JP2021035141A - 直流電源装置、モータ駆動装置および空気調和機 - Google Patents

Abstract

【課題】スイッチング素子を用いた整流回路と並列に負荷が接続された場合において、整流回路を安定して動作させることが可能な直流電源装置を得ること。【解決手段】複数のスイッチング素子を用いて交流電力を整流し、直流電力を負荷１０に出力する整流回路４と、交流電源１と整流回路４との間において、整流回路４と並列に負荷１５を接続可能な並列負荷接続部１２と、交流電源１と並列負荷接続部１２との間において、負荷１５が接続されている場合は整流回路４および負荷１５に流れる電流の電流値を検出し、負荷１５が接続されていない場合は整流回路４に流れる電流の電流値を検出する電流検出部２と、並列負荷接続部１２と負荷１５とが接続可能な場合は並列負荷接続部１２と負荷１５との接続を制御可能であって、電流検出部２の検出値に基づいて、スイッチング素子の動作を制御する制御部１１と、を備える。【選択図】図１

Description

本発明は、交流電力を直流電力に変換する直流電源装置、モータ駆動装置および空気調和機に関する。

従来、整流ダイオードの代わりにＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）などの半導体スイッチであるスイッチング素子を用いた整流回路を備え、整流回路より交流電源側に電流検出回路を備える直流電源装置がある。特許文献１には、直流電源装置が、スイッチング素子の寄生ダイオードに電流が流れるタイミングに同期させてスイッチング素子を開閉制御することで、導通損失を低減する技術が開示されている。特許文献１に記載の直流電源装置は、同期整流制御において、電流検出回路で検出された整流回路に流れる直流電流の電流値をスイッチング素子の開閉制御に使用し、電流値の絶対値が電流閾値を超えるタイミングに応じて開閉を切り替える。これにより、特許文献１に記載の直流電源装置は、効率良く同期整流制御を実施する。

特開２０１２−１４３１５４号公報

しかしながら、特許文献１に記載の直流電源装置の回路構成では、電流検出回路と整流回路との間に整流回路と並列に負荷が接続されると、電流検出回路は、整流回路に流れる直流電流の電流値と負荷に流れる直流電流の電流値との合計電流値を検出することになる。この場合、電流検出回路の検出値が整流回路に流れる直流電流の電流値よりも大きくなり、検出値が整流回路に対して設定された電流閾値を超えるタイミングが期待したタイミングとずれ、スイッチング素子の開閉のタイミングが期待したタイミングと異なってしまう。そのため、整流回路の前段に交流電源が接続され、整流回路の後段にコンデンサが接続される一般的な回路構成において、コンデンサの両端電圧が交流電源の電源電圧を上回る場合、コンデンサから交流電源へ不適切な回生電流が流れてしまう可能性がある、という問題があった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、スイッチング素子を用いた整流回路と並列に負荷が接続された場合において、整流回路を安定して動作させることが可能な直流電源装置を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明に係る直流電源装置は、複数のスイッチング素子を用いて、交流電源から出力される交流電力を整流し、整流後の直流電力を第１の負荷に出力する整流回路と、交流電源と整流回路との間において、整流回路と並列に第２の負荷を接続可能な並列負荷接続部と、交流電源と並列負荷接続部との間において、並列負荷接続部に第２の負荷が接続されている場合は整流回路および第２の負荷に流れる電流の電流値を検出し、並列負荷接続部に第２の負荷が接続されていない場合は整流回路に流れる電流の電流値を検出する電流検出部と、並列負荷接続部と第２の負荷とが接続可能な場合は並列負荷接続部と第２の負荷との接続を制御可能であって、電流検出部の検出値に基づいて、スイッチング素子の動作を制御する制御部と、を備える。

本発明に係る直流電源装置は、スイッチング素子を用いた整流回路と並列に負荷が接続された場合においても、整流回路を安定して動作させることができる、という効果を奏する。

実施の形態１に係る直流電源装置の構成例を示す図 実施の形態１に係る直流電源装置に流れる各電流の電流波形および各スイッチング素子のオンオフのタイミングを示す図 実施の形態１に係る直流電源装置が同期整流制御に使用する電流閾値を設定する動作を示すフローチャート 実施の形態１に係る直流電源装置が備える制御部を実現するハードウェア構成の一例を示す図 実施の形態２に係る直流電源装置が同期整流制御に使用する電流閾値を設定する動作を示すフローチャート 実施の形態３に係る直流電源装置の構成例を示す図 実施の形態３に係る直流電源装置に流れる各電流の電流波形および各スイッチング素子のオンオフのタイミングを示す図 実施の形態４に係る直流電源装置の構成例を示す図 実施の形態５に係るモータ駆動装置の構成例を示す図 実施の形態６に係る空気調和機の構成例を示す図

以下に、本発明の実施の形態に係る直流電源装置、モータ駆動装置および空気調和機を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１に係る直流電源装置１００の構成例を示す図である。直流電源装置１００は、交流電源１および負荷１０に接続される。交流電源１は、直流電源装置１００に交流電力を供給する。交流電源１は、一般的な商用電源であるが、これに限定されない。図１に示す交流電源１の電源電圧Ｖｓの矢印の方向を正極とする。負荷１０は、例えば、圧縮機、ファンなどを駆動するモータ、またはモータを駆動するインバータなどであるが、これらに限定されない。直流電源装置１００は、交流電源１から出力される交流電力を直流電力に変換し、負荷１０に出力する。以降の説明において、負荷１０を第１の負荷と称することがある。

直流電源装置１００の構成について説明する。直流電源装置１００は、電流検出部２と、リアクタ３と、整流回路４と、コンデンサ９と、制御部１１と、並列負荷接続部１２と、スイッチ１４と、負荷１５と、を備える。なお、直流電源装置１００は、交流電源１と電流検出部２との間に、電源オンオフ切替用途、および過電流時に強制遮断する用途で、交流電源１の遮断用スイッチ、すなわちブレーカーを備えていてもよい。

