JP2021197240A - 電磁誘導加熱装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 本発明の課題は、インバータがＰＷＭ制御される誘導加熱装置において、カレントトランスやシャント抵抗を用いることなく、加熱コイルに流れる共振電流を検出できる電磁誘導加熱装置を提供することである。【解決手段】 加熱コイルを用いて被加熱物を誘導加熱する電磁誘導加熱装置であって、直流電圧を供給する直流電源と、前記直流電圧を高周波の交流電圧に変換して前記加熱コイルに供給するインバータ回路と、該インバータ回路を制御する制御回路と、前記加熱コイルと共振コンデンサを直列接続した共振回路と、前記共振コンデンサに流れる電流を分流する共振コンデンサ電流分流回路と、該共振コンデンサ電流分流回路の出力を整流して増幅する整流増幅回路と、該整流増幅回路の出力を平均化する平均化回路と、を備える電磁誘導加熱装置。【選択図】 図２

Description

本発明は、加熱コイル電流を検出する電流検出回路を備えた電磁誘導加熱装置（ＩＨクッキングヒータ）に関するものである。

近年、火を使わずに鍋などの被加熱物を加熱するインバータ方式の電磁誘導加熱装置（ＩＨクッキングヒータ）が広く用いられるようになってきている。ＩＨクッキングヒータは、加熱コイルに高周波電流を流し、コイルに近接して配置された鉄やステンレスなどの材質で作られた鍋に渦電流を発生させ、鍋自体の電気抵抗により発熱させるものである。このように、ＩＨクッキングヒータは、火を使わずに調理でき、安全性や調理環境の快適性が高いため、ガスレンジに代わって普及が急速に高まっている。

ＩＨクッキングヒータでは、ガラス製のトッププレートの下側に加熱コイルが配置され、加熱コイルには高周波電流を供給するインバータが接続されている。加熱コイルには約４０Ａｒｍｓ、約２０ｋ〜１００ｋＨｚの高周波電流が流れる。従来、加熱コイルの電流検出にはカレントトランスやシャント抵抗を用いた方法が採用されていた。

しかしながら、カレントトランスには、コアに一次巻線及び二次巻線を備えた方式のものや、貫通型コアに二次巻線を設けた方式のものがあるが、どちらの方式も部品サイズが大きく、高コストになる問題がある。また、シャント抵抗は大電流が抵抗に流れるためシャント抵抗にジュール損失が発生し温度が上昇する問題がある。

そこで、特許文献１に示す電磁調理器では、共振コンデンサの両端電圧を検出する電圧検出回路と、この電圧検出回路からの出力を微分する微分回路と、この微分回路からの出力を整流し加熱コイルに流れる電流のピーク値に追随する電流情報を出力する包絡線検出回路を備えることで、上記した問題を解決しつつ、加熱コイル電流を検出している。

特許第４４４８８０２号公報

しかしながら、インバータをＰＷＭ制御（Pulse Width Modulation制御）した場合、加熱コイルに流れる交流電流は正負でピーク値が異なる。特許文献１は、同文献の図６、図７等から読み取れることができるように、微分回路の出力電圧を半波整流する構成であると共に、ピーク値を検出する構成であるため、特許文献１では、インバータをＰＷＭ制御する場合には、加熱コイルに流れる実効電流を正確に検出できないという問題がある。

そこで、本発明は、上記従来の課題を解決するもので、インバータがＰＷＭ制御される誘導加熱装置において、共振コンデンサに流れる電流を分流して抵抗に発生する電圧を検出し、その検出値を整流し平均化することで、加熱コイルに流れる実効電流を正確に検出することである。

本発明の電磁誘導加熱装置は、加熱コイルを用いて被加熱物を誘導加熱する電磁誘導加熱装置であって、直流電圧を供給する直流電源と、前記直流電圧を高周波の交流電圧に変換して前記加熱コイルに供給するインバータ回路と、該インバータ回路を制御する制御回路と、前記加熱コイルと共振コンデンサを直列接続した共振回路と、前記共振コンデンサに流れる電流を分流する共振コンデンサ電流分流回路と、該共振コンデンサ電流分流回路の出力を整流して増幅する整流増幅回路と、該整流増幅回路の出力を平均化する平均化回路と、を備える電磁誘導加熱装置。

本発明の電磁誘導加熱装置によれば、インバータがＰＷＭ制御される場合、共振コンデンサに流れる電流を分流して抵抗で発生する電圧を検出し、その検出値を整流して平均化することで、加熱コイルに流れる実効電流を正確に検出することができる。

実施例１の電磁誘導加熱装置のブロック図。 実施例１の電磁誘導加熱装置のインバータ回路構成図。 各被加熱物の抵抗値と鉄に対する抵抗値比率を示す図。 実施例１の電磁誘導加熱装置のインバータ動作波形。 実施例１の電磁誘導加熱装置の入力電力の周波数特性。 実施例１の電磁誘導加熱装置の入力電力のＤｕｔｙ特性。 実施例１の電流検出回路の回路図。 実施例１の電磁誘導加熱装置の電流検出回路の動作波形。 実施例１の電磁誘導加熱装置の電流検出回路と加熱コイル電流の関係を示したグラフ。 実施例２の電流検出回路の回路図。 実施例２の電磁誘導加熱装置の電流検出回路の動作波形。 実施例２の電磁誘導加熱装置の電流検出回路と加熱コイル電流の関係を示したグラフ。 実施例３の電流検出回路の回路図。 実施例３の電磁誘導加熱装置の電流検出回路の動作波形。 実施例４の電流検出回路の回路図。 実施例４の電磁誘導加熱装置の電流検出回路の動作波形。 実施例４の電流検出回路の回路図の変形例。 実施例４の電磁誘導加熱装置の電流検出回路の変形例の動作波形。

