JP2021501359A - 低遅延デシメータ及びインターポレータフィルタ - Google Patents

低遅延デシメータ及びインターポレータフィルタ Download PDF

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Abstract

低遅延動的ノイズキャンセレーションのためのシステムと方法が、環境ノイズを検出してノイズ信号を生成する音声センサと、音声信号を受け取り、インターポレーションフィルタで前記音声信号を処理し、第１サンプル周波数を有する主音声信号を生成する音声処理パスと、前記ノイズ信号を受け取り、アンチノイズ信号を生成する動的ノイズキャンセレーションプロセッサと、前記アンチノイズ信号を受け取り、前記第１サンプル周波数を有するアンチノイズ信号を生成する直接インターポレータと、前記アンチノイズ信号におけるビット数を低減するクリッピングを行うリミッターと、前記主音声信号と前記アンチノイズ信号とを結合して結合出力信号を生成する加算器と、前記結合出力信号を処理する低遅延フィルタとを備えている。

Description

本願は、２０１７年１０月３１日に出願された米国仮出願62/579,809の利益と優先権を主張するものであり、参照することによりその全体が本願に組み込まれる。
本願は、全体としてはデジタル信号処理のためのシステム及び方法に関するものであり、より具体的には、例えば動的ノイズキャンセレーションシステムにおける、サンプルレート変換に関する。
デジタル信号を様々なデジタルコンポーネント及び処理に適した異なるサンプルレートに変換することは広く知られている。例えば、所望の信号品質、必要な帯域、遅延に対する要求、処理の経済性、利用可能なシリコン面積、その他の考慮に応じて、デジタル信号処理システムが異なるサンプリングレートを用いることは一般的である。音声処理システムにおいては、低遅延と高性能を実現するために異なるサンプルレートが用いられ得る。例えば、デジタル動的ノイズキャンセレーション（ＡＮＣ）システムでは、音声処理とＡＮＣ処理が、異なるサンプルレートで行われてＡＮＣシステムの帯域を増加させることがある（例えば、“Understanding Active Noise Cancellation”、Colin H. Hansen、ISBN 0415231922参照）。
しかしながら、オーバーサンプルドコンバータ構成を用いるシステムでは、均一な遅延で信号を結合する際に問題がある。一つの解決方法は、アナログ領域で処理を行い、これにより、デジタルオーバーサンプルド処理に関連する遅延の問題を回避することである。しかしながら、これでは、典型的には広い周波数範囲に渡って対応する能力が制限されるし、他の解決方法では、周波数分解能が制限され、また、不所望なノイズの低減が制限されることになる。更に、これらの解決方法は、しばしば、コンポーネントの変更に鋭敏であり実装依存性がある。前述の観点から、オーバーサンプルドコンバータ構成を用いた動的ノイズキャンセレーション処理のためのシステム及び方法の改良には継続したニーズがある。
低遅延動的ノイズキャンセレーション（ＡＮＣ）を行うためのシステム及び方法がここに開示されている。様々な実施形態において、システムが、環境ノイズを検知し、ノイズ信号を生成するように動作可能な音声センサと、音声信号を受け取り、インターポレーションフィルタによって該音声信号を処理し、第１サンプル周波数を有する主音声信号を生成する音声処理パスと、該ノイズ信号を受け取り、対応するアンチノイズ信号を生成するように動作可能な動的ノイズキャンセレーションプロセッサと、該アンチノイズ信号を受け取り、該第１サンプル周波数を有するアップサンプリング後アンチノイズ信号を生成するように動作可能であって、オーバーフローを回避するように該アンチノイズ信号の最上位ビットを拡張するように動作可能な符号拡張段と、該アップサンプリング後アンチノイズ信号のビット数を低減するクリッピングを行うように動作可能なリミッターとを備える直接インターポレータと、該主音声信号とアップサンプリング後アンチノイズ信号を受け取って結合し、結合出力信号を生成する加算器と、該結合出力信号を処理する低遅延フィルタとを備えている。
いくつかの実施形態では、低遅延フィルタが複数のフィルタを備えており、各フィルタは、異なるサンプル周波数でフィルタリングを行う。低遅延フィルタは、直列配置で設けられた複数の格子波フィルタを備えていてもよい。各格子波フィルタのそれぞれは、異なる周波数帯を処理する。いくつかの実施形態では、サンプル周波数が、各連続するフィルタにおいて整数ステップで増加される。格子波フィルタが複数の遅延要素を備えていてもよく、特定の出力サンプル周波数での直接サンプリングが、複数のフィルタをインターレースすることで行われてもよい。一つの実装では、Ｎ個の遅延要素がリフレクター部（２ポートアダプタ）に設けられ、１つのパスがＮ／２個の遅延要素で遅延され、他のパスは、入力信号に直接接続されている。ここで、Ｎは、一連の２の累乗数に等しい。他の実装では、格子波フィルタが、それぞれがＮ個の単位遅延で遅延される複数のリフレクター要素を備えている１つのパスと（Ｎは、１より大きい整数）、Ｍ個の遅延要素（Ｍは、１より大きい整数）によって遅延される１つのパスとを含む２つのパスを備えている。いくつかの実施形態では、動的ノイズキャンセレーションプロセッサが、更に、動的キャンセレーションプロセッサによってアンチノイズ信号を得るように動作可能である。ここで、フィルタ係数は、時間領域又は周波数領域で動作してfiltered-X最小二乗法処理によって計算されてもよい。
様々な実施形態で、システムは、第１サンプル周波数を有する主音声信号を受け取って処理するように動作可能な音声処理パスと、該主音声信号を第２サンプリング周波数にダウンサンプリングするように動作可能なデシメータを備える動的ノイズキャンセレーションパスと、該主音声信号とノイズ信号を該第２サンプル周波数で受け取り、該第２サンプル周波数を有するアンチノイズ信号を生成するように動作可能な動的ノイズキャンセレーションプロセッサと、該アンチノイズ信号を該第１サンプル周波数にアップサンプリングするように動作可能なインターポレータと、該アンチノイズ信号と該主音声信号とを該第１サンプル周波数で結合するように動作可能な加算器とを備えている。デシメータとインターポレータは、それぞれ、対応する複数のサンプル周波数でフィルタイングを行うように動作可能な複数のフィルタを備えている。
いくつかの実施形態では、動的ノイズキャンセレーションパスと音声処理パスのそれぞれが、均一な遅延を可能にするように配置された複数の遅延要素を備えるオーバーサンプルド格子フィルタを備えている。当該システムは、更に、環境ノイズを検知し、対応する電気信号を生成するように動作可能なマイクロホンと、該第２サンプル周波数で前記ノイズ信号を生成する低遅延デシメータとを備えていてもよい。当該システムは、更に、該第１サンプル周波数に整合する入出力サンプル周波数を有し、該動的ノイズキャンセレーションパスに設けられたインターポレータによって生成された偽イメージ(aliased image)を除去するように動作可能なオーバーサンプルドインターポレーションフィルタを備えていてもよい。いくつかの実施形態では、前記複数のフィルタのそれぞれが、各段が２倍で動作サンプルレートを変化させる多段格子波フィルタ構成を備えていてもよい。デシメータとインターポレータは、それぞれ、オーバーフローを回避するように受信信号の最上位ビットを拡張するように動作可能な符号拡張段と、出力ビット数を低減するクリッピングを行うように動作可能なリミッターとを備えていてもよい。