電流検出部２は、交流電源１と並列負荷接続部１２との間に設置されている。電流検出部２は、並列負荷接続部１２に負荷１５が接続されている場合は整流回路４に流れる電流Ｉｒおよび負荷１５に流れる電流Ｉｌの合計電流である電流Ｉｓの電流値を検出する。電流検出部２は、並列負荷接続部１２に負荷１５が接続されていない場合は整流回路４に流れる電流Ｉｒである電流Ｉｓの電流値を検出する。電流Ｉｓ、電流Ｉｒ、および電流Ｉｌについては、図１に示す矢印の方向を正方向とする。なお、電流Ｉｓを一次電流と称することがある。電流検出部２は、例えば、カレントトランス、シャント抵抗などの電流検出素子、および電流検出素子で検出された電流Ｉｓの検出値を制御部１１が取り扱い可能な範囲内の電圧に変換して出力する増幅器によって構成されるが、電流検出部２の構成はこれに限定されない。

リアクタ３は、力率改善を行うために挿入しており、リアクタ３を挿入することで交流電源１から出力される電流Ｉｓの通流期間を延ばすことで力率改善を行うことが可能となる。また特許文献１の図５に記載のように、リアクタ３を交流電源１に対して短絡するスイッチングを行うことで更なる力率改善、および整流回路４の出力電圧（直流電圧）を昇圧することも可能である。

整流回路４は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を備える。スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４は、例えば、ＭＯＳＦＥＴなどの半導体スイッチ５〜８である。半導体スイッチ５〜８には各々ダイオード５ａ〜８ａが接続されているが、ダイオード５ａ〜８ａは、ＭＯＳＦＥＴに存在する寄生ダイオードであってもよいし、別途接続されるダイオードであってもよい。スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフは、制御部１１によって制御される。整流回路４は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を用いて電力変換を行う。具体的には、整流回路４は、交流電源１から出力される交流電力を整流し、整流後の直流電力を、コンデンサ９を介して負荷１０に出力する。整流回路４は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４が全てオフの状態では、ダイオード５ａ〜８ａによってブリッジ整流器の構成となる。整流回路４では、ダイオード５ａ〜８ａに電流が流れる場合、ダイオード５ａ〜８ａの順方向損失およびリカバリー損失によって変換効率が低下することになる。

ここで、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４には、シリコンを用いた半導体素子を始め、炭化珪素（ＳｉＣ）、窒化ガリウム（ＧａＮ）などを代表としたワイドバンドギャップ半導体を用いたスイッチング素子が用いられる。また、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４としては、ＭＯＳＦＥＴの他に、スーパージャンクションＭＯＳＦＥＴなどが用いられる。ダイオード５ａ〜８ａについても、シリコン、炭化珪素（ＳｉＣ）などの材料が用いられる。ダイオード５ａ〜８ａには、通常の整流ダイオード、リカバリー特性の良いファストリカバリ品、ショットキーバリアダイオードなどが用いられる。

コンデンサ９は、整流回路４による電力変換後の直流電力の電圧を平滑化するためのコンデンサである。コンデンサ９は、例えば、電界コンデンサである。コンデンサ９の両端には、負荷１０が接続されている。

制御部１１は、電流検出部２で検出された電流Ｉｓの電流値に基づいて、整流回路４が備えるスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の動作を制御する。以降の説明において、電流検出部２で検出された電流Ｉｓの電流値を検出値と称することがある。本実施の形態では、制御部１１は、交流電源１の電源電圧Ｖｓの極性に基づいて整流回路４のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のオンオフを制御し、交流電源１の電流Ｉｓの電流値、すなわち電流検出部２の検出値に基づいて整流回路４のスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のオンオフを制御する。また、制御部１１は、電流検出部２の検出値に基づいて、負荷１０の動作を制御する。また、制御部１１は、スイッチ１４のオンオフを制御する。すなわち、制御部１１は、並列負荷接続部１２と負荷１５とが接続可能な場合は並列負荷接続部１２と負荷１５との接続を、スイッチ１４をオンオフすることによって制御することができる。なお、図１に示す直流電源装置１００では、制御部１１が整流回路４および負荷１０を直接制御しているが、一例であり、これに限定されない。直流電源装置１００は、整流回路４を駆動するための駆動部、および負荷１０を駆動するための駆動部を備えていてもよい。この場合、制御部１１は、制御信号を生成して各駆動部に出力する。各駆動部は、制御部１１から取得した制御信号に基づいて、駆動信号を生成して出力する。

並列負荷接続部１２は、電流検出部２とリアクタ３との間において、整流回路４と並列に、スイッチ１４を介して負荷１５を接続可能な接続部である。並列負荷接続部１２は、例えば、直流電源装置１００が実装される基板において、スイッチ１４を介して負荷１５と接続可能なように設けられたパターン、コネクタなどである。

スイッチ１４は、整流回路４に対して並列に負荷１５を接続させるか否かを制御するためのブレーカーなどのスイッチである。スイッチ１４は、並列負荷接続部１２と負荷１５との間において、制御部１１によってオンオフの切り替えが可能なスイッチである。

負荷１５は、インダクタンス成分１６および抵抗成分１７を備える。負荷１５は、例えば、直流電源装置１００に対してオプションとして接続可能な部品である。負荷１５は、スイッチ１４を介して並列負荷接続部１２に接続される。直流電源装置１００において、スイッチ１４および負荷１５は、電流検出部２の後段で整流回路４に対して並列に接続される。以降の説明において、負荷１５を第２の負荷と称することがある。

