JP2020150775A - 送電装置、非接触電力伝送システムおよび非接触電力伝送方法 - Google Patents

Abstract

【課題】電力信号におけるリップルを抑止する送電装置、非接触電力伝送システムおよび非接触電力伝送方法を提供する。【解決手段】本発明の実施形態としての送電装置は、非接触で電力信号を伝送する送電回路と、設定値に基づき前記電力信号の振幅を調整する調整回路と、前記電力信号の周波数を複数の周波数間で切り替える制御部と、前記電力信号を計測するセンサと、前記センサの計測値に基づき、前記設定値に対する前記電力信号の周波数特性を計算する計算回路とを備え、前記調整回路は、前記制御部による前記周波数の切り替えに応じ、前記周波数特性において前記周波数が変わることによって生じる前記電力信号の変化を抑制する方向に前記設定値を調整する。【選択図】図１

Description

本発明の実施形態は、送電装置、非接触電力伝送システムおよび非接触電力伝送方法に関する。

近年、バッテリーを搭載した電気自動車などへの給電を行うために非接触電力伝送技術が使われている。大容量バッテリーの短時間での充電を行うため、大電力の伝送が求められている。送電素子・受電素子に流れる電流量を増やすことによって大電力の非接触給電が実現される。この場合、漏えい電磁界の強度も大きくなってしまう。漏えい電磁界の強度を電波法・電波防護指針等の法規で定められたレベル内に抑えることが必要となる。

給電信号を複数の周波数間で切り替えることによって、漏えい電磁界の強度を低減させる方法がある。ただし、周波数の変更によって電力信号にリップルが発生する。大規模な回路を使うことなく、単純な制御によってリップルの抑制を実現する技術の開発が求められている。

特開２０１０−１９３５９８号公報 特開２０１５−３３３１６号公報

H. Kim, el al., "EMI Reduction in Wireless Power Transfer System Using Spread Spectrum Frequency Dithering", IEEE Wireless Power Transfer Conference 2016

本発明の実施形態は、電力信号におけるリップルを抑止する送電装置、非接触電力伝送システムおよび非接触電力伝送方法を提供する。

本発明の実施形態としての送電装置は、非接触で電力信号を伝送する送電回路と、設定値に基づき前記電力信号の振幅を調整する調整回路と、前記電力信号の周波数を複数の周波数間で切り替える制御部と、前記電力信号を計測するセンサと、前記センサの計測値に基づき、前記設定値に対する前記電力信号の周波数特性を計算する計算回路とを備え、前記調整回路は、前記制御部による前記周波数の切り替えに応じ、前記周波数特性において前記周波数が変わることによって生じる前記電力信号の変化を抑制する方向に前記設定値を調整する。

第１の実施形態に係る非接触電力伝送システムの構成例を示したブロック図。 一周波数の給電信号が使われた場合における磁界のスペクトル強度の例を示した図。 複数周波数の給電信号が使われた場合における磁界のスペクトル強度の例を示した図。 周波数ホッピングの時系列における動作例を示した図。 非接触電力伝送システムに係る回路の構成例をより詳細に示した図。 インバータの駆動信号と出力電圧波形の例を示す図。 給電信号について８周波数の周波数ホッピングを行った場合における、受電電力の変動の例を示した図。 給電信号について周波数ホッピングを行った場合における、受電側の電力信号のリップルの例を示した図。 インバータのレグの位相差を複数の値に設定した場合における、受電側の電力信号の電流値の周波数特性の例を示した図。 レグの位相差が１１０度である場合における電流値の周波数特性の例を示した図。 レグの位相差が１５０度である場合における電流値の周波数特性の例を示した図。 電流センサに入力されるタイミング信号の例を示した図。 電流値の計測タイミングの例を示した図。 第２実施形態の方法により、レグの位相差を計算し、インバータの制御を行った結果を示した図。 第４の実施形態に係る非接触電力伝送システムの構成例を示したブロック図。 第５の実施形態に係る非接触電力伝送システムの構成例を示したブロック図。 第６の実施形態に係る非接触電力伝送システムの構成例を示したブロック図。 第７の実施形態に係る非接触電力伝送システムの構成例を示したブロック図。 第８の実施形態に係る非接触電力伝送システムの構成例を示したブロック図。 非接触電力伝送システムの全般的な処理の例を示すフローチャート。

以下、図面を参照しながら、本発明の実施形態について説明する。また、図面において同一の構成要素は、同じ番号を付し、説明は、適宜省略する。

（第１の実施形態）
図１は第１の実施形態に係る非接触電力伝送システムを示している。図１の送電装置１は、ＡＣ電源１０と、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１と、電流センサ１２と、計算回路１３と、制御部１４と、インバータ１５と、送電回路１６とを備えている。制御部１４は、内部の構成要素として、信号生成回路１４ａと、拡散制御回路１４ｂとを含む。ＡＣ電源１０は、交流電流をＡＣ／ＤＣコンバータ１１に供給する。ＡＣ電源１０には力率改善回路、整流器などが接続されていてもよい。ＡＣ／ＤＣコンバータ１１は交流電流を直流電流に変換する。ＡＣ／ＤＣコンバータ１１は、インバータ１５に供給される電力信号の電圧や電流を制御する。これにより、送電装置１が送電する電力を調整することができる。

インバータ１５は、例えばスイッチング素子を含む回路である。インバータ１５は、入力された直流電流を所定の周波数の交流電流に変換する。インバータ１５は信号生成回路１４ａから入力された信号（以降、駆動信号とよぶ）に基づいてスイッチング素子を制御し、電力信号の変換を行う。駆動信号は例えば、所定のデューティー比、デットタイム、周波数を有する矩形波である。インバータ１５は、設定値に基づき前記電力信号の振幅を調整する調整回路の一例である。また、駆動信号のデューティー比、デットタイム、周波数によって調整回路の設定値を変更することができる。

制御部１４の拡散制御回路１４ｂは、インバータ１５から出力される電力信号の周波数を一定の周波数帯域内の複数の周波数間で切り替える。すなわち、拡散制御回路１４ｂは、給電信号の周波数ホッピングの制御を行う。特に電力信号のうち、インバータ１５から送電回路１６に供給されるものを給電信号とよぶものとする。

送電回路１６は、例えば送電コイルとキャパシタとを備えている。キャパシタは、インバータ１５と送電コイルの間に接続されており、補償回路を形成する。補償回路は、送電コイルに供給される交流の送信信号における電流と電圧の位相差を軽減し、力率改善を行う。図１のようにキャパシタは、送電コイルと直列に接続されていてもよい。また、送電回路１６のキャパシタは送電コイルと並列に接続されていてもよい。

図１において、インバータ１５と送電コイルはキャパシタを介して直接接続されている。ただし、インバータ１５と送電コイルとの間にフィルタ回路が接続されていてもよい。フィルタ回路を使うことによって高次の漏えい電磁界を低減することができる。

