JP2021185357A - 物理量検出回路、物理量検出装置、電子機器及び移動体 - Google Patents

物理量検出回路、物理量検出装置、電子機器及び移動体 Download PDF

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Abstract

【課題】演算増幅器の動作により発生する１／ｆノイズを低減し、かつ、感度直線性誤差を低減させることが可能な物理量検出回路を提供すること。【解決手段】物理量検出素子の出力信号に基づいて第１差動信号を出力する信号変換回路と、前記第１差動信号に基づく第２差動信号が入力されるアクティブフィルターと、前記アクティブフィルターの出力信号に基づく第３差動信号をサンプリングして、前記第３差動信号をデジタル信号に変換するアナログ／デジタル変換回路と、を備え、前記アクティブフィルターは、演算増幅器と、前記信号変換回路と前記演算増幅器との間の信号経路に設けられた第１チョッピング回路と、前記演算増幅器と前記アナログ／デジタル変換回路との間の信号経路に設けられた第２チョッピング回路と、を含み、サンプリング周波数をｆｓとし、チョッピング周波数をｆｃｈとしたとき、ｆｃｈ＜ｆｓ／２である、物理量検出回路。【選択図】図６

Description

本発明は、物理量検出回路、物理量検出装置、電子機器及び移動体に関する。
現在、様々なシステムや電子機器において、角速度を検出するジャイロセンサーや加速度を検出する加速度センサー等、各種の物理量を検出可能な物理量検出装置が広く利用されている。近年、特に、信頼性の高いシステムを構築するために、物理量の検出情報をノイズ耐性の高いデジタルデータとして出力する物理量検出装置が用いられている。
特許文献１には、Ａ／Ｄ変換回路の前段において、演算増幅器と、当該演算増幅器の前段および後段に設けられた２つのチョッピング回路と、を備え、物理量検出素子からの出力信号に基づいて物理量を検出する物理量検出回路が記載されている。
特開２０１８−１６６２７２号公報
しかしながら、特許文献１に記載の物理量検出回路では、演算増幅器の前後に設けられた２つのチョッピング回路のチョッピング動作によって演算増幅器で発生する１／ｆノイズは低減されるが、チョッピング動作により電圧変動が生じ、感度直線性誤差が増加してしまう。
本発明に係る物理量検出回路の一態様は、
物理量検出素子の出力信号に基づいて第１差動信号を出力する信号変換回路と、
前記第１差動信号に基づく第２差動信号が入力されるアクティブフィルターと、
前記アクティブフィルターの出力信号に基づく第３差動信号をサンプリングして、前記第３差動信号をデジタル信号に変換するアナログ／デジタル変換回路と、
を備え、
前記アクティブフィルターは、
演算増幅器と、
前記信号変換回路と前記演算増幅器との間の信号経路に設けられた第１チョッピング回路と、
前記演算増幅器と前記アナログ／デジタル変換回路との間の信号経路に設けられた第２チョッピング回路と、
を含み、
前記アナログ／デジタル変換回路が前記第３差動信号をサンプリングする周波数をｆｓとし、前記第１チョッピング回路および前記第２チョッピング回路がチョッピング動作を行う周波数をｆｃｈとしたとき、ｆｃｈ＜ｆｓ／２である。
本発明に係る物理量検出装置の一態様は、
前記物理量検出回路の一態様と、
前記物理量検出素子と、を備える。
本発明に係る電子機器の一態様は、
前記物理量検出装置の一態様と、
前記物理量検出装置の出力信号に基づく処理を行う処理回路と、を備える。
本発明に係る移動体の一態様は、
前記物理量検出装置の一態様と、
前記物理量検出装置の出力信号に基づく処理を行う処理回路と、を備える。
本実施形態の物理量検出装置の構成例を示す図。 物理量検出素子の振動片の平面図。 物理量検出素子の動作について説明するための図。 物理量検出素子の動作について説明するための図。 駆動回路の構成例を示す図。 検出回路の構成例を示す図。 各種信号の波形の一例を示す図。 各種信号の波形の他の一例を示す図。 感度直線性誤差のシミュレーション結果を示す図。 第２実施形態におけるアクティブフィルターの構成例を示す図。 第２実施形態における各種信号の波形の一例を示す図。 第２実施形態における感度直線性誤差のシミュレーション結果を示す図。 第３実施形態におけるアクティブフィルターの構成例を示す図。 本実施形態の電子機器の構成の一例を示す機能ブロック図。 電子機器の一例であるデジタルカメラを模式的に示す斜視図。 本実施形態の移動体の一例を示す図。
以下、本発明の好適な実施形態について図面を用いて詳細に説明する。なお、以下に説明する実施の形態は、特許請求の範囲に記載された本発明の内容を不当に限定するものではない。また以下で説明される構成の全てが本発明の必須構成要件であるとは限らない。
以下では、物理量として角速度を検出する物理量検出装置、すなわち角速度検出装置を例にとり説明する。
１．物理量検出装置
１−１．第１実施形態
１−１−１．物理量検出装置の構成
図１は、本実施形態の物理量検出装置の機能ブロック図である。本実施形態の物理量検出装置１は、物理量に関わるアナログ信号を出力する物理量検出素子１００と、物理量検出回路２００と、を備える。
物理量検出素子１００は、駆動電極と検出電極が配置された振動片を有し、一般的に、振動片のインピーダンスをできるだけ小さくして発振効率を高めるために、振動片は気密性が確保されたパッケージに封止されている。本実施形態では、物理量検出素子１００は、Ｔ型の２つの駆動振動腕を有するいわゆるダブルＴ型の振動片を有する。
図２は、本実施形態の物理量検出素子１００の振動片の平面図である。物理量検出素子１００は、例えば、Ｚカットの水晶基板により形成されたダブルＴ型の振動片を有する。水晶を材料とする振動片は、温度変化に対する共振周波数の変動が極めて小さいので、角速度の検出精度を高めることができるという利点がある。なお、図２におけるＸ軸、Ｙ軸、Ｚ軸は水晶の軸を示す。
図２に示すように、物理量検出素子１００の振動片は、２つの駆動用基部１０４ａ，１０４ｂからそれぞれ駆動振動腕１０１ａ，１０１ｂが＋Ｙ軸方向及び−Ｙ軸方向に延出している。駆動振動腕１０１ａの側面及び上面にはそれぞれ駆動電極１１２及び１１３が形成されており、駆動振動腕１０１ｂの側面及び上面にはそれぞれ駆動電極１１３及び１１２が形成されている。駆動電極１１２，１１３は、それぞれ、図１に示した物理量検出回路２００のＤＳ端子，ＤＧ端子を介して駆動回路２０に接続される。
駆動用基部１０４ａ，１０４ｂは、それぞれ−Ｘ軸方向と＋Ｘ軸方向に延びる連結腕１０５ａ，１０５ｂを介して矩形状の検出用基部１０７に接続されている。
検出振動腕１０２は、検出用基部１０７から＋Ｙ軸方向及び−Ｙ軸方向に延出している。検出振動腕１０２の上面には検出電極１１４及び１１５が形成されており、検出振動腕１０２の側面には共通電極１１６が形成されている。検出電極１１４，１１５は、それぞれ、図１に示した物理量検出回路２００のＳ１端子，Ｓ２端子を介して検出回路３０に接続される。また、共通電極１１６は接地される。
駆動振動腕１０１ａ，１０１ｂの駆動電極１１２と駆動電極１１３との間に駆動信号として交流電圧が与えられると、図３に示すように、駆動振動腕１０１ａ，１０１ｂは逆圧電効果によって矢印Ｂのように、２本の駆動振動腕１０１ａ，１０１ｂの先端が互いに接近と離間を繰り返す屈曲振動をする。以下では、駆動振動腕１０１ａ，１０１ｂの屈曲振動を「励振振動」ということもある。
この状態で、物理量検出素子１００の振動片にＺ軸を回転軸とした角速度が加わると、駆動振動腕１０１ａ，１０１ｂは、矢印Ｂの屈曲振動の方向とＺ軸の両方に垂直な方向にコリオリの力を得る。その結果、図４に示すように、連結腕１０５ａ，１０５ｂは矢印Ｃで示すような振動をする。そして、検出振動腕１０２は、連結腕１０５ａ，１０５ｂの振動に連動して矢印Ｄのように屈曲振動をする。このコリオリ力に伴う検出振動腕１０２の屈曲振動と駆動振動腕１０１ａ，１０１ｂの屈曲振動とは位相が９０°ずれている。
ところで、駆動振動腕１０１ａ，１０１ｂが屈曲振動をするときの振動エネルギーの大きさ又は振動の振幅の大きさが２本の駆動振動腕１０１ａ，１０１ｂで等しければ、駆動振動腕１０１ａ，１０１ｂの振動エネルギーのバランスがとれており、物理量検出素子１００に角速度がかかっていない状態では検出振動腕１０２は屈曲振動しない。ところが、２つの駆動振動腕１０１ａ，１０１ｂの振動エネルギーのバランスがくずれると、物理量検出素子１００に角速度がかかっていない状態でも検出振動腕１０２に屈曲振動が発生する。この屈曲振動は漏れ振動と呼ばれ、コリオリ力に基づく振動と同様に矢印Ｄの屈曲振動であるが、駆動信号とは同位相である。