つづいて、直流電源装置１００の動作について説明する。直流電源装置１００において、制御部１１は、前述のように電流検出部２の検出値に基づいて、整流回路４のスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のオンオフを制御する。具体的には、制御部１１は、電流検出部２の検出値の絶対値が電流閾値以上になっている期間において、スイッチング素子Ｓ３またはスイッチング素子Ｓ４の一方をオンする。しかしながら、電流検出部２は、図１に示すように、負荷１５が接続されていない場合は整流回路４に流れる電流Ｉｒの電流値を電流Ｉｓの電流値として検出するが、負荷１５が接続されている場合は整流回路４に流れる電流Ｉｒおよび負荷１５に流れる電流Ｉｌの合計電流である電流Ｉｓの電流値を検出する。そのため、電流検出部２は、負荷１５が接続されている場合、整流回路４に流れる電流Ｉｒの電流値のみを検出できない。この場合、電流Ｉｓには電流Ｉｒの他に電流Ｉｌが含まれるため、制御部１１は、電流Ｉｓの検出値と、整流回路４に流れる電流Ｉｒに対して設定された電流閾値とを比較しても、電流Ｉｒが電流閾値以上になるタイミング、および電流Ｉｒが電流閾値未満になるタイミングを正確に判断することができない。

ここで、直流電源装置１００が空気調和機などの電気製品で使用されることを想定した場合、オプションとして接続される負荷１５は、予め想定された既知の部品である。直流電源装置１００では、制御部１１がスイッチ１４のオンオフを制御することで、負荷１５の接続を操作することができる。そのため、制御部１１は、直流電源装置１００の内部で負荷１５が接続されている場合、負荷１５の特性、すなわち負荷１５の種類に応じて、電流検出部２で検出される電流Ｉｓの検出値と比較するための電流閾値を設定する。制御部１１は、予め同期整流制御に使用する初期設定の電流閾値を保持しており、負荷１５が接続されている場合、電流検出部２の検出値に対する電流閾値を、初期設定の電流閾値から変更する。制御部１１は、並列負荷接続部１２にスイッチ１４を介して負荷１５が接続されている場合、負荷１５の状態に応じて整流回路４のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の動作を制御する。

図２は、実施の形態１に係る直流電源装置１００に流れる各電流の電流波形および各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフのタイミングを示す図である。図２において、１段目は交流電源１の電源電圧Ｖｓを示し、２段目は整流回路４に流れる電流Ｉｒを示し、３段目は負荷１５に流れる電流Ｉｌを示し、４段目は交流電源１から電流検出部２に流れる電流Ｉｓを示す。前述のように、電流Ｉｓ＝電流Ｉｒ＋電流Ｉｌである。また、図２において、５段目は交流電源１の電源電圧Ｖｓの極性を表わす電源極性信号を示し、６〜９段目は制御部１１から各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４への駆動信号を示す。制御部１１は、例えば、交流電源１の電源電圧Ｖｓの極性を検知する図示しない検出器から電源極性信号を取得できるが、電源極性信号を取得する方法はこれに限定されない。また、図２において、ａ〜ｆは電流閾値を示し、Ａ〜Ｎは制御部１１の制御に関連するタイミングを示す。なお、電流Ｉｒに対する電流閾値ａおよび電流Ｉｓに対する電流閾値ｄは同じ値であり、電流Ｉｒに対する電流閾値ｂおよび電流Ｉｓに対する電流閾値ｅは同じ値である。

制御部１１は、制御信号によってスイッチ１４をオン状態にして負荷１５を整流回路４と並列に接続した場合、図２に示すように、電流Ｉｓに対する電流閾値ｄ，ｅを、電流閾値ｃ，ｆに変更する。電流閾値ｃは、電流Ｉｒが本来の電流閾値ａと重なるタイミングを信号切替のタイミングＣ，Ｅとした場合、タイミングＣ，Ｅにおける電流Ｉｓの絶対値の大きい方である。同様に、電流閾値ｆは、電流Ｉｒが本来の電流閾値ｂと重なるタイミングを信号切替のタイミングＩ，Ｋとした場合、タイミングＩ，Ｋにおける電流Ｉｓの絶対値の大きい方である。

図２に示すように、負荷１５のインダクタンス成分１６およびその他のインダクタンス成分の影響によって電流Ｉｌの位相が遅れ、その影響により電流Ｉｓの位相も電源電圧Ｖｓの位相に比べて遅れる。また、電流Ｉｓは、電流Ｉｒと電流Ｉｌとの合計電流のため、電流Ｉｒと比較して増加する。このような状況を前提として、交流電源１の電源電圧Ｖｓの極性が正の場合、すなわち半周期のみを抜粋して説明する。整流回路４の出力側から入力側に不要な回生を行われない条件として、電流Ｉｒが流れているときはスイッチング素子Ｓ４の駆動信号をＨ信号に、流れていないときはスイッチング素子Ｓ４の駆動信号をＬ信号にする必要がある。上記の条件を満たす方法として、本来のスイッチング素子Ｓ４の駆動信号の切替タイミングであるタイミングＣ，Ｅにおける電流Ｉｓを観測し、絶対値が大きい方を電流閾値として設定する。ただし、電流Ｉｒの位相が電源電圧Ｖｓの位相と比較して９０度以上遅れないものとする。この結果、電流Ｉｒが適切な方向に流れている区間においてスイッチング素子Ｓ４はオン状態となり、また、電流Ｉｒが流れていない区間においてスイッチング素子Ｓ４はオフ状態となる。これにより、直流電源装置１００は、不要な回生が行われないため、低損失かつ安定な電力変換を行うことができる。