様々な実施形態において、方法が、環境ノイズを検知し、ノイズ信号を生成することと、インターポレータフィルタによって音声信号を処理して第１サンプル周波数を有する主音声信号を生成することと、前記ノイズ信号から第２サンプル周波数を有するアンチノイズ信号を生成することと、前記アンチノイズ信号を直接内挿して、前記第１サンプル周波数を有するアップサンプリング後アンチノイズ信号を生成することと、該主音声信号と該アップサンプリング後アンチノイズ信号とを結合して結合出力信号を生成することと、該結合出力信号を低遅延フィルタで処理することとを含む。ここで、直接内挿することは、オーバーフローを回避するようにアンチノイズ信号の最上位ビットを拡張し、ＡＮＣリファレンスを内挿係数に等しいゲイン係数で乗算することと、アップサンプリング後アンチノイズ信号の出力ビットの数をクリッピングして減らすこととを含む。
いくつかの実施形態では、当該方法は、更に、直列配置で設けられた複数の格子波フィルタを適用することを含む。ここで、該複数の格子波フィルタのそれぞれは、各連続するフィルタで次々に変更された異なるサンプル周波数を処理する。該複数の格子波フィルタを適用することは、複数の遅延要素を適用することを含んでいてもよい。特定の出力サンプル周波数での直接サンプリングが、複数のフィルタをインターレースすることで行われてもよい。様々な実施形態において、該主音声信号を間引いて該主音声信号を該第２サンプル周波数にダウンサンプリングすることと、該ノイズ信号から該第２サンプル周波数を有するアンチノイズ信号を生成することが、更に、ダウンサンプリングされた主音声信号を分析することを含んでいてもよい。いくつかの実施形態では、当該方法において、該ノイズ信号から該第２サンプル周波数を有する該アンチノイズ信号を生成することが、filtered-X最小二乗法処理を用いてフィルタ係数を計算することを備えている。
本発明の範囲は、クレームによって規定され、該クレームは参照することで本項に組み込まれる。本発明のより完全な理解は、その追加的な利点の実現と共に、下記の１以上の実施形態の詳細な説明を考慮することによって当業者に与えられるであろう。初めに簡単に説明する添付図面のシートを参照する。
本開示の観点及びその利点は、以下の図面とそれに続く詳細な説明を参照することで、より良く理解可能である。類似の参照符号が１以上の図面に図示されている類似の構成要素を識別するために用いられており、それらの図示は、本開示の実施形態を図示する目的のものであり、限定する目的のものではないと理解されるべきである。図面における部材は、必ずしも寸法通りではなく、その代わり、本開示の原理を明確に図示するように強調がなされている。
図１は、１以上の実施形態による、動的ノイズキャンセレーションシステムの第１の例である。
図２は、１以上の実施形態による、動的ノイズキャンセレーションシステムの第２の例である。
図３は、１以上の実施形態による、動的ノイズキャンセレーションシステムの第３の例である。
図４は、１以上の実施形態による、図３に類似し、オーバーサンプルドインターポレーションフィルタを用いる動的ノイズキャンセレーションシステムの例である。
図５は、１以上の実施形態による、８倍オーバーサンプルドインタポレーション又はデシメーションフィルタのトポロジーを図示している。
図６Ａは、サンプル周波数を３０７２ｋＨｚとした場合の、図５のオーバーサンプルドフィルタの周波数応答を図示している。 図６Ｂは、サンプル周波数を３０７２ｋＨｚとした場合の、図５のオーバーサンプルドフィルタの群遅延を図示している。
図７は、１以上の実施形態による、４倍オーバーサンプルドインタポレーション又はデシメーションフィルタのトポロジーを図示している。
図８Ａは、１以上の実施形態による、サンプル周波数を３０７２ｋＨｚとした場合の、図７のオーバーサンプルドフィルタの周波数応答を図示している。 図８Ｂは、１以上の実施形態による、サンプル周波数を３０７２ｋＨｚとした場合の、図７のオーバーサンプルドフィルタの群遅延を図示している。
図９は、１以上の実施形態による、２倍オーバーサンプルドインタポレーション又はデシメーションフィルタのトポロジーを図示している。
図１０Ａは、１以上の実施形態による、サンプル周波数を３０７２ｋＨｚとした場合の、図９のオーバーサンプルドフィルタの周波数応答を図示している。 図１０Ｂは、１以上の実施形態による、サンプル周波数を３０７２ｋＨｚとした場合の、図９のオーバーサンプルドフィルタの群遅延を図示している。
図１１は、１以上の実施形態による、オーバーサンプルドフィルタのトポロジーを図示している。
図１２Ａは、１以上の実施形態による、サンプル周波数を３０７２ｋＨｚとした場合の、図１１のオーバーサンプルドフィルタの周波数応答を図示している。 図１２Ｂは、１以上の実施形態による、サンプル周波数を３０７２ｋＨｚとした場合の、図１１のオーバーサンプルドフィルタの群遅延を図示している。
図１３Ａは、１以上の実施形態による、サンプル周波数を３０７２ｋＨｚとした場合の、図４のフィルタチェーンの、結合周波数応答を図示している。 図１３Ｂは、１以上の実施形態による、サンプル周波数を３０７２ｋＨｚとした場合の、図４のフィルタチェーンの、結合周波数応答を図示している。 図１３Ｃは、１以上の実施形態による、サンプル周波数を３０７２ｋＨｚとした場合の、図４のフィルタチェーンの、結合周波数応答を図示している。
図１３Ｄは、１以上の実施形態による、サンプル周波数を３０７２ｋＨｚとした場合の、図４のフィルタチェーンの、全体としての群遅延を図示している。 図１３Ｅは、１以上の実施形態による、サンプル周波数を３０７２ｋＨｚとした場合の、図４のフィルタチェーンの、全体としての群遅延を図示している。
図１４は、１以上の実施形態による、デシメータを図示している。
図１５は、１以上の実施形態による、サンプル周波数を３０７２ｋＨｚとした場合の、フィルタ群遅延の測定を図示している。
図１６Ａは、１以上の実施形態による、符号拡張及び出力の飽和を行うためのデシメータとロジックを図示している。 図１６Ｂは、１以上の実施形態による、符号拡張及び出力の飽和を行うためのデシメータとロジックを図示している。 図１６Ｃは、１以上の実施形態による、符号拡張及び出力の飽和を行うためのデシメータとロジックを図示している。
図１７Ａは、１以上の実施形態による、符号拡張及び出力の飽和を行うためのインターポレータとロジックを図示している。 図１７Ｂは、１以上の実施形態による、符号拡張及び出力の飽和を行うためのインターポレータとロジックを図示している。 図１７Ｃは、１以上の実施形態による、符号拡張及び出力の飽和を行うためのインターポレータとロジックを図示している。
図１８は、１以上の実施形態による、一般的なオーバーサンプルドフィルタのトポロジーを図示している。
図１９Ａは、１以上の実施形態による、格子波フィルタ構成を用いた間引きを図示している。 図１９Ｂは、１以上の実施形態による、格子波フィルタ構成を用いた内挿を図示している。
図２０Ａは、１以上の実施形態による、格子波フィルタの単一セクションを図示している。 図２０Ｂは、１以上の実施形態による、格子波フィルタの例示的な実装を図示している。
図２１は、１以上の実施形態による、複数の遅延要素と複数のオールパスフィルタとを有するオーバーサンプルドディメータ／インターポレータを図示している。