受電装置２は、受電回路２０と、整流器２１と、バッテリー２２とを備えている。受電回路２０は、受電コイルとキャパシタとを含む。受電装置２の受電コイルは、送電装置１の送電コイルと電磁的に結合することができる。これにより、非接触で電力伝送が行われる。電磁的な結合の例としては、電磁誘導や磁界共振などがある。ただし、電磁的な結合の種類については特に問わない。受電回路２０のキャパシタは、受電コイルと直列に接続されていてもよい。また、受電回路２０のキャパシタは、受電コイルと並列に接続されていてもよい。受電回路２０から出力された交流電流は、整流器２１によって直流電流に変換される。そして、直流電流はバッテリー２２に供給される。バッテリー２２は、充放電が可能な２次電池である。２次電池の例としては、リチウムイオン電池、ニッケル水素電池があるが、２次電池の種類については特に問わない。また、バッテリー２２は複数の２次電池の組み合わせであってもよい。この場合、複数の２次電池間の接続関係については問わない。

図１の非接触電力伝送システムでは、送電素子／受電素子としてコイルが使われていた。ただし、送電素子／受電素子の種類については特に限定しない。例えば、送電素子／受電素子として電極やアンテナを使ってもよい。この場合、電極やアンテナが生成する電界によって非接触で電力伝送が行われる。

送電装置１が生成する磁場は、受電装置２への給電に用いられる。しかし、磁場の一部は漏えい電磁界となり、環境中の電子機器に干渉する。漏えい電磁界強度は、法令やガイドラインで許容値が規定されている。電子機器への干渉を防止するためには、漏えい電磁界強度を許容値の範囲内に抑える必要がある。一般にバス、トラックなどを含む電気自動車は大容量バッテリーを備えている。短時間での充電を実現するため、大電力の非接触給電が行われる。漏えい電磁界強度は給電される電力に比例して大きくなるため、漏えい電磁界強度を低減させる技術の開発が強く求められている。

本実施形態に係る非接触電力伝送システムでは、給電信号の周波数ホッピングを行う。これにより、給電信号の電力は所定の周波数帯域内で拡散される。インバータ１５は、拡散制御回路１４ｂから指定された周波数の給電信号を生成する。例えば、インバータ１５は給電信号の周波数を一定の時間間隔で規定の順序にしたがって切り替えることができる。

図２は、一周波数の給電信号が使われた場合における磁界のスペクトル強度の例を示している。図２のグラフの横軸は周波数を、縦軸は磁界強度をそれぞれ示している。図２のグラフでは、８５ｋＨｚ帯（７９〜９０ｋＨｚ）を使って非接触給電が行われているため、ｆ_ｃ＝８５ｋＨｚに磁界強度のピークが現れている。なお、８５ｋＨｚ帯は電気自動車の非接触給電の規格での採用が検討されている。

図３は、複数の周波数の給電信号が使われた場合における磁界のスペクトル強度の例を示している。図３のグラフの横軸は周波数を、縦軸は磁界強度をそれぞれ示している。給電信号において図３の周波数ｆ１〜ｆ２０のいずれかが使われている。周波数ｆ１〜ｆ２０は８５ｋＨｚを中心周波数とする周波数帯域内に分布している。周波数ｆ１〜ｆ２０内で給電信号において使われる周波数を切り替えることによって周波数ホッピングを行うことができる。

例えば、最低周波数Ｆｓｓ＿ｓｔａｒｔ（ｆ１）を８１．２ｋＨｚに設定する。周波数の間隔Ｉ_ｆを４００Ｈｚに設定すると、図３の最高周波数Ｆｓｓ＿ｅｎｄ（ｆ２０）は８８．８ｋＨｚとなる。拡散帯域幅はＩ_ｆ×Ｎ＝４００Ｈｚ×２０＝８ｋＨｚとなる。ここで、Ｎは使われる周波数の数である。Ｆｓｓ＿ｅｎｄとＦｓｓ＿ｓｔａｒｔの差は７．６ｋＨｚとなっている。ただし、図２、図３に示したように給電信号が生成する磁界のスペクトルは各周波数ｆｉにおけるピークを中心とした分布を有する。このため、帯域［Ｆｓｓ＿ｅｎｄ，Ｆｓｓ＿ｓｔａｒｔ］の両端に２００Ｈｚ（Ｉ_ｆの半分）を加えた帯域を、周波数ホッピングの拡散帯域Ｂｓｓ［８１．０ｋＨｚ，８９．０ｋＨｚ］に設定してもよい。この場合、拡散帯域幅は８ｋＨｚとなる。

図３の例では、給電信号の周波数として周波数ｆ１〜ｆ２０が切り替えられて使われる。周波数が使われる順序を周波数の切り替えパターンとよぶものとする。周波数の切り替えパターン１周期分の期間についてみると給電信号の電力が帯域Ｂｓｓで拡散される。例えば、図２と図３について中心周波数８５ｋＨｚにおける電力密度を比較する。図３では、上述の期間について平均すると、電力密度が１／Ｂｓｓの関数で低下する。また、周波数の数をＮとすると、１／Ｎの関数で電力密度が低下すると考えることもできる。このように、周波数軸上での電力密度を低下させることよって、漏えい電磁界強度を低減させることが可能である。

図４は、周波数ホッピングの時系列の動作例を示している。図４は、図３のスペクトルを使った周波数の切り替え動作を具体化させたものである。図４のグラフの横軸はミリ秒単位の時刻を、縦軸は周波数番号をそれぞれ示している。周波数番号は周波数ｆｉの添え字ｉの値に相当する。図４の例では、同一周波数の継続期間が１２５マイクロ秒となっている。時刻０ミリ秒における周波数ｆ１から、周波数ｆ２、ｆ３、ｆ４、・・・と周波数番号の昇順に周波数の切り替えを行う。そして、周波数ｆ２０に遷移した後は、周波数ｆ１９、ｆ１８、ｆ１７、・・・と周波数番号の降順に周波数の切り替えを行う。

図４のように、時間軸で周波数番号をプロットすると略三角形状になる周波数の切り替えパターンを三角形状の遷移とよぶ。三角形状の遷移は図４の例と厳密に一致しなくてもよい。例えば、ｆ１９、ｆ２０、ｆ２０、ｆ１９と拡散帯域幅の端の周波数を２回繰り返して使ってもよい。また、ｆ１９、ｆ２０、ｆ１９と拡散帯域幅の端の周波数を繰り返さし使わなくてもよい。また、ひとつの周波数が継続して使われる期間の長さは一定でなくてもよい。

図４の切り替えパターンでは、ｆ１〜ｆ２０の周波数がそれぞれ２回使われており、同一周波数が継続して使われる期間の長さが１２５マイクロ秒である。したがって、ひとつの切り替えパターンを開始してから終了するまでに要する時間は２０×２×１２５マイクロ秒＝５ミリ秒となる。図３、図４では周波数拡散の一例として、２０周波数が用いられた場合を説明した。周波数拡散（ホッピング）において使われる周波数の数については特に限定しない。以降では、複雑化を避けるため、主に８周波数が用いられた例を使って説明を行う。