そして、圧電効果によってこれらの屈曲振動に基づいた交流電荷が、検出振動腕１０２の検出電極１１４，１１５に発生する。ここで、コリオリ力に基づいて発生する交流電荷は、コリオリ力の大きさ、すなわち、物理量検出素子１００に加わる角速度の大きさに応じて変化する。一方、漏れ振動に基づいて発生する交流電荷は、物理量検出素子１００に加わる角速度の大きさに関係せず一定である。
なお、駆動振動腕１０１ａ，１０１ｂの先端には、駆動振動腕１０１ａ，１０１ｂよりも幅の広い矩形状の錘部１０３が形成されている。駆動振動腕１０１ａ，１０１ｂの先端に錘部１０３を形成することにより、コリオリ力を大きくするとともに、所望の共振周波数を比較的短い振動腕で得ることができる。同様に、検出振動腕１０２の先端には、検出振動腕１０２よりも幅の広い錘部１０６が形成されている。検出振動腕１０２の先端に錘
部１０６を形成することにより、検出電極１１４，１１５に発生する交流電荷を大きくすることができる。
以上のようにして、物理量検出素子１００は、Ｚ軸を検出軸としてコリオリ力に基づく交流電荷と、励振振動の漏れ振動に基づく交流電荷とを検出電極１１４，１１５を介して出力する。この物理量検出素子１００は、角速度を検出する慣性センサーとして機能する。以下では、コリオリ力に基づく交流電荷を「角速度成分」といい、漏れ振動に基づく交流電荷を「振動漏れ成分」ということもある。
図１の説明に戻り、物理量検出回路２００は、基準電圧回路１０、駆動回路２０、検出回路３０、データ処理回路４０、記憶部５０、発振回路６０及びクロック信号生成回路７０を含む。物理量検出回路２００は、例えば、１チップの集積回路（ＩＣ：Integrated Circuit）で実現されてもよい。なお、物理量検出回路２００は、これらの要素の一部を省略又は変更し、あるいは他の要素を追加した構成であってもよい。
基準電圧回路１０は、物理量検出回路２００のＶＤＤ端子及びＶＳＳ端子からそれぞれ供給される電源電圧ｖｄｄ及びグラウンド電圧ｇｎｄに基づいて、アナロググラウンド電圧である基準電圧などの定電圧や定電流を生成し、駆動回路２０や検出回路３０に供給する。
駆動回路２０は、物理量検出素子１００を励振振動させるための駆動信号を生成し、ＤＳ端子を介して物理量検出素子１００の駆動電極１１２に供給する。また、駆動回路２０は、物理量検出素子１００の励振振動により駆動電極１１３に発生する発振電流がＤＧ端子を介して入力され、この発振電流の振幅が一定に保持されるように駆動信号の振幅レベルをフィードバック制御する。また、駆動回路２０は、駆動信号と位相が同じ検波信号ＳＤＥＴを生成し、検出回路３０に出力する。
検出回路３０は、物理量検出回路２００のＳ１端子及びＳ２端子を介して、物理量検出素子１００の２つの検出電極１１４、１１５に発生する交流電荷がそれぞれ入力され、検波信号ＳＤＥＴを用いて、これらの交流電荷に含まれる角速度成分を検出し、角速度成分の大きさに応じたデジタル値を有するデジタル信号ＶＤＯを生成して出力する。
記憶部５０は、不図示の不揮発性メモリーを有し、当該不揮発性メモリーには、駆動回路２０や検出回路３０に対する各種のトリミングデータ、例えば、調整データや補正データが記憶されている。不揮発性メモリーは、例えば、ＭＯＮＯＳ（Metal Oxide Nitride Oxide Silicon）型メモリーやＥＥＰＲＯＭ（Electrically Erasable Programmable Read-Only Memory）として構成されてもよい。さらに、記憶部５０は、不図示のレジスターを有し、物理量検出回路２００の電源投入時に、すなわち、ＶＤＤ端子の電圧が０Ｖから所望の電圧まで立ち上がる時に、不揮発性メモリーに記憶されている各種のトリミングデータがレジスターに転送されて保持され、レジスターに保持された各種のトリミングデータが駆動回路２０や検出回路３０に供給されるように構成されてもよい。
データ処理回路４０は、デジタル演算回路４１及びインターフェース回路４２を含む。デジタル演算回路４１は、マスタークロック信号ＭＣＬＫによって動作する。具体的には、デジタル演算回路４１は、チョッピング信号ＣＨＯＰを生成し、検出回路３０に出力する。また、デジタル演算回路４１は、検出回路３０から出力されるデジタル信号ＶＤＯに対して所定の演算処理を行い、演算処理により得られたデジタルデータＶＯを出力する。本実施形態では、デジタル演算回路４１は、所定の演算処理として、デジタル信号ＶＤＯを平均化する処理を行う。デジタル演算回路４１は、デジタル信号ＶＤＯに対してデジタルフィルター処理を行うことにより、デジタル信号ＶＤＯを平均化してもよい。すなわち
、デジタル演算回路４１は、デジタル信号ＶＤＯを平均化してデジタルデータＶＯを出力する平均化回路として機能する。
インターフェース回路４２は、物理量検出回路２００の外部装置であるＭＣＵ（Micro Control Unit）５からの要求に応じて記憶部５０の不揮発性メモリーやレジスターに記憶されているデータを読み出してＭＣＵ５に出力する処理や、ＭＣＵ５から入力されたデータを記憶部５０の不揮発性メモリーやレジスターに書き込む処理などを行う。インターフェース回路４２は、例えば、ＳＰＩ（Serial Peripheral Interface）バスのインターフェース回路であり、ＭＣＵ５から送信された選択信号、クロック信号、データ信号が、それぞれ、物理量検出回路２００のＳＳ端子，ＳＣＬＫ端子，ＳＩ端子を介して入力され、物理量検出回路２００のＳＯ端子を介してデータ信号をＭＣＵ５に出力する。なお、インターフェース回路４２は、ＳＰＩバス以外の各種のバス、例えば、Ｉ２Ｃ（Inter-Integrated Circuit）バス等に対応するインターフェース回路であってもよい。
発振回路６０は、源クロック信号を発生させてクロック信号生成回路７０に出力する。発振回路６０は、例えば、リングオシレーターやＣＲ発振回路として構成されてもよい。
クロック信号生成回路７０は、発振回路６０が発生させた源クロック信号に基づいて、マスタークロック信号ＭＣＬＫを発生させ、マスタークロック信号ＭＣＬＫをデジタル演算回路４１に出力する。また、クロック信号生成回路７０は、発振回路６０が発生させた源クロック信号に基づいて、クロック信号ＡＤＣＬＫを発生させ、クロック信号ＡＤＣＬＫを検出回路３０に出力する。
１−１−２．駆動回路の構成
次に、駆動回路２０について説明する。図５は、駆動回路２０の構成例を示す図である。図５に示すように、本実施形態の駆動回路２０は、Ｉ／Ｖ変換回路２１、ハイパスフィルター２２、コンパレーター２３、全波整流回路２４、積分器２５及びコンパレーター２６を含む。なお、本実施形態の駆動回路２０は、これらの要素の一部を省略又は変更し、あるいは他の要素を追加した構成であってもよい。
Ｉ／Ｖ変換回路２１は、物理量検出素子１００の励振振動により発生し、ＤＧ端子を介して入力された発振電流を交流電圧信号に変換する。
ハイパスフィルター２２は、Ｉ／Ｖ変換回路２１の出力信号のオフセットを除去する。
コンパレーター２３は、ハイパスフィルター２２の出力信号の電圧を基準電圧と比較して２値化信号を生成する。そして、コンパレーター２３は、この２値化信号がハイレベルの時はＮＭＯＳトランジスターを導通させてローレベルを出力し、２値化信号がローレベルの時はＮＭＯＳトランジスターを非導通にし、抵抗を介してプルアップされる積分器２５の出力電圧をハイレベルとして出力する。コンパレーター２３の出力信号は、駆動信号として、ＤＳ端子を介して物理量検出素子１００に供給される。この駆動信号の周波数を物理量検出素子１００の共振周波数と一致させることで、物理量検出素子１００を安定発振させることができる。
全波整流回路２４は、Ｉ／Ｖ変換回路２１の出力信号を全波整流して直流化された信号を出力する。
積分器２５は、基準電圧回路１０から供給される所望の電圧ＶＲＤＲを基準に、全波整流回路２４の出力電圧を積分して出力する。この積分器２５の出力電圧は、全波整流回路２４の出力が高いほど、すなわち、Ｉ／Ｖ変換回路２１の出力信号の振幅が大きいほど、