図２２は、１以上の実施形態による、複数の遅延要素と複数のオールパスフィルタを備えるオーバーサンプルドディメータ／インターポレータを図示している。
本開示の様々な実施形態に従って、動的ノイズキャンセレーションフィルタにおいて低遅延かつ高音質の音声出力を達成するためのシステム及び方法が開示される。
ノイズキャンセレーション及びノイズ低減技術は、騒音の多い環境におけるユーザ体験を向上するために様々な応用で用いられている。１つのアプローチでは、ヘッドホン、ヘッドセット、イヤホンのようなリスニングデバイスが、環境ノイズを検知する１以上の音声センサと、アンチノイズ信号を生成してユーザに対する環境ノイズをキャンセル又は低減する動的ノイズキャンセレーション処理回路を備えている。生成されたアンチノイズ信号がノイズ外乱の反対に等しい（これによりノイズをキャンセルする）一方で、所望の音声、例えば、高忠実音源からの再生には最小の外乱しかないことが望まれる。環境ノイズの望ましい減衰を得るためには、ＡＮＣシステムは、受け取ったノイズ信号を低遅延で処理して元のノイズ信号に対して最小の位相シフトしかない反転出力信号を生成し、広い帯域でノイズキャンセレーションを行うように設計される。多くの音声を聞く環境では、約２０ｋＨｚのノイズ低減帯域を得るためには、約１０μｓの遅延のフィードバック信号が使用可能であるが、実際に得られる帯域は、ノイズキャンセレーションシステムのトポロジーと実際の音響システムに依存している。
本開示の様々な実施形態は、高音質音声再生システムにおいてオーバーサンプルドコンバータを用いるノイズキャンセレーションシステムを対象としている。一実施形態では、デルタ−シグマ・アナログ−デジタルコンバータ（ＡＤＣ）とデジタル−アナログコンバータ（ＤＡＣ）とが音声信号処理に用いられる。ナイキストサンプルレートコンバータと比較すると、デルタ−シグマコンバータは、高サンプルレートを用いており、アナログ信号部品において精度を要求しないので、一般に、実装が安価である。したがって、コストと処理の観点の両方から、ナイキスト基準によって要求されるより高いサンプルレートでノイズキャンセレーションを行うことはしばしば有利であり、これは、より広いノイズキャンセレーション帯域を得るために使用可能である。
多レート信号処理の１つの問題は、遅延の増大の可能性である。ＡＮＣシステムでは、キャンセルすべき環境ノイズと同相のアンチノイズ信号を生成するためには、測定されたノイズ（不所望な信号）と高忠実音声（所望の信号）の両方について、時間に正確なリファレンスを動的ノイズ処理システムに提供することが望ましい。いくつかの実施形態では、係数の変更に鋭敏ではないことが知られている格子波フィルタが、乗算を要しない簡単なフィルタソルーションを得るために用いられる。低遅延を得るためには、フィルタ次数が低いことが望まれるが、これは、不幸にも帯域外の信号の減衰が少ない特性を有することがあり、良好な帯域外減衰が望まれる高音質音声信号については問題になり得る。
本開示の実施形態による動的ノイズキャンセレーション（ＡＮＣ）を実施するシステム１００を、図１を参照して説明する。システム１００は、ノイズキャンセリングヘッドホン、イヤホン、又は、環境からノイズを検出してノイズをキャンセルする信号を生成する他のシステムにおいて実装され得る。システム１００は、１以上のノイズ源からの環境ノイズを検出し、検出したノイズを表す対応電気信号を生成する少なくとも１つのマイクロホン１０２又は他の音声センサを備えている。様々な実施形態において、該少なくとも１つのマイクロホン１０２は、フィードフォワード、フィードバック、又は、フィードフォワード／フィードバック複合ＡＮＣシステムに配置され得る。マイクロホン１０２の出力は、オーバーサンプリングされたデジタルビットストリーム（例えば１ビットデジタルマイクロホンからの出力）であってもよく、該オーバーサンプリングされたデジタル音声信号を生成するためにプリアンプと（単一ビット又は多ビットの）デルタ−シグマコンバータとに供給されるアナログ信号であってもよい。デジタル音声信号は、低遅延ＡＮＣプロセッサ１０６への入力のために、多段格子波フィルタのような低遅延デシメータ１０４によって低いサンプルレートに間引きされる。
低遅延ＡＮＣプロセッサ１０６は、マイクロホン１０２によって検出された環境ノイズに対応するアンチノイズ信号を生成する。ＡＮＣプロセッサ１０６は、また、音声リファレンス信号として用いられる、時間に正確な音声再生信号を高音質音声再生プロセッサ１０８から受け取る。様々な実施形態において、ＡＮＣプロセッサ１０６は、内部フィルタノードの時間領域又は周波数領域での更新を用いて、スピーカー１１４から再生された所望の音声をも含み得るマイクロホン信号から環境ノイズを動的にフィルタリングする。例えば、ＡＮＣプロセッサ１０６は、filtered-x 最小二乗法 (FXLMS) アルゴリズムを実行して、環境ノイズをフィルタリングで除去するようにフィルタ係数を動的に修正してもよい。低遅延を得るために、有限インパルス応答 (FIR) トポロジーがしばしば用いられ、一方では、ノイズのパワースペクトルにかなりの広がりがある場合でも高速に対応できるように、フィルタ更新が、しばしば周波数領域で行われる。これによれば、如何なる主要なノードよりもエネルギー含有量が相当に小さい周波数においてさえ、周波数領域で信号を分離することにより高速に対応することが可能になる。逆周波数変換が、対応する重みを時間領域に変換するために用いられてもよい。
音声再生プロセッサ１０８は、例えばスピーカー１１４のような音声出力を介した再生のために所望の音声信号（ここでは主音声信号ともいう）を生成する。所望の音声信号は、ソースファイル（例えば、記録された音楽又は動画ファイル）や、ボイスオーバーＩＰシステムにおける近端のマイクロホン又は遠端のマイクロホンから受け取った音声信号のような、他のソースからの出力から生成されてもよい。所望の音声信号は、加算器１１０によってＡＮＣプロセッサ１０６により出力されるアンチノイズ信号と結合される。これらの信号を加算した出力は、低遅延インターポレータ１１２を用いてフィルタリング及びアップコンバートされてスピーカー１１４（レシーバと呼ばれることもある）に出力される。
簡潔さのために、図１にはいくつかの標準的な部品、例えば、マイクロホンプリアンプ、ＭＥＭＳマイクロホンにおいて用いられ得るマイクロホン高電圧ポンプ、低ノイズ電源ユニット、スピーカーアンプ、電源、その他のシステム１００の部品が、図示されていないと理解されよう。これらの部品は、当業者には知られており、様々な実際のシステム実装においては含められ得るが、ここでは、処理パスを図示するうえで明確さのために省略されている。
システム１００の様々な実施形態では、高忠実性音声信号とＡＮＣ出力信号の両方が同じ低いサンプルレート（例えば、１９２ｋＨｚ）で表され、よって、処理パスにおける低遅延が設計の目標である場合には、いずれもが、同じ低忠実性インターポレーションフィルタで処理される。処理サンプルレートを増大させることは可能であるが、これは、設計の電力消費と物理的大きさを顕著に増大させるであろう。よって、音声再生のための高音質インターポレーションフィルタと、ＡＮＣ処理のための低遅延フィルタパス（ここでは、動的ノイズキャンセレーションパスとも呼ぶ）を同時に組み合わせることができることが望まれる。これは、動的ノイズキャンセレーション（ＡＮＣ）のためのシステム２００の構成要素を図示する図２の実施形態に図示されているようにして実施され得る。