次に、図５、図６を参照し、駆動信号の位相差によってインバータの出力電力波形を調整する方法の一例について説明する。図５は、非接触電力伝送システムにおける回路の構成例をより詳細に示している。なお、図５では電流センサ１２と計算回路１３を省略している。インバータ１５は、レグＡとレグＢの位相差によって導通角を制御し、出力電圧波形を調整する。インバータ１５は、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４を備えている。レグＡはスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２を含む。一方、レグＢはＳＷ３、ＳＷ４を含む。

インバータ１５のスイッチング素子ＳＷ１には、駆動信号Ａが供給されている。スイッチング素子ＳＷ２には、駆動信号Ａ´が供給されている。スイッチング素子ＳＷ３には、駆動信号Ｂが供給されている。スイッチング素子ＳＷ４には、駆動信号Ｂ´が供給されている。図６は、図５のインバータ１５における駆動信号（Ａ〜Ｂ´）と出力電圧波形および導通角の例を示している。

以降では、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１から供給されている電力信号の電圧ＶＩＮが一定である場合を例として説明する。ただし、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１から供給される電力信号は必ず定電圧でなくてもよい。例えば、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１から供給される電力信号を一定の電流値に設定してもよい。電力信号が定電圧であるのか、定電流であるのかは、非接触電力伝送システムの設計による。

図６の（ａ）、（ｂ）、（ｃ）は各スイッチング素子に入力される駆動信号の波形と出力電圧波形を示している。また、給電信号の周波数をｆ０［Ｈｚ］、給電信号の周期をｔ０＝１／ｆ０［秒］とする。例えば、上述の図２の場合、ｆ０＝８５ｋＨｚとなる。スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４に供給される駆動信号Ａ〜Ｂ´は同一の周期ｔ０であり、同一のデューティー比を有するパルス信号である。

例えば図６（ａ）の場合、駆動信号Ａ〜Ｂ´のデューティー比は０．５＝５０％である。図６（ａ）の例では、インバータ１５の出力電圧波形において、基本波成分が最大となるよう、駆動信号Ａ〜Ｂ´が制御されている。スイッチング素子ＳＷ１とスイッチング素子ＳＷ２は相補的に駆動されているため、駆動信号Ａ´は、駆動信号Ａに対して１８０度の位相差Ｔ１（位相進み）を有する。

ここで、位相差について説明する。位相差とは周期信号間の波形の時間差である。周期ｔ０の信号におけるＰ度の位相進みは、Ｐ／３６０×ｔ０の時間進みと等価である。周期信号の場合、３６０度の位相シフトを行っても波形は不変である。したがって、Ｐ度の位相進みは（３６０−Ｐ）度の位相遅れと等価である。以降では、波形の説明において位相進みまたは位相遅れの表現を使う。３６０度の位相シフトを考慮すると、同じ位相を位相進みと位相遅れの両方を使って表現することができる。負の位相進みは、絶対値をとって正の位相遅れであるともいえる。同様に、負の位相遅れは、絶対値をとって正の位相進みであるともいえる。すなわち、Ｐ度の位相遅れとは、−Ｐ度の位相進みと等価である。また、Ｐ度の位相進みとは、−Ｐ度の位相遅れと等価である。

図６（ａ）において、駆動信号Ｂは駆動信号Ａに対して、Ｔ１＝１８０度の位相進みを有する。また、駆動信号Ｂ´は駆動信号Ｂに対して１８０度の位相進みを有する。このため、駆動信号Ｂ´は駆動信号Ａに対して３６０度の位相進みとなり、駆動信号Ｂ´と駆動信号Ａは同一の波形となる。図６（ａ）において、インバータ１５の出力電圧波形は矩形波となっている。矩形波において、インバータ１５のスイッチング素子が導通している期間はＴ４となる。期間Ｔ４は位相角で１８０度に相当し、導通角ともよばれる。図６の出力電圧波形に重ねられている破線の波形は、インバータ１５の出力電圧の基本波成分に相当する。基本波成分は、出力電圧波形の周波数ｆ０の成分であるといえる。

図６（ｂ）では、出力電圧波形の基本波成分の振幅が図６（ａ）より小さく設定されている。図６（ａ）と同様、図６（ｂ）の駆動信号Ａ´は駆動信号Ａに対して１８０度の位相進みを有する。また、駆動信号Ｂは、駆動信号Ａに対して（１８０−Ｐ１）度の位相進みを有する。（１８０−Ｐ１）度は、図６（ｂ）のＴ５に相当する。図６（ｂ）でＰ１＝６０度に設定されているため、駆動信号Ｂの駆動信号Ａに対する位相進みは１２０度となっている。さらに、駆動信号Ｂ´は、駆動信号Ｂに対して１８０度の位相進みを有する。

図６（ｂ）の出力電圧波形では、１周期あたりｔ０×Ｐ１／３６０［秒］の出力電圧が０（ＯＦＦ）となる期間が存在する。このため、出力電圧波形の基本波成分の振幅は、図６（ａ）に比べて小さくなる。一方、出力電圧波形において出力電圧がＶｉｎまたは−Ｖｉｎ（ＯＮ）になっている期間Ｔ６は、インバータのスイッチング素子が導通している期間に相当する。図６（ｂ）の出力電圧波形における導通角は１２０度となっている。

図６（ｃ）でも、出力電圧波形の基本波成分の振幅が図６（ａ）の場合より小さく設定されている。図６（ｃ）の駆動信号Ｂは、駆動信号Ａに対して（１８０−Ｐ１）度の位相進みを有する。（１８０−Ｐ１）度は、図６（ｃ）のＴ７に相当する。図６（ｃ）では、Ｐ１＝１２０度に設定されているため、駆動信号Ｂは、駆動信号Ａに対する位相進みは６０度となっている。このため、出力電圧波形の基本波成分の振幅は、図６（ｂ）の場合よりさらに小さくなっている。出力電圧波形において、出力電圧がＶｉｎまたは−Ｖｉｎ（ＯＮ）になっている期間Ｔ８は、インバータのスイッチング素子が導通している期間に相当する。図８（ｃ）の出力電圧波形における導通角は６０度となっている。

図６の結果を参照すると、出力電圧波形の基本波成分の振幅は導通角に比例している。図６（ａ）における出力電圧波形の基本波成分の振幅を１とすると、図６（ｂ）では２／３、図６（ｃ）では１／３となる。

図６（ａ）〜（ｃ）において、駆動信号のデューティー比は０．５＝５０％となっている。ただし、現実のスイッチング素子では動作タイミングにばらつきが生ずることがある。例えば、スイッチング素子ＳＷ１とスイッチング素子ＳＷ２が同時にＯＮになる可能性がある。また、スイッチング素子ＳＷ３とスイッチング素子ＳＷ４が同時にＯＮになる可能性もある。これらの場合、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１の出力が短絡され、大電流が流れるおそれがある。