低くなる。従って、発振振幅が大きいほど、コンパレーター２３の出力信号である駆動信号のハイレベルの電圧が低くなり、発振振幅が小さいほど、駆動信号のハイレベルの電圧が高くなるので、発振振幅が一定に保持されるように自動利得制御（ＡＧＣ：Auto Gain Control）がかかる。
コンパレーター２６は、ハイパスフィルター２２の出力信号の電圧を増幅して２値化信号である方形波電圧信号を生成し、検波信号ＳＤＥＴとして出力する。
１−１−３．検出回路の構成
次に、検出回路３０について説明する。図６は、検出回路３０の構成例を示す図である。図６に示すように、本実施形態の検出回路３０は、Ｑ／Ｖ変換回路２１０、可変ゲインアンプ２２０、ミキサー２３０、アクティブフィルター２４０及びアナログ／デジタル変換回路２７０を含む。なお、本実施形態の検出回路３０は、これらの要素の一部を省略又は変更し、あるいは他の要素を追加した構成であってもよい。
Ｑ／Ｖ変換回路２１０は、演算増幅器２１１、抵抗２１２、コンデンサー２１３、演算増幅器２１４、抵抗２１５及びコンデンサー２１６を含む。
演算増幅器２１１の反転入力端子には、Ｓ１端子を介して物理量検出素子１００の振動片の検出電極１１４から角速度成分と振動漏れ成分を含む交流電荷が入力される。抵抗２１２は、演算増幅器２１１の帰還抵抗である。また、コンデンサー２１３は、演算増幅器２１１の帰還容量である。同様に、演算増幅器２１４の非反転入力端子には、Ｓ２端子を介して物理量検出素子１００の振動片の検出電極１１５から角速度成分と振動漏れ成分を含む交流電荷が入力される。抵抗２１５は、演算増幅器２１４の帰還抵抗である。また、コンデンサー２１６は、演算増幅器２１４の帰還容量である。演算増幅器２１１に入力される交流電荷と演算増幅器２１４に入力される交流電荷は互いに位相が１８０°異なり、演算増幅器２１１の出力信号と演算増幅器２１４の出力信号の位相は互いに逆位相である。このように構成されているＱ／Ｖ変換回路２１０は、ＳＩ端子及びＳ２端子からそれぞれ入力された交流電荷を電圧信号に変換し、互いに逆位相の差動信号Ｖｐ１，Ｖｎ１を出力する。すなわち、Ｑ／Ｖ変換回路２１０は、物理量検出素子１００の出力信号に基づいて差動信号Ｖｐ１，Ｖｎ１を出力する信号変換回路として機能する。
可変ゲインアンプ２２０は、演算増幅器２２１、抵抗２２２、コンデンサー２２３、コンデンサー２２４、演算増幅器２２５、抵抗２２６、コンデンサー２２７及びコンデンサー２２８を含む。抵抗２２２，２２６は抵抗値が可変であり、コンデンサー２２３，２２４，２２７，２２８は容量値が可変である。
演算増幅器２２１には、演算増幅器２１１から出力される信号がコンデンサー２２４を介して入力される。抵抗２２２は、演算増幅器２２１の帰還抵抗である。また、コンデンサー２２３は、演算増幅器２２１の帰還容量である。同様に、演算増幅器２２５には、演算増幅器２１４から出力される信号がコンデンサー２２８を介して入力される。抵抗２２６は、演算増幅器２２５の帰還抵抗である。また、コンデンサー２２７は、演算増幅器２２５の帰還容量である。このように構成されている可変ゲインアンプ２２０は、Ｑ／Ｖ変換回路２１０から出力される差動信号Ｖｐ１，Ｖｎ１を増幅し、所望の電圧レベルの差動信号Ｖｐ２，Ｖｎ２を出力する。
ミキサー２３０は、スイッチ２３１、スイッチ２３２、スイッチ２３３及びスイッチ２３４を含む。
スイッチ２３１，２３３は、駆動回路２０が出力する検波信号ＳＤＥＴがハイレベルの
時に導通し、ローレベルのときに非導通となる。また、スイッチ２３２，２３４は、検波信号ＳＤＥＴがローレベルの時に導通し、ハイレベルのときに非導通となる。ミキサー２３０は、検波信号ＳＤＥＴがハイレベルの時は可変ゲインアンプ２２０から出力される差動信号Ｖｐ２，Ｖｎ２をそのまま出力し、検波信号ＳＤＥＴがローレベルの時は差動信号Ｖｐ２，Ｖｎ２の正負が入れ替わった信号を出力する。このように構成されているミキサー２３０は、検波信号ＳＤＥＴを用いて、可変ゲインアンプ２２０から出力される差動信号Ｖｐ２，Ｖｎ２を検波して角速度成分を含む差動信号Ｖｐ３，Ｖｎ３を出力する検波回路として機能する。ミキサー２３０が出力する差動信号Ｖｐ３，Ｖｎ３は、物理量検出素子１００に加わった角速度に応じた電圧レベルの信号である。
アクティブフィルター２４０には、差動信号Ｖｐ１，Ｖｎ１に基づく差動信号Ｖｐ３，Ｖｎ３が入力される。アクティブフィルター２４０は、抵抗２４１、コンデンサー２４２、抵抗２４３、抵抗２４４、コンデンサー２４５、抵抗２４６、コンデンサー２４７、抵抗２４８、抵抗２４９、コンデンサー２５０、第１チョッピング回路２５１、演算増幅器２５２及び第２チョッピング回路２５３を含む。抵抗２４１の一端、コンデンサー２４２の一端、抵抗２４３の一端及び抵抗２４４の一端が互いに接続されている。また、抵抗２４６の一端、コンデンサー２４７の一端、抵抗２４８の一端及び抵抗２４９の一端が互いに接続されている。抵抗２４１の他端及び抵抗２４６の他端には、ミキサー２３０から出力される差動信号Ｖｐ３，Ｖｎ３が入力される。コンデンサー２４２の他端及びコンデンサー２４７の他端は接地されている。
抵抗２４３の他端、コンデンサー２４５の一端及び第１チョッピング回路２５１の第１入力端子が互いに接続され、抵抗２４４の他端、コンデンサー２４５の他端及び第２チョッピング回路２５３の第１出力端子が接続されている。また、抵抗２４８の他端、コンデンサー２５０の一端及び第１チョッピング回路２５１の第２入力端子が接続され、抵抗２４９の他端、コンデンサー２５０の他端及び第２チョッピング回路２５３の第２出力端子が接続されている。
第１チョッピング回路２５１は、Ｑ／Ｖ変換回路２１０と演算増幅器２５２との間の信号経路、具体的にはミキサー２３０と演算増幅器２５２との間の信号経路に設けられており、物理量検出素子１００の出力信号に基づく差動信号Ｖｐ４，Ｖｎ４が入力される。第１チョッピング回路２５１の第１入力端子には、抵抗２４１，２４３を介して、ミキサー２３０から出力される差動信号Ｖｐ３，Ｖｎ３に基づく差動信号Ｖｐ４，Ｖｎ４の一方の信号Ｖｐ４が入力され、第１チョッピング回路２５１の第２入力端子には、抵抗２４６，２４８を介して、ミキサー２３０から出力される差動信号Ｖｐ３，Ｖｎ３に基づく差動信号Ｖｐ４，Ｖｎ４の他方の信号Ｖｎ４が入力される。そして、第１チョッピング回路２５１は、チョッピング信号ＣＨＯＰに基づいて、第１入力端子及び第２入力端子に入力された２つの信号の一方を第１出力端子から出力し、他方を第２出力端子から出力する。
本実施形態では、第１チョッピング回路２５１は、チョッピング信号ＣＨＯＰがローレベルのとき、第１入力端子に入力された信号を第１出力端子から出力し、第２入力端子に入力された信号を第２出力端子から出力する。また、第１チョッピング回路２５１は、チョッピング信号ＣＨＯＰがハイレベルのとき、第１入力端子に入力された信号を第２出力端子から出力し、第２入力端子に入力された信号を第１出力端子から出力する。したがって、チョッピング信号ＣＨＯＰがローレベルとハイレベルを周期的に繰り返すことにより、第１チョッピング回路２５１に入力される差動信号Ｖｐ４，Ｖｎ４に含まれるＤＣ付近の信号成分は、第１チョッピング回路２５１によってチョッピング信号ＣＨＯＰの周波数であるチョッピング周波数ｆｃｈ付近の信号成分に変換される。
演算増幅器２５２の反転入力端子は第１チョッピング回路２５１の第１出力端子と接続
され、演算増幅器２５２の非反転入力端子は第１チョッピング回路２５１の第２出力端子と接続されている。すなわち、第１チョッピング回路２５１と演算増幅器２５２との間の信号経路は、第１信号経路と第２信号経路とを有する。第１信号経路は第１チョッピング回路２５１の第１出力端子から演算増幅器２５２の反転入力端子に至る信号経路であり、第２信号経路は第１チョッピング回路２５１の第２出力端子から演算増幅器２５２の非反転入力端子に至る信号経路である。そして、演算増幅器２５２は、第１チョッピング回路２５１から、第１信号経路および第２信号経路を介して入力される差動信号Ｖｐ５，Ｖｎ５を差動増幅する。
第２チョッピング回路２５３は、演算増幅器２５２とアナログ／デジタル変換回路２７０との間の信号経路に設けられている。第２チョッピング回路２５３の第１入力端子は演算増幅器２５２の非反転出力端子と接続され、第２チョッピング回路２５３の第２入力端子は演算増幅器２５２の反転出力端子と接続されており、第２チョッピング回路２５３には、演算増幅器２５２の出力信号に基づく差動信号Ｖｐ６，Ｖｎ６が入力される。第２チョッピング回路２５３の第１入力端子には、演算増幅器２５２から出力される差動信号Ｖｐ６，Ｖｎ６の一方の信号Ｖｐ６が入力され、第２チョッピング回路２５３の第２入力端子には、演算増幅器２５２から出力される差動信号Ｖｐ６，Ｖｎ６の他方の信号Ｖｎ６が入力される。そして、第２チョッピング回路２５３は、チョッピング信号ＣＨＯＰに基づいて、第１入力端子及び第２入力端子に入力された２つの信号の一方を第１出力端子から出力し、他方を第２出力端子から出力する。