以下、図面を用いながら本発明の実施例を説明する。

先ず、図１〜図９を用いて、本発明の実施例１の電磁誘導加熱装置を説明する。

図１は、実施例１の電磁誘導加熱装置のブロック図である。ここに示す電磁誘導加熱装置は、トッププレート上に載置した鍋などの被加熱物を３つ同時に加熱できる加熱装置であり、商用電源１からの交流電圧を変換して直流電圧を出力する電源回路１０と、入力電流検出器１１と、入力電流検出回路１２と、３つのインバータ１００（１００ａ、１００ｂ、１００ｃ）と、ドライブ回路２１と、整流増幅回路５０と、平均化回路５１と、制御回路６０と、入力電力設定部６１と、を備えている。そして、各インバータの加熱コイル３１により、被加熱物を誘導加熱することができる。なお、各インバータの構成は同等であるので、以下では、第一のインバータ１００ａを代表して説明する。

インバータ１００ａは、インバータ回路２０と、共振回路３０と、共振コンデンサ電流分流回路４０によって構成されている。インバータ回路２０は、電源回路１０の正電極ｐ点と負電極ｎ点との間に接続されており、電源回路１０から供給される直流電圧を高周波の交流電圧に変換して共振回路３０に印加する。共振回路３０は、加熱コイル３１と共振コンデンサＣｒの直列回路であり、加熱コイル３１にはインバータ回路２０から高周波電力が供給される。共振コンデンサ電流分流回路４０は、共振コンデンサＣｒに流れる電流を分流する。

各インバータの共振コンデンサ電流分流回路４０の出力値は、整流増幅回路５０と平均化回路５１を経て、制御回路６０に送られる。入力電力設定部６１は、使用者が入力電力（火力）を設定するインターフェースであり、設定された火力に応じた信号を制御回路６０に送る。制御回路６０では、整流増幅回路５０からの演算結果と入力電力設定部６１からの信号に応じた駆動信号を生成する。ドライブ回路２１は制御回路６０からの駆動信号に基づいて、各インバータのインバータ回路２０を制御するドライブ信号波形を生成する。

次に、インバータ１００ａの動作を説明する。一般に、ＩＨクッキングヒータでは、共振型インバータを用いる。共振型インバータは、インバータ回路２０の駆動周波数ｆｓ ＞ 共振回路３０の共振周波数ｆｒに設定し、共振負荷の特性を誘導性にすることで、共振回路３０に流れる電流がインバータ回路２０の出力電圧に対し遅れ位相になるように制御するインバータである。これにより、インバータ回路２０での損失増加を抑制している。すなわち、図１では、共振回路３０に流れる共振電流Ｉ_Ｌが、インバータ回路２０と共振回路３０の接続点である出力端子ｔ点の電圧に対して遅れ位相になるように制御することでインバータ回路２０の損失を抑制することができる。

しかしながら、インバータ回路２０の駆動周波数ｆｓを固定した状態で、インバータ回路２０の導通期間を変化させ電力制御（ＰＷＭ制御）を行うと、インバータ回路２０の導通期間に共振電流Ｉ_Ｌの極性が反転し、共振電流Ｉ_Ｌがインバータ回路２０の出力電圧より進み位相になる進相モードへ移行する場合もある。進相モードはインバータ回路２０の損失増加を招くので、共振型のインバータでは避けなければならないモードである。

図２は実施例１の電磁誘導加熱装置のより具体的な回路構成である。これは電源回路１０を全波整流パッシブフィルタ型とし、インバータ回路２０にハーブブリッジ回路構成を採用した、電磁誘導加熱装置の回路図である。

図２において、電源回路１０は、商用電源１からの交流電圧を直流電圧に変換してインバータ１００ａに供給するものであり、交流電圧を整流するダイオードブリッジ１３と、インダクタ１４と、フィルタコンデンサＣｆで構成される。そして、フィルタコンデンサＣｆの正電極ｐ点と負電極ｎ点との間に、インバータ１００ａのインバータ回路２０が接続される。

インバータ１００ａのインバータ回路２０は、パワー半導体スイッチング素子であるＩＧＢＴ（以下、スイッチング素子ＳＷ（ＳＷ_１、ＳＷ_２）と称する。）が直列に接続されて構成される。各スイッチング素子ＳＷにはそれぞれダイオードＤ（Ｄ_１、Ｄ_２）が逆方向に並列接続されており、スイッチング素子ＳＷのコレクタ端子にダイオードＤのカソード端子、エミッタ端子にアノード端子が接続されている。以下では、スイッチング素子ＳＷ_１とダイオードＤ_１で構成される回路を上アームと称し、スイッチング素子ＳＷ_２とダイオードＤ_２で構成される回路を下アームと称する。また、スイッチング素子ＳＷ_１、ＳＷ_２にはそれぞれ並列にスナバコンデンサＣｓ（Ｃｓ_１、Ｃｓ_２）が接続されている。スナバコンデンサＣｓ_１、Ｃｓ_２は、スイッチング素子ＳＷ_１またはスイッチング素子ＳＷ_２のターンオフ時の遮断電流によって充電あるいは放電される。スナバコンデンサＣｓ_１、Ｃｓ_２の容量は、スイッチング素子ＳＷ_１、ＳＷ_２のコレクタとエミッタ間の出力容量より十分に大きいため、ターンオフ時に両スイッチング素子ＳＷに印加される電圧の変化は低減され、ターンオフ損失は抑制される。

スイッチング素子ＳＷ_１、ＳＷ_２の接続点である出力端子ｔ点と電源回路１０の正電極ｐ点および負電極ｎ点には共振回路３０が接続されている。この共振回路３０は、加熱コイル３１と共振コンデンサＣｒ_１、Ｃｒ_２で構成される。ここで、出力端子ｔ点から加熱コイル３１に向かって流れる方向を共振電流Ｉ_Ｌの正方向とする。共振コンデンサ電流分流回路４０は、共振回路３０に流れる共振電流Ｉ_Ｌを分流する。