そこで、複数のスイッチング素子が同時にＯＮとなるのを防止するためにデットタイムを設定し、実質的なデューティー比は０．５＝５０％未満にしてもよい。インバータの実装では、デットタイムが一律に設定されることがある。その場合、図６（ｂ）、図６（ｃ）でもデットタイムが設定されるため、デューティー比の設定値と比べ、実際に出力電圧波形がＯＮとなる期間は短くなる。

上述のように、インバータ１５の出力電圧波形の基本波成分の振幅を調整することによって、送電回路１６に供給される電流値および受電回路２０に伝送される電力を制御することができる。図５、図６では、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１から供給されている電力信号の電圧ＶＩＮが一定である場合に、電流の調整により受電側に供給される電力を制御する方法について説明した。図５とは異なる回路を用いて、送電回路１６に供給される電流値を制御してもよい。上述のように、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１から定電流の電力信号を供給してもよい。この場合、送電回路１６に供給される電力信号（給電信号）の電圧を調整することによって、受電回路２０に伝送される電力を制御することができる。

図７は、給電信号について８周波数（Ｆ０〜Ｆ７）の周波数ホッピングを行う場合に生じる、供給電力の変化を示している。供給電力の例としては、受電装置２のバッテリー２２に供給される電力信号の電力値が挙げられる。なお、図７の例は、図５の非接触電力伝送システムにおいて、インバータ１５のレグにおける位相差を一定値に設定した場合であるものとする。図７では、給電信号が周波数Ｆ７である場合において、バッテリー２２へ供給される電力を１としている。そして、給電信号が周波数Ｆ０〜Ｆ６に切り替えられた場合に、バッテリー２２へ供給される電力は１に対する相対比で示されている。

非接触電力伝送システムでは、特定の周波数の給電信号で共振条件が満たされるよう、コイル、キャパシタなどの素子を含む回路が実装されている。また、非接触電力伝送に使用されない高調波の漏洩電磁界強度を低減させるため、図１には示されていないフィルタ回路が実装される場合もある。一般に、回路の共振条件が満たされる周波数（共振周波数）では、受電側に供給される電力が大きくなるだけなく、電力伝送が可能な距離も長くなる。非接触電力伝送システムに周波数特性があるため、共振周波数からのずれが大きくなると、受電側に供給される電力と、電力伝送が可能な距離の両方が減少する。

図７の例では、周波数Ｆ７が共振周波数に最も近く、周波数番号の降順（Ｆ６、Ｆ５、Ｆ４、・・・）に共振周波数からのずれが大きくなっている。したがって、周波数番号の降順に、受電装置２のバッテリー２２に供給される電力が減少している。例えば、周波数Ｆ０では周波数Ｆ７の８割未満の電力しか供給されない。図７のような周波数特性を有する非接触電力伝送システムで、給電信号の周波数ホッピングを行うと、図８に示したように、受電される電力信号にリップルが生ずる。

図８の例では、定電圧でバッテリー２２の充電が行われているため、供給電力の変動は電流値の変動として顕在化する。図８を参照すると、電流値には約１２４〜１６２Ａの範囲で増減を繰り返すリップルが生じている。一般に、バッテリー２２のような２次電池では、入力可能な電流値の範囲が仕様で定められている。例えば、基準値に対して±５％以内の電流が入力可能と規定される。このため、電力信号の電流のリップルが大きくなると、２次電池に電力信号を入力することが困難となる可能性がある。図８の例では、約３８Ａの幅の電流リップルが発生しており、基準値に対して±１０％以上の大きな変動となっている。図８の例の場合、電流リップルを抑制するための対策が必要となる。

図５の非接触電力伝送システムでは、インバータ１５のレグＡとレグＢの位相差を変更することによって、給電信号の電流値を調整した（図６）。図５の非接触電力伝送システムの給電信号は、定電圧であるため、電流値（すなわち、インバータ１５のレグの位相差）を変更することによって、受電側に供給される電力値を調整することができる。

図９は、インバータ１５のレグの位相差を複数の値に設定した場合における、バッテリー２２に供給される電力信号の電流値の周波数特性の例を示している。図９の縦軸は電流値を、横軸は周波数をそれぞれ示している。図９を参照すると、レグの位相差が９０度である場合、周波数８５．０ｋＨｚで電流値が約１００Ａとなっており、周波数が高くなるのにしたがって、電流値は減少する。レグの位相差が１７０度である場合、電流値は１５０Ａを超えており、周波数が高くなるのにしたがって、電流値は増大する。

図１０は、レグの位相差が１１０度である場合における電流値の周波数特性を拡大したものである。図１０を参照すると、周波数が８３．５ｋＨｚから８４．５ｋＨｚに上昇すると電流値が増えるものの、周波数が８４．５ｋＨｚより高くなると電流値が逆に減少している。図１１は、レグの位相差が１５０度である場合における電流値の周波数特性を拡大したものである。図１１のグラフを参照すると、周波数の上昇にしたがって電流値が単調増加している。また、図１１の範囲で、周波数特性はほぼ線形となっている。

給電信号の電力値（電流値）によって、非接触電力伝送システムの周波数特性は変化する。そこで、受電側に供給される電力値（電流値）を安定化させるため、非接触電力伝送システムの周波数特性による給電信号の電力値（電流値）の変動を打ち消すようにインバータ１５のレグ位相差を調整することができる。例えば、多項式曲線によって周波数特性を近似することが可能である。

リップル補正のため、各電力値における周波数特性を送電装置に記憶し、条件によって制御処理の内容を選択する方法がある。ただし、この方法では事前に周波数特性を計測し、製品に設定する必要があるため、準備や製品の製造工程が複雑化してしまう。また、非接触電力伝送システムでは、コイルどうしの配置のずれによっても周波数特性が変化することが知られている。このため、装置に設定された周波数特性と現実の周波数特性が一致せず、十分なリップル補正ができなくなるおそれもある。

例えば、本実施形態に係る非接触電力伝送システムは、稼働中に周波数特性を近似した多項式を計算する。このため、事前に周波数特性の計測をしたり、装置に周波数特性を設定したりしなくても、効果的なリップル補正を行うことができる。

以下では、再び図１を参照しながら、リップル補正の方法を説明する。受電装置２のバッテリー２２に入力される電力信号のリップルの抑制が求められている場合であっても、他の箇所の電力信号を基準とし、制御を行ってもよい。図１の送電装置１では、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１とインバータ１５の間に電流センサ１２が設けられている。ここで、インバータ１５に入力される電力信号を基準として使う理由は、インバータ１５に入力される電力信号と、バッテリー２２に入力される電力信号に相関があるからである。

電力値には電流値との間に相関があるため、電力信号の電流値に代わって、電力値を計測してもよい。バッテリー２２に入力される電力信号の電圧と、インバータ１５に入力される電力信号の電圧に相関がある場合には、電圧値を計測してもよい。インバータ１５には定電圧の電圧信号が供給されているため、電流センサ１２によって計測された電流値に基づいて、電力値の変動を推定することも可能である。