本実施形態では第２チョッピング回路２５３は、チョッピング信号ＣＨＯＰがローレベルのとき、第１入力端子に入力された信号を第１出力端子から出力し、第２入力端子に入力された信号を第２出力端子から出力する。また、第２チョッピング回路２５３は、チョッピング信号ＣＨＯＰがハイレベルのとき、第１入力端子に入力された信号を第２出力端子から出力し、第２入力端子に入力された信号を第１出力端子から出力する。したがって、チョッピング信号ＣＨＯＰがローレベルとハイレベルを周期的に繰り返すことにより、第２チョッピング回路２５３に入力される差動信号Ｖｐ６，Ｖｎ６に含まれるチョッピング周波数ｆｃｈ付近の信号成分は、ＤＣ付近の信号成分に変換される。また、差動信号Ｖｐ６，Ｖｎ６に含まれるＤＣ付近の信号成分は、第２チョッピング回路２５３によってチョッピング周波数ｆｃｈ付近の信号成分に変換される。その結果、第２チョッピング回路２５３の出力信号において、演算増幅器２５２で発生する１／ｆノイズが効果的に低減される。
アナログ／デジタル変換回路２７０の第１入力端子は第２チョッピング回路２５３の第１出力端子と接続され、アナログ／デジタル変換回路２７０の第２入力端子は第２チョッピング回路２５３の第２出力端子と接続されている。そして、アナログ／デジタル変換回路２７０は、アクティブフィルター２４０の出力信号、すなわち、第２チョッピング回路２５３の出力信号に基づく差動信号Ｖｐ７，Ｖｎ７をデジタル信号ＶＤＯに変換する。具体的には、アナログ／デジタル変換回路２７０は、クロック信号ＡＤＣＬＫに基づいて、差動信号Ｖｐ７，Ｖｎ７を不図示の入力容量にサンプリングしてデジタル信号ＶＤＯに変換する。アナログ／デジタル変換回路２７０として、逐次比較型、抵抗ラダー型、デルタシグマ型等の各種のアナログ／デジタル変換回路が適用可能である。
ところで、差動信号Ｖｐ５，Ｖｎ５は、第１チョッピング回路２５１のチョッピング動作によって所定の電圧を基準として周期的に極性が反転するが、極性が反転するときに生じるオーバーシュートやアンダーシュートが大きいほど、その後に、リンギングと呼ばれる電圧変動が発生する時間が長くなる。そして、差動信号Ｖｐ５，Ｖｎ５にリンギングが発生すると、差動信号Ｖｐ５，Ｖｎ５に基づいて生成される差動信号Ｖｐ７，Ｖｎ７にも同様のリンギングが発生する。アナログ／デジタル変換回路２７０のサンプリングタイミ
ングにおいて、差動信号Ｖｐ７，Ｖｎ７にリンギングが発生していると、デジタル信号ＶＤＯがこのリンギングに起因する誤差を含むことになり、感度直線性が大きくなってしまう。そこで、本実施形態では、チョッピング周波数ｆｃｈとサンプリング周波数ｆｓとの関係をｆｃｈ＜ｆｓ／２とすることにより、差動信号Ｖｐ５，Ｖｎ５の極性が反転してから次に極性が反転するまでの期間に、アナログ／デジタル変換回路２７０が差動信号Ｖｐ７，Ｖｎ７を平均Ｎ回サンプリングしてデジタル信号ＶＤＯに変換する。Ｎは１よりも大きい数であり、差動信号Ｖｐ７，Ｖｎ７がリンギングの小さいタイミングでサンプリングされる割合が増加するので、誤差の小さいデジタル信号ＶＤＯの割合が大きくなる。したがって、デジタル演算回路４１がデジタル信号ＶＤＯを平均化することにより、得られたデジタルデータＶＯの誤差が小さくなる。その結果、感度直線性誤差が小さくなる。
特に、ｋを２以上の整数としたとき、ｆｃｈ＝ｆｓ／２ｋであることが好ましい。このようにすれば、ｋ個のフリップフロップ回路をシリアルに接続した簡易な分周回路によって、クロック信号ＡＤＣＬＫを２ｋ分周したチョッピング信号ＣＨＯＰが得られる。整数ｋが大きいほど、差動信号Ｖｐ７，Ｖｎ７に発生するリンギングの影響が小さくなるため感度直線性誤差が小さくなるが、一方で分周回路のサイズが増加するとともに、チョッピング周波数ｆｃｈが低くなるので信号帯域が狭くなる。例えば、整数ｋが２又は３であること、すなわち、ｆｃｈ＝ｆｓ／４又はｆｃｈ＝ｆｓ／８であることが好ましい。
なお、差動信号Ｖｐ１，Ｖｎ１は「第１差動信号」の一例である。また、差動信号Ｖｐ３，Ｖｎ３は「第２差動信号」の一例である。また、差動信号Ｖｐ７，Ｖｎ７は「第３差動信号」の一例である。
図７は、各種信号の波形の一例を示す図である。図７の例では、アナログ／デジタル変換回路２７０は、クロック信号ＡＤＣＬＫがローレベルからハイレベルに変化する立ち上がりエッジのタイミングで、差動信号Ｖｐ７，Ｖｎ７をサンプリングしてホールドし、ホールドした差動信号Ｖｐ７，Ｖｎ７をデジタル信号ＶＤＯに変換する。すなわち、クロック信号ＡＤＣＬＫがローレベルの期間はサンプリング期間Ｔｓであり、クロック信号ＡＤＣＬＫがハイレベルの期間はホールド期間Ｔｈである。また、図７の例では、クロック信号ＡＤＣＬＫの各立ち上がりエッジのタイミングは、チョッピング信号ＣＨＯＰがローレベルの期間に２回、チョッピング信号ＣＨＯＰがハイレベルの期間に２回存在する。すなわち、チョッピング信号ＣＨＯＰの周波数であるチョッピング周波数ｆｃｈとクロック信号ＡＤＣＬＫの周波数であるサンプリング周波数ｆｓとの関係は、ｆｃｈ＝ｆｓ／４である。
図７の例では、差動信号Ｖｐ４，Ｖｎ４のうち、信号Ｖｐ４は所定の電圧Ｖｒｅｆよりも高い一定電圧の信号であり、信号Ｖｎ４は電圧Ｖｒｅｆよりも低い一定電圧の信号である。差動信号Ｖｐ５，Ｖｎ５は、チョッピング信号ＣＨＯＰがローレベルの期間は差動信号Ｖｐ４，Ｖｎ４と同じ信号であり、チョッピング信号ＣＨＯＰがハイレベルの期間は電圧Ｖｒｅｆを基準として差動信号Ｖｐ４，Ｖｎ４の極性を反転した信号である。差動信号Ｖｐ６，Ｖｎ６は、電圧Ｖｒｅｆを基準として差動信号Ｖｐ５，Ｖｎ５の極性を反転した信号である。差動信号Ｖｐ７，Ｖｎ７は、チョッピング信号ＣＨＯＰがローレベルの期間は差動信号Ｖｐ６，Ｖｎ６と同じ信号であり、チョッピング信号ＣＨＯＰがハイレベルの期間は電圧Ｖｒｅｆを基準として差動信号Ｖｐ６，Ｖｎ６の極性を反転した信号である。
差動信号Ｖｐ５，Ｖｎ５にオーバーシュートやアンダーシュートが生じ、差動信号Ｖｐ５，Ｖｎ５において極性が切り替わった直後から発生するリンギングが差動信号Ｖｐ６，Ｖｎ６及び差動信号Ｖｐ７，Ｖｎ７にも伝搬する。そのため、仮にｆｃｈ＝ｆｓ／２である場合、差動信号Ｖｐ５，Ｖｎ５において極性が切り替わった後、アナログ／デジタル変換回路２７０が差動信号Ｖｐ７，Ｖｎ７をサンプリングする際にリンギングの影響を受け
ることになり、差動信号Ｖｐ７，Ｖｎ７がアナログ／デジタル変換回路２７０によって変換されたデジタル信号ＶＤＯは誤差が大きい。したがって、デジタル演算回路４１によってデジタル信号ＶＤＯが平均化されたデジタルデータＶＯの誤差も大きくなり、感度直線性誤差が大きくなってしまう。
実際にはｆｃｈ＝ｆｓ／４であるので、差動信号Ｖｐ５，Ｖｎ５の極性が切り替わった後、アナログ／デジタル変換回路２７０が差動信号Ｖｐ７，Ｖｎ７を最初にサンプリングする際にはリンギングの影響を受けることになるが、次にサンプリングする際にはリンギングの影響をほとんど受けない。したがって、差動信号Ｖｐ７，Ｖｎ７がアナログ／デジタル変換回路２７０によって変換されたデジタル信号ＶＤＯの半分は相対的に誤差が小さく、デジタル演算回路４１によってデジタル信号ＶＤＯが平均化されたデジタルデータＶＯの誤差が小さくなり、感度直線性誤差が低減される。
図８は、各種信号の波形の他の一例を示す図である。図８の例では、ｆｃｈ＝ｆｓ／８である。そのため、差動信号Ｖｐ５，Ｖｎ５において極性が切り替わった後、アナログ／デジタル変換回路２７０が差動信号Ｖｐ７，Ｖｎ７を最初にサンプリングする際にはリンギングの影響を受けることになるが、以降の３回のサンプリングの際にはリンギングの影響をほとんど受けない。したがって、差動信号Ｖｐ７，Ｖｎ７がアナログ／デジタル変換回路２７０によって変換されたデジタル信号ＶＤＯの７５％は相対的に誤差が小さく、デジタル演算回路４１によってデジタル信号ＶＤＯが平均化されたデジタルデータＶＯの誤差がより小さくなり、感度直線性誤差がさらに低減される。