図２に示すように、交流電源１の電源投下前において、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４は、駆動信号としてＬ信号が入力されているためドレインソース間は高インピーダンス状態である。なお、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４は、Ｈアクティブのため、Ｈ信号入力時にオン状態でドレインソース間は低インピーダンス状態となり、Ｌ信号入力時にオフ状態でドレインソース間は高インピーダンス状態となる。交流電源１の電源が投下され、電源極性が正の場合、デッドタイム経過後のタイミングＡで制御部１１からスイッチング素子Ｓ１に駆動信号としてＨ信号が入力される。

電流Ｉｓが正方向に流れ始めると、電流Ｉｓが正方向の電流閾値ｃ以上になるまでの区間において、整流回路４では、電流Ｉｒがダイオード５ａ，８ａを流れるため、ダイオード５ａ，８ａによる損失が発生する。直流電源装置１００では、図２において電流Ｉｓが電流閾値ｃ以上になるタイミングＢで制御部１１からスイッチング素子Ｓ４に駆動信号としてＨ信号が入力される。すなわち、図１において、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がオン状態であり、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３がオフ状態である。整流回路４では、電流Ｉｒがスイッチング素子Ｓ１，Ｓ４の半導体スイッチ５，８のドレインソース間を流れるため、ダイオード５ａ，８ａによる損失は発生しない。直流電源装置１００では、図２において電流Ｉｓが電流閾値ｃ未満になるタイミングＤで制御部１１からスイッチング素子Ｓ４に駆動信号としてＬ信号が入力される。すなわち、図１において、スイッチング素子Ｓ４がオフ状態となる。整流回路４では、電流Ｉｒが０Ａになるまでダイオード５ａ，８ａを流れるため、ダイオード５ａ，８ａによる損失が発生する。

直流電源装置１００では、交流電源１の電源極性が正から負に変化するときにアーム短絡による部品破壊を防ぐため、デッドタイムが設けられている。タイミングＦで制御部１１からスイッチング素子Ｓ１に駆動信号としてＬ信号が入力され、スイッチング素子Ｓ１がオフ状態となる。デッドタイム経過後のタイミングＧで制御部１１からスイッチング素子Ｓ２に駆動信号としてＨ信号が入力され、スイッチング素子Ｓ２がオン状態となる。これにより、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のオンオフが反転する。

電流Ｉｓが負方向に流れ始めると、電流Ｉｓが負方向の電流閾値ｆ以下になるまでの区間において、整流回路４では、電流Ｉｒがダイオード６ａ，７ａを流れるため、ダイオード６ａ，７ａによる損失が発生する。直流電源装置１００では、図２において電流Ｉｓが電流閾値ｆ以下になるタイミングＨで制御部１１からスイッチング素子Ｓ３に駆動信号としてＨ信号が入力される。すなわち、図１において、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３がオン状態であり、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がオフ状態である。整流回路４では、電流Ｉｒがスイッチング素子Ｓ２，Ｓ３の半導体スイッチ６，７のドレインソース間を流れるため、ダイオード６ａ，７ａによる損失は発生しない。直流電源装置１００では、図２において電流Ｉｓが電流閾値ｆを超えるタイミングＪで制御部１１からスイッチング素子Ｓ３に駆動信号としてＬ信号が入力される。すなわち、図１において、スイッチング素子Ｓ３がオフ状態となる。整流回路４では、電流Ｉｒが０Ａになるまでダイオード６ａ，７ａを流れるため、ダイオード６ａ，７ａによる損失が発生する。

直流電源装置１００では、交流電源１の電源極性が負から正に変化するときにアーム短絡による部品破壊を防ぐため、デッドタイムが設けられている。タイミングＬで制御部１１からスイッチング素子Ｓ２に駆動信号としてＬ信号が入力され、スイッチング素子Ｓ２がオフ状態となる。

直流電源装置１００は、負荷１０を駆動中、上記の動作を繰り返し実施する。これにより、直流電源装置１００は、整流回路４の出力側から入力側への不要な回生動作を回避し、安定かつ高効率に交直の電力変換を行うことが可能となる。

直流電源装置１００において、制御部１１は、負荷１５の特性、すなわち負荷１５の種類に応じた電流閾値を予め保持しておくこととする。電流閾値については、直流電源装置１００の設計者などが、想定される負荷１５が接続された場合の直流電源装置１００の動作に基づいて、負荷１５ごとの電流閾値を設定する。具体的には、負荷１５が接続されていないときの電流閾値をＩｔｈ１とし、負荷１５が接続されているときの電流閾値をＩｔｈ２とすると、「Ｉｔｈ２＝Ｉｔｈ１＋ΔＩ」となる。なお、負荷１５が接続されていないときはΔＩ＝０とし、負荷１５が接続されているときはΔＩ＞０としてもよい。直流電源装置１００の設計者は、交流電源１からの電源電圧Ｖｓの電圧値および周波数、整流回路４の動作状態、負荷１０の動作状態などに応じて、シミュレーションまたは実測によって、負荷１５ごとに複数の電流閾値を設定し、制御部１１に保持させてもよい。

制御部１１は、仮に、電流検出部２で検出された電流Ｉｓの検出値と、本来の電流Ｉｒに対する電流閾値ａに対応する電流閾値ｄとを比較した結果に基づいてスイッチング素子Ｓ４を制御する場合、電流Ｉｓが電流閾値ｄ以上になるタイミングＭでスイッチング素子Ｓ４をオンし、電流Ｉｓが電流閾値ｄ未満になるタイミングＦでスイッチング素子Ｓ４をオフすることになる。同様に、制御部１１は、仮に、電流検出部２で検出された電流Ｉｓの検出値と、本来の電流Ｉｒに対する電流閾値ｂに対応する電流閾値ｅとを比較した結果に基づいてスイッチング素子Ｓ３を制御する場合、電流Ｉｓが電流閾値ｅ以下になるタイミングＮでスイッチング素子Ｓ３をオンし、電流Ｉｓが電流閾値ｅを超えるタイミングＬでスイッチング素子Ｓ３をオフすることになる。本実施の形態では、制御部１１は、前述のように、負荷１５の特性、すなわち負荷１５の種類に応じて、電流Ｉｓと比較するための電流閾値を変更する。これにより、制御部１１は、タイミングＭからタイミングＦの間でスイッチング素子Ｓ４をオンさせる事態を回避し、タイミングＮからタイミングＬの間でスイッチング素子Ｓ３をオンさせる事態を回避することができる。