また、入力電流検出器１１は、商用電源１から入力される電流を検出する。入力電流検出回路１２は入力電流検出器１１の出力信号レベルを制御回路６０の入力レベルに適した信号に変換する。

制御回路６０は、入力電流検出回路１２で検出した入力電流と、共振コンデンサ電流分流回路４０と整流増幅回路５０を介して平均化回路５１で検出した共振電流Ｉ_Ｌの関係から、被加熱物の材質や状態を判断し、加熱動作の開始又は停止を行う。被加熱物の判別は、磁性体と非磁性体とに区別する。区別する方法としては、加熱前に低電力（３００Ｗ程度）で通電を行う。そのときの共振電流Ｉ_Ｌまたはスイッチング素子ＳＷ_１、ＳＷ_２の電流値（後述するＩｃ_１、Ｉｃ_２）を検出し、検出した電流値により、被加熱物の材質を判別する。電流値が小さい場合には鉄などの磁性体の被加熱物と判別し、電流値が大きい場合は、非磁性ステンレスやアルミニウム、銅といった非磁性体の被加熱物と判別する。図３に周波数２０ｋＨｚにおける各被加熱物の抵抗値を示す。ここに示すように、非磁性ステンレスでは鉄の１／３、アルミニウム１／２０、銅では約１／２５の抵抗値となる。

また、制御回路６０は、入力電力設定部６１からの信号に応じてインバータ回路２０のスイッチング素子ＳＷ_１、ＳＷ_２の導通期間を、ドライブ回路２１を介して設定し入力電力をＰＷＭ制御する。材質の検知は、過電流や過電圧の発生を防ぐために低電力かつ短時間で実施する必要がある。

ここで、図２に示すように、インバータ回路２０の上アームに流れる電流をＩｃ_１、下アームに流れる電流をＩｃ_２、共振電流をＩ_Ｌとする。また、上アームのスイッチング素子ＳＷ_１のコレクタ・エミッタ間の電圧をＶｃ_１、下アームのスイッチング素子ＳＷ_２のコレクタ・エミッタ間の電圧をＶｃ_２、インバータの電源電圧をＶｐとする。

次に動作を説明する。図４に本実施例のインバータのモード１から４までの動作波形を示す。なお、何れのモードにおいても、スイッチング素子ＳＷ_１、ＳＷ_２はデッドタイム期間を設け、相補に駆動するものとする。

図４に示すように、加熱コイル３１には、正弦波状の共振電流Ｉ_Ｌが流れており、この共振周波数ｆｒは、式１に示すように、加熱コイル３１のインダクタンス値Ｌ、共振コンデンサＣｒ_１および共振コンデンサＣｒ_２の合成値から決定される。

以下で、モード１〜モード４における詳細な動作を説明する。

（モード１）
スイッチング素子ＳＷ_１の電流Ｉｃ_１の電流が負から増加し０Ａとなるタイミングからモード１が始まるものとする。モード１開始時にはスイッチング素子ＳＷ_１に電流は流れていないが、スイッチング素子ＳＷ_１はすでにオンしているため、モード１開始直後からスイッチング素子ＳＷ_１に電流Ｉｃ_１が流れ始める。このときスイッチング素子ＳＷ_１の両端電圧（コレクタ端子、エミッタ端子間電圧Ｖｃ_１）は０Ｖであるため、スイッチング素子ＳＷ_１には損失が発生しないＺＶＺＣＳターンオンとなる。

（モード２）
スイッチング素子ＳＷ_１を遮断しモード２になると、共振電流Ｉ_Ｌは、電源回路１０、スナバコンデンサＣｓ_１、加熱コイル３１、共振コンデンサＣｒ_１の経路と、加熱コイル３１、共振コンデンサＣｒ_２、スナバコンデンサＣｓ_１の経路と、加熱コイル３１、共振コンデンサＣｒ_１、スナバコンデンサＣｓ_２の経路に流れる。このとき、スナバコンデンサＣｓ_１は充電され、スナバコンデンサＣｓ_２は放電される。これにより、スイッチング素子ＳＷ_１の両端電圧は緩やかに上昇し、ＺＶＳターンオフとなり、スイッチング損失を小さくできる。

スナバコンデンサＣｓ_１の電圧Ｖｃ_１が電源電圧（ｐ−ｎ間電圧）以上になると、スナバコンデンサＣｓ_２の電圧Ｖｃ_２は０Ｖとなり、ダイオードＤ_２がオンし、共振電流Ｉ_Ｌが流れ続ける。ダイオードＤ_２に電流が流れている期間にスイッチング素子ＳＷ_２にオン信号を入力する。

（モード３）
スイッチング素子ＳＷ_２の電流Ｉｃ_２の電流が負から増加し０Ａとなるタイミングからモード３が始まるものとする。モード３開始時にはスイッチング素子ＳＷ_２に電流は流れていないが、スイッチング素子ＳＷ_２はすでにオンしているため、モード３開始直後からスイッチング素子ＳＷ_２に電流Ｉｃ_２が流れ始める。このときスイッチング素子ＳＷ_２の両端電圧（コレクタ端子、エミッタ端子間電圧Ｖｃ_２）は０Ｖであるため、スイッチング素子ＳＷ_２には損失が発生しないＺＶＺＣＳターンオンとなる。

（モード４）
スイッチング素子ＳＷ_２を遮断しモード４になると、共振電流Ｉ_Ｌは、加熱コイル３１、スナバコンデンサＣｓ_２、電源回路１０、共振コンデンサＣｒ_２の経路と、加熱コイル３１、スナバコンデンサＣｓ_２、共振コンデンサＣｒ_１の経路と、加熱コイル３１、スナバコンデンサＣｓ_１、共振コンデンサＣｒ_２の経路に流れる。このとき、スナバコンデンサＣｓ_２は充電され、スナバコンデンサＣｓ_１は放電される。これにより、スイッチング素子ＳＷ_２の両端電圧は緩やかに上昇し、ＺＶＳターンオフとなり、スイッチング損失を小さくできる。