図９は、感度直線性誤差のシミュレーション結果を示す図である。図９において、実線はｆｃｈ＝ｆｓ／８である本実施形態の物理量検出装置１の感度直線性誤差を示し、破線はｆｃｈ＝ｆｓ／２である比較例の物理量検出装置の感度直線性誤差を示す。図９に示すように、フルスケールを１００％としたとき、比較例の物理量検出装置の感度直線性誤差は±０．０８％程度の範囲であるのに対して、本実施形態の物理量検出装置１の感度直線性誤差は±０．０４％よりも狭い範囲に収まっている。このように、本実施形態の物理量検出装置１は、チョッピング周波数ｆｃｈとサンプリング周波数ｆｓとの関係がｆｃｈ＜ｆｓ／２であることにより、感度直線性誤差が低減される。
１−１−４．作用効果
以上に説明した本実施形態の物理量検出装置１では、物理量検出回路２００は、物理量検出素子１００の出力信号に基づいて差動信号Ｖｐ１，Ｖｎ１を出力するＱ／Ｖ変換回路２１０と、差動信号Ｖｐ１，Ｖｎ１に基づく差動信号Ｖｐ３，Ｖｎ３が入力されるアクティブフィルター２４０と、アクティブフィルター２４０の出力信号に基づく差動信号Ｖｐ７，Ｖｎ７をサンプリングして、差動信号Ｖｐ７，Ｖｎ７をデジタル信号ＶＤＯに変換するアナログ／デジタル変換回路２７０と、を備える。また、アクティブフィルター２４０は、Ｑ／Ｖ変換回路２１０と演算増幅器２５２との間の信号経路に設けられ、差動信号Ｖｐ３，Ｖｎ３に基づく差動信号Ｖｐ４，Ｖｎ４が入力される第１チョッピング回路２５１と、差動信号Ｖｐ４，Ｖｎ４に基づく差動信号Ｖｐ５，Ｖｎ５が入力される演算増幅器２５２と、演算増幅器２５２とアナログ／デジタル変換回路２７０との間の信号経路に設けられ、差動信号Ｖｐ５，Ｖｎ５に基づく差動信号Ｖｐ６，Ｖｎ６が入力される第２チョッピング回路２５３と、を含む。そして、アナログ／デジタル変換回路２７０が差動信号Ｖｐ７，Ｖｎ７をサンプリングする周波数をｆｓとし、第１チョッピング回路２５１および第２チョッピング回路２５３がチョッピング動作を行う周波数をｆｃｈとしたとき、ｆｃｈ＜ｆｓ／２である。
したがって、アナログ／デジタル変換回路２７０の前段に設けられたアクティブフィルター２４０は、アンチエリアジングフィルターとして機能し、アナログ／デジタル変換回
路２７０のサンプリングによって信号帯域に折り返して高周波ノイズが低減される。
また、第１チョッピング回路２５１に入力される差動信号Ｖｐ４，Ｖｎ４に含まれるＤＣ付近の信号成分は、第１チョッピング回路２５１によってチョッピング周波数ｆｃｈ付近の信号成分に変換される。また、第２チョッピング回路２５３に入力される差動信号Ｖｐ６，Ｖｎ６に含まれるチョッピング周波数ｆｃｈ付近の信号成分は、ＤＣ付近の信号成分に変換される。また、差動信号Ｖｐ６，Ｖｎ６に含まれるＤＣ付近の信号成分は、第２チョッピング回路２５３によってチョッピング周波数ｆｃｈ付近の信号成分に変換される。その結果、第２チョッピング回路２５３の出力信号において、演算増幅器２５２で発生する１／ｆノイズが効果的に低減される。
一方、第１チョッピング回路２５１のチョッピング動作によって差動信号Ｖｐ５，Ｖｎ５の極性が切り替わるときに生じるオーバーシュートによってリンギングが発生し、差動信号Ｖｐ５，Ｖｎ５に発生したリンギングが差動信号Ｖｐ７，Ｖｎ７に伝搬する。これに対して、チョッピング周波数ｆｃｈとサンプリング周波数ｆｓとの関係をｆｃｈ＜ｆｓ／２とすることにより、差動信号Ｖｐ５，Ｖｎ５の極性が反転してから次に極性が反転するまでの期間に、アナログ／デジタル変換回路２７０が差動信号Ｖｐ７，Ｖｎ７を平均Ｎ回サンプリングしてデジタル信号ＶＤＯに変換する。Ｎは１よりも大きい数であり、差動信号Ｖｐ７，Ｖｎ７がリンギングの小さいタイミングでサンプリングされる割合が増加するので、誤差の小さいデジタル信号ＶＤＯの割合が大きくなる。その結果、デジタル信号ＶＤＯを平均化することにより、感度直線性誤差が低減される。
したがって、第１実施形態の物理量検出装置１によれば、物理量検出回路２００において、演算増幅器２５２の動作により発生する１／ｆノイズを低減し、かつ、感度直線性誤差を低減させることができる。
また、第１実施形態の物理量検出装置１によれば、ｋを２以上の整数としたとき、ｆｃｈ＝ｆｓ／２ｋとすることにより、ｋ個のフリップフロップ回路をシリアルに接続した簡易な分周回路によって、周波数がｆｓであるクロック信号ＡＤＣＬＫを２ｋ分周した周波数がｆｃｈのチョッピング信号ＣＨＯＰが得られる。
さらに、第１実施形態の物理量検出装置１では、物理量検出回路２００は、デジタル信号ＶＤＯを平均化して出力する平均化回路として機能するデジタル演算回路４１を備えている。したがって、第１実施形態の物理量検出装置１によれば、デジタル演算回路４１がデジタル信号ＶＤＯを平均化することにより、得られたデジタルデータＶＯの誤差が小さくなり、感度直線性誤差が低減される。
１−２．第２実施形態
第２実施形態の物理量検出装置１は、アクティブフィルター２４０の構成が第１実施形態の物理量検出装置１と異なる。以下、第２実施形態の物理量検出装置１について、第１実施形態と同様の構成要素には同じ符号を付し、第１実施形態と重複する説明は省略または簡略し、主に第１実施形態と異なる内容について説明する。
図１０は、第２実施形態の物理量検出装置１におけるアクティブフィルター２４０の構成例を示す図である。図１０において、図６と同様の構成要素には同じ符号が付されている。図１０に示すように、アクティブフィルター２４０は、第１信号経路および前記第２信号経路に接続されている容量回路２６０を備えている。前述の通り、第１信号経路は第１チョッピング回路２５１の第１出力端子から演算増幅器２５２の反転入力端子に至る信号経路であり、第２信号経路は第１チョッピング回路２５１の第２出力端子から演算増幅器２５２の非反転入力端子に至る信号経路である。容量回路２６０は、容量素子２６１を
備え、容量素子２６１の一端が第１信号経路に接続され、容量素子２６１の他端が第２信号経路に接続されている。容量素子２６１は、例えば、コンデンサーである。
前述の通り、差動信号Ｖｐ５，Ｖｎ５は、第１チョッピング回路２５１のチョッピング動作によって所定の電圧を基準として周期的に極性が反転するが、極性が反転するときに生じるオーバーシュートやアンダーシュートが大きいほど、差動信号Ｖｐ５，Ｖｎ５、差動信号Ｖｐ６，Ｖｎ６及び差動信号Ｖｐ７，Ｖｎ７にリンギングが発生する時間が長くなる。これに対して、本実施形態では、容量素子２６１によって、差動信号Ｖｐ５，Ｖｎ５の極性が切り替わるときに生じるオーバーシュートを低減させ、オーバーシュートによって発生するリンギングを短時間で収束させることができる。
アクティブフィルター２４０のその他の構成は、図６と同様であるため、その説明を省略する。また、第２実施形態の物理量検出装置１のその他の構成は、図１と同様であるため、その図示及び説明を省略する。
図１１は、第２実施形態における各種信号の波形の一例を示す図である。図１１の例では、図７と同様、チョッピング周波数ｆｃｈとサンプリング周波数ｆｓとの関係がｆｃｈ＝ｆｓ／４であり、図７に示した各種信号のリンギング波形が破線で示されている。
本実施形態では、容量素子２６１が存在するので、図１１において実線で示すように、差動信号Ｖｐ５，Ｖｎ５に生じるオーバーシュートやアンダーシュートが低減され、差動信号Ｖｐ５，Ｖｎ５、差動信号Ｖｐ６，Ｖｎ６及び差動信号Ｖｐ７，Ｖｎ７に発生するリンギングは短時間で収束する。そのため、差動信号Ｖｐ５，Ｖｎ５の極性が切り替わった後、アナログ／デジタル変換回路２７０が差動信号Ｖｐ７，Ｖｎ７を最初にサンプリングする際にリンギングの影響が小さくなり、次にサンプリングする際にはリンギングの影響をほとんど受けない。したがって、差動信号Ｖｐ７，Ｖｎ７がアナログ／デジタル変換回路２７０によって変換されたデジタル信号ＶＤＯの半分は誤差が小さく、残りの半分はさらに誤差が小さいので、デジタル演算回路４１によってデジタル信号ＶＤＯが平均化されたデジタルデータＶＯの誤差がより小さくなり、感度直線性誤差がさらに低減される。なお、図示及び説明を省略するが、ｆｃｈ＝ｆｓ／８の場合は、感度直線性誤差がさらに低減される。
図１２は、第２実施形態における感度直線性誤差のシミュレーション結果を示す図である。図１２において、実線は本実施形態の物理量検出装置１の感度直線性誤差を示し、破線は容量回路２６０が存在しない比較例の物理量検出装置の感度直線性誤差を示す。図１２に示すように、フルスケールを１００％としたとき、比較例の物理量検出装置の感度直線性誤差は±０．１５％程度の範囲であるのに対して、第２実施形態の物理量検出装置１の感度直線性誤差は±０．０５％よりも狭い範囲に収まっている。このように、第２実施形態の物理量検出装置１は、容量回路２６０を備えることにより、感度直線性誤差が低減される。