直流電源装置１００における上記の動作を、フローチャートを用いて説明する。図３は、実施の形態１に係る直流電源装置１００が同期整流制御に使用する電流閾値を設定する動作を示すフローチャートである。直流電源装置１００において、制御部１１は、スイッチ１４を介して負荷１５が並列負荷接続部１２に、すなわち整流回路４の前段に接続されているか否かを判定する（ステップＳＴ１）。制御部１１は、負荷１５が接続されている場合（ステップＳＴ１：Ｙｅｓ）、接続されている負荷１５の種類に応じた電流閾値に変更する（ステップＳＴ２）。制御部１１は、負荷１５が接続されていない場合（ステップＳＴ１：Ｎｏ）、電流閾値を変更せず（ステップＳＴ３）、初期設定の電流閾値を使用する。

つづいて、直流電源装置１００が備える制御部１１のハードウェア構成について説明する。図４は、実施の形態１に係る直流電源装置１００が備える制御部１１を実現するハードウェア構成の一例を示す図である。制御部１１は、プロセッサ２０１およびメモリ２０２により実現される。

プロセッサ２０１は、ＣＰＵ（Central Processing Unit、中央処理装置、処理装置、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、プロセッサ、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）ともいう）、またはシステムＬＳＩ（Large Scale Integration）である。メモリ２０２は、ＲＡＭ（Random Access Memory）、ＲＯＭ（Read Only Memory）、フラッシュメモリー、ＥＰＲＯＭ（Erasable Programmable Read Only Memory）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Electrically Erasable Programmable Read-Only Memory）といった不揮発性または揮発性の半導体メモリを例示できる。また、メモリ２０２は、これらに限定されず、磁気ディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク、またはＤＶＤ（Digital Versatile Disc）でもよい。

以上説明したように、本実施の形態によれば、直流電源装置１００は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を用いた整流回路４の前段に、整流回路４と並列に負荷１５が接続されている場合、整流回路４および負荷１５に流れる合計電流を検出する電流検出部２の検出値に対する電流閾値を、負荷１５の特性に応じて変更することとした。これにより、直流電源装置１００は、整流回路４に流れる電流Ｉｒの電流値に対して電流検出部２の検出値が変化する場合でも、整流回路４を安定して動作させることができる。直流電源装置１００は、整流回路４に対してコンデンサ９から交流電源１への不用意な回生が行われることで発生する出力電圧の乱れ、リンギングなどを回避でき、安定かつ低損失な交直の電力変換を行うことができる。

なお、直流電源装置１００は、商用電源である交流電源１から得られる交流電力を直流電力に変換する際に用いる整流回路４だけでなく、その他の整流回路においても適用可能である。以降の実施の形態の直流電源装置についても同様である。

また、直流電源装置１００は、並列負荷接続部１２は直流電源装置１００が実装される基板においてスイッチ１４を介して負荷１５と接続可能なように設けられたパターン、コネクタなどであることから、同一の基板を用いて、スイッチ１４および負荷１５を備えない構成にすることも可能である。これにより、直流電源装置１００は、負荷１５の有無に係わらず、共通の基板を用いることができる。

また、直流電源装置１００は、スイッチ１４が実装されるパターンの部分を短絡することで、スイッチ１４を備えない構成にすることも可能である。この場合、直流電源装置１００において制御部１１は、負荷１５が接続されている場合は予め負荷１５の種類に応じた電流閾値を使用し、負荷１５が接続されていない場合は予め初期設定の電流閾値を使用する。

実施の形態２．
実施の形態１では、制御部１１は、並列負荷接続部１２に接続される負荷１５の種類に応じた電流閾値を予め保持していた。実施の形態２では、制御部１１が、電流閾値を変更するごとに、電流閾値を算出する場合について説明する。

実施の形態２の直流電源装置１００の構成は、実施の形態１のときの構成と同様である。実施の形態２では、制御部１１による電流閾値の設定動作が実施の形態１のときの動作と異なる。図５は、実施の形態２に係る直流電源装置１００が同期整流制御に使用する電流閾値を設定する動作を示すフローチャートである。直流電源装置１００において、制御部１１は、スイッチ１４を介して負荷１５が並列負荷接続部１２に、すなわち整流回路４の前段に接続されているか否かを確認する（ステップＳＴ１１）。制御部１１は、負荷１５が接続されている場合（ステップＳＴ１１：Ｙｅｓ）、整流回路４に流れる電流Ｉｒの絶対値が本来の電流閾値以上になる第１のタイミングにおける電流検出部２の第１の検出値の絶対値と、整流回路４に流れる電流Ｉｒの絶対値が本来の電流閾値未満になる第２のタイミングにおける電流検出部２の第２の検出値の絶対値とを比較する（ステップＳＴ１２）。図２の例では、タイミングＣ，Ｉが第１のタイミングに相当し、タイミングＥ，Ｋが第２のタイミングに相当する。第１のタイミングは、並列負荷接続部１２にスイッチ１４を介して負荷１５が接続されていないときにおける、電流検出部２の検出値に応じて制御部１１がスイッチング素子をオンするタイミングである。第２のタイミングは、並列負荷接続部１２にスイッチ１４を介して負荷１５が接続されていないときにおける、電流検出部２の検出値に応じて制御部１１がスイッチング素子をオフするタイミングである。

