JP2021118603A

JP2021118603A - 半導体モジュール

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Publication number: JP2021118603A
Application number: JP2020009959A
Authority: JP
Inventors: 直輝池田; Naoteru Ikeda; 洪波張; Hongbo Zhang; 一浩川原; Kazuhiro Kawahara; 翔太王; Shota O; 一輝幸田; Kazuki Koda
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2020-01-24
Filing date: 2020-01-24
Publication date: 2021-08-10
Anticipated expiration: 2040-01-24
Also published as: JP7233387B2

Abstract

【課題】トランジスタのアクティブゲートコントロールを回路規模を増大させることなく実現する半導体モジュールを提供する。【解決手段】第１の制御信号を第１のゲートに受けてスイッチング動作する第１の領域および第２の制御信号を第２のゲートに受けてスイッチング動作する第２の領域を有するダブルゲート構造のトランジスタと、トランジスタの駆動を制御する駆動制御回路と、を備え、駆動制御回路は、第１の入力信号に基づいて第１の駆動電流を出力する第１の駆動回路と、第１の入力信号と第２の入力信号に基づいて第１の駆動電流を増強する第２の駆動電流を出力する第２の駆動回路と、第１および第２の入力信号に基づいて第３の駆動電流を出力する第３の駆動回路と、を有し、第１および第２の駆動回路の出力は、第１の制御信号として第１のゲートに与えられ、第３の駆動回路の出力は、第２の制御信号として第２のゲートに与えられる。【選択図】図１

Description

本開示は半導体モジュールに関し、特に、パワースイッチングデバイスを備えた半導体モジュールに関する。

パワースイッチングデバイスに対して、スイッチング動作時のサージ電圧とスイッチング損失のトレードオフを改善する技術として、ゲート電圧およびゲート電流を動的に制御するアクティブゲートコントロール技術が従来から提案されている。具体的には、特許文献１では、センス電流制御回路およびスイッチ回路と複数のＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタを有したパワースイッチングデバイスの駆動回路が提案されており、電源電圧および有効なトランジスタの数に依らず出力電流を高精度に制御する技術が開示されている。

また、特許文献２には、逆導通スイッチングデバイスに設けられた複数のゲート電極に、それぞれ独立したゲート電圧を印加するダブルゲートＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）の動作モードに応じた制御方法が開示されている。

特開２０１５−１９５７００号公報特開２０１７−１３５２５５号公報

特許文献１および２を組み合わせることにより、ダブルゲートＩＧＢＴのアクティブゲートコントロールというアイデアには想到できるが、実用面で考えると、動作モードに応じたインバータ回路への複雑な制御の適用は困難である。なぜなら、インバータ回路は、高電位側（ハイサイド）のＩＧＢＴと低電位側（ローサイド）のＩＧＢＴを有し、ハイサイドのＩＧＢＴへのＯＮ、ＯＦＦ信号は、ハイサイドのＩＧＢＴのエミッタ基準電位（ＶＳ基準電位）を基準として生成されるので、動作モードに応じた複雑なアクティブゲートコントロールを行うための制御信号は、全てＶＳ基準電位を基準とする回路へと伝達しなければならない。ＶＳ基準電位を基準とするハイサイド回路への制御信号の伝達にはレベルシフト回路を使用することができるが、レベルシフト回路は高耐圧のＭＯＳトランジスタを必要とし、また、複雑なアクティブゲートコントロールのためには制御信号の種類も増え、それに応じてレベルシフト回路も増えるので、回路規模が大幅に増大する。

本開示は上記のような問題を解決するものであり、トランジスタのアクティブゲートコントロールを回路規模を増大させることなく実現する半導体モジュールを提供することを目的とする。