システム２００は、マイクロホン２０２と、低遅延デシメータ２０４と、ノイズ信号を受け取りアンチノイズ信号を生成するための低遅延ＡＮＣプロセッサ２０６とを備えている。アンチノイズ信号は、加算器２１０によって高音質音声信号（ここでは、主音声信号とも呼ばれる）と組み合わせるべきアンチノイズ信号２１８を生成するために低遅延インターポレータ２１２に供給される。高音質音声は、高音質音声再生２０８により、ＡＮＣリファレンス信号として用いるためにＡＮＣプロセッサ２０６に供給される。図示されるように、高音質音声信号とノイズ信号は、効率的なＡＮＣ処理に適した同じ低サンプルレート（例えば、１９２ｋＨｚ）である。高音質インターポレータ２１６（「高音質」の意味は、システムの要求に応じた十分なダイナミックレンジ、減衰量などを含む）は、スピーカー２１４に出力するための高音質音声信号のサンプリングレートを増大し、高音質音声信号処理パスに遅延を加える。ＡＮＣプロセッサ２０６は、音声出力の、時間に正確な音声リファレンスを用いるので、（ブロック２０８と２０６から出力される）これらの２つの信号の異なる信号処理パスには、（即ち、それぞれ、フィルタ２１２と２１６を介する）異なる信号処理パスが存在し、これは、内部の群遅延に差異を生じさせ、ＡＮＣ処理ユニットにおける最善ではない対応となる。ブロック２１２と２１６とで遅延が異なると、信号の位相がずれ、ノイズキャンセレーションの性能が劣化する。よって、図１のシステムに関する問題は、単に、高忠実度インターポレータ２１６と低遅延インターポレーションフィルタ２１２からの出力を加えることでは解決できない。したがって、システム１００もシステム２００のいずれも、ＡＮＣ信号のための低遅延パスとリファレンス音声信号のための高忠実度信号パスの両方を提供しながら、ＡＮＣシステムのための時間に正確なリファレンスの問題を解決するものではない。
ＡＮＣ信号のための低遅延パスとリファレンス音声信号のための高忠実度信号パスの両方を提供しながら、ＡＮＣシステムのための時間に正確なリファレンスを提供するシステム３００の実施形態が、図３に示されている。マイクロホン３０２、低遅延デシメータ３０４、低遅延ＡＮＣプロセッサ３０６、高音質音声再生プロセッサ３０８、高音質インターポレータ３１６とスピーカー３１４は、前に議論した図１、図２に図示されているように実装されてもよい。高音質音声再生プロセッサ３０８は、高音質インターポレータ３１６（即ち、高忠実度インターポレーションフィルタ）に供給される高音質音声信号を生成する。高い電力消費、過剰な複雑性又は遅延の相違に関する問題を回避するために、高音質インターポレーションフィルタの高忠実度オーバーサンプルド出力は、フィルタリングすることなく動作する（即ち、Ｎ個ごとにサンプルを選択する）デシメータ３１８によってＮ個おきに間引きされる。帯域外の信号が高音質インターポレータ３１６によって除去され、よって信号帯域は不変であるから、フィルタリング（例えば、アンチエイリアシング）は必要ない。ＡＮＣプロセッサ３０６の出力信号（アンチノイズ信号）は、高音質音声信号の周波数に整合するように、インターポレータ３２０において、より高い周波数にＮ倍で直接にアップサンプリングされる。一実施形態では、出力信号は、元のサンプルのそれぞれの間に、０に等しいＮ−１個のサンプルを挿入することで高い周波数にアップアンプリングされる。この動作は、元のノイズ信号の複数の鏡像エイリアスを導入するであろう。アンチノイズ信号は、加算器３１０によって高忠実度オーバーサンプルド出力と結合され、その結合出力信号は、低遅延インターポレータ３１２に送られる。
この実施形態における低遅延インターポレータ３１２は、最初の音声出力のＮ倍の高いサンプルレートで動作するオーバーサンプルドインターポレータであり、ＡＮＣプロセッサ３０６からの直接的に内挿された信号から出力される偽イメージを除去する一方で、元のオーバーサンプルされた高忠実度オーバーサンプルド音声信号は、偽イメージはすでに高音質インターポレータによって除去されているので、そのまま通過する。オーバーサンプルドインターポレータ３１２は、各フィルタセクションの内部に追加の遅延要素を加えることで実装されてもよい。即ち、各フィルタセクションは、Ｎ倍、Ｎ／２倍、Ｎ／４倍の低いサンプル周波数で動作する元のフィルタ構成と同じ周波数応答を得るために、元の遅延要素のＮ倍、Ｎ／２倍、Ｎ／４倍等の遅延要素を備えている。更に、フィルタ要素が元のサンプルレートのＮ倍の非常に高いサンプルレートで更新され、これによりフィルタの群遅延を最適にするので、このフィルタ構成は、実際の実装における問題を解決する。この場合、異なるサンプルレート（即ち、異なるサンプル周波数）を有するシステム間で値を転送するときにしばしば遅延を与えることがある、実際のレジスタ転送レベルでの実装に起因する追加の遅延を導入することなく、理論的な性能が得られることがある。図３に示されている一般的な解決手法において、格子波フィルタ以外のフィルタ構成が使用されてもよく、如何なる解決手法も、これらに限定されるべきではない。
様々な実施形態において、オーバーサンプルドインターポレータフィルタは、同じ入出力サンプル周波数を有しており、低遅延デシメーションフィルタとしても使用可能であり、これにより、入力パスの遅延を低減することで更に遅延を低減することができる。それは、本質的には非常に低い遅延と広い帯域を有するローパスフィルタであり、高忠実性の用途では第２のデシメーションパスを追加することができる。
様々な実装について、該フィルタは、帯域外の減衰の観点から理想的であろう応答を有するフィルタを最初に設計し、更に、該フィルタの出力における実際の信号−ノイズ比（ＳＮＲ）を向上するように係数を調節し、これにより用いられているデルタ−シグマコンバータの実際のノイズ成形を考慮に入れながら該フィルタを最適化することで最適化されてもよい。更に、実際の実装において乗算を除去し、これによりシリコン面積、コスト及び電力消費を顕著に低減するように、係数が切り捨てられてもよい。
ここでは、オーバーサンプルドフィルタ実装４００の実施形態を、図４を参照しながら説明する。前に議論したように、デジタルＡＮＣフィードバックループにおいて低遅延、低電力、低シリコン面積及び高性能を得るためには、音声処理とＡＮＣ処理とを異なるサンプルレートで行うことは利点であり得る。図示された実施形態では、音声信号は、３．０７２Ｍｈｚのレートでサンプリングされ、ＡＮＣ処理はより低い１９２ｋＨｚのレートで行われる。ただし、システム要求に従って他のサンプリングレートが使用され得ることは理解されよう。音声処理自身は、ＡＮＣ（１９２ｋＨｚ）と同じレート又はより低いレート、例えば４８ｋＨｚで行われてもよい。しかしながら、オーバーサンプルドコンバータ構成を用いる場合には、これらの信号を均一な遅延で結合する際に問題がある。デシメーションパスは別に実施可能であるが、ＡＮＤ処理と音声パスとを均一な遅延で結合する際には問題が生じ得る。もし、インターポレーションパスが低遅延に合わせて最適化されたなら、帯域外鏡像イメージを音声パスからあまり減衰させないであろうし、同様に、もし音声パスを向上させるために遅延について妥協すれば、帯域とＡＮＣ性能が悪くなる。