制御部１１は、第１の検出値の絶対値の方が大きい場合（ステップＳＴ１２：Ｙｅｓ）、電流閾値を第１の検出値の絶対値に変更する（ステップＳＴ１３）。制御部１１は、第２の検出値の絶対値の方が大きい場合（ステップＳＴ１２：Ｎｏ）、電流閾値を第２の検出値の絶対値に変更する（ステップＳＴ１４）。制御部１１は、例えば、一時的にスイッチ１４をオフ状態にして負荷１５が接続されていないときの電流検出部２の電流Ｉｓすなわち電流Ｉｒの検出値を取得することによって、第１のタイミングおよび第２のタイミングを得ることができる。このように、制御部１１は、第１のタイミングにおける検出値の絶対値および第２のタイミングにおける検出値の絶対値のうち大きい方を電流閾値とし、電流閾値に基づいて、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４の動作を制御する。制御部１１は、負荷１５が接続されていない場合（ステップＳＴ１１：Ｎｏ）、電流閾値を変更せず（ステップＳＴ１５）、初期設定の電流閾値を使用する。

実施の形態２における制御部１１の電流閾値の求め方は、実施の形態１において直流電源装置１００の設計者が予め電流閾値を設定する方法と同じ考え方である。実施の形態１では、負荷１５ごとに予め電流閾値を設定していたが、負荷１５を構成する部品のばらつきによっては、同じ種類の負荷１５であっても実際の電流波形が異なってくる場合がある。実施の形態２では、直流電源装置１００が、実際の電流値に基づいて電流閾値を設定することで、より安定かつ高効率に交直の電力変換を行うことが可能となる。

以上説明したように、本実施の形態によれば、直流電源装置１００は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を用いた整流回路４の前段に、整流回路４と並列に負荷１５が接続されている場合、整流回路４および負荷１５に流れる合計電流を検出する電流検出部２の検出値に対する電流閾値を算出し、変更することとした。これにより、直流電源装置１００は、実施の形態１と比較して、より整流回路４を安定して動作させることができる。直流電源装置１００は、実施の形態１と比較して、より安定かつ低損失な交直の電力変換を行うことができる。

実施の形態３．
実施の形態１，２では、並列負荷接続部１２の位置、すなわち負荷１５が接続される位置は電流検出部２とリアクタ３との間であった。実施の形態３では、並列負荷接続部１２の位置、すなわち負荷１５が接続される位置が、リアクタ３と整流回路４との間になる。具体的に、実施の形態１の場合を例にして説明する。

図６は、実施の形態３に係る直流電源装置１００ａの構成例を示す図である。直流電源装置１００ａは、実施の形態１の直流電源装置１００に対して、並列負荷接続部１２の位置をリアクタ３の前段から後段に変更したものである。すなわち、直流電源装置１００ａでは、整流回路４および負荷１５はリアクタ３の後段で並列に接続される。直流電源装置１００ａではリアクタ３の後段で負荷１５が接続されるため、電流Ｉｌは、リアクタ３の影響を受けて位相が遅れることが予想される。

図７は、実施の形態３に係る直流電源装置１００ａに流れる各電流の電流波形および各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフのタイミングを示す図である。直流電源装置１００ａにおける制御部１１の動作は、実施の形態１の直流電源装置１００の制御部１１の動作と同様である。ただし、図２に示す実施の形態１の電流Ｉｌと図７に示す実施の形態３の電流Ｉｌとを比較すると、図７に示す実施の形態３の電流Ｉｌは、図２に示す実施の形態１の電流Ｉｌよりもピークのタイミングが遅れている。この結果、図２に示す実施の形態１の電流Ｉｓと図７に示す実施の形態３の電流Ｉｓとを比較すると、同様に、実施の形態３の電流Ｉｓは、実施の形態１の電流Ｉｓよりもピークのタイミングが遅れている。しかしながら、実施の形態１のときと同様の手法によって、直流電源装置１００ａの設計者などが、想定される負荷１５が接続された場合の直流電源装置１００ａの動作に基づいて、負荷１５ごとの電流閾値を設定することができる。直流電源装置１００ａは、図３に示す実施の形態１のときの直流電源装置１００の動作のフローチャートと同様の手順によって、電流閾値を設定することができる。

以上説明したように、本実施の形態によれば、直流電源装置１００ａは、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を用いた整流回路４の前段かつリアクタ３の後段に、整流回路４と並列に負荷１５が接続されている場合においても、実施の形態１，２のときと同様の効果を得ることができる。

実施の形態４．
実施の形態１から実施の形態３では、制御部１１は、スイッチ１４のオンオフを制御できることから、負荷１５が接続されているか否かを判断することができた。実施の形態４では、ユーザが手動でオンオフするスイッチを用いる場合について説明する。

図８は、実施の形態４に係る直流電源装置１００ｂの構成例を示す図である。直流電源装置１００ｂは、実施の形態１の直流電源装置１００に対して、スイッチ１４をスイッチ１４ａに置き換えたものである。図８に示す構成では、制御部１１は、スイッチ１４ａがオンされているのかオフされているのかが判断できない。この場合、直流電源装置１００ｂのユーザがスイッチ１４ａのオンオフ状態の情報を制御部１１に与えることによって、制御部１１は、実施の形態１から実施の形態３のときと同様の制御を行うことができる。

以上説明したように、本実施の形態によれば、直流電源装置１００ｂは、スイッチ１４の代わりにスイッチ１４ａを備える場合においても、スイッチ１４ａのオンオフ状態の情報をユーザから取得することで、実施の形態１から実施の形態３のときと同様の効果を得ることができる。

実施の形態５．
実施の形態５では、実施の形態１で説明した直流電源装置１００を備えるモータ駆動装置について説明する。なお、実施の形態１で説明した直流電源装置１００を例にして説明するが、実施の形態２の直流電源装置１００、実施の形態３の直流電源装置１００ａ、および実施の形態４の直流電源装置１００ｂについても適用可能である。