本開示による半導体モジュールは、第１の制御信号を第１のゲートに受けてスイッチング動作する第１の領域および第２の制御信号を第２のゲートに受けてスイッチング動作する第２の領域を有するダブルゲート構造のトランジスタと、前記トランジスタの駆動を制御する駆動制御回路と、を備え、前記駆動制御回路は、第１の入力信号に基づいて第１の駆動電流を出力する第１の駆動回路と、前記第１の入力信号と第２の入力信号に基づいて前記第１の駆動電流を増強する第２の駆動電流を出力する第２の駆動回路と、前記第１の入力信号と前記第２の入力信号に基づいて第３の駆動電流を出力する第３の駆動回路と、を有し、前記第１および第２の駆動回路の出力は、前記第１の制御信号として前記第１のゲートに与えられ、前記第３の駆動回路の出力は、前記第２の制御信号として前記第２のゲートに与えられる。

上記半導体モジュールによれば、第１の駆動電流を第２の駆動電流で増強した第１の制御信号をトランジスタの第１のゲートに与えることで、第１のゲートに電荷が高速にチャージされ、トランジスタのスイッチングを高速で行うことができる。一方、第１の駆動電流を第２の駆動電流で増強しない場合は、第１のゲートへの電荷のチャージは低速となり、トランジスタのスイッチングを低速で行うことができる。そして、第２の駆動回路の出力の制御は第１の入力信号と第２の入力信号で行うので、トランジスタのアクティブゲートコントロールに必要な制御信号を低減でき、トランジスタのアクティブゲートコントロールを回路規模を増大させることなく実現することができる。

実施の形態１の半導体モジュールの構成を示す回路図である。３ステートバッファで構成される駆動回路の構成を示す回路図である。３ステートバッファの入出力の真理値表を示す図である。ダブルゲートＩＧＢＴの平面構成を示す図である。駆動回路の入出力の真理値表を示す図である。入力信号に対するダブルゲートＩＧＢＴに与えられるゲート電流を示す図である。ダブルゲートＩＧＢＴのゲート電圧に対するコレクタ電流特性を示す図である。入力信号によるダブルゲートＩＧＢＴの制御の一例を示す図である。実施の形態１の半導体モジュールにより構成されるインバータ回路を示す図である。実施の形態２の半導体モジュールの構成を示す回路図である。実施の形態２の変形例１の半導体モジュールの構成を示す回路図である。実施の形態２の変形例２の半導体モジュールの構成を示す回路図である。

＜実施の形態１＞
図１は実施の形態１に係る半導体モジュール１００の構成を示す回路図である。図１に示す半導体モジュール１００は、ダブルゲートＩＧＢＴ１０と、ダブルゲートＩＧＢＴ１０のＯＮ、ＯＦＦを制御する駆動制御回路２０とを備えており、ダブルゲートＩＧＢＴ１０は、電力線Ｓと電力線Ｎとの間に並列に接続された、Ｎ型のメインＩＧＢＴＱ１とＮ型のサブＩＧＢＴＱ２として等価回路で示されている。なお、メインＩＧＢＴＱ１およびサブＩＧＢＴＱ２には、逆並列にフリーホイールダイオードＦＤが接続されている。

駆動制御回路２０は、入力信号Main_IN（第１の入力信号）を受け、反転して出力するインバータＵ１と、インバータＵ１の出力を受けてメインＩＧＢＴＱ１を制御するメイン制御信号Main_OUT（第１の制御信号）を出力する駆動回路Ｄ１（第１の駆動回路）と、を備えている。

また、インバータＵ１の出力Add_INを受け、駆動回路Ｄ１の駆動能力（駆動電流）を増強する駆動電流Ｉ_Ａを出力する駆動回路Ｄ２（第２の駆動回路）と、入力信号Main_INおよび入力信号Sub_IN（第２の入力信号）受けて論理積を出力する論理回路Ｕ２と、論理回路Ｕ２の出力を受け、反転して出力するインバータＵ３と、インバータＵ３の出力を受けてサブＩＧＢＴＱ２を制御するサブ制御信号Sub_OUT（第２の制御信号）を出力する駆動回路Ｄ３（第３の駆動回路）と、を備えている。

また、入力信号Sub_INを受け、反転して切り替え信号Tri_INを出力するインバータＵ４を備え、インバータＵ４の出力は、駆動回路Ｄ２の制御入力に与えられる。ここで、入力信号Main_INはダブルゲートＩＧＢＴのＯＮ、ＯＦＦを切り替える信号であり、入力信号Sub_INは、ダブルゲートＩＧＢＴ１０の電流能力（コレクタ電流）を変更するため、ダブルゲートＩＧＢＴ１０を構成するメインＩＧＢＴＱ１およびサブＩＧＢＴＱ２の動作個数を切り替える信号である。