音声信号とＡＮＣアンチノイズ信号との、高い音声音質と低く均一なパス遅延の両方を得るために、図４の実施形態は、両方のパスで均一な遅延を実現可能なトポロジーのオーバーサンプルドインターポレータを備えている。図示されているように、高音質音声入力信号は、４８ｋＨｚでサンプリングされ、ハーフバンドフィルタ（セクションＳ１、Ｓ２）によって１９２ｋＨｚにアップサンプリングされる。インターポレーションフィルタ４１６は、偽鏡像イメージを除去し、該信号を１６倍で、３．０７２ＭＨｚの出力音声サンプルレートにアップサンプリングする高音質インターポレータである。音声信号は音声処理パスでフィルタリングされ、音声信号とアンチノイズ信号の結合は、オーバーサンプルされた出力周波数（３．０７２ＭＨｚ）で行われる。この実施形態では、短いＡＮＣ遅延と十分な音声鏡像の減衰が同時に達成される。様々な実施形態において、音声パスは、元のパスの後で（即ち、アンチノイズ信号との結合の後で）フィルタリングされ、これは、最も高い周波数をやや減衰し、更に、帯域外ノイズを低減することがある。ＡＮＣオーバーサンプルドインターポレータによる音声信号の不所望な帯域内の減衰は、信号のアップサンプリングが発生する前に行われる小さなイコライゼーションによって訂正可能である。様々な実施形態において、低遅延格子波フィルタが、ループにおける遅延を最小化するようにオーバーサンプルドインターポレータフィルタに用いられる。該オーバーサンプルドインターポレーションフィルタは、ＡＮＣのためのノイズ信号パスにおける間引きのために、このパスにおいても低遅延を確保するように、少しだけ変更して使用され得る。即ち、マイクロホンから間引き後出力へのデジタル信号は、オーバーサンプルドインターポレータと類似の構造のオーバーサンプルドデシメータを用いて処理される。
図示された実施形態では、ＡＮＣ処理は、１９２ｋＨｚのサンプルレートで行われる。音声信号は、ＡＮＣ処理のための１９２ｋＨｚのリファレンス信号を生成するために、デシメータ４１８によってＮ＝１６個ごとに間引きされる（即ち、１６個おきにサンプルを抜き出す）。ＡＮＣプロセッサ４０６は、１９２ｋＨｚのアンチノイズ信号を出力し、該アンチノイズ信号は、加算器４１０によって音声信号と結合される３．０７２ＭＨｚのアンチノイズ信号を生成するために、インターポレータ４２０によってＮ＝１６倍でアップサンプリングされる。実際の実装では、セクションＳ３とブロック４２０からの低周波のエネルギーレベルが整合していることを確保するためにインターポレータ４２０の後に乗算器を含んでいてもよい。この乗算器は、図４には図示されていない。乗算器は、典型的には、単なるビットのシフトからなる（例えば、１６倍の乗算について４回シフト）。このように、インターポレータ４２０は、単に、サンプルの間にゼロを挿入することからなるのではなく、更に、内挿レートと同じ倍率で各出力サンプルを乗じる。一実施形態では、信号はフィルタリングされずに内挿されるので、内挿されたアンチノイズ信号は、複数の偽イメージを含んでいる。次に、オーバーサンプルドインタポレーションフィルタ４１２（セクションＳ５、Ｓ６、Ｓ７、Ｓ８）は、結合された信号から帯域外イメージを除去する一方で、音声信号を通過帯域においてフィルタリングせずに通過させる。オーバーサンプルドインターポレータフィルタ４１２のそれぞれは、異なる数の内部遅延（例えば、８、４、２、１）を有しており、これにより、該フィルタは、異なる速度で動作して逐次に帯域外イメージを除去する。このようにして、ＡＮＣ信号と音声信号は、全周波数で同一の群遅延を有し、これにより、高品質なノイズ抑制を可能にする。
ここに開示した実施形態は、従来のシステムに対して数多くの利点を提供することは当業者には理解されるであろう。実施形態は、遅延を低くかつうまく制御し、ＡＮＣと音声パスとを別々にフィルタンリングすることを可能にし、加算点の後で両方のパスの遅延を同一にすることを可能にする。
一実施形態では、２４小数ビットの語長が、従来の音声コンポーネントと直接に接続するために用いられ、１つのオーバーフロービットを含む２５ビットの内部表現が用いられる。理論的には、あらゆる状況でオーバーフローを回避するためには２つまでのオーバーフロービットが必要であるかもしれないが、実際の実装では、１つのオーバーフロービットで十分であり得る。音声コンポーネントは、フィルタに直接に接続されてもよい。ＡＮＣプロセッサは、フィルタに直接に接続されてもよい。一実施形態では、ノードＸ３（ノードＸ３は、以下の図面に図示されている）の最下位ビット（ＬＳＢ）は、全てのオーバーサンプルドフィルタでリミットサイクルを回避するためにゼロに設定される。テストによれば、選択されたデルタ−シグマコンバータのダイナミックレンジが既に限定されているという状況では、（２５ビットではなく）２２ビットしか用いられなくてもＳＮＲの顕著な劣化は見られなかった。フィルタＳ５〜Ｓ８は、図４において、Ｓ５、Ｓ６、Ｓ７、Ｓ８の順序で図示されているが、これらのフィルタの、オーバーサンプリングされているという性質により、これらのフィルタの異なる配列も用いられてもよいことが理解されよう。
図５を参照して、ここでは、オーバーサンプルドインターポレーションフィルタのトポロジーの実施形態を説明する。この実施形態では、図４のセクションＳ５におけるインターポレーションフィルタのような格子波インターポレーションフィルタ５００は、１６倍にオーバーサンプリングされた音声信号とアンチノイズ信号とを受け取る。該オーバーサンプルドインターポレーションフィルタは、同一の入出力サンプル周波数を有している。該インターポレータをより高いサンプルレートで動作させることにより、ＡＮＣプロセッサからの直接に内挿された信号によって生成された偽イメージを除去することが可能になる一方で、元のオーバーサンプリングされた高忠実性のオーバーサンプルド音声信号は、既に偽イメージが除去されているので、事実上、そのまま通過するであろう。オーバーサンプルドインターポレータは、最初の音声出力のＮ倍の、より高いサンプル周波数で動作し、各フィルタセクションの内部に追加の遅延要素を追加することで実装される。即ち、各フィルタセクションは、Ｎ倍、Ｎ／２倍、Ｎ／４倍の、より低いサンプル周波数で動作する元のフィルタ構成と同じ周波数応答を得るために、元の遅延要素の、それぞれ、Ｎ倍（図５に図示されている）、Ｎ／２倍、Ｎ／４倍等の遅延要素を含んでいる。更に、このフィルタ構成は、フィルタ要素が元のサンプルレートのＮ倍の非常に高いサンプルレートで更新され、これにより、フィルタの群速度を最適にすることを可能にする（即ち、理論的な性能が得られ得る）ため、実際の実装における問題を解決する。遅延として用いられる任意の整数である一般解について、この解決手法は、各リフレクタセクションにおいて１又は２時間単位の内部遅延を有する古くからある格子波フィルタの一般化とみることもできる。
このフィルタの伝達関数は、下記のノード方程式を参照して導き出すことが可能である：
Y0 = X0 z-N
X1 = X0 + X2z-2N = X0 + (X1-X3) z-2N = X0 + X1z-2N - X3z-2N
X1 = (X0-X3z-2N)/(1-z-2N)
X3 = X2 z-2N +γX1 = (X1-X3) z-2N+γX1
X3(1+z-2N) = (z-2N+γ)X1 = (z-2N+γ)(X0-X3z-2N)/(1-z-2N)
X3(1+z-2N)(1-z-2N) + X3(z-2N+γ) z-2N = (z-2N+γ)X0
X3 = (z-2N+γ)X0/(1+γz-2N)
Out = Y0 + X3 = X0 z-N + X3 = X0(γ+z-N+z-2N+γz-3N)/(1+γz-2N)
図５に図示されたＮ＝８のフィルタについては、
Out = Y0 + X3 = X0 z-8 + X3 = X0(γ+z-8+z-16+γz-24)/(1+γz-16).
