＥＦの群遅延応答が示されている。

図４は、入力または出力端子のみにおいて誘導性素子２０８，２０９および容量性素子２１０，２１１に接続された１つのＳＡＷ変換器２０４ａを備える補正ユニット２０３ａの電気応答を示す。図４の左上には、補正ユニットの振幅応答が示されており、右上には、その反射損失応答が示されている。図の左下には、補正ユニット全体の振幅が示されており、右下には、その群遅延応答が示されている。

図５は、ＳＡＷインピーダンス素子フィルタの入力および出力２０７ａにおける１つの補正ユニット２０３ａを有する接続されたネットワークの応答を示す。図の左上には、接続されたネットワークの通過帯域の振幅応答が示されており、右上には、反射損失応答が示されている。図の左下には、全体の振幅応答が示されており、左下には、群遅延応答が示されている。

上述した図に示すように、接続されたネットワークでは、通過帯域における挿入損失のばらつきが大幅に改善されている。ネットワークの通過帯域全体の平均挿入損失は、１．３ｄＢ劣化している。また、接続されたネットワークでは、反射損失応答および群遅延のばらつきにも小さな摂動が見られる。

要約すると、本発明は、信号伝送線路２１３に実装された入力および出力界面を有するバンドパスフィルタ２０１，２０２を含むＲＦ伝送線路で使用するためのフィルタ補正ユニット２０３ａ〜２０３ｂに関する。フィルタは、所定の周波数範囲内で信号を伝送するように選択されたバンドパスフィルタであり、振幅リップルや損失などの信号に既知の歪みを発生させる既知の制限を含む品質係数を有する。補正ユニット２０３ａ〜２０３ｂは、ＲＦ伝送線路２１３と、フィルタの入力界面または出力界面との間で接続される。これにより、フィルタに入る前またはフィルタを通過した後のいずれかで伝送された信号を補正することができる。

補正ユニットは、少なくとも１つのＳＡＷ変換器２０４ａ〜２０４ｎを備える。１つまたは複数の変換器は、圧電基板上に２つの電極１０１，１０２を有する。一方の電極１０１ａ〜１０１ｎは、第１のバス１０３に接続され、他方の電極１０２ａ〜１０２ｎは、第２のバス１０４に接続される。ここで、第１のバス１０３は、伝送線路２１３と、ＲＦフィルタの入力界面または出力界面２０７ａとを接続する。第２のバス１０４は、接地され、またはバランスのとれた４ポートＲＦフィルタ２０２と組み合わされた場合には伝送線路２１３と、フィルタの第２の入力界面または出力界面２０７ｂとを接続するために使用される。好ましくは、ＳＡＷ変換器には、フィルタの既知の歪みの逆数である係数で伝送された信号を歪ませるように選択された、適合されたまたは類似の電極フィンガーパターンが設けられる。

第２のバス１０４は、直接接地されてもよく、または共通の導体を介して接地されてもよく、またはバランスのとれた４ポートＲＦフィルタ２０２と組み合わされた場合には伝送線路２１３の第２の界面２１２ｂと、ＲＦフィルタの第２の入力界面または出力界面２０７ｂとを接続するために使用されてもよい。

また、好ましくは、フィルタ補正ユニットは、補正ユニット２０３ａ〜２０３ｂの入力界面２０５ａ〜２０５ｂおよび／または出力界面２０５ａ〜２０５ｂにおいて、２つのバス１０３，１０４の間の容量性素子２１０，２１１と、ＳＡＷ変換器２０４ａ〜２０４ｎとフィルタ補正ユニット２０３ａ〜２０３ｂの入力界面２０５ａ〜２０５ｂおよび出力界面２０６ａ〜２０６ｂとを接続するバス１０３，１０４の間の誘導性素子２０８，２０９と、を含む。これにより、信号線における補正ユニット２０３ａ〜２０３ｂのインピーダンス整合が提供される。

補正ユニット２０３ａ〜２０３ｂおよびバンドパスフィルタ２０１，２０２は、共通の界面２０７ａ〜２０７ｂを有する単一構造を提供する共通の圧電基板材料上に作製されてもよい。

本発明の別の態様によれば、ＲＦフィルタは、上述したようなフィルタ補正ユニットを含むように提供される。この場合、バンドパスフィルタは、接地された容量性フィルタ素子から構成されてもよい。容量性フィルタ素子は、圧電基板上に２つの電極１０１，１０２をそれぞれ有する少なくとも１つのＳＡＷ変換器を介して実現される。ここで、第１の電極１０１は、バンドパスフィルタの内部に接続され、第２の電極１０２は、接地されている。１つまたは複数のＳＡＷ変換器は、フィルタの既知の歪みの逆数である係数で伝送された信号を歪ませるように、およびバンドパスフィルタ応答を定義するために必要な容量を実現するように構成される。これにより、組み合わされた機能を有することになる。フィルタおよび補正部分は、同じタイプの素子の変形例である。

フィルタは、例えばＬＣフィルタ、または結合された伝送線路のようないくつかの異なる方法で実現されてもよい。潜在的な一実施形態として、コームライン構造内に配置されたマイクロストリップ伝送線路が挙げられる。ＳＡＷ変換器は、伝送線路と同じ基板上で実現されてもよく、別個の基板上で実現されてもよい。

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［５］Ｄ．Ｐ．Ｍｏｒｇａｎ『Ｓｕｒｆａｃｅ−Ｗａｖｅ Ｄｅｖｉｃｅｓ ｆｏｒ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ』Ａｍｓｔｅｒｄａｍ： Ｅｌｓｅｖｉｅｒ ， １９８５。