駆動回路Ｄ２は、入力信号Main_INおよびSub_INに応じて駆動能力を切り替えられるように３ステートバッファで構成されている。ここで、駆動回路Ｄ２の構成を図２に示す。

図２に示すように駆動回路Ｄ２は、電源電位ＶＴと基準電位ＧＤとの間に直列に接続されたＰ型のＭＯＳトランジスタＰＭおよびＮ型のＭＯＳトランジスタＮＭと、インバータＵ１の出力Add_INと切り替え信号Tri_INを受け、論理積を出力する論理回路Ｕ１０と、切り替え信号Tri_INを受け反転して出力するインバータＵ１１と、インバータＵ１の出力Add_INとインバータＵ１１の出力を受け、論理和を出力する論理回路Ｕ１２と、を有している。

論理回路Ｕ１２の出力はＭＯＳトランジスタＰＭのゲートに入力され、論理回路Ｕ１０の出力はＭＯＳトランジスタＮＭのゲートに入力され、それぞれ、ＭＯＳトランジスタＰＭおよびＭＯＳトランジスタＮＭのＯＮ、ＯＦＦを切り替え、ＭＯＳトランジスタＰＭとＭＯＳトランジスタＮＭとの接続ノードから信号Add_OUTが出力される。

信号Add_OUTは、切り替え信号Tri_INの電位が高電位（Ｈ）の場合には入力の反転信号となり、切り替え信号Tri_INの電位が低電位（Ｌ）の場合にはハイインピーダンス（ＨｉＺ）となる。３ステートバッファの入出力の真理値表を図３に示す。なお、以下では、電位Ｈを第１の電位、電位Ｌを第２の電位と呼称する場合があるが、名称は逆であっても良い。

ダブルゲートＩＧＢＴ１０の平面構成を図４に示す。図４は、主電流が厚み方向に流れるダブルゲートＩＧＢＴ１０をエミッタ電極側から見た上面図であり、メインＩＧＢＴＱ１の上面には、メインゲートＭＧ（第１のゲート）と、サブゲートＳＧ（第２のゲート）とが設けられている。なお、図示は省略するが、ダブルゲートＩＧＢＴ１０内には、メインゲートＭＧに入力されるメイン制御信号Main_OUT（ＯＮ信号およびＯＦＦ信号）を受けてスイッチング動作するメイン領域（第１の領域）と、サブゲートＳＧに入力されるサブ制御信号Sub_OUT（ＯＮ信号およびＯＦＦ信号）を受けてスイッチング動作するサブ領域（第２の領域）を有している。

ここで、メイン領域とサブ領域の有効領域の面積は、メイン領域がサブ領域よりも大きく（Sub＜Main）なるように設定されており、メイン領域のみをスイッチング動作させる、またはメイン領域およびサブ領域を共にスイッチング動作させるなど、動作モードに応じた使い方ができる。

図１に等価回路として示したメインＩＧＢＴＱ１がメイン領域に相当し、サブＩＧＢＴＱ２がサブ領域に相当し、メインゲートＭＧには駆動回路Ｄ１から入力信号Main_INに応じたメインゲート電流（ＩＧ_ｍａｉｎ）が供給または引き抜かれ、サブゲートＳＧには、駆動回路Ｄ３から入力信号Main_INに応じてサブゲート電流（ＩＧ_ｓｕｂ）が供給または引き抜かれる。

図５に、入力信号Main_INと入力信号Sub_INに対する駆動回路Ｄ１およびＤ３の動作の真理値表を示す。図５に示すように、入力信号Main_INがＨであれば駆動回路Ｄ１は動作するためメイン制御信号Main_OUTはＨとなる。このとき入力信号Sub_INがＬであれば切り替え信号Tri_INはＨとなるため駆動回路Ｄ２が動作する。一方、駆動回路Ｄ３は論理積が成立しないためサブ制御信号Sub_OUTはＬである。入力信号Main_INがＬかつ入力信号Sub_INがＬであれば、駆動回路Ｄ１は動作せずメイン制御信号Main_OUTはＬとなり、サブ制御信号Sub_OUTもＬとなる。