スナバコンデンサＣｓ_２の電圧Ｖｃ_２が電源電圧（ｐ−ｎ間電圧）以上になると、スナバコンデンサＣｓ_１の電圧Ｖｃ_１は０Ｖとなり、ダイオードＤ_１がオンし、共振電流Ｉ_Ｌが流れ続ける。ダイオードＤ_１に電流が流れている期間にスイッチング素子ＳＷ_１にオン信号を入力する。

以上のモード１から４までの動作を繰り返し、加熱コイル３１に高周波電流を流すことで、加熱コイル３１から磁束を発生させる。この磁束により加熱コイル３１の上に配置された鍋に渦電流が流れ、鍋自体が誘導加熱によって発熱する。

次に電力制御方法について説明する。図５に周波数と入力電力の関係を示す。ＩＨクッキングヒータは共振現象を利用して加熱コイルに高周波の大電流を流す。このため入力電力の周波数特性は、共振特性を示す。図３に示すように鉄鍋の抵抗は大きいため共振Ｑが小さくなり、なだらかな共振特性を示す。一方、アルミや銅といった低抵抗の材質では共振Ｑが大きくなるため、急峻な共振特性を示す。共振Ｑが小さい鉄鍋などは、ゆるやかな共振特性を利用して、周波数による電力制御が可能である。

また、図６にスイッチング素子ＳＷ_１のＤｕｔｙと入力電力の関係を示す。共振Ｑが小さい鉄鍋などではＤｕｔｙによる電力制御も可能である。一方、アルミなどの急峻な共振特性の場合は、周波数制御やＤｕｔｙ制御では難しく、電源回路１０の出力電圧を制御することで電力を制御することができる。

次に、図２と図７を用いて、共振電流検出回路を構成する、共振コンデンサ電流分流回路４０と、整流増幅回路５０と、平均化回路５１の詳細を説明する。

共振コンデンサ電流分流回路４０は、図２に示すように、共振回路３０の共振コンデンサＣｒ_１と並列に接続した、コンデンサＣ_４０と抵抗Ｒ_４０の直列回路で構成される。

本実施例の整流増幅回路５０は反転増幅回路５２であり、図7に示すように、オペアンプＡ_５２の反転入力端子に、入力抵抗（抵抗Ｒ_５２ａ）の一端と帰還抵抗（抵抗Ｒ_５２ｂ）の一端を接続し、抵抗Ｒ_５２ａの他端を共振コンデンサ電流分流回路４０のコンデンサＣ_４０と抵抗Ｒ_４０の接続点（VR_OUT）に接続し、抵抗Ｒ_５２ｂの他端をオペアンプＡ_５２の出力端子に接続し、オペアンプＡ_５２の非反転入力端子を接地した反転増幅回路の構成である。

また、平均化回路５１は、図7に示すように、反転増幅回路５２（整流増幅回路５０）の出力に、コンデンサＣ_５１ａと抵抗Ｒ_５１ａの並列回路と、抵抗Ｒ_５１ｂとコンデンサＣ_５１ｂの直列回路を接続した構成である。そして、平均化回路５１のコンデンサＣ_５１ｂの電圧が出力電圧Ｖ_ｏｕｔとなる。

次に、図８を用いて、本実施例の電流検出回路を構成する、共振コンデンサ電流分流回路４０と、整流増幅回路５０（反転増幅回路５２）と、平均化回路５１の動作について説明する。ここに示す動作波形は、上から順に、（ａ）上下アームのゲート電圧、（ｂ）共振コンデンサＣｒ_１の電流Ｉ_Ｃｒ１、（ｃ）共振コンデンサ電流分流回路４０の出力電圧VR_OUT、（ｄ）整流増幅回路５０の出力電圧Ｖａ及び平均化回路５１の出力電圧Ｖ_ｏｕｔである。なお、動作条件は加熱負荷（鍋）がステンレス鍋、インバータの動作周波数が３５ｋＨｚ、上下アームの駆動信号は非対称ＰＷＭであり、上アームがＤｕｔｙ０．２、下アームがＤｕｔｙ０．８である。つまり上アームの通電時間が短く、下アームの通電時間が長い状態である。

インバータ１００ａを上記条件で動作すると、共振回路３０の共振コンデンサＣｒ_１のピーク電流は３０Ａ／−２３Ａとなる。共振コンデンサＣｒ_１を１μＦ、共振コンデンサ電流分流回路４０のコンデンサＣ_４０を４７０ｐＦ、抵抗Ｒ_４０を１５０Ωとすると、共振コンデンサＣｒ_１とコンデンサＣ_４０の容量比（約１／２０００）により、共振コンデンサＣｒ_１の電流Ｉ_Ｃｒ１の約１／２０００がコンデンサＣ_４０に流れ、抵抗Ｒ_４０に発生する共振コンデンサ電流分流回路４０の出力電圧VR_OUTのピークは２．２５Ｖ／−１．７Ｖとなる。この出力電圧VR_OUTが整流増幅回路５０に入力される。整流増幅回路５０（反転増幅回路５２）の増幅率Ｇは抵抗Ｒ_５２ａと抵抗Ｒ_５２ｂから数式２より表される。

式２より整流増幅回路５０（反転増幅回路５２）の出力電圧Ｖａのピーク値は５．１Ｖとなる。整流増幅回路５０（反転増幅回路５２）の出力電圧Ｖａを平均化回路５１より一定電圧に変換され平均化回路５１の出力電圧Ｖ_ｏｕｔは約２Ｖとなる。加熱コイル３１に流れる共振電流Ｉ_Ｌは共振コンデンサＣｒ_１とＣｒ_２の合計電流であるため、共振コンデンサＣｒ_１とＣｒ_２が同じコンデンサ容量であれば、共振電流Ｉ_Ｌは、共振コンデンサＣｒ_１の電流Ｉ_Ｃｒ１の２倍の電流になる。つまり、共振電流Ｉ_Ｌに比例した値の電圧となる。