以上に説明した第２実施形態の物理量検出装置１によれば、第１実施形態の物理量検出装置１と同様、物理量検出回路２００において、演算増幅器２５２の動作により発生する１／ｆノイズを低減し、かつ、感度直線性誤差を低減させることができる。
さらに、第２実施形態の物理量検出装置１では、アクティブフィルター２４０は、容量素子２６１を備え、第１チョッピング回路２５１と演算増幅器２５２との間の信号経路は、第１信号経路と第２信号経路とを有し、容量素子２６１の一端が第１信号経路に接続され、容量素子２６１の他端が第２信号経路に接続されている。
したがって、容量素子２６１により、少なくとも一部が互いに逆相である、第１信号経路を伝搬する信号Ｖｐ５に生じるリンギングと第２信号経路を伝搬する信号Ｖｎ５に生じるリンギングとが相殺され、より短時間でリンギングを収束させることができる。その結果、第２実施形態の物理量検出装置１によれば、物理量検出回路２００において、感度直線性誤差がさらに低減され、あるいは、アナログ／デジタル変換回路２７０のサンプリング周波数を高くして信号帯域を広げることができる。
１−３．第３実施形態
第３実施形態の物理量検出装置１は、アクティブフィルター２４０が備える容量回路２６０の構成が第２実施形態の物理量検出装置１と異なる。以下、第３実施形態の物理量検出装置１について、第１実施形態又は第２実施形態と同様の構成要素には同じ符号を付し、第１実施形態又は第２実施形態と重複する説明は省略または簡略し、主に第１実施形態及び第２実施形態と異なる内容について説明する。
図１３は、第３実施形態の物理量検出装置１におけるアクティブフィルター２４０の構成例を示す図である。図１３において、図１０と同様の構成要素には同じ符号が付されている。図１３に示すように、第２実施形態と同様、アクティブフィルター２４０は、第１信号経路および前記第２信号経路に接続されている容量回路２６０を備えている。
容量回路２６０は、第１容量素子２６２と、第２容量素子２６３と、を備える。第１容量素子２６２は、一端が第１信号経路に接続され、他端に定電圧が供給され、第２容量素子２６３は、一端が第２信号経路に接続され、他端に当該定電圧が供給される。第１容量素子２６２及び第２容量素子２６３は、例えば、コンデンサーである。図１３の例では、第１容量素子２６２の他端及び第２容量素子２６３の他端に共通に供給される定電圧は、ＶＳＳ端子から供給されるグラウンド電圧ｇｎｄである。ただし、当該定電圧は、ＶＤＤ端子から供給される電源電圧ｖｄｄであってもよいし、その他の電圧であってもよい。
アクティブフィルター２４０のその他の構成は、図６又は図１０と同様であるため、その説明を省略する。また、第３実施形態の物理量検出装置１のその他の構成は、図１と同様であるため、その図示及び説明を省略する。
以上に説明した第３実施形態の物理量検出装置１によれば、第１実施形態の物理量検出装置１と同様、物理量検出回路２００において、演算増幅器２５２の動作により発生する１／ｆノイズを低減し、かつ、感度直線性誤差を低減させることができる。
さらに、第３実施形態の物理量検出装置１では、アクティブフィルター２４０は、第１容量素子２６２と、第２容量素子２６３と、を備え、第１チョッピング回路２５１と演算増幅器２５２との間の信号経路は、第１信号経路と第２信号経路とを有し、第１容量素子２６２は、一端が第１信号経路に接続され、他端に定電圧が供給され、第２容量素子２６３は、一端が第２信号経路に接続され、他端に当該定電圧が供給される。
したがって、第１容量素子２６２及び第２容量素子２６３により、少なくとも一部が互いに逆相である、第１信号経路を伝搬する信号Ｖｐ５に生じるリンギングと第２信号経路を伝搬する信号Ｖｎ５に生じるリンギングとが相殺され、より短時間でリンギングを収束させることができる。その結果、第３実施形態の物理量検出装置１によれば、物理量検出回路２００において、感度直線性誤差がさらに低減され、あるいは、アナログ／デジタル変換回路２７０のサンプリング周波数を高くして信号帯域を広げることができる。
１−４．変形例
上記の各実施形態では、デジタル演算回路４１がデジタル信号ＶＤＯを平均化してデジ
タルデータＶＯを生成しているが、物理量検出装置１がデジタル信号ＶＤＯを出力し、ＭＣＵ５等の外部装置がデジタル信号ＶＤＯを平均化してデジタルデータＶＯを生成してもよい。
また、上記の各実施形態では、物理量検出装置１として、角速度を検出する物理量検出素子１００を含む角速度センサーを例に挙げたが、物理量検出素子１００が検出する物理量は、角速度に限らず、角加速度、加速度、速度、力などであってもよい。また、物理量検出素子１００の振動片は、ダブルＴ型でなくてもよく、例えば、音叉型やくし歯型であってもよいし、三角柱、四角柱、円柱状等の形状の音片型であってもよい。また、物理量検出素子１００の振動片の材料としては、水晶（ＳｉＯ2）の代わりに、例えば、タンタル酸リチウム（ＬｉＴａＯ3）、ニオブ酸リチウム（ＬｉＮｂＯ3）等の圧電単結晶やジルコン酸チタン酸鉛（ＰＺＴ）等の圧電セラミックスなどの圧電性材料を用いてもよいし、シリコン半導体を用いてもよい。また、物理量検出素子１００の振動片は、例えば、シリコン半導体の表面の一部に、駆動電極に挟まれた酸化亜鉛（ＺｎＯ）、窒化アルミニウム（ＡｌＮ）等の圧電薄膜を配置した構造であってもよい。また、物理量検出素子１００は、圧電型の素子に限らず、動電型、静電容量型、渦電流型、光学型、ひずみゲージ型等の振動式の素子であってもよい。例えば、物理量検出素子１００は、静電容量型のＭＥＭＳ（Micro Electro Mechanical Systems）振動子であってもよい。また、物理量検出素子１００の検出方式は、振動式に限らず、例えば、光学式、回転式、流体式であってもよい。
また、上記の各実施形態では、物理量検出装置１として、１つの物理量検出素子１００を備えた１軸センサーを例に挙げたが、物理量検出装置１は、複数の物理量検出素子１００を備えた多軸センサーであってもよい。例えば、物理量検出装置１は、互いに異なる３軸周りの角速度を検出する３つの物理量検出素子を備えた３軸ジャイロセンサーであってもよいし、角速度を検出する物理量検出素子と、加速度を検出する物理量検出素子とを備えた複合センサーであってもよい。
２．電子機器
図１４は、本実施形態の電子機器の構成の一例を示す機能ブロック図である。図１４に示すように、本実施形態の電子機器３００は、物理量検出装置３１０、処理回路３２０、操作部３３０、ＲＯＭ（Read Only Memory）３４０、ＲＡＭ（Random Access Memory）３５０、通信部３６０、表示部３７０を含む。なお、本実施形態の電子機器は、図１４の構成要素の一部を省略又は変更し、あるいは、他の構成要素を付加した構成としてもよい。
物理量検出装置３１０は、物理量を検出して検出結果を処理回路３２０に出力する。物理量検出装置３１０として、例えば、上述した実施形態又は変形例の物理量検出装置１を適用することができる。
処理回路３２０は、物理量検出装置３１０の出力信号に基づく処理を行う。具体的には、処理回路３２０は、ＲＯＭ３４０等に記憶されているプログラムに従い、物理量検出装置３１０と通信し、物理量検出装置３１０の出力信号を用いて各種の計算処理や制御処理を行う。その他、処理回路３２０は、操作部３３０からの操作信号に応じた各種の処理、外部装置とデータ通信を行うために通信部３６０を制御する処理、表示部３７０に各種の情報を表示させるための表示信号を送信する処理等を行う。なお、処理回路３２０は、例えば、図１に示したＭＣＵ５に対応する。
操作部３３０は、操作キーやボタンスイッチ等により構成される入力装置であり、ユーザーによる操作に応じた操作信号を処理回路３２０に出力する。
ＲＯＭ３４０は、処理回路３２０が各種の計算処理や制御処理を行うためのプログラム
やデータ等を記憶している。
ＲＡＭ３５０は、処理回路３２０の作業領域として用いられ、ＲＯＭ３４０から読み出されたプログラムやデータ、操作部３３０から入力されたデータ、処理回路３２０が各種プログラムに従って実行した演算結果等を一時的に記憶する。