入力信号Main_INがＨかつ入力信号Sub_INがＨであれば、メイン制御信号Main_OUTおよびサブ制御信号Sub_OUTは共にＨとなる。このとき、切り替え信号Tri_INはＬとなるため駆動回路Ｄ２は動作しない。入力信号Main_INがＬで入力信号Sub_INがＨの場合は、駆動回路Ｄ１は動作せずメイン制御信号Main_OUTはＬとなり、サブ制御信号Sub_OUTもＬとなる。このとき、切り替え信号Tri_INはＬとなるため駆動回路Ｄ２は動作しない。

次に、入力信号Sub_INの切り替えによるダブルゲートＩＧＢＴ１０のスイッチングスピードへの影響について図６を用いて説明する。

図６は、入力信号Sub_INに対するダブルゲートＩＧＢＴ１０に与えられるゲート電流を示す図である。図６に示すように、入力信号Main_INがＨかつ入力信号Sub_INがＬであれば、駆動回路Ｄ２が動作する。このとき、駆動回路Ｄ２の３ステートバッファの出力部であるＭＯＳトランジスタＰＭから駆動電流Ｉ_Ａ（第２の駆動電流）が供給されるため、ダブルゲートＩＧＢＴ１０のメインゲート電流（ＩＧ_ｍａｉｎ）は、駆動回路Ｄ１から供給される駆動電流Ｉ_Ｍ（第１の駆動電流）と合わせた以下の数式で表される。
ＩＧ_ｍａｉｎ（Ｈ，Ｌ）＝Ｉ_Ｍ＋Ｉ_Ａ

一方で、駆動回路Ｄ３に入力されるサブ制御信号Sub_OUTはＬであるため、ダブルゲートＩＧＢＴ１０のサブゲートには駆動電流は供給されず、サブゲート電流ＩＧ_ｓｕｂは以下の数式で表される。
ＩＧ_ｓｕｂ（Ｈ，Ｌ）＝０

このため、ダブルゲートＩＧＢＴ１０のメインゲートのみに電荷が高速にチャージされ、スイッチングスピードが高速となる。

また、入力信号Main_INがＨかつ入力信号Sub_INがＨであれば、駆動回路Ｄ２は動作しないためダブルゲートＩＧＢＴ１０のメインゲート電流（ＩＧ_ｍａｉｎ）は以下の数式で表される。
ＩＧ_ｍａｉｎ（Ｈ，Ｈ）＝Ｉ_Ｍ

一方、駆動回路Ｄ３に入力されるサブ制御信号Sub_OUTはＨであるため、ダブルゲートＩＧＢＴ１０のサブゲートには駆動電流Ｉ_Ｓ（第３の駆動電流）が供給され、サブゲート電流ＩＧ_ｓｕｂは以下の数式で表される。
ＩＧ_ｓｕｂ（Ｈ，Ｈ）＝Ｉ_Ｓ

このため、ダブルゲートＩＧＢＴ１０のメインゲートとサブゲートに電荷がチャージされるが、メインゲート電流（ＩＧ_ｍａｉｎ）は低下しているため、メインゲートの電荷チャージは低速であり、結果としてスイッチングスピードを低速にできる。

なお、入力信号Main_INがＬの場合はディスチャージ動作となり、ゲート電流が駆動回路に引き抜かれるので電流の符号が反転する。

次に、入力信号Sub_INの切り替えによるダブルゲートＩＧＢＴ１０の出力特性への影響について図７を用いて説明する。

図７は、入力信号Sub_INに対するダブルゲートＩＧＢＴ１０のゲート電圧に対するコレクタ電流特性（Ｖｇ−Ｉｃ特性）を示す図であり、横軸にゲート電圧（Ｖｇ）を示し、縦軸にコレクタ電流（Ｉｃ）を示す。