図９に共振電流Ｉ_Ｌと平均化回路５１の出力電圧Ｖ_ｏｕｔの関係を示す。ここに示すように、材質が異なる鍋においても、共振電流Ｉ_Ｌと出力電圧Ｖ_ｏｕｔが略同等の比例関係を示しており、鍋の材質によらず出力電圧Ｖ_ｏｕｔから共振電流Ｉ_Ｌを検出することができる。

以上のように共振コンデンサＣｒ_１に流れる電流を分流し、抵抗で発生する電圧を整流して平均化することで、インバータがＰＷＭ制御される誘導加熱装置において、カレントトランスやシャント抵抗を用いることなく、加熱コイルに流れる共振電流を検出することができる。これにより、共振電流検出回路の小型化、低コスト化に貢献することができる。

次に、図１０〜図１２を用いて、本発明の実施例２の電磁誘導加熱装置を説明する。なお、前述した実施例との共通点は重複説明を省略する。

実施例１との違いは整流増幅回路５０の構成が異なる点である。実施例１では、共振コンデンサ電流分流回路４０の出力電圧VR_OUTを、整流増幅回路５０の一種である反転増幅回路５２で半波整流してから、平均化回路５１で平均化する構成であったが、実施例２では、出力電圧VR_OUTを、整流増幅回路５０の一種である全波整流回路５３で全波整流してから、平均化回路５１で平均化する構成とした。

図１０を用いて、本実施例における整流増幅回路５０である、全波整流回路５３の回路構成について説明する。この全波整流回路５３では、共振コンデンサ電流分流回路４０の出力電圧VR_OUTは、抵抗Ｒ_５３ａを介してオペアンプＡ_５３ａの反転入力端子に接続される。オペアンプＡ_５３ａの反転入力端子にはダイオードＤ_５３ａのカソード端子が接続され、オペアンプＡ_５３ａの出力端子にダイオードＤ_５３ａのアノード端子が接続される。また、オペアンプＡ_５３ａの反転入力端子には、抵抗Ｒ_５３ｂを介してダイオードＤ_５３ｂのアノード端子が接続され、ダイオードＤ_５３ｂのカソード端子はオペアンプＡ_５３ａの出力端子に接続される。ダイオードＤ_５３ｂのアノード端子は、抵抗Ｒ_５３ｃを介して、オペアンプＡ_５３ｂの反転入力端子に接続される。オペアンプＡ_５３ｂの反転入力端子は、抵抗Ｒ_５３ｅを介してオペアンプＡ_５３ｂの出力端子に接続され、出力電圧VR_OUTは、抵抗Ｒ_５３ｄを介して、オペアンプＡ_５３ｂの反転入力端子に接続される。オペアンプＡ_５３ａ、Ａ_５３ｂの非反転入力端子を接地する。そして、オペアンプＡ_５３ｂの出力端子には実施例１で説明した平均化回路５１が接続される。

次に、図１１を用いて、本実施例の電流検出回路の動作について説明する。ここに動作波形は、上から順に、（ａ）共振コンデンサＣｒ_１の電流Ｉ_Ｃｒ１、（ｂ）共振コンデンサ分流回路４０の出力電圧VR_OUT、（ｃ）全波整流回路５３の中間電圧Ｖｂ、（ｄ）全波整流回路５３の出力電圧Ｖｃ及び平均化回路５１出力電圧Ｖ_ｏｕｔである。

インバータ１００ａを図８と同等の条件で動作すると、共振回路３０の共振コンデンサＣｒ_１のピーク電流は３０Ａ／−２３Ａとなる。共振コンデンサＣｒ_１を１μＦ、共振コンデンサ電流分流回路４０のコンデンサＣ_４０を１０００ｐＦ、抵抗Ｒ_４０を８２Ωとすると、共振コンデンサＣｒ_１とコンデンサＣ_４０の容量比（約１／１０００）により、共振コンデンサＣｒ_１の電流Ｉ_Ｃｒ１の約１／１０００がコンデンサＣ_４０に流れ、抵抗Ｒ_４０に発生する共振コンデンサ電流分流回路４０の出力電圧VR_OUTのピークは２．５Ｖ／−１．９Ｖとなる。

出力電圧VR_OUTが負電圧になると、ダイオードＤ_５３ａが導通し、ダイオードＤ_５３ｂがオフ状態となりダイオードＤ_５３ａとＤ_５３ｂの順方向電圧が相殺されるため、全波整流回路５３の中間電圧Ｖｂはゼロボルトになる。一方、出力電圧VR_OUTが正電圧になると、ダイオードＤ_５３ｂが導通するが、ダイオードＤ_５３ａがオフ状態となるため、ダイオードＤ_５３ａとＤ_５３ｂの順方向電圧が相殺され、実施例１に記載した反転増幅回路５２と同様の動作となり、抵抗Ｒ_５３ａと抵抗Ｒ_５３ｂの関係により、抵抗Ｒ_５３ａ及びＲ_５３ｂを１０ｋΩとすると、全波整流回路５３の中間電圧Ｖｂ電圧は、出力電圧VR_OUTを正負反転した−２．５Ｖとなる。