γの値は、フィルタカットオフ周波数を決定するであろう。γの値は、まず、阻止帯域での減衰を最大化し、通過帯域での減衰を最小化することから見出された。しかしながら、既定のデルタ−シグマコンバータ構成からの出力のＳＮＲを最適化することによって少し良い値を発見可能である。なぜなら、これは、このコンバータの実際のノイズ成形も考慮に入れるであろうからである。この最適化の後、０．３４６６５６であるγの値が得られた。格子波フィルタの低い感受性により、この値は、下記の値：γ = 1/4 + 1/16 + 1/64 + 1/128を用いて、少しの加算／シフト演算によって近似され得る。この近似を行った場合でも、浮遊小数点で乗算とγの最適値を用いることと比較しても固定小数点演算を用いながら０．１ｄＢのＳＮＲの減少しか起こらなかった。このように、完全な乗算演算は、シフトをハードのワイヤで行うと共に３つの加算に置換可能であり、これは、顕著にシリコン面積と電力を節約する。この実装では、フィルタにおいて偽の小振幅振動を発生させるリミットサイクルの問題を回避するために、ノードＸ３からの最下位ビット（ＬＳＢ）出力を０に設定することによって非線形性が意図的に導入されている。図５の８倍オーバーサンプルドインターポレータの周波数応答と群遅延とが、それぞれ、図６Ａ、図６Ｂに図示されている。
図７を参照して、図４のセクションＳ６での使用に適したオーバーサンプルドインターポレータトポロジー７００の実施形態が図示されている。図示のように、格子波インターポレーションフィルタは、４倍でオーバーサンプリングされ、伝達関数は次のように計算される（Ｎ＝４）：
Out = Y0 + X3 = X0 z-4 + X3 = X0(γ+z-4+z-8+γz-12)/(1+γz-8)
このフィルタは、元のサンプル周波数の４倍で動作する単位遅延を有するフィルタのように振る舞い、４倍でオーバーサンプリングされた信号の処理を可能にする。図７のインターポレータの周波数応答と群遅延とが、それぞれ、図８Ａ、図８Ｂに図示されている。
図９を参照して、図４のフィルタＳ７としての使用に適したオーバーサンプルドインターポレータトポロジー９００の実施形態が図示されている。図示のように、格子波インターポレーションフィルタは、２倍でオーバーサンプリングされ、伝達関数は下記のように計算される（Ｎ＝２）：
Out = Y0 + X3 = X0 z-2 + X3 = X0(γ+z-2+z-4+γz-6)/(1+γz-4)
図９の２倍オーバーサンプルドインターポレータの周波数応答と群遅延とが、それぞれ、図１０Ａ、図１０Ｂに図示されている。
図１１を参照して、図４のセクションＳ８における使用に適したオーバーサンプルドインターポレータ１１００の実施形態が図示されている。図示のように、最終段の格子波インターポレーションフィルタは、直接フィルタ（即ち、オーバーサンプリング無し）であり、伝達関数は、次のように計算される（Ｎ＝１）：
Out = Y0 + X3 = X0 z-1 + X3 = X0(γ+z-1+z-2+γz-3)/(1+γz-2)
図１１の直接インターポレータの周波数応答と群遅延とが、それぞれ、図１２Ａ、図１２Ｂに図示されている。
フィルタチェーン全体（即ち、図４のセクションＳ５〜Ｓ８）の結合した応答が、図１３Ａ〜図１３Ｅに図示されている。図１３Ａ〜図１３Ｃは、様々な音声帯域での全体としての周波数応答を図示している。図１３Ｄ、図１３Ｅは、サンプル周波数を３０７２ｋＨｚとしたときの、フィルタチェーン全体の全体としての群遅延を図示している。図１３Ｅを参照して、ある実施形態では、音声帯域０〜２０ｋＨｚにおける群遅延の変化は、４．８７〜４．９９μｓ（１４．９５〜１５．３４入力サンプル）の間で変化し、３％未満である。
図１４を参照して、ここでは、デシメータとしての使用に適した例示的なフィルタ配置１４００を説明する。この実施形態では、本開示の低遅延オーバーサンプルドインタポレーションフィルタは、オーバーサンプルドデシメータフィルタとして用いられる。インターポレーションフィルタからの一つの相違点は、出力が１６個おきに間引かれることである。図は、低遅延の結合を確保するために信号が異なるパスを取り、高音質音声が維持される例示的な構成を図示している。様々な実施形態において、各段は、２分の１ずつサンプルレートを低減しながら（即ち、これらのセクションを３０７２、１５３６、７６９、３８４ｋＨｚで動作させながら）、全てのセクションをＮ＝１で実装し、多段多レート信号処理を用いることで、又は、オーバーサンプルドデシメータを低い周波数、例えば、１５３６又は７６８ｋＨｚで動作させることで、ほとんど同じ遅延を持ちながらゲート数が少ないデシメーションフィルタを実装することができる。なぜなら、遅延の大部分は、多くの数の内部遅延を有するこれらのセクションにおいて発生するからである。同様に、もし、非常にわずかに高音質音声を妥協してもよいのであれば、最終出力よりも低い周波数、例えば、３０７２ｋＨｚの最終出力について１５３６ｋＨｚで音声とＡＮＣ信号との加算を行い、これにより、顕著にゲート数を減らし、電力消費を減らすことができる。更に、各段が信号を同じ低遅延格子波フィルタ（Ｎ＝１）を用いて２倍にアップサンプルする多段多レートインタポレータを設計することもできる。これは、ゲート数が少ないという利点があるが、実際の実装においてはセクション間のわずかな遅延による、わずかに大きい遅延がある。
図１５を参照して、ここでは、本開示の実施形態による群遅延の測定について説明する。群遅延は、単一のサイン波（例えば、１ｋＨｚのトーン）を用いて、又は、複数のサイン波（例えば、１−９５ｋＨｚの範囲）を用いて測定可能である。単一のサイン波の群遅延を分析するために、単一のプロットが、オーバーサンプリングされたサイン波（１ｋＨｚ、サンプリング周波数３０７２ｋＨｚ）の入力および出力で作成されてもよい。コンピュータプログラムは、例えば、グラフ上で拡大するズーム機能を用いたマニュアルでの比較によって入力サイン波を出力と比較するように作成可能である。その代わりに、群遅延は、ある周波数帯（例えば、１〜９５ｋＨｚ，各トーンは１ｋＨｚ離れている）を用い、スペクトル法（例えば、入出力データの位相の推定）を用いて群遅延を計算するプログラムを用いて正確に計算可能である。元の入力が出力と比較され、群遅延が周波数の関数として提供されることがある。 周波数の関数としての位相は、入力及び出力データに対して高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を行ってこれらの値を減算することで得ることができる。位相エイリアシングの問題を回避するために、位相φは、群遅延の計算に用いられるまで、そのままに置いておいてもよい。群遅延ΔＴは、ΔＴ＝−φ／（２πｆ）から計算可能である。ここでｆは周波数である。