図６を用いて説明したように、入力信号Sub_INがＨであれば、ダブルゲートＩＧＢＴ１０はメイン領域およびサブ領域が共にスイッチング動作する。一方、入力信号Sub_INがＬであれば、サブ領域はスイッチング動作せず、メイン領域のみスイッチング動作する。ここで、入力信号Main_INをＨとしてダブルゲートＩＧＢＴ１０にゲートバイアス電圧Vg_biasを与えた場合の、入力信号Sub_INがＨの場合の特性Ｃ１とＬの場合の特性Ｃ２を比較すると、入力信号Sub_INがＨであればダブルゲートＩＧＢＴ１０のスイッチング動作領域はメイン領域とサブ領域となり、スイッチング動作領域が広いため、コレクタ電流Ｉｃが増加する。

このように、本実施の形態１の半導体モジュール１００においては、入力信号Sub_INを切り替えることにより、ダブルゲートＩＧＢＴ１０のスイッチングスピードおよび出力特性を制御することが可能となる。

以下、半導体モジュール１００の実用例を説明する。例えば、パワーデバイスで構成されるインバータ回路を用いてモーターを起動する場合、起動時にはモーターに突入電流が流れるため、インバータ回路の出力電流（Ｉｏ）が高くなる。一方で、過渡熱抵抗は低いためパワーデバイスの接合温度は低い。よって、この状態では、半導体モジュールとしては、電流能力は高くし、スイッチングノイズおよびサージを抑えるためにスイッチングスピードは低速にしたい。

ここで、実施の形態１の半導体モジュール１００を複数組み合わせてインバータ回路を構成した場合を想定する。モジュールを制御するためのマイクロコンピュータ等から入力信号Sub_INとしてＨ信号を入力すると、図６を用いて説明したように、起動時には、ダブルゲートＩＧＢＴ１０のスイッチングスピードが低速となり、かつ、図７に示したように、ダブルゲートＩＧＢＴ１０の電流能力（コレクタ電流）を高くすることができる。

時間が経過し、モーターが定常状態となり、インバータ回路の出力電流（Ｉｏ）が低くなれば、ダブルゲートＩＧＢＴ１０の電流能力は低くても良いが、ダブルゲートＩＧＢＴ１０の接合温度（Ｔｊ）の上昇を抑制するためスイッチングは高速にしたい。特に、図２に示した駆動回路Ｄ２のようにＣＭＯＳ（Complementary ＭＯＳ）トランジスタを用いた駆動回路の場合には、ＭＯＳトランジスタの温度特性によって、高温ではパワーデバイスに出力する電流が低下し、スイッチングスピードの低下を招く可能性がある。

しかし、マイクロコンピュータ等から入力信号Sub_INとしてＬ信号を入力すると、図６を用いて説明したように、ダブルゲートＩＧＢＴ１０のスイッチングスピードを高速にすることが可能となる。

上述した入力信号Sub_INによるダブルゲートＩＧＢＴ１０の制御の一例を図８に示す。図８においては、インバータ回路の出力電流（Ｉｏ）の時間変化を上段に、ダブルゲートＩＧＢＴ１０の接合温度（Ｔｊ）の時間変化を下段に、入力信号Sub_INのタイミングチャートを下段に示しており、入力信号Sub_INをＨからＬに切り替えることで、出力電流（Ｉｏ）が低下することが示されている。入力信号Sub_INの切り替えのタイミングは、ダブルゲートＩＧＢＴ１０の接合温度が飽和した後とすれば良い。

また、高温では一般的にＩＧＢＴの短絡耐量が低下するが、本実施の形態１では入力信号Sub_INをＬとすることで、図７に示したようにダブルゲートＩＧＢＴ１０のコレクタ電流が下がるため、短絡時に発生するエネルギーが小さくなり、短絡耐量の低下も抑制することができる。