オペアンプＡ_５３ｂは、中間電圧Ｖｂと出力電圧VR_OUTを反転増幅して加算する回路である。また、オペアンプＡ_５３ｂの反転入力端子と非反転入力端子はイマジナリーショートであり、非反転入力端子が接地されているため、非反転入力端子はゼロボルトになる。抵抗Ｒ_５３ｃを１０ｋΩとし、抵抗Ｒ_５３ｄとＲ_５３ｅを２０ｋΩとすると、出力電圧VR_OUTが正のピーク電圧時の２．５Ｖにおいては、抵抗Ｒ_５３ｄにはＩａ＝−１２５μＡ（５Ｖ／２０ｋΩ）の電流が流れ、中間電圧Ｖｂは−２．５Ｖのため抵抗Ｒ_５３ｃにはＩｂ＝２５０μＡの電流が流れる。オペアンプの入力端子は高インピーダンスのため電流は流れ込まず、抵抗Ｒ_５３ｅにはＩａとＩｂの合計電流であるＩｃが流れる。したがって、Ｉｃ＝１２５μＡが流れるため、全波整流回路５３の出力電圧Ｖｃ＝２．５Ｖ（１２５μＡ×２０ｋΩ）となる。一方、出力電圧VR_OUTが負のピーク電圧時の−１．９Ｖにおいては、抵抗Ｒ_５３ｄにはＩａ＝９５μＡ（１．９Ｖ／２０ｋΩ）の電流が流れ、Ｖｂは０Ｖのため抵抗Ｒ_５３ｃには電流が流れない。したがって、Ｉｃ＝９５μＡが流れるため、全波整流回路５３の出力電圧Ｖｃ＝１．９Ｖ（９５μＡ×２０ｋΩ）となる。これにより、全波整流回路５３の出力電圧Ｖｃは、共振コンデンサＣｒ_１の電流Ｉ_Ｃｒ１を全波整流した形となる。この全波整流回路５３の出力電圧Ｖｃを平均化回路５１で平均化することで共振電流Ｉ_Ｌに比例した電圧を検出することができる。このように全波整流回路５３を構成することで共振電流Ｉ_Ｌの正電流および負電流の電流情報を検出することができるため、高精度に電流を検出することが可能になる。

図１２に共振電流Ｉ_Ｌと平均化回路５１の出力電圧Ｖ_ｏｕｔの関係を示す。ここに示すように、材質が異なる鍋においても、共振電流Ｉ_Ｌと出力電圧Ｖ_ｏｕｔが略同等の比例関係を示しており、鍋の材質によらず出力電圧Ｖ_ｏｕｔから共振電流Ｉ_Ｌを検出することができる。

以上のように共振コンデンサＣｒ_１に流れる電流を分流し、抵抗で発生する電圧を整流して平均化することで、インバータがＰＷＭ制御される誘導加熱装置において、カレントトランスやシャント抵抗を用いることなく、加熱コイル電流を検出することができる。これにより、共振電流検出回路の小型化、低コスト化に貢献できる。

次に、図１３及び図１４を用いて、本発明の実施例３の電磁誘導加熱装置を説明する。なお、前述した実施例との共通点は重複説明を省略する。本実施例の共振電流検出回路は、実施例２と同様に、共振コンデンサ電流分流回路４０の出力電圧VR_OUTを全波整流してから平均化する構成であるが、オペアンプを単電源で駆動できる点で、実施例２と異なる。これにより、本実施例では、負電源回路を設けることなく安価な構成で加熱コイルに流れる共振電流を検出することができる。

図１３を用いて、本実施例の整流増幅回路５０の回路構成ついて説明する。ここに示すように、本実施例の整流増幅回路５０は、実施例１の反転増幅回路５２と、加算回路５４を組み合わせたものである。

＜反転増幅回路５２＞
反転増幅回路５２は、実施例１と同等の構成である。すなわち、共振コンデンサ電流分流回路４０の出力電圧VR_OUTは、抵抗Ｒ_５２ａを介してオペアンプＡ_５２の反転入力端子に接続され、また、オペアンプＡ_５２の反転入力端子は、抵抗Ｒ_５２ｂを介してオペアンプＡ_５２の出力端子に接続される。

＜加算回路５４＞
加算回路５４には、共振コンデンサ電流分流回路４０の出力電圧VR_OUTと、反転増幅回路５２の出力電圧Ｖｄが入力される。具体的には、オペアンプＡ_５４の非反転入力端子には、反転増幅回路５２の出力端子INV_AMPが抵抗Ｒ_５４ｄを介して接続され、また、共振コンデンサ電流分流回路４０の出力端子VR_OUTが抵抗Ｒ_５４ｃを介して接続される。オペアンプＡ_５４の反転入力端子は、抵抗Ｒ_５４ｂを介して出力端子に接続され、また、抵抗Ｒ_５４ａを介してグランドに接続される。オペアンプＡ_５４の出力端子には平均化回路５１が接続され、オペアンプＡ_５４の出力が、本実施例の整流増幅回路５０の出力電圧Ｖｅとなる。

次に、図１４を用いて、本実施例の電流検出回路の動作について説明する。図１４に示す動作波形は、上から順に、（ａ）共振コンデンサＣｒ_１の電流Ｉ_Ｃｒ１、（ｂ）共振コンデンサ電流分流回路４０の出力電圧VR_OUT、（ｃ）反転増幅回路５２の出力電圧Ｖｄ、（ｄ）加算回路５４の出力電圧Ｖｅ及び平均化回路５１の出力電圧Ｖ_ｏｕｔである。

インバータ１００ａを図８と同等の条件で動作すると、共振回路３０の共振コンデンサＣｒ_１のピーク電流は３０Ａ／−２３Ａとなる。共振コンデンサＣｒ_１を１μＦ、共振コンデンサ電流分流回路４０のコンデンサＣ_４０を１０００ｐＦ、抵抗Ｒ_４０を８２Ωとすると、共振コンデンサＣｒ_１とコンデンサＣ_４０の容量比（約１／１０００）により、共振コンデンサＣｒ_１の電流Ｉ_Ｃｒ１の約１／１０００がコンデンサＣ_４０に流れ、抵抗Ｒ_４０に発生する共振コンデンサ電流分流回路４０の出力電圧VR_OUTのピークは２．５Ｖ／−１．９Ｖとなる。この場合、抵抗Ｒ_５２ａを１０ｋΩ、抵抗Ｒ_５２ｂを２０ｋΩとすると、反転増幅回路５２の出力電圧Ｖｄ（−２０ｋ／１０ｋ）となり、３．８Ｖとなる。