通信部３６０は、処理回路３２０と外部装置との間のデータ通信を成立させるための各種制御を行う。
表示部３７０は、ＬＣＤ（Liquid Crystal Display）等により構成される表示装置であり、処理回路３２０から入力される表示信号に基づいて各種の情報を表示する。表示部３７０には操作部３３０として機能するタッチパネルが設けられていてもよい。
物理量検出装置３１０として、例えば上述した実施形態又は変形例の物理量検出装置１を適用することにより、例えば、信頼性の高い電子機器を実現することができる。
このような電子機器３００としては種々の電子機器が考えられ、例えば、モバイル型、ラップトップ型、タブレット型などのパーソナルコンピューター、スマートフォンや携帯電話機などの移動体端末、デジタルカメラ、インクジェットプリンターなどのインクジェット式吐出装置、ルーターやスイッチなどのストレージエリアネットワーク機器、ローカルエリアネットワーク機器、移動体端末基地局用機器、テレビ、ビデオカメラ、ビデオレコーダー、カーナビゲーション装置、リアルタイムクロック装置、ページャー、電子手帳、電子辞書、電卓、電子ゲーム機器、ゲーム用コントローラー、ワードプロセッサー、ワークステーション、テレビ電話、防犯用テレビモニター、電子双眼鏡、ＰＯＳ端末、電子体温計、血圧計、血糖計、心電図計測装置、超音波診断装置、電子内視鏡等の医療機器、魚群探知機、各種測定機器、車両、航空機、船舶等の計器類、フライトシミュレーター、ヘッドマウントディスプレイ、モーショントレース、モーショントラッキング、モーションコントローラー、歩行者自立航法（ＰＤＲ：Pedestrian Dead Reckoning）装置等が挙げられる。
図１５は、本実施形態の電子機器３００の一例であるデジタルカメラ１３００を模式的に示す斜視図である。なお、図１５には、外部機器との接続についても簡易的に示している。ここで、通常のカメラは、被写体の光像により銀塩写真フィルムを感光するのに対し、デジタルカメラ１３００は、被写体の光像をＣＣＤ（Charge Coupled Device）などの撮像素子により光電変換して撮像信号を生成する。
デジタルカメラ１３００におけるケース１３０２の背面には、表示部１３１０が設けられ、ＣＣＤによる撮像信号に基づいて表示を行う構成になっており、表示部１３１０は、被写体を電子画像として表示するファインダーとして機能する。また、ケース１３０２の正面側には、光学レンズやＣＣＤなどを含む受光ユニット１３０４が設けられている。撮影者が表示部１３１０に表示された被写体像を確認し、シャッターボタン１３０６を押下すると、その時点におけるＣＣＤの撮像信号が、メモリー１３０８に転送・格納される。また、このデジタルカメラ１３００においては、ケース１３０２の側面に、ビデオ信号出力端子１３１２と、データ通信用の入出力端子１３１４とが設けられている。そして、ビデオ信号出力端子１３１２には、テレビモニター１４３０が、データ通信用の入出力端子１３１４には、パーソナルコンピューター１４４０が、それぞれ必要に応じて接続される。さらに、所定の操作により、メモリー１３０８に格納された撮像信号が、テレビモニター１４３０や、パーソナルコンピューター１４４０に出力される構成になっている。デジタルカメラ１３００は、物理量検出装置３１０を有し、物理量検出装置３１０の出力信号を用いて、例えば手振れ補正等の処理を行う。
３．移動体
図１６は、本実施形態の移動体の一例を示す図である。図１６に示す移動体４００は、物理量検出装置４１０、処理回路４４０，４５０，４６０、バッテリー４７０、ナビゲーション装置４８０を含む。なお、本実施形態の移動体は、図１６の構成要素の一部を省略し、あるいは、他の構成要素を付加した構成としてもよい。
物理量検出装置４１０、処理回路４４０，４５０，４６０、ナビゲーション装置４８０は、バッテリー４７０から供給される電源電圧で動作する。
物理量検出装置４１０は、物理量を検出して検出結果を処理回路４４０，４５０，４６０に出力する。
処理回路４４０，４５０，４６０は、物理量検出装置４１０の出力信号に基づく処理を行う。例えば、処理回路４４０，４５０，４６０は、それぞれ、物理量検出装置４１０の出力信号を用いて、姿勢制御システム、横転防止システム、ブレーキシステム等の各種の制御を行う処理回路である。
ナビゲーション装置４８０は、内蔵のＧＰＳ受信機の出力情報に基づき、移動体４００の位置や時刻その他の各種の情報をディスプレイに表示する。また、ナビゲーション装置４８０は、ＧＰＳの電波が届かない時でも物理量検出装置４１０の出力信号に基づいて移動体４００の位置や向きを特定し、必要な情報の表示を継続する。
なお、処理回路４４０，４５０，４６０及びナビゲーション装置４８０は、それぞれ、例えば、図１に示したＭＣＵ５に対応する。
例えば、物理量検出装置４１０として、上述した実施形態又は変形例の物理量検出装置１を適用することにより、例えば、信頼性の高い移動体を実現することができる。
このような移動体４００としては種々の移動体が考えられ、例えば、電気自動車等の自動車、ジェット機やヘリコプター等の航空機、船舶、ロケット、人工衛星等が挙げられる。
上述した実施形態および変形例は一例であって、これらに限定されるわけではない。例えば、各実施形態および各変形例を適宜組み合わせることも可能である。
本発明は、実施の形態で説明した構成と実質的に同一の構成（例えば、機能、方法及び結果が同一の構成、あるいは目的及び効果が同一の構成）を含む。また、本発明は、実施の形態で説明した構成の本質的でない部分を置き換えた構成を含む。また、本発明は、実施の形態で説明した構成と同一の作用効果を奏する構成又は同一の目的を達成することができる構成を含む。また、本発明は、実施の形態で説明した構成に公知技術を付加した構成を含む。
上述した実施形態および変形例から以下の内容が導き出される。
物理量検出回路の一態様は、
物理量検出素子の出力信号に基づいて第１差動信号を出力する信号変換回路と、
前記第１差動信号に基づく第２差動信号が入力されるアクティブフィルターと、
前記アクティブフィルターの出力信号に基づく第３差動信号をサンプリングして、前記第３差動信号をデジタル信号に変換するアナログ／デジタル変換回路と、
を備え、
前記アクティブフィルターは、
演算増幅器と、
前記信号変換回路と前記演算増幅器との間の信号経路に設けられた第１チョッピング回路と、
前記演算増幅器と前記アナログ／デジタル変換回路との間の信号経路に設けられた第２チョッピング回路と、
を含み、
前記アナログ／デジタル変換回路が前記第３差動信号をサンプリングする周波数をｆｓとし、前記第１チョッピング回路および前記第２チョッピング回路がチョッピング動作を行う周波数をｆｃｈとしたとき、ｆｃｈ＜ｆｓ／２である。
この物理量検出回路では、アナログ／デジタル変換回路の前段に設けられたアクティブフィルターは、アンチエリアジングフィルターとして機能し、アナログ／デジタル変換回路のサンプリングによって信号帯域に折り返して高周波ノイズが低減される。また、第１チョッピング回路に入力される信号に含まれるＤＣ付近の信号成分は、第１チョッピング回路によってチョッピング周波数ｆｃｈ付近の信号成分に変換される。また、第２チョッピング回路に入力される信号に含まれるチョッピング周波数ｆｃｈ付近の信号成分は、ＤＣ付近の信号成分に変換される。また、第２チョッピング回路に入力される信号に含まれるＤＣ付近の信号成分は、第２チョッピング回路によってチョッピング周波数ｆｃｈ付近の信号成分に変換される。その結果、第２チョッピング回路の出力信号において、演算増幅器で発生する１／ｆノイズが効果的に低減される。一方、第１チョッピング回路のチョッピング動作によって第１チョッピング回路の出力信号の極性が切り替わるときに生じるオーバーシュートによってリンギングが発生し、第１チョッピング回路の出力信号に発生したリンギングが第３差動信号に伝搬する。これに対して、チョッピング周波数ｆｃｈとアナログ／デジタル変換回路のサンプリング周波数ｆｓとの関係をｆｃｈ＜ｆｓ／２とすることにより、第１チョッピング回路の出力信号の極性が反転してから次に極性が反転するまでの期間に、アナログ／デジタル変換回路が第３差動信号を平均Ｎ回サンプリングしてデジタル信号に変換する。Ｎは１よりも大きい数であり、第３差動信号がリンギングの小さいタイミングでサンプリングされる割合が増加するので、誤差の小さいデジタル信号の割合が大きくなる。その結果、デジタル信号を平均化することにより、感度直線性誤差が低減される。したがって、この物理量検出回路によれば、演算増幅器の動作により発生する１／ｆノイズを低減し、かつ、感度直線性誤差を低減させることができる。