実施の形態１の半導体モジュール１００を用いてインバータ回路を構成した例を図９に示す。図９は、Ｕ相インバータ回路ＵＦ、Ｖ相インバータ回路ＶＦおよびＷ相インバータ回路ＷＦで構成される３相インバータ回路１０００を示しており、各相のインバータ回路は、ハイサイド駆動制御回路（ＨＶＩＣ）およびローサイド駆動制御回路（ＬＶＩＣ）を有したＩＰＭ（Intelligent Power Module）である。なお、図９においては、Ｕ相インバータ回路ＵＦのみ具体的な構成を示しているが、Ｖ相インバータ回路ＶＦおよびＷ相インバータ回路ＷＦも同様の構成を採ることができ、Ｖ相インバータ回路ＶＦおよびＷ相インバータ回路ＷＦは、それぞれ出力ノードＶおよびＵを有している。また、図９においては、図１を用いて説明した半導体モジュール１００と同一の構成については同一の符号を付し、重複する説明は省略する。

Ｕ相インバータ回路ＵＦは、電力線Ｐ（上アーム）とＵ相出力ノードＵとの間に並列に接続された、Ｎ型のメインＩＧＢＴＱ１とＮ型のサブＩＧＢＴＱ２とで構成されるダブルゲートＩＧＢＴ１０と、Ｕ相出力ノードＵと電力線ＵＮ（下アーム）との間に並列に接続された、Ｎ型のメインＩＧＢＴＱ１１とＮ型のサブＩＧＢＴＱ１２とで構成されるダブルゲートＩＧＢＴ１１と、ダブルゲートＩＧＢＴ１０および１１のＯＮ、ＯＦＦをそれぞれ制御する駆動制御回路２０および駆動制御回路２１と、を備えている。ダブルゲートＩＧＢＴ１０および１１には、それぞれ、逆並列にフリーホイールダイオードＦＤ１およびＦＤ２が接続されている。

駆動制御回路２０においては、入力信号UP_INを受け、ハイサイドのＩＧＢＴのエミッタ基準電位までレベルシフトして出力するレベルシフト回路を含む信号伝達回路ＳＴ１と、入力信号Sub_INを受け、ハイサイドのＩＧＢＴのエミッタ基準電位までレベルシフトして出力するレベルシフト回路を含む信号伝達回路ＳＴ２と、を有している。

駆動制御回路２１においては、入力信号UN_INを受けて出力する信号伝達回路ＳＴ１１と、入力信号Sub_INを受け、遅延させて出力する遅延回路を含む信号伝達回路ＳＴ１２と、を有している。なお、入力信号Sub_INは、駆動制御回路２０と駆動制御回路２１とで共通の信号が与えられるが、信号の伝達遅延時間を考慮し、信号伝達回路ＳＴ１２には調整用の遅延回路を設けている。

このように、ハイサイドのダブルゲートＩＧＢＴ１０の駆動制御回路２０は、入力信号UP_IN（入力信号Main_INに相当）をレベルシフトするレベルシフト回路と、入力信号Sub_INをレベルシフトするレベルシフト回路を有すれば良いので、アクティブゲートコントロールの複雑な制御も、回路規模を大幅に増大させることなく実現することができる。

また、半導体モジュール１００は、従来技術の回路プロセスと、公知のダブルゲートＩＧＢＴの技術と、それらを接続するワイヤリングプロセスで実現可能であり、本実施の形態１に伴う新規のプロセス技術の確立が必要ない点においても実用的である。

＜実施の形態２＞
実施の形態１の半導体モジュール１００においては、入力信号Sub_INを外部のマイクロコンピュータ等から入力する構成であったが、図１０に示す実施の形態２の半導体モジュール１００Ａにおいては、入力信号Sub_INをモジュール内部で生成する構成を有している。なお、図１０においては、図１を用いて説明した半導体モジュール１００と同一の構成については同一の符号を付し、重複する説明は省略する。

図１０に示すように半導体モジュール１００Ａにおいては、ダブルゲートＩＧＢＴ１０の駆動制御回路２０Ａ内にアナログの温度検出回路ＴＣを有し、温度検出回路ＴＣで検出した駆動制御回路２０Ａ内の検出温度が、閾値を超えたか否かに基づいて、入力信号Sub_INを生成することで、ダブルゲートＩＧＢＴ１０のデバイス温度に応じた入力信号Sub_INの自立的な切り替えが可能な構成となっている。