抵抗Ｒ_５４ｃ及び抵抗Ｒ_５４ｄを１０ｋΩとすると、オペアンプＡ_５４の非反転入力端子には出力端子VR_OUTとINV_AMP間電圧を抵抗Ｒ_５４ｃとＲ_５４ｄで分圧した値になる。したがって、出力電圧VR_OUTの正のピーク電圧２．５Ｖにおいては１．２５Ｖ、負のピーク電圧−１．９Ｖにおいては０．９５Ｖになる。加算回路５４は非反転増幅回路構成であるため、増幅率は式３と表される。

オペアンプＡ_５４の非反転入力端子電圧に上記電圧が印加されると、増幅率は４倍となり、出力電圧VR_OUTの正のピーク電圧においては５Ｖ、負のピーク電圧においては３．８Ｖになる。これにより、共振コンデンサ電流を全波整流した形となる。加算回路５４の出力電圧Ｖｅを平均化回路５１で平均化することで加熱コイル３１に流れる共振電流Ｉ_Ｌに比例した電圧を検出することができる。このように共振コンデンサ電流分流回路４０の出力は、非反転増幅回路と反転増幅回路を介して加算されることで、全波整流した形となり、加熱コイル電流の正電流および負電流の電流情報を検出することができるため、高精度に電流を検出することが可能になる。また、負電源を用いることなく構成できるため低コスト化に有利な構成である。

次に、図１５及び図１６を用いて、本発明の実施例４の電磁誘導加熱装置を説明する。なお、前述した実施例との共通点は重複説明を省略する。

実施例１から実施例３では、オペアンプを内蔵した整流増幅回路５０を利用したが、本実施例はオペアンプを用いることなく加熱コイル３１に流れる共振電流Ｉ_Ｌを検出することができる構成である。これにより回路素子数を削減でき、さらに安価な構成で加熱コイル電流を検出することができる。

本実施例の共振電流検出回路の回路構成について説明する。本実施例では、図１５に示すように、共振コンデンサ電流分流回路４０の出力電圧VR_OUTを、整流回路に相当するダイオードＤ_１５を介して、平均化回路５１に接続する。

次に、図１６を用いて、本実施例の電流検出回路の動作について説明する。ここに示す動作波形は、上から順に、（ａ）共振コンデンサＣｒ_１の電流Ｉ_Ｃｒ１、（ｂ）共振コンデンサ電流分流回路４０の出力電圧VR_OUT、（）ダイオードＤ_１５出力電圧Ｖｈ及び平均化回路５１出力電圧Ｖ_ｏｕｔである。

インバータ１００ａを図８と同等の条件で動作すると、共振回路３０の共振コンデンサＣｒ_１のピーク電流は３０Ａ／−２３Ａとなる。共振コンデンサＣｒ_１を１μＦ、共振コンデンサ電流分流回路４０のコンデンサＣ_４０を１０００ｐＦ、抵抗Ｒ_４０を１５０Ωとすると、共振コンデンサＣｒ_１とコンデンサＣ_４０の容量比（約１／１０００）により、共振コンデンサＣｒ_１電流の約１／１０００がコンデンサＣ_４０とダイオードＤ_１５を介して抵抗Ｒ_５１ｂに流れ、抵抗Ｒ_４０に発生する共振コンデンサ電流分流回路４０のピーク出力電圧は３．０Ｖ／−３．６Ｖとなる。抵抗Ｒ_４０に発生する負電圧はダイオードＤ_１５により制限され、出力電圧Ｖｈは正電圧のみ出力し、抵抗Ｒ_５１ｂとコンデンサＣ_５１ｂにより一定電圧に変換され、加熱コイル３１に流れる共振電流Ｉ_Ｌの実効値に比例した出力電圧Ｖ_ｏｕｔを検出することができる。これにより、オペアンプを用いることなく、より安価な構成で加熱コイル３１に流れる共振電流Ｉ_Ｌを検出することができる。

＜変形例＞
次に、図１７及び図１８を用いて、実施例４の変形例に係る電磁誘導加熱装置を説明する。本変形例では、図１７に示すように、共振コンデンサ電流分流回路４０の出力電圧VR_OUTに整流回路であるダイオードＤ_１７を並列に接続し、かつ、ダイオードＤ_１７と並列に平均化回路５１を接続した構成である。

図１８を用いて、本実施例の電流検出回路の動作について説明する。ここに示す動作波形は、上から順に、（ａ）共振コンデンサＣｒ_１の電流Ｉ_Ｃｒ１、（ｂ）共振コンデンサ電流分流回路４０の出力電圧VR_OUT、平均化回路５１の出力電圧Ｖ_ｏｕｔである。

インバータ１００ａを図８と同等の条件で動作すると、共振回路３０の共振コンデンサＣｒ_１のピーク電流は３０Ａ／−２３Ａとなる。共振コンデンサＣｒ_１を１μＦ、共振コンデンサ電流分流回路４０のコンデンサＣ_４０を１０００ｐＦ、抵抗Ｒ_４０を１５０Ωとすると、共振コンデンサＣｒ_１とコンデンサＣ_４０の容量比（約１／１０００）により、共振コンデンサＣｒ_１の電流Ｉ_Ｃｒ１の約１／１０００がコンデンサＣ_４０に流れ、抵抗Ｒ_４０に電圧が発生する。しかし、負電流においては、抵抗Ｒ_４０は負電圧を発生するが、ダイオードＤ_１７によりダイオードＤ_１７の順方向電圧によりクランプされる。したがて、共振コンデンサ電流分流回路４０のピーク出力電圧は２．９３Ｖ／−０．３Ｖとなる。このように、本変形例の回路構成では、抵抗Ｒ_５２ｂとコンデンサＣ_５２ｂにより一定電圧に変換され、加熱コイル３１に流れる共振電流Ｉ_Ｌの実効値に比例した出力電圧Ｖ_ｏｕｔを検出することができる。これにより、オペアンプを用いることなく、より安価な構成で加熱コイル３１に流れる共振電流Ｉ_Ｌを検出することができる。