電流センサ１２は、インバータ１５が生成する給電信号の周波数切り替えタイミングに応じて、電流値の計測を行うことができる。電流センサ１２は、使われている周波数が異なる複数のタイミングで電力信号の計測を行うセンサの一例である。センサの計測値は、電圧値など、電流値以外の量であってもよい。例えば、拡散制御回路１４ｂが給電信号の周波数を周波数Ｆ０〜Ｆ８の８周波数で順次ホッピングさせているとする。この場合、図１３に示したように、給電信号で周波数Ｆ０、Ｆ３、Ｆ７が使われているときの電流値を計測することができる。例えば、拡散制御回路１４ｂは、給電信号で周波数Ｆ０、Ｆ３、Ｆ７が使われているときにタイミング信号を生成する。タイミング信号は、電流センサ１２に入力される。

図１２は、電流センサ１２に入力されるタイミング信号の例を示している。図１２上段のグラフには、給電信号の周波数切り替えタイミングが示されている。縦軸は周波数、横軸は時刻をそれぞれ示している。図１２下段には、３種類のタイミング信号（ＳＰ＿ｌｏｗ＿ｆｒｅｑ、ＳＰ＿ｍｉｄ＿ｆｒｅｑ、ＳＰ＿ｈｉ＿ｆｒｅｑ）が示されている。タイミング信号ＳＰ＿ｌｏｗ＿ｆｒｅｑは、給電信号の周波数がＦ０であるときに生成される。タイミング信号ＳＰ＿ｍｉｄ＿ｆｒｅｑは、給電信号の周波数がＦ３であるときに生成される。タイミング信号ＳＰ＿ｈｉ＿ｆｒｅｑは、給電信号で周波数がＦ７であるときに生成される。

送電装置１には、３つのレジスタ１９（Ｒｅｇ＿ｌｏｗ＿ｆｒｅｑ、Ｒｅｇ＿ｍｉｄ＿ｆｒｅｑ、Ｒｅｇ＿ｈｉ＿ｆｒｅｑ）が設けられている。電流センサ１２は各タイミング信号の立ち上がりタイミングで、対応するレジスタに計測された電流値を格納する。レジスタＲｅｇ＿ｌｏｗ＿ｆｒｅｑには、給電信号で周波数Ｆ０が使われているときに計測された電流値が格納される。レジスタＲｅｇ＿ｍｉｄ＿ｆｒｅｑには、給電信号で周波数Ｆ３が使われているときに計測された電流値が格納される。レジスタＲｅｇ＿ｈｉ＿ｆｒｅｑには、給電信号で周波数Ｆ７が使われているときに計測された電流値が格納される。各レジスタ１９に格納された電流値は、計算回路１３に入力される。計算回路１３は、多項式曲線で周波数特性を近似し、パラメータを計算する。

なお、電流センサ１２は各タイミング信号のエッジ検出を行ってもよいし、レベル検出を行ってもよい。すなわち、タイミング信号による電流センサ１２のトリガ方法については特に問わない。また、レジスタはセンサの計測値を記憶する素子の一例にしかすぎない。センサの計測値を各種の揮発性メモリ、不揮発性メモリなどその他の素子や各種の記憶装置に保存することが可能である。

例えば、インバータ１５のレグ位相差と、インバータ１５が生成する給電信号の周波数との関係について、２次多項式の近似式を求めることができる。拡散制御回路１４ｂが直接制御の対象とするのは、レグ位相差であるため、周波数特性の近似では電流値（電圧値）に代わりレグ位相差を用いる。各周波数をｆｎ（ｎ＝０、１、２・・・）とすると、下記の式（１）のようにレグ位相差Ｃ（ｆｎ）は２次関数となる。

式（１）の係数θ_０、θ_１、θ_２は最急降下法によって推定することができる。係数θ_０はｆ_ｎ＝０のときのレグ位相差に相当する。ただし、係数θ_０を周波数ｆ０のときにおけるレグ位相差だと仮定すれば、係数θ_０を推定対象から除外することができる。したがって、最急降下法で推定される係数は１次の係数θ_１と、２次の係数θ_２である。

下記の式（２）を使って係数θ_１の値を更新することにより、係数θ_１が推定される。

同様に、下記の式（３）を使って係数θ_２の値を更新することにより、係数θ_２が推定される。

例えば、レジスタＲｅｇ＿ｌｏｗ＿ｆｒｅｑに格納された電流値Ｉｏｕｔ（ｆ０）、レジスタＲｅｇ＿ｍｉｄ＿ｆｒｅｑに格納された電流値Ｉｏｕｔ（ｆ３）、レジスタＲｅｇ＿ｈｉ＿ｆｒｅｑに格納された電流値をＩｏｕｔ（ｆ７）として、上述の式（２）、（３）に代入することができる。学習率ηを調整し、式を複数回更新することによって係数の値を推定する。２次多項式に係る曲線の形状を定めるために少なくとも３つの点が必要である。このため、２次多項式による近似で係数を求めるためには、３つ以上のデータサンプルがあることが望ましい。

上述では、送電装置１で、給電信号で異なる周波数が使われている、３つのタイミングで電流値の計測を行った。そして、電流の計測値に基づいて、レグ位相差と、生成される給電信号の周波数との関係について、２次多項式の近似式を推定した。近似式の推定では、最急降下法により係数の値を計算した。拡散制御回路１４ｂは、２次多項式の近似式に基づいてインバータ１５のレグ位相差を決定することができる。これにより、受電装置２のバッテリー２２に入力される電力信号のリップル補正を行うことができる。

第１の実施形態では、最急降下法によって近似式の係数を推定した。ただし、この方法は一例にしかすぎない。したがって、その他の方法によって近似式の係数を計算してもよい。例えば、係数を逐次更新する手法ではなく、連立方程式の求解を行う手法を使ってもよい。また、給電信号の周波数が異なる４つ以上のタイミングで電流値の計測を行ってもよい。すなわち、近似に用いられるデータサンプルの数については特に問わない。また、２次多項式以外の関数を使って周波数特性を近似してもよい。

（第２の実施形態）
第１の実施形態で述べた周波数特性の推定方法は一例にしかすぎない。したがって、その他の方法によって周波数特性の推定を行ってもよい。第２の実施形態では、周波数特性の近似式を簡易に推定する方法について説明する。以下では、第１の実施形態との差異点を中心に、第２の実施形態を説明する。

式（１）の説明で述べたように、係数θ_０を周波数ｆ０のときにおけるレグ位相差だと仮定すれば、係数θ_０の値を推定対象から除外することができる。そこで、式（１）の１次項と２次項を下記の式（４）のように書き換えることができる。