図１６Ａ〜Ｃを参照して、ここでは、デシメータの実施形態を説明する。図１６Ａは、アナログ−デジタルコンバータからデジタル音声入力を受け取り、２分の１に減じたサンプリングレートで音声信号を出力するように構成されたデシメータ１６００を図示している。図示された実施形態は、処理中の内部オーバーフローに関する問題を回避するように間引きを行ったときに含まれる追加の構成要素を図示している。初段１６０２は、図１６Ｂに図示されており、２２ビットへの符号拡張を含んでおり、即ち、オーバーフローを回避するように最上位ビット（ＭＳＢ）を拡張し、下位ビットをゼロに設定して、コンバータからの制約された数のビットとフィルタで用いられる内部での精密性との間のインタフェースとしてふるまう。デシメータ１６００は、電力消費を低減するために２つの処理パス（Ｙ０及びＸ０）が２分の１の入力サンプルレートで計算されることを除けば図１１のインターポレータと同様に構成されている。ノードＸ２に続く二重遅延Ｚ−２でさえ、レジスタ空間と電力を節約するために、入力サンプルレートの半分で更新される単一の遅延要素を用いて実装され得る。図示された実施形態では、デシメータ１６００の全てのノードは、２つのオーバーフロービットと２０の小数ビットを含む２２ビットである。一実施形態では、γ１の値が１／４＋１／１６＋１／６４＋１／１２８であり、乗算がないトポロジーのために用いられている。最終段は、ハードによるクリッピングを行い、２０ビットの出力を生成するリミッター１６０４（図１６Ｃに図示されている）を備えている。リミッターは最上位の３ビットが同一であるか否かをチェックすることで動作する。もしそうなら、元の下位ビットが直接的に出力にコピーされる。しかしながら、もし、上位３ビットが、その全てが同一ではない場合には、オーバーフロー条件が検知され、すべての下位ビットがＭＳＢの反転値になり、２の補数表記で可能な最極値を表す。オーバーフロービットの数は他の値が選択可能である。
図１７Ａ〜Ｃを参照して、ここでは、インターポレータの実施形態を説明する。図１７Ａは、動的ノイズキャンセレーションプロセッサからデジタル音声入力を受け取って２倍のより高いサンプリングレートを有する音声信号を出力するように構成されたインターポレータ１７００を図示している。図示されている実施形態は、処理中のオーバーフローに関する問題を回避するように内挿を行う場合に含まれる追加の構成要素を図示している。初段１７０２（ここでは、符号拡張段とも呼ばれる）が図１７Ｂに図示されており、２２ビットへの符号拡張（即ち、ＭＳＢを拡張して下位ビットをゼロに設定する）を含んでいる。図示された実施形態では、インターポレータ１７００の全てのノードは、２つのオーバーフロービットと２つの小数ビットとを含む２２ビットである。一実施形態では、γ１の値は１／４＋１／１６＋１／６４＋１／１２８であり、乗算がない実装において用いられる。最終段は、ハードによるクリッピングを行い２０ビットの出力を生成するリミッター１７０４（図１７Ｃに図示されており、図１６Ｃに類似している）を備えている。
図１８を参照して、１以上の実施形態による、汎用のオーバーサンプルド格子波フィルタのトポロジー１８００が図示されている。図示されているように、汎用のフィルタトポロジー１８００は、複数の遅延要素（遅延Ｎ、２Ｎ）を内部に持つ構成（２ポートアダプタ）を図示している。稼働中、該オーバーサンプルドフィルタは、ｘＮ遅延要素（例えば、２ｘ、４ｘ、８ｘ、１６ｘ等）を備えており、該フィルタは、ナイキストのサンプリング基準によって要求されるよりも高い周波数で動作される。入力ストリームは、低い周波数でやってくる多くのストリームとして読み取られ、該信号は、これらの遅延によって「泡立つ」。例えば、元の予期されたサンプルレートの２倍で信号を処理するために、該フィルタは、２倍の遅延を含んでおり、２倍のレートで動作する。再帰的なシステムとして、信号がシステムにおいて周回し、フィルタは、その追加の遅延のおかげでオーバーサンプリングされた信号を処理することができる。様々な実施形態において、ここに開示された概念は、遅延（Ｍ，Ｎ）及び（２、２Ｎ）が用いられ得るということを含むように拡張され得る。ここで、ＭとＮは、任意の正の整数である。言い換えれば、これは、多フェーズＩＩＲフィルタのように動作する。
ここでは、図１９〜２２を参照しながら、様々な実装の実施形態を説明する。図１９Ａは、格子波フィルタ構成を用いたデシメータ１９００を図示している。図１９Ｂは、格子波フィルタ構成を用いたインターポレータ１９５０を図示している。図１９Ａ及びＢに図示されているように、各パスは、すべての周波数を通過させる１以上の直列接続された（２ポートアダプタに基づく）オールパスフィルタを表している。様々な実施形態において、オールパスフィルタは、位相においてのみ信号を変化させる単位応答を持つフィルタである。図２０Ａは、格子波フィルタの単一セクション２０００（単一の２ポートアダプタ）を図示しており、図２０Ｂは、２ポートアダプタ２０５０の例示的な実装を図示している。図２１、２２は、遅延要素の数が任意である（例えば、Ｎ＞２）実施形態を図示している。図２１は、複数の遅延要素と複数のオールパスフィルタとを備えるオーバーサンプルドデシメータ／インターポレータのための一般的な格子波フィルタ構成２１００を図示している。図示されているように、フィルタの次数はN(2K+3)+Mである。これらは再帰的フィルタであるけれども、２より多い遅延要素を選択することで、元の伝達関数の複数の鏡像が得られることがある。これは、効率的な高速なフィルタ構成のために用いられ得る。図２２は、他のフィルタからの出力を処理する複数のフィルタを備えるオーバーサンプルドデシメータ／インターポレータのための一般的な格子波フィルタ構成２２００を図示している。１又は２よりも多い遅延要素を用いることで、２の値よりも高い倍率の直接的な間引き又は内挿に有益であることがある複数の鏡像が得られることがある。いくつかの実施形態では、最終出力ノードで２つのフィルタパスを、加算するのではなく減算することで、同様のアプローチを用いてハイパスフィルタが得られることがある。
前記の実施形態では、オーバーサンプルド格子波フィルタの特定の構成が提示されている。元の格子波フィルタには多くのトポロジーがあることは公知の文献によく知られている（例えば、２ポートアダプタの複数の例については、L. Gasci, “Explicit Formulas for Lattice Wave Digital Filters”, IEEE Trans. Circuits and Systems, Jan 1985, Fig.9 参照）。実施形態は、ここに述べられたトポロジーに限定されるべきではなく、前述されたすべてをも含んでいる。例えば、２より高次のオーバーサンプリング比を有するこれらの既存の構成の複数の遅延要素、又は、一般的な用途の数において２より多い複数の遅延要素の使用を含んでいる。
当てはまる場合、本開示によって提供されている様々な実施形態は、ハードウェア、ソフトウェア、又は、ハードウェアとソフトウェアの組み合わせを用いて実施され得る。また、当てはまる場合には、ここに提示した様々なハードウェア部品及び／又はロジック部品は、本開示の範囲から離れずに、ソフトウェア、ハードウェア及び／又はその両方を備える複合部品に組み合わされることがある。当てはまる場合、ここに提示されている様々なハードウェア部品及び／又はロジック部品は、本開示の範囲から離れずに、ソフトウェア、ハードウェア及び／又はその両方を備えるサブ部品に分離されることがある。加えて、当てはまる場合には、ソフトウェア部品は、ハードウェア部品として実施され得るし、また逆も同様であると考えられる。
前述の開示は、本開示を、開示されている、まさにその形態や特定の使用分野に限定することを意図したものではない。したがって、明示的に記載され、又は、本願に示唆されているものの何れであっても、様々な代替の実施形態及び／又は本開示の変形例が、本開示に照らして可能であると考えられる。例えば、ここに開示された低遅延デシメータと低遅延インターポレータは、動的ノイズキャンセレーションシステムを参照して説明しているが、ここに開示された低遅延フィルタは、他の信号処理システムにおいても使用され得ると理解されよう。本開示の上記された実施形態をもってすれば、当業者は、本開示の範囲から離れることなく形態及び詳細において変更がなされ得ると認識するであろう。したがって、本開示は、クレームによってのみ限定される。