温度検出回路ＴＣの一例としては、温度特性の良いダイオードＤＤを検出素子として使用し、電源電位ＶＴと基準電位ＧＤとの間に電流源Ｉ１、ダイオードＤＤおよび抵抗Ｒ１を直列に接続し、ダイオードＤＤのアノードを出力ノードとしている。

また、参照電圧REFは、電源電位ＶＴと基準電位ＧＤとの間に抵抗Ｒ１１およびＲ１２を直列に接続し、抵抗Ｒ１１とＲ１２との接続ノードから出力される構成となっている。

温度検出回路ＴＣでの温度検出電圧、すなわちダイオードＤＤのアノードの電圧は、コンパレータＵ５の反転入力端子に入力され、参照電圧REFはコンパレータＵ５の非反転入力端子に入力され、コンパレータＵ５の出力は、インバータＵ６に入力され、インバータＵ６で反転されて入力信号Sub_INとなる。

従って、ダブルゲートＩＧＢＴ１０のデバイス温度が低い場合は、入力信号Sub_INがＨとなるように参照電圧REF（閾値）を設定してスイッチングスピードを低速とする。一方、ダブルゲートＩＧＢＴ１０のデバイス温度が高くなって参照電圧REF（閾値）を超えた場合は、入力信号Sub_INをＬとすることで、スイッチングスピードを高速にすることができる。

このように、半導体モジュール１００Ａにおいては、ダブルゲートＩＧＢＴ１０のデバイス温度に応じて入力信号Sub_INの生成を自動的に行うので、外部信号を使用することなくデバイス温度に応じた自立的な駆動制御が可能となる。

＜変形例１＞
以上説明した実施の形態２の半導体モジュール１００Ａにおいては、駆動制御回路２０Ａ内にアナログの温度検出回路ＴＣを設けて、ダブルゲートＩＧＢＴ１０のデバイス温度を間接的に測定する構成を示したが、ダブルゲートＩＧＢＴ１０のデバイス温度を直接に測定する構成としても良い。

図１１は、実施の形態２の変形例１の半導体モジュール１００Ｂの構成を示す回路図である。図１１に示すように半導体モジュール１００Ｂにおいては、ダブルゲートＩＧＢＴ１０に温度センスダイオードＴＤを内蔵し、駆動制御回路２０Ｂ内で温度センスダイオードＴＤでの温度検出電圧と参照電圧REFとを比較することで、ダブルゲートＩＧＢＴ１０のデバイス温度に応じた入力信号Sub_INの自立的な切り替えが可能な構成となっている。

温度センスダイオードＴＤによる温度検出の一例としては、電源電位ＶＴと基準電位ＧＤとの間に電流源Ｉ１０、温度センスダイオードＴＤおよび抵抗Ｒ１０を直列に接続し、温度センスダイオードＴＤのアノードの電圧をコンパレータＵ５の反転入力端子に入力し、コンパレータＵ５の非反転入力端子に参照電圧REFを入力する構成が挙げられる。コンパレータＵ５の出力は、インバータＵ６に入力され、インバータＵ６で反転されて入力信号Sub_INとなる。なお、参照電圧REFは、図１０に示した構成により生成すれば良い。

図１１の構成ではダブルゲートＩＧＢＴ１０内に温度センスダイオードＴＤを形成するプロセスと、温度検出電圧のフィードバックのためのワイヤリングが必要であるが、精度良くＩＧＢＴの接合温度（Ｔｊ）を検出できるため、デバイス温度に応じたより正確な駆動制御を行うことができる。

＜変形例２＞
実施の形態２の半導体モジュール１００Ａおよびその変形例１の半導体モジュール１００Ｂにおいては、ダブルゲートＩＧＢＴ１０をパワーデバイスとして用いているので、オン電圧を低くできるという利点があるが、パワーデバイスとしては、ボディダイオードをフリーホイールダイオードとして用いた逆導通ＭＯＳトランジスタまたは逆導通ＩＧＢＴ（ＲＣ-ＩＧＢＴ：Reverse Conducting IGBT）等の逆導通トランジスタとしても良い。