ここで、ｆｃｎｔは、周波数ホッピングにおける中心周波数である。周波数の数が偶数である場合、ｆｃｎｔを周波数帯域の中心に最も近い２周波数の平均値に設定することができる。式（１）と式（４）を比較すると、係数θ_２の基底関数がｆｎ^２から（（ｆｎ−ｆｃｎｔ）^２−ｆｃｎｔ^２）に変わっている。

周波数ｆｎとして、最低周波数ｆ０からの相対値が使われる（すなわち、ｆ０＝０Ｈｚとして計算が実行される）ものとする。この場合、ｆｎ＝ｆ０およびｆｎ＝ｆｍａｘ（ｆｍａｘは周波数ホッピングにおける最大周波数）のとき、（ｆｎ−ｆｃｎｔ）＝ｆｃｎｔとなる。したがって、最低周波数ｆ０と最大周波数ｆｍａｘでは、係数θ_２の基底関数が０となり、２次の項の影響がなくなる。このため、ｆ０とｆｍａｘにおいて係数θ_１を直接計算することができる。

そして、１次の項の係数θ_１を下記の式（５）を使って、最急降下法で求める。式（５）を複数回更新することによって係数θ_１を計算する。

本実施形態では、基底関数を変更したため、係数θ_２の計算を最低周波数ｆ０と最大周波数ｆｍａｘ以外の周波数について行う。係数θ_２は下記の式（６）によって求めることができる。式（６）を複数回更新することによって係数θ_２を計算する。

ここで、ｆｃｎｔ´はｆｃｎｔに最も近い周波数である。周波数ホッピングの周波数の数が偶数である場合、ｆｃｎｔ´としてｆｃｎｔに最も近い、いずれかの周波数を使うことができる。なお、式（５）、（６）において、Ｉｏｕｔ（・・・）は給電信号が対応する周波数であるときに計測された電流値である。

本実施形態に係る方法を用いることにより、係数θ_１と、係数θ_２の計算をそれぞれ独立して行うことができる。各係数を独立して計算することにより、１次の項と２次の項の相互干渉を防ぎ、計算値を早く収束させることができる。図１４は、本実施形態の方法により、係数θ_１、θ_２を更新し、インバータ１５のレグ位相差を計算し、制御を行った結果を示している。図１４を参照すると、制御の開始前（係数の更新回数０回）では、給電信号の周波数がＦ０であるタイミングと、給電信号の周波数がＦ７であるタイミングを比較すると、電流値に約１０Ａの差がある。しかし、係数の更新回数が１５回に達すると、給電信号の周波数に関わらず、電流値の変動が約０．５Ａ未満となっており、リップルが抑制されている。このように、本実施形態に係る制御を行うことにより、バッテリー２２にほぼ一定の電流値の電力信号を供給することが可能となる。

なお、第２の実施形態に係る非接触電力伝送システムの構成は、第１の実施形態と同様であるものとする。

（第３の実施形態）
図１０に示したように、非接触電力伝送システムの周波数特性は非線形となることがある。このような場合、第１、第２の実施形態で説明したように、非線形の多項式で周波数特性を近似することによって、効果的なリップル補償を行うことができる。

図１１に示したように、条件によっては非接触電力伝送システムの周波数特性がほぼ線形となる場合もある。例えば、電力信号をモニタリングした結果、非接触電力伝送システムの周波数特性がほぼ線形であることが判明した場合、線形近似を行ってもよい。第３の実施形態では、周波数特性の線形近似が行われる場合を説明する。以下では、第１、第２の実施形態との差異点を中心に、第３の実施形態を説明する。

例えば、多項式近似の次数を１次にしてもよい。線形近似を行うことにより、係数の推定処理に要する計算量を削減し、処理時間を短縮することができる。線形近似では、必要なデータサンプル数の最小値が２である。ただし、使われるデータサンプル数は３以上であってもよい。ここで、各データサンプルは、給電信号が各周波数であるときに計測された電流値に相当する。線形近似を行う場合、インバータ１５のレグ位相差は下記の式（７）のようになる。

θ_０は、給電信号の周波数がＦ０となるときのインバータ１５のレグ位相差である。θ_０の値があらかじめ知られている場合、１次項の係数θ_１のみを計算すればよい。係数θ_１は下記の式（８）によって求めることができる。式（８）を複数回更新することにより、係数θ_１を計算する。

ここで、ｆ０は周波数ホッピングの最小周波数であり、ｆｍａｘは周波数ホッピングの最大周波数である。また、Ｉｏｕｔ（・・・）は給電信号が対応する周波数であるときに計測された電流値である。給電信号について８周波数（Ｆ０〜Ｆ７）の周波数ホッピングが行われる場合、例えば、周波数Ｆ０のときに計測された電流値と、周波数Ｆ７のときに計測された電流値を使うことができる。そして、学習率η１で、最急降下法を適用することができる。

なお、第３の実施形態に係る非接触電力伝送システムの構成は、第１の実施形態と同様であるものとする。

（第４の実施形態）
第１の実施形態に係る非接触電力伝送システムでは、送電装置１で直流の電力信号の電流値を計測していた。ただし、その他の箇所における電力信号の電流値を計測してもよい。また、計測される電力信号は直流、交流のいずれであってもよい。第４の実施形態に係る非接触電力伝送システムでは、受電装置２で交流の電力信号の電流値を計測する。以下では、第１の実施形態との差異点を中心に、第４の実施形態に係る非接触電力伝送システムを説明する。

図１５は、第４の実施形態に係る非接触電力伝送システムの構成例を示している。図１６の送電装置１は、ＡＣ電源１０と、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１と、電流センサ１２と、制御部１４と、インバータ１５と、送電回路１６と、通信回路１７とを備えている。制御部１４は、内部の構成要素として、信号生成回路１４ａと、拡散制御回路１４ｂとを含む。一方、図１５の送電装置１は必ず計算回路１３と、レジスタ１９とを備えていなくてもよい。電流センサ１２は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１とインバータ１５との間に接続されている。電流センサ１２は、直流の電力信号を計測し、計測値を制御部１４に出力する。

制御部１４は、インバータ１５のレグ位相差の設定値と、電流センサ１２が計測した電力信号の電流値との関係を求めることができる。例えば、複数の設定値が使われているときにおける、電力信号の電力値に基づき、回帰式を求めることができる。ただし、上述の関係の計算方法については特に問わない。制御部１４は、求めたインバータ１５のレグ位相差と電力信号の電流値との関係を制御部１４内のメモリまたはストレージに保存する。なお、電力信号の電圧値または電力値を計測するセンサが設けられている場合、制御部１４はインバータ１５のレグ位相差と電力信号の電圧値または電力値との関係を求めてもよい。

通信回路１７は、受電装置２の通信回路２５と無線通信によってデータを受信することができる。通信回路１７は、アンテナを含んでいてもよい。また、通信回路１７が使う通信規格の種類については特に問わない。通信回路１７は、受電装置２の計算回路２４の計算結果を含む制御信号を拡散制御回路１４ｂに転送する。拡散制御回路１４ｂは、計算回路２４の計算結果に基づき、インバータ１５のレグ位相差を制御する。上述の違いを除けば、送電装置１の各構成要素の構成は第１の実施形態と同様である。したがって、本実施形態に係る送電装置１も、給電信号の周波数ホッピングを行う。