１ 商用電源
５ 加熱コイル
１０ 電源回路
１１ 入力電流検出器
１２ 入力電流検出回路
１３ ダイオードブリッジ
１４ インダクタ
２０ インバータ回路
２１ ドライブ回路
３０ 共振回路
４０ 共振コンデンサ電流分流回路
５０ 整流増幅回路
５１ 平均化回路
６０ 制御回路
６１ 入力電力設定部
１００ａ、１００ｂ、１００ｃ インバータ
Ａ オペアンプ
Ｃｆ フィルタコンデンサ
Ｃｒ 共振コンデンサ
Ｃｓ スナバコンデンサ
Ｃ コンデンサ
Ｄ ダイオード
Ｒ 抵抗
ＳＷ スイッチング素子

Claims (7)

1. 加熱コイルを用いて被加熱物を誘導加熱する電磁誘導加熱装置であって、
   直流電圧を供給する直流電源と、
   前記直流電圧を高周波の交流電圧に変換して前記加熱コイルに供給するインバータ回路と、
   該インバータ回路を制御する制御回路と、
   前記加熱コイルと共振コンデンサを直列接続した共振回路と、
   前記共振コンデンサに流れる電流を分流する共振コンデンサ電流分流回路と、
   該共振コンデンサ電流分流回路の出力を整流して増幅する整流増幅回路と、
   該整流増幅回路の出力を平均化する平均化回路と、
   を備えることを特徴とする電磁誘導加熱装置。
2. 請求項１に記載の電磁誘導加熱装置において、
   前記共振コンデンサ電流分流回路は、コンデンサと抵抗の直列回路で構成され、
   前記抵抗に発生する電圧を前記共振コンデンサ電流分流回路の出力とすることを特徴とする電磁誘導加熱装置。
3. 請求項１または請求項２に記載の電磁誘導加熱装置において、
   前記平均化回路は、
   第一コンデンサと第一抵抗の並列回路と、
   前記第一抵抗の両端に接続した、第二抵抗と第二コンデンサの直列回路と、で構成され、
   前記第二コンデンサの両端電圧を前記平均化回路の出力とすることを特徴とする電磁誘導加熱装置。
4. 請求項１乃至３の何れか一項に記載の電磁誘導加熱装置において、
   前記整流増幅回路は、
   前記共振コンデンサ電流分流回路の出力端子に入力抵抗を介してオペアンプの反転入力端子を接続し、
   前記オペアンプの反転入力端子と出力端子間に帰還抵抗を接続し、
   前記オペアンプの非反転入力端子を接地した、
   反転増幅回路であることを特徴とする電磁誘導加熱装置。
5. 請求項１乃至３の何れか一項に記載の電磁誘導加熱装置において、
   前記整流増幅回路は、
   前記共振コンデンサ電流分流回路の出力端子に第一入力抵抗を介して第一オペアンプの反転入力端子を接続し、
   前記第一オペアンプの反転入力端子と出力端子間に、第一ダイオード、および、第一帰還抵抗と第二ダイオードの直列回路を接続し、
   前記第一オペアンプの出力端子と第二オペアンプの反転入力端子間に、前記第二ダイオードと第二入力抵抗の直列回路を接続し、
   前記共振コンデンサ電流分流回路の出力端子に第三入力抵抗を介して前記第二オペアンプの反転入力端子を接続し、
   前記第二オペアンプの反転入力端子と出力端子間に第二帰還抵抗を接続し、
   前記第一オペアンプ及び前記第二オペアンプの非反転入力端子を接地した、
   全波整流回路であることを特徴とする電磁誘導加熱装置。
6. 請求項１乃至３の何れか一項に記載の電磁誘導加熱装置において、
   前記整流増幅回路は、反転増幅回路と、加算回路で構成され、
   前記反転増幅回路は、
   前記共振コンデンサ電流分流回路の出力端子に第一入力抵抗を介して第一オペアンプの反転入力端子を接続し、
   前記第一オペアンプの反転入力端子と出力端子間に第一帰還抵抗を接続し、
   前記第一オペアンプの非反転入力端子を接地した回路であり、
   前記加算回路は、
   前記共振コンデンサ電流分流回路の出力端子に第二入力抵抗を介して第二オペアンプの非反転入力端子を接続し、
   前記反転増幅回路の出力端子に第三入力抵抗を介して前記第二オペアンプの非反転入力端子を接続し、
   前記第二オペアンプの反転入力端子と出力端子間に第二帰還抵抗を接続し、
   前記第二オペアンプの反転入力端子を第四入力抵抗を介して接地した回路であることを特徴とする電磁誘導加熱装置。
7. 加熱コイルを用いて被加熱物を誘導加熱する電磁誘導加熱装置であって、
   直流電圧を供給する直流電源と、
   前記直流電圧を高周波の交流電圧に変換して前記加熱コイルに供給するインバータ回路と、
   該インバータ回路を制御する制御回路と、
   前記加熱コイルと共振コンデンサを直列接続した共振回路と、
   前記共振コンデンサに流れる電流を分流する共振コンデンサ電流分流回路と、
   該共振コンデンサ電流分流回路の出力を整流する整流回路と、
   前記整流回路の出力を平均化する平均化回路と、
   を備えることを特徴とする電磁誘導加熱装置。

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