図１２は、実施の形態２の変形例２の半導体モジュール１００Ｃの構成を示す回路図である。図１２に示すように半導体モジュール１００Ｃにおいては、ボディダイオードをフリーホイールダイオードとして活用したダブルゲートＭＯＳトランジスタ３０をパワーデバイスとしている。なお、図１２においては、図１１に示した半導体モジュール１００Ｂと同一の構成については同一の符号を付し、重複する説明は省略する。

図１２において、ダブルゲートＭＯＳトランジスタ３０は、電力線Ｓと電力線Ｎとの間に並列に接続された、Ｎ型のメインＭＯＳトランジスタＱ１０とＮ型のサブＭＯＳトランジスタＱ２０として等価回路で示されている。なお、メインＭＯＳトランジスタＱ１０およびサブＭＯＳトランジスタＱ２０は、ボディダイオードをフリーホイールダイオードとして用いる。

ＭＯＳトランジスタおよびＲＣ-ＩＧＢＴ等の逆導通デバイスであれば、還流動作時も通電されるため、接合温度の変化（ΔＴｊ）が少なく温度に対する制御性が向上する。

なお、本開示は、その開示の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。

１０ダブルゲートＩＧＢＴ、２０駆動制御回路、Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３駆動回路、ＴＣ温度検出回路、ＴＤ温度センスダイオード。

Claims

第１の制御信号を第１のゲートに受けてスイッチング動作する第１の領域および第２の制御信号を第２のゲートに受けてスイッチング動作する第２の領域を有するダブルゲート構造のトランジスタと、
前記トランジスタの駆動を制御する駆動制御回路と、を備え、
前記駆動制御回路は、
第１の入力信号に基づいて第１の駆動電流を出力する第１の駆動回路と、
前記第１の入力信号と第２の入力信号に基づいて前記第１の駆動電流を増強する第２の駆動電流を出力する第２の駆動回路と、
前記第１の入力信号と前記第２の入力信号に基づいて第３の駆動電流を出力する第３の駆動回路と、を有し、
前記第１および第２の駆動回路の出力は、前記第１の制御信号として前記第１のゲートに与えられ、
前記第３の駆動回路の出力は、前記第２の制御信号として前記第２のゲートに与えられる、半導体モジュール。
前記第１および第２の領域は、
前記第１の領域の面積が前記第２の領域の面積よりも大きい、請求項１記載の半導体モジュール。
前記第２の駆動回路は、
前記第１の入力信号が第１の電位であって前記第２の入力信号が前記第１の電位とは異なる第２の電位である場合は前記第２の駆動電流を出力し、前記第１の駆動電流を増強して前記第１の領域をスイッチング動作し、
前記第３の駆動回路は、
前記第１の入力信号が前記第１の電位であって前記第２の入力信号が前記第２の電位である場合は前記第３の駆動電流を出力せず、前記第２の領域をスイッチング動作しない、請求項１記載の半導体モジュール。
前記第２の駆動回路は、
前記第１の入力信号が前記第１の電位であって前記第２の入力信号が前記第１の電位である場合は前記第２の駆動電流を出力せず、前記第１の駆動電流で前記第１の領域をスイッチング動作し、
前記第３の駆動回路は、
前記第１の入力信号が前記第１の電位であって前記第２の入力信号が前記第１の電位である場合は前記第３の駆動電流を出力し、前記第２の領域をスイッチング動作する、請求項３記載の半導体モジュール。
前記駆動制御回路は、温度検出回路を有し、
前記温度検出回路による検出温度が閾値を超えたか否かに基づいて前記第２の制御信号を生成する、請求項１記載の半導体モジュール。
前記トランジスタは、温度センスダイオードを有し、
前記温度センスダイオードによる検出温度が閾値を超えたか否かに基づいて前記第２の制御信号を生成する、請求項１記載の半導体モジュール。
前記トランジスタは、ＩＧＢＴである、請求項１記載の半導体モジュール。
前記トランジスタは、逆導通ＭＯＳトランジスタまたは逆導通ＩＧＢＴである、請求項１記載の半導体モジュール。