図１５の受電装置２は、第１の実施形態に係る受電装置の構成要素に加え、交流電流センサ２３と、ローパスフィルタ２０１と、バンドパスフィルタ２０２と、ハイパスフィルタ２０３と、計測回路２１１〜２１３と、計算回路２４と、通信回路２５とを備える。交流電流センサ２３は、受電回路２０が受信した交流の電力信号の電流を計測する。交流電流センサ２３は、交流信号を出力する。この交流信号の振幅は、受電装置２が受信した電力信号の電力値と相関を有する。

交流電流センサ２３から出力された交流信号は分岐し、ローパスフィルタ２０１、バンドパスフィルタ２０２、ハイパスフィルタ２０３のそれぞれに入力される。ローパスフィルタ２０１は、交流信号のうち、給電信号の周波数ホッピングにおける最低周波数を含む成分（周波数帯域ＬＯ）を通す。バンドパスフィルタ２０２は、交流信号のうち、給電信号の周波数ホッピングにおける周波数帯域の中心を含む成分（周波数帯域ＭＩＤ）を通す。周波数ホッピングの周波数の数が奇数である場合、バンドパスフィルタ２０２は、交流信号のうち、給電信号の周波数ホッピングにおける中心周波数を含む成分を通してもよい。ハイパスフィルタ２０３は、交流信号のうち、給電信号の周波数ホッピングにおける最高周波数を含む成分（周波数帯域ＨＩ）を通す。

ローパスフィルタ２０１、バンドパスフィルタ２０２、ハイパスフィルタ２０３の利得は、ほぼ同一となるように実装されていることが好ましい。計測回路２１１は、ローパスフィルタ２０１から出力された周波数帯域ＬＯの交流信号の電力値を計測する。計測回路２１２は、バンドパスフィルタ２０２から出力された周波数帯域ＭＩＤの交流信号の電力値を計測する。計測回路２１３は、ハイパスフィルタ２０３から出力された周波数帯域ＨＩの交流信号の電力値を計測する。計測回路２１１〜２１３によって計測された、各フィルタから出力された電力値は、各周波数帯域における電流値と相関を有する。

計測回路２１１〜２１３は、計測した電力値を計算回路２４に入力する。計算回路２４は、各計測回路が計測した電力値に基づき、電力値の周波数特性を近似することができる。例えば、最急降下法を使った多項式近似を行うことができるが、使われる近似式の種類、計算手法については特に問わない。計算回路２４が計算した電力値の周波数特性は、通信回路２５および通信回路１７を介して、送電装置１の拡散制御回路１４ｂに転送される。拡散制御回路１４ｂは、インバータ１５のレグ位相差と電力信号の電流値との関係を用いて、受信した電力値の周波数特性をインバータ１５のレグ位相差の周波数特性に変換する。ここで、係数を乗ずることによって電流値を電力値に変換することができる。これにより、拡散制御回路１４ｂはインバータ１５のレグ位相差を制御し、バッテリー２２に供給される電力信号のリップル補償を行う。

本実施形態では、受電装置２に、異なる通過帯域を有する複数のフィルタを設けることにより、複数周波数の電力信号の変動を検出することができる。複数のフィルタにより、電力信号の周波数弁別が行われるため、受電装置２は、給電信号の周波数ホッピングのタイミングに係る情報を使わなくてもよい。

（第５の実施形態）

例えば、送信側の通信装置でＦＳＫやＦＭによって信号を変調された場合、受信側の通信装置では信号を復調するために信号のタイミングを再生する必要がある。信号のタイミング再生を行うために、各種の手法が提案されている。ただし、一般に非接触電力伝送システムでは、給電信号を使ってデータを搬送しない限り、信号のタイミング再生は必要ではない。送電装置が生成する給電信号について周波数ホッピングが行われている場合でも、第４の実施形態で述べたように、周波数切り替えのタイミングに係る情報を受電装置で使わなくてもよい。すなわち、周波数ホッピングがされた給電信号によって受電される受電装置は、信号のタイミング再生を行わなくてもよい。

ただし、第５の実施形態で説明するように、より効果的なリップル補償を行うために、受電装置側で、送電装置が生成した給電信号の周波数ホッピングのタイミングを再生／推定してもよい。以下では、第４の実施形態との差異点を中心に、第５の実施形態に係る非接触電力伝送システムを説明する。

図１６は、第５の実施形態に係る非接触電力伝送システムの構成例を示している。図１６の送電装置１の構成は、第４の実施形態に係る送電装置（図１５の送電装置１）と同様である。図１６の受電装置２は、受電回路２０と、整流器２１と、バッテリー２２と、交流電流センサ２３と、直流電流センサ２３ｄと、計算回路２４と、通信回路２５と、タイミング再生回路２６と、複数のレジスタ２７（Ｒｅｇ２＿ｌｏｗ＿ｆｒｅｑ、Ｒｅｇ２＿ｍｉｄ＿ｆｒｅｑ、Ｒｅｇ２＿ｈｉ＿ｆｒｅｑ）とを備える。タイミング再生回路２６は、内部の構成要素として、リミッタアンプ２６ａと、ディスクリミネータ２６ｂと、ＰＬＬ２６ｃとを含んでいる。

交流電流センサ２３は、受電回路２０が受信した交流の電力信号の電流を計測する。交流電流センサ２３は、交流信号を出力する。この交流信号の振幅は、受電装置２が受信した電力信号の電力値と相関を有する。交流信号は、リミッタアンプ２６ａに入力される。リミッタアンプ２６ａは、交流信号から一定以上の振幅を除去した信号を出力する。そして、リミッタアンプ２６ａから出力された信号はディスクリミネータ２６ｂに入力される。ディスクリミネータ２６ｂは、周波数弁別器ともよばれる素子である。ディスクリミネータ２６ｂは、入力された信号の周波数の変化を、電圧の変化として出力する。

交流電流センサ２３が周波数ホッピングの行われている電力信号の電流を計測した場合、ディスクリミネータ２６ｂの出力信号の時間軸における波形は、周波数ホッピングのパターンを示したものになる。例えば、図４のような三角形状の遷移パターンが使われた場合、ディスクリミネータ２６ｂの出力信号は、図４のグラフの縦軸を電圧に置き換えたものとなる。ディスクリミネータ２６ｂの出力信号を参照することにより、周波数ホッピングのパターンの周期（例えば、図４では５ミリ秒）に関する情報を得ることができる。