図９は、実施の形態５に係るモータ駆動装置１０１の構成例を示す図である。モータ駆動装置１０１は、負荷であるモータ４２を駆動する。モータ駆動装置１０１は、実施の形態１の直流電源装置１００と、インバータ４１と、モータ電流検出部４４と、インバータ制御部４３とを備える。インバータ４１は、直流電源装置１００に接続される負荷１０に相当する。インバータ４１は、直流電源装置１００から供給される直流電力を交流電力に変換してモータ４２へ出力することにより、モータ４２を駆動する。なお、モータ駆動装置１０１の負荷がモータ４２である場合の例を説明しているが、一例であり、インバータ４１に接続される機器は、交流電力が入力される機器であればよく、モータ４２以外の機器でもよい。

インバータ４１は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）をはじめとするスイッチング素子を、３相ブリッジ構成または２相ブリッジ構成とした回路である。インバータ４１に用いられるスイッチング素子は、ＩＧＢＴに限定されず、ワイドバンドギャップ半導体で構成されたスイッチング素子、ＩＧＣＴ（Integrated Gate Commutated Thyristor）、ＦＥＴ（Field Effect Transistor）またはＭＯＳＦＥＴでもよい。

モータ電流検出部４４は、インバータ４１とモータ４２との間に流れる電流を検出する。インバータ制御部４３は、モータ電流検出部４４で検出された電流を用いて、モータ４２が所望の回転数にて回転するように、インバータ４１内のスイッチング素子を駆動するためのＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号を生成してインバータ４１へ印加する。インバータ制御部４３は、制御部１１と同様に、プロセッサおよびメモリにより実現される。なおモータ駆動装置１０１のインバータ制御部４３と、直流電源装置１００の制御部１１は、１つの回路で実現してもよい。

直流電源装置１００がモータ駆動装置１０１に用いられる場合、インバータ４１の制御に必要な母線電圧Ｖｄｃが、モータ４２の運転状態に応じて変化する。一般に、モータ４２の回転数が高回転になる程、インバータ４１の出力電圧を高くする必要がある。このインバータ４１の出力電圧の上限は、インバータ４１への入力電圧、すなわち直流電源装置１００の出力である母線電圧Ｖｄｃにより制限される。インバータ４１からの出力電圧が、母線電圧Ｖｄｃにより制限される上限を超えて飽和する領域を過変調領域と呼ぶ。

このようなモータ駆動装置１０１において、モータ４２が低回転の範囲、すなわち過変調領域に到達しない範囲では、母線電圧Ｖｄｃを昇圧させる必要はない。一方、モータ４２が高回転となった場合には、母線電圧Ｖｄｃを昇圧させることで、過変調領域をより高回転側にすることができる。これにより、モータ４２の運転範囲を高回転側に拡大できる。

また、モータ４２の運転範囲を拡大する必要がなければ、その分、モータ４２が備える固定子への巻線の巻数を増やすことができる。巻線の巻数を増やすことにより、低回転の領域では、巻線の両端に発生するモータ電圧が高くなり、その分、巻線に流れる電流が低下するため、インバータ４１内のスイッチング素子のスイッチング動作で生じる損失を低減できる。モータ４２の運転範囲の拡大と、低回転の領域の損失改善との双方の効果を得る場合には、モータ４２の巻線の巻数は適切な値に設定される。

以上説明したように、本実施の形態によれば、直流電源装置１００を用いることによってアーム間の発熱の偏りが低減され、信頼性が高く高出力のモータ駆動装置１０１を実現できる。

実施の形態６．
実施の形態６では、実施の形態５で説明したモータ駆動装置１０１の適用例について説明する。

図１０は、実施の形態６に係る空気調和機７００の構成例を示す図である。空気調和機７００は、冷凍サイクル装置の一例であり、実施の形態５のモータ駆動装置１０１およびモータ４２を備える。空気調和機７００は、圧縮機構８７およびモータ４２を内蔵した圧縮機８１と、四方弁８２と、室外熱交換器８３と、膨張弁８４と、室内熱交換器８５と、冷媒配管８６と、を備える。空気調和機７００は、室外機が室内機から分離されたセパレート型空気調和機に限定されず、圧縮機８１、室内熱交換器８５および室外熱交換器８３が１つの筐体内に設けられた一体型空気調和機でもよい。モータ４２は、モータ駆動装置１０１により駆動される。

圧縮機８１の内部には、冷媒を圧縮する圧縮機構８７と、圧縮機構８７を動作させるモータ４２と、が設けられる。圧縮機８１、四方弁８２、室外熱交換器８３、膨張弁８４、室内熱交換器８５および冷媒配管８６に冷媒が循環することにより、冷凍サイクル装置が構成される。なお、空気調和機７００が備える構成要素は、冷凍サイクル装置を備える冷蔵庫または冷凍庫といった機器にも適用可能である。

実施の形態６では、圧縮機８１の駆動源にモータ４２が利用され、モータ駆動装置１０１によりモータ４２を駆動する場合について説明した。しかしながら、空気調和機７００が備える不図示の室内機送風機および室外機送風機を駆動する駆動源にモータ４２を適用し、当該モータ４２をモータ駆動装置１０１で駆動してもよい。また、室内機送風機、室外機送風機および圧縮機８１の駆動源にモータ４２を適用し、当該モータ４２をモータ駆動装置１０１で駆動してもよい。