前記物理量検出回路の一態様において、
ｋを２以上の整数としたとき、ｆｃｈ＝ｆｓ／２ｋであってもよい。
この物理量検出回路によれば、ｋ個のフリップフロップ回路をシリアルに接続した簡易な分周回路によって、周波数がｆｓである信号を２ｋ分周した周波数がｆｃｈの信号が得られる。
前記物理量検出回路の一態様は、
前記デジタル信号を平均化して出力する平均化回路を備えてもよい。
この物理量検出回路によれば、平均化回路がデジタル信号を平均化することにより、得られたデジタルデータの誤差が小さくなり、感度直線性誤差が低減される。
前記物理量検出回路の一態様において、
前記アクティブフィルターは、容量素子を備え、
前記第１チョッピング回路と前記演算増幅器との間の信号経路は、第１信号経路と第２
信号経路とを有し、
前記容量素子の一端が前記第１信号経路に接続され、前記容量素子の他端が前記第２信号経路に接続されていてもよい。
この物理量検出回路では、容量素子により、少なくとも一部が互いに逆相である、第１信号経路を伝搬する信号に生じるリンギングと第２信号経路を伝搬する信号に生じるリンギングとが相殺され、より短時間でリンギングを収束させることができる。したがって、この物理量検出回路によれば、感度直線性誤差がさらに低減され、あるいは、アナログ／デジタル変換回路のサンプリング周波数を高くして信号帯域を広げることができる。
前記物理量検出回路の一態様において、
前記アクティブフィルターは、第１容量素子と、第２容量素子と、を備え、
前記第１チョッピング回路と前記演算増幅器との間の信号経路は、第１信号経路と第２信号経路とを有し、
前記第１容量素子は、一端が前記第１信号経路に接続され、他端に定電圧が供給され、
前記第２容量素子は、一端が前記第２信号経路に接続され、他端に前記定電圧が供給されてもよい。
この物理量検出回路では、第１容量素子及び第２容量素子により、少なくとも一部が互いに逆相である、第１信号経路を伝搬する信号に生じるリンギングと第２信号経路を伝搬する信号に生じるリンギングとが相殺され、より短時間でリンギングを収束させることができる。したがって、この物理量検出回路によれば、感度直線性誤差がさらに低減され、あるいは、アナログ／デジタル変換回路のサンプリング周波数を高くして信号帯域を広げることができる。
物理量検出装置の一態様は、
前記物理量検出回路の一態様と、
前記物理量検出素子と、を備える。
この物理量検出装置によれば、演算増幅器の動作により発生する１／ｆノイズを低減し、かつ、感度直線性誤差を低減させることが可能な物理量検出回路を備えるので、高い信頼性を実現することができる。
電子機器の一態様は、
前記物理量検出装置の一態様と、
前記物理量検出装置の出力信号に基づく処理を行う処理回路と、を備える。
この電子機器によれば、演算増幅器の動作により発生する１／ｆノイズを低減し、かつ、感度直線性誤差を低減させることが可能な物理量検出回路を備えた物理量検出装置を備えるので、高い信頼性を実現することができる。
移動体の一態様は、
前記物理量検出装置の一態様と、
前記物理量検出装置の出力信号に基づく処理を行う処理回路と、を備える。
この移動体によれば、演算増幅器の動作により発生する１／ｆノイズを低減し、かつ、感度直線性誤差を低減させることが可能な物理量検出回路を備えた物理量検出装置を備えるので、高い信頼性を実現することができる。
１…物理量検出装置、５…ＭＣＵ、１０…基準電圧回路、２０…駆動回路、２１…Ｉ／Ｖ変換回路、２２…ハイパスフィルター、２３…コンパレーター、２４…全波整流回路、２５…積分器、２６…コンパレーター、３０…検出回路、４０…データ処理回路、４１…デジタル演算回路、４２…インターフェース回路、５０…記憶部、６０…発振回路、７０…クロック信号生成回路、１００…物理量検出素子、１０１ａ〜１０１ｂ…駆動振動腕、１０２…検出振動腕、１０３…錘部、１０４ａ〜１０４ｂ…駆動用基部、１０５ａ〜１０５ｂ…連結腕、１０６…錘部、１０７…検出用基部、１１２〜１１３…駆動電極、１１４〜１１５…検出電極、１１６…共通電極、２００…物理量検出回路、２１０…Ｑ／Ｖ変換回路、２１１…演算増幅器、２１２…抵抗、２１３…コンデンサー、２１４…演算増幅器、２１５…抵抗、２１６…コンデンサー、２２０…可変ゲインアンプ、２２１…演算増幅器、２２２…抵抗、２２３…コンデンサー、２２４…コンデンサー、２２５…演算増幅器、２２６…抵抗、２２７…コンデンサー、２２８…コンデンサー、２３０…ミキサー、２３１…スイッチ、２３２…スイッチ、２３３…スイッチ、２３４…スイッチ、２４０…アクティブフィルター、２４１…抵抗、２４２…コンデンサー、２４３…抵抗、２４４…抵抗、２４５…コンデンサー、２４６…抵抗、２４７…コンデンサー、２４８…抵抗、２４９…抵抗、２５０…コンデンサー、２５１…第１チョッピング回路、２５２…演算増幅器、２５３…第２チョッピング回路、２６０…容量回路、２６１…容量素子、２６２…第１容量素子、２６３…第２容量素子、２７０…アナログ／デジタル変換回路、３００…電子機器、３１０…物理量検出装置、３２０…処理回路、３３０…操作部、３４０…ＲＯＭ、３５０…ＲＡＭ、３６０…通信部、３７０…表示部、４００…移動体、４１０…物理量検出装置、４４０，４５０，４６０…処理回路、４７０…バッテリー、４８０…ナビゲーション装置、１３００…デジタルカメラ、１３０２…ケース、１３０４…受光ユニット、１３０６…シャッターボタン、１３０８…メモリー、１３１０…表示部、１３１２…ビデオ信号出力端子、１３１４…入出力端子、１４３０…テレビモニター、１４４０…パーソナルコンピューター

Claims (8)

  1. 物理量検出素子の出力信号に基づいて第１差動信号を出力する信号変換回路と、
    前記第１差動信号に基づく第２差動信号が入力されるアクティブフィルターと、
    前記アクティブフィルターの出力信号に基づく第３差動信号をサンプリングして、前記第３差動信号をデジタル信号に変換するアナログ／デジタル変換回路と、
    を備え、
    前記アクティブフィルターは、
    演算増幅器と、
    前記信号変換回路と前記演算増幅器との間の信号経路に設けられた第１チョッピング回路と、
    前記演算増幅器と前記アナログ／デジタル変換回路との間の信号経路に設けられた第２チョッピング回路と、
    を含み、
    前記アナログ／デジタル変換回路が前記第３差動信号をサンプリングする周波数をｆｓとし、前記第１チョッピング回路および前記第２チョッピング回路がチョッピング動作を行う周波数をｆｃｈとしたとき、ｆｃｈ＜ｆｓ／２である、物理量検出回路。
  2. ｋを２以上の整数としたとき、ｆｃｈ＝ｆｓ／２ｋである、請求項１に記載の物理量検出回路。
  3. 前記デジタル信号を平均化して出力する平均化回路を備える、請求項１または２に記載の物理量検出回路。
  4. 前記アクティブフィルターは、容量素子を備え、
    前記第１チョッピング回路と前記演算増幅器との間の信号経路は、第１信号経路と第２信号経路とを有し、
    前記容量素子の一端が前記第１信号経路に接続され、前記容量素子の他端が前記第２信号経路に接続されている、請求項１乃至３のいずれか一項に記載の物理量検出回路。
  5. 前記アクティブフィルターは、第１容量素子と、第２容量素子と、を備え、
    前記第１チョッピング回路と前記演算増幅器との間の信号経路は、第１信号経路と第２信号経路とを有し、
    前記第１容量素子は、一端が前記第１信号経路に接続され、他端に定電圧が供給され、
    前記第２容量素子は、一端が前記第２信号経路に接続され、他端に前記定電圧が供給される、請求項１乃至３のいずれか一項に記載の物理量検出回路。
  6. 請求項１乃至５のいずれか一項に記載の物理量検出回路と、
    前記物理量検出素子と、を備えた、物理量検出装置。
  7. 請求項６に記載の物理量検出装置と、
    前記物理量検出装置の出力信号に基づく処理を行う処理回路と、を備えた、電子機器。
  8. 請求項６に記載の物理量検出装置と、
    前記物理量検出装置の出力信号に基づく処理を行う処理回路と、を備えた、移動体。
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