ディスクリミネータ２６ｂの出力信号をレファレンスとし、ＰＬＬ２６ｃで位相同期を行うことにより、周波数ホッピングパターンの周期に相当するクロックのタイミング（基準タイミング）を再生することができる。ここでは、８周波数（Ｆ０〜Ｆ７）の周波数ホッピングが行われていることを想定する。例えば、基準タイミングに基づき、周波数Ｆ０、Ｆ３、Ｆ７が使われているタイミングを推定することができる。この場合、タイミング再生回路２６は、周波数Ｆ０、Ｆ３、Ｆ７が使われているタイミングにパルスを有する３種類のタイミング信号（ＳＰ２＿ｌｏｗ＿ｆｒｅｑ、ＳＰ２＿ｍｉｄ＿ｆｒｅｑ、ＳＰ２＿ｈｉ＿ｆｒｅｑ）を出力する。

整流器２１とバッテリー２２の間に接続された直流電流センサ２３ｄは、直流の電力信号の電流値を計測することができる。直流電流センサ２３ｄは、タイミング信号ＳＰ２＿ｌｏｗ＿ｆｒｅｑの立ち上がりタイミングで、電流値を計測する。このときに計測された電流値はレジスタＲｅｇ２＿ｌｏｗ＿ｆｒｅｑに格納される。また、直流電流センサ２３ｄは、タイミング信号ＳＰ２＿ｍｉｄ＿ｆｒｅｑの立ち上がりタイミングで、電流値を計測する。このときに計測された電流値はレジスタＲｅｇ２＿ｍｉｄ＿ｆｒｅｑに格納される。同様に、直流電流センサ２３ｄは、タイミング信号ＳＰ２＿ｈｉ＿ｆｒｅｑの立ち上がりタイミングで、電流値を計測する。なお、直流電流センサ２３ｄがタイミング信号のエッジ検出を行ってもよいし、タイミング信号のレベル検出を行ってもよい。すなわち、直流電流センサ２３ｄのトリガ条件については特に問わない。

計算回路２４は、各レジスタに格納された電流値をＩｏｕｔ（ｆ０）、Ｉｏｕｔ（ｆ３）、Ｉｏｕｔ（ｆ７）として、インバータ１５のレグ位相差を計算する。計算では、例えば、第１〜第３の実施形態で述べた多項式近似によって電力信号の電流値の周波数特性の推定を行うことができる。計算回路２４が計算した電流値の周波数特性は、通信回路２５および通信回路１７を介し、送電装置１の拡散制御回路１４ｂに転送される。拡散制御回路１４ｂは、インバータ１５のレグ位相差と電力信号の電流値との関係を用いて、受信した電流値の周波数特性をインバータ１５のレグ位相差の周波数特性に変換する。そして、拡散制御回路１４ｂは、レグ位相差の周波数特性に基づき、インバータ１５を制御し、リップル補償を行う。

なお、レジスタはセンサの計測値を記憶する素子の一例にしかすぎない。センサの計測値を各種の揮発性メモリ、不揮発性メモリなどその他の素子や各種の記憶装置に保存することが可能である。

本実施形態では、受電された電力信号に基づきタイミング再生を行っている。このため、生成されるタイミング信号はジッタを含み、電力信号に対して遅延している可能性がある。上述の遅延の影響を考慮に入れ、ディスクリミネータ２６ｂとＰＬＬの設計（例えば、時定数の決定）を行うことができる。これにより、必要なタイミングにおいて、電流値のサンプリングを行うことが可能となる。

第１の実施形態では、バッテリー２２に供給される電力信号の電流値と相関を有するデータとして、送電装置１のＡＣ／ＤＣコンバータ１１から出力された電力信号の電流値を計測していた。一方、本実施形態では、制御対象としている、バッテリー２２に供給される電力信号の電流値を直接計測している。送電装置１で計測された電流値が、制御対象の部位の電流値と相関関係を有していても、誤差や遅延が含まれることは否定できない。本実施形態のように、リップル抑止が必要な箇所の電流値を直接計測し、計測されたデータに基づいた制御を行うことにより、高精度のリップル補償を行うことができる。

上述で説明した差異点を除けば、第５の実施形態に係る非接触電力伝送システムの構成は、第４の実施形態と同様である。

（第６の実施形態）
最急降下法など、複数回の更新処理を実行するアルゴリズムでは、パラメータが一定の値に収束するまで更新処理が繰り返される。このため、いずれかの処理ステップに遅延があると、パラメータの値が収束するまでに要する時間が長くなってしまう。例えば、第５の実施形態では、受電装置２の計算回路２４から送電装置１の拡散制御回路１４ｂにレグ位相差の情報を転送する必要があるため、各処理ステップの遅延が大きくなる可能性がある。ここで、パラメータは周波数特性の近似式の係数θ_ｉに相当する。第６の実施形態では、周波数特性の近似式の係数θ_ｉの計算を高速化させる構成について説明する。以下では、上述の各実施形態との差異点を中心に、第６の実施形態に係る非接触電力伝送システムを説明する。

図１７は、第６の実施形態に係る非接触電力伝送システムの構成例を示している。図１７の送電装置１の構成は、第１の実施形態に係る送電装置（図１の送電装置１）の構成要素に加え、通信回路１７を備えている。一方、図１７の受電装置２の構成は、第５の実施形態に係る受電装置（図１６の受電装置２）と同様である。本実施形態では、送電装置１と受電装置２の両方に計算回路が設けられている。リップル補償処理において、送電装置１の計算回路１３と、受電装置２の計算回路２４とを切り替えて使うことができる。

例えば、リップル補償処理の開始時に、計算回路１３は送電装置１の電流センサ１２で計測された電流値に基づき、周波数特性の近似式の係数θ_ｉを最急降下法によって計算する。このとき、関係する構成要素は送電装置１内で閉じているため、各処理ステップにおける遅延を最小限に抑えることができる。したがって、周波数特性の近似式の係数θ_ｉの値を比較的短時間で収束させることが可能である。ここで、計算回路１３は係数θ_ｉの値の収束度を監視する。係数θ_ｉの値が一定程度まで収束した場合、計算回路１３は、直近に更新された係数θ_ｉを通信回路１７および通信回路２５を介し、受電装置２の計算回路２４に転送する。

計算回路２４は、複数のレジスタ２７に格納された電流値を用いて、受信した係数θ_ｉの値を最急降下法によって更新する。計算回路２４は、係数θ_ｉの値が所定の程度まで収束したら、直近に更新された係数θ_ｉに基づき、インバータ１５のレグ位相差を計算する。そして、計算回路２４は、通信回路２５および通信回路１７を介し、レグ位相差を送電装置１の拡散制御回路１４ｂに転送する。そして、拡散制御回路１４ｂは転送されたレグ位相差に基づき、インバータ１５の制御を行い、リップル補償を行う。なお、計算回路２４は、直近に更新された係数θ_ｉを送電装置１に転送し、送電装置１側で係数θ_ｉに基づきレグ位相差を計算してもよい。

このように、送電装置１で係数θ_ｉの粗調整を行い、係数θ_ｉが一定程度まで収束した後に、受電装置２側で係数θ_ｉの微調整を行ってもよい。これにより、