ここで、図１０における四方弁８２、膨張弁８４などは、内蔵されたモータにより駆動されるため、電気的なアクチュエータであり、駆動源となる電源が必要となる。電源の生成方法として、例えば、図１０における電源装置９１を、交流電源１に対してモータ駆動装置１０１と並列に接続する手段が取られることがある。このとき、電源装置９１、四方弁８２、および膨張弁８４は、前述の負荷１５に該当する。また、室外機における消費電力は、圧縮機８１および内蔵されるモータ４２での消費電力が支配的であり、その電力源となるモータ駆動装置１０１は、大きな電力変換を扱うこととなる。そのため、いかに高効率な電力変換回路を搭載したとしても、大きな損失が発生することになり、半導体素子の熱破壊を防ぐためにも冷却が必要となる。そこで、図１０のように、例えば、外付けの空冷ファン９２などを設置したときにも電源が必要となり、図１０のように電源装置９１から電力供給する場合も考えられる。空冷ファン９２は、前述の負荷１５に該当する。

また、暖房も行う空気調和機７００において、極低温における暖房時には室内熱交換器８５が着霜する場合がある。これを防止するため、例えば、図１０に示すような凍結防止用のヒーター９３を設置する場合がある。これは、空気調和機７００に限らず、例えば、冷蔵庫においても同様であり、特に冷蔵庫では、空気調和機７００のような除霜運転が出来ないため、ヒーター９３を搭載する割合が比較的高い。このようなヒーター９３に電源装置９１から電力供給する場合にも、ヒーター９３は、前述の負荷１５に該当する。

実施の形態１などでは、負荷１５の状態に応じてスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のスイッチング方式を適宜変更することについて説明した。具体的には、実施の形態６において、四方弁８２、膨張弁８４、空冷ファン９２、ヒーター９３などの負荷１５に相当する前段負荷の状態に応じて、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のスイッチング手法を適宜変更する。これにより、直流電源装置１００、モータ駆動装置１０１などを安定的かつ高効率に運転することが可能となる。

ここで、図１０では、電源装置９１を介して空冷ファン９２、ヒーター９３などに電力供給を行う構成としているが、これに限定されるものではない。空気調和機７００は、例えば、電源装置９１を介さずに交流電源１から直接、空冷ファン９２、ヒーター９３などに電力供給する構成であってもよい。また、空気調和機７００において、四方弁８２、膨張弁８４、空冷ファン９２、ヒーター９３などに対するスイッチ、リレーなどの操作手段についての記載を省略したが、適宜挿入しても問題ない。また、負荷１５として、四方弁８２、膨張弁８４、空冷ファン９２、ヒーター９３などを記載したが、これらは実施の形態６における例であり、これら以外の負荷装置、アクチュエータであっても問題ない。

以上説明したように、本実施の形態によれば、空気調和機７００は、電源装置９１、空冷ファン９２、ヒーター９３などを備える場合においても、直流電源装置１００、モータ駆動装置１０１などを安定的かつ高効率に運転することが可能となる。

以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。

１ 交流電源、２ 電流検出部、３ リアクタ、４ 整流回路、５〜８ 半導体スイッチ、５ａ〜８ａ ダイオード、９ コンデンサ、１０，１５ 負荷、１１ 制御部、１２ 並列負荷接続部、１４，１４ａ スイッチ、１６ インダクタンス成分、１７ 抵抗成分、４１ インバータ、４２ モータ、４３ インバータ制御部、４４ モータ電流検出部、８１ 圧縮機、８２ 四方弁、８３ 室外熱交換器、８４ 膨張弁、８５ 室内熱交換器、８６ 冷媒配管、８７ 圧縮機構、９１ 電源装置、９２ 空冷ファン、９３ ヒーター、１００，１００ａ，１００ｂ 直流電源装置、１０１ モータ駆動装置、７００ 空気調和機、Ｓ１〜Ｓ４ スイッチング素子。

Claims (6)

1. 複数のスイッチング素子を用いて、交流電源から出力される交流電力を整流し、整流後の直流電力を第１の負荷に出力する整流回路と、
   前記交流電源と前記整流回路との間において、前記整流回路と並列に第２の負荷を接続可能な並列負荷接続部と、
   前記交流電源と前記並列負荷接続部との間において、前記並列負荷接続部に前記第２の負荷が接続されている場合は前記整流回路および前記第２の負荷に流れる電流の電流値を検出し、前記並列負荷接続部に前記第２の負荷が接続されていない場合は前記整流回路に流れる電流の電流値を検出する電流検出部と、
   前記並列負荷接続部と前記第２の負荷とが接続可能な場合は前記並列負荷接続部と前記第２の負荷との接続を制御可能であって、前記電流検出部の検出値に基づいて、前記スイッチング素子の動作を制御する制御部と、
   を備える直流電源装置。
2. 前記制御部は、前記並列負荷接続部に前記第２の負荷が接続されている場合、前記第２の負荷の状態に応じて前記スイッチング素子の動作を制御する、
   請求項１に記載の直流電源装置。
3. 前記並列負荷接続部に前記第２の負荷が接続されていないときにおける、前記検出値に応じて前記スイッチング素子をオンするタイミングを第１のタイミングとし、前記検出値に応じて前記スイッチング素子をオフするタイミングを第２のタイミングとし、
   前記制御部は、前記第１のタイミングにおける前記検出値の絶対値および前記第２のタイミングにおける前記検出値の絶対値のうち大きい方を電流閾値とし、前記電流閾値に基づいて、前記スイッチング素子の動作を制御する、
   請求項２に記載の直流電源装置。
4. 前記並列負荷接続部と前記第２の負荷との間において、前記制御部によってオンオフの切り替えが可能なスイッチ、
   を備える請求項２または３に記載の直流電源装置。
5. モータを駆動するモータ駆動装置であって、
   請求項１から４の何れか一項に記載の直流電源装置と、
   前記直流電源装置から出力される直流電力を交流電力に変換して前記モータへ出力するインバータと、
   を備えるモータ駆動装置。
6. モータと、
   請求項５に記載のモータ駆動装置と、
   を備える空気調和機。

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