Claims (18)

1. 信号伝送線路に実装された入力界面および出力界面を有するバンドパスフィルタを含む無線周波数伝送線路で使用するためのフィルタ補正ユニットであって、前記フィルタは、所定の周波数範囲内で信号を伝送するように選択され、前記フィルタの品質係数は、前記信号に既知の歪みを発生させる所定の制限を含み、前記補正ユニットは、前記伝送線路および前記フィルタに接続された第１のバスを有し、前記補正ユニットは、少なくとも１つの表面音響波（ＳＡＷ）変換器を備え、前記変換器の各々は、圧電基板上に２つの電極を有し、一方の前記電極は、前記第１のバスに接続され、他方の前記電極は、第２のバスに接続され、前記ＳＡＷ変換器は、前記フィルタの既知の歪みの逆数である係数で伝送された信号を歪ませるように構成される、フィルタ補正ユニット。
2. 前記第２のバスは、接地されている、請求項１に記載のフィルタ補正ユニット。
3. 前記バンドパスフィルタは、圧電基板材料上に作製され、前記ＳＡＷ変換器は、同じ基板上に作製される、請求項１に記載のフィルタ補正ユニット。
4. 前記第１のバスは、前記フィルタ補正ユニットの第１の入力および出力界面に接続され、一方の前記界面は、前記伝送線路の第１の界面に接続され、他方の前記界面は、第１のフィルタ界面に接続される、請求項１に記載のフィルタ補正ユニット。
5. 前記第２のバスは、前記フィルタ補正ユニットの第２の入力および出力界面に接続され、一方の前記界面は、前記伝送線路の第２の界面に接続され、他方の前記界面は、第２のフィルタ界面に接続され、前記フィルタは、バランスのとれた４ポートバンドパスフィルタである、請求項１に記載のフィルタ補正ユニット。
6. 前記ＳＡＷ変換器が結合する主要な音響波モードは、擬似的なＳＡＷモードである、請求項１〜５のいずれか１項に記載のフィルタ補正ユニット。
7. 前記ＳＡＷ変換器が結合する主要な音響波モードは、表面に結合した漏れ波モードである、請求項１〜５のいずれか１項に記載のフィルタ補正ユニット。
8. 誘導性素子と容量性素子とを含み、前記容量性素子の一方の端部は、第１の伝送線路またはフィルタ界面に接続され、他方の端部は、接地され、前記誘導性素子は、前記第１のバスと前記伝送線路またはフィルタ界面との間で接続され、前記素子は、前記伝送線路および前記フィルタに対する前記補正ユニットのインピーダンス整合を改善するように選択される、請求項１〜４のいずれか１項に記載のフィルタ補正ユニット。
9. 誘導性素子と容量性素子とを含み、前記容量性素子は、第１および第２の伝送線路またはフィルタ界面の間で接続され、前記誘導性素子は、前記第１または前記第２のバスと前記第１または前記第２の伝送線路またはフィルタ界面との間で接続され、前記素子は、前記伝送線路および前記フィルタに対する前記補正ユニットのインピーダンス整合を改善するように選択され、前記フィルタは、バランスのとれた４ポートバンドパスフィルタである、請求項１、３、４および５のいずれか１項に記載のフィルタ補正ユニット。
10. 請求項１〜９のいずれか１項に記載のフィルタ補正ユニットを２つ含むフィルタ補正システムであって、前記フィルタ補正ユニットは、前記バンドパスフィルタの両側に接続される、フィルタ補正システム。
11. 請求項１〜１０のいずれか１項に記載のフィルタ補正ユニットを含む無線周波数フィルタであって、前記バンドパスフィルタは、接地された容量性フィルタ素子から構成され、前記容量性フィルタ素子は、少なくとも１つの前記ＳＡＷ変換器を介して実現され、前記変換器の各々は、圧電基板上に２つの電極を有し、第１の前記電極は、前記バンドパスフィルタの内部に接続され、第２の前記電極は、接地され、前記ＳＡＷ変換器は、前記フィルタの既知の歪みの逆数である係数で伝送された信号を歪ませるように、およびバンドパスフィルタ応答を定義するために必要な容量を実現するように構成される、無線周波数フィルタ。
12. 前記フィルタは、ＬＣフィルタである、請求項１１に記載の無線周波数フィルタ。
13. 前記フィルタは、コームライン構造内で結合された伝送線路を備える、請求項１１に記載の無線周波数フィルタ。
14. 前記無線周波数フィルタ内に組み込まれた伝送線路は、マイクロストリップ線路である、請求項１１〜１３のいずれか１項に記載の無線周波数フィルタ。
15. 前記無線周波数フィルタ内に組み込まれた伝送線路は、ストリップラインである、請求項１１〜１３のいずれか１項に記載の無線周波数フィルタ。
16. 前記ＳＡＷ変換器および前記バンドパスフィルタ内に組み込まれた前記伝送線路は、単一の圧電基板上に配置される、請求項１１〜１５のいずれか１項に記載の無線周波数フィルタ。
17. 前記ＳＡＷ変換器が結合する主要な音響波モードは、擬似的なＳＡＷモードである、請求項１１〜１６のいずれか１項に記載の無線周波数フィルタ。
18. 前記ＳＡＷ変換器が結合する主要な音響波モードは、表面に結合した漏れ波モードである、請求項１１〜１６のいずれか１項に記載の無線周波数フィルタ。
    

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