Claims (20)

  1. 環境ノイズを検出し、ノイズ信号を生成するように動作可能な音声センサと、
    音声信号を受け取り、インターポレーションフィルタによって前記音声信号を処理し、第１サンプル周波数を有する主音声信号を生成するように動作可能な音声処理パスと、
    前記ノイズ信号を受け取り、対応するアンチノイズ信号を生成するように動作可能な動的ノイズキャンセレーションプロセッサと、
    前記アンチノイズ信号を受け取り、前記第１サンプル周波数を有するアップサンプリング後アンチノイズ信号を生成するように動作可能な直接インターポレータと、
    前記主音声信号と前記アップサンプリング後アンチノイズ信号とを受け取り、結合出力信号を生成するように動作可能な加算器と、
    前記結合出力信号を処理するように動作可能な低遅延フィルタと、
    を備える
    システム。
  2. 前記低遅延フィルタが、それぞれが異なるサンプル周波数でフィルタリングを行う複数のフィルタを備えている
    請求項１に記載のシステム。
  3. 前記低遅延フィルタは、直列配置で設けられた複数の格子波フィルタを備えており、
    前記複数の格子波フィルタのそれぞれは、異なる周波数帯域を処理する
    請求項２に記載のシステム。
  4. 前記サンプル周波数は、各連続するフィルタで、整数倍で増加される
    請求項３に記載のシステム。
  5. 前記格子波フィルタが、複数の遅延要素を備えており、
    特定の出力サンプル周波数での直接サンプリングが、複数のフィルタをインターレースすることで行われる
    請求項３に記載のシステム。
  6. Ｎ個の遅延要素がリフレクター部（２ポートアダプタ）に設けられ、1つのパスがＮ／２個の遅延要素で遅延され、他の１つのパスが入力信号に直接接続され、
    Ｎは、１連の２の累乗数である
    請求項５に記載のシステム。
  7. 各格子波フィルタは、Ｎを１より大きい整数として、それぞれがＮ単位遅延で遅延される複数のリフレクター要素（２ポートアダプタ）を備える１つのパスと、Ｍを１より大きい整数として、Ｍ個の遅延要素を含む１つのパスとを含む２つのパスを備えている
    請求項３に記載のシステム。
  8. 前記動的ノイズキャンセレーションプロセッサが、更に、filtered-X最小二乗法処理を用いてフィルタ係数を計算することで前記アンチノイズ信号を得るように動作可能な
    請求項１に記載のシステム。
  9. 前記直接インターポレータが、オーバーフローを回避するように前記アンチノイズ信号の最上位ビットを拡張するように動作可能な符号拡張段と、前記アップサンプリング後アンチノイズ信号におけるビット数を低減するようにクリッピングを行うように動作可能なリミッターとを備えている。
    請求項１に記載のシステム。
  10. 複数のリフレクター要素（２ポートアダプタ）を備え、各リフレクター要素がＮ個（Ｎは、２より大きい整数）の遅延要素によって遅延される第１パスと、
    Ｍ個（Ｍは、１より大きい整数）の遅延要素によって遅延される第２パスと
    を備える第１格子波フィルタを備える
    システム。
  11. 第１サンプル周波数を有する主音声信号を受け取って処理する音声処理パスと、
    前記主音声信号を第２サンプル周波数にダウンサンプリングするように動作可能なデシメータと、前記第２サンプル周波数で前記主音声信号とノイズ信号とを受け取り前記第２サンプル周波数を有するアンチノイズ信号を生成するように動作可能な動的ノイズキャンセレーションプロセッサと、前記アンチノイズ信号を前記第１サンプル周波数にアップサンプリングするように動作可能なインターポレータとを備える動的ノイズキャンセレーションパスと、
    前記アンチノイズ信号と前記主音声信号とを前記第１サンプル周波数で結合するように動作可能な加算器と
    を備える動的ノイズキャンセレーションシステムを更に備え、
    前記デシメータが、前記第１格子波フィルタを備え、前記インターポレータが、Ｎ個の遅延要素とＭ個の遅延要素をそれぞれ備える２つのパスを有する第２格子波フィルタを備えている
    請求項１０のシステム。
  12. 環境ノイズを検出して対応する電気信号を生成するように構成されたマイクロホンと前記第２サンプル周波数で前記ノイズ信号を生成する低遅延デシメータと
    を更に備える
    請求項１１のシステム。
  13. 前記第１サンプル周波数に整合する入出力サンプル周波数を有するオーバーサンプルドインターポレーションフィルタを更に備え
    前記オーバーサンプルドインターポレーションフィルタが、前記動的ノイズキャンセレーションパスの前記インターポレータによって生成された偽イメージを除去するように動作可能である
    請求項１１のシステム。
  14. 前記第１格子波フィルタと前記第２格子波フィルタとのそれぞれは、各段が２倍で動作サンプルレートを変化させる多段ステージ格子波フィルタ構成を備えている
    請求項１１のシステム。
  15. 前記デシメータ及びインターポレータのそれぞれは、オーバーフローを避けるように受信信号の最上位ビットを拡張するように動作可能である符号拡張段と、出力ビットの数を低減するようにクリッピングを行うように動作可能なリミッターとを備える
    請求項１４のシステム。
  16. 環境ノイズを検出してノイズ信号を生成することと、
    インターポレーションフィルタで音声信号を処理して第１サンプル周波数を有する主音声信号を生成することと、
    前記ノイズ信号から第２サンプル周波数を有するアンチノイズ信号を生成することと、
    前記アンチノイズ信号を直接内挿することで前記第１サンプル周波数を有するアップサンプリング後アンチノイズ信号を生成することと、
    前記主音声信号と前記アップサンプリング後アンチノイズ信号とを結合して結合出力信号を生成することと、
    低遅延フィルタで前記結合出力信号を処理することと
    を含む
    方法。
  17. フィルタリングが、直列配置に設けられた複数の格子波フィルタを適用することを含み、
    前記格子波フィルタのそれぞれが、各連続するフィルタで逐次に変化する異なるサンプル周波数を処理する
    請求項１６に記載の方法。
  18. 直接内挿することは、オーバーフローを回避するように前記アンチノイズ信号の最上位ビットを拡張することと、前記アップサンプリング後アンチノイズ信号の出力ビット数を低減するようにクリッピングを行うこととを含む
    請求項１６に記載の方法。
  19. 前記主音声信号を間引いて前記主音声信号を前記第２サンプル周波数にダウンサンプリングすることを更に含み、
    前記ノイズ信号から前記第２サンプル周波数を有する前記アンチノイズ信号を生成することは、更に、ダウンサンプリングされた前記主音声信号を分析することを含む
    請求項１６の方法。
  20. 前記ノイズ信号から前記第２サンプル周波数を有する前記アンチノイズ信号を生成することは、filtered-X最小二乗法処理を用いてフィルタ係数を計算することを含む
    請求項１６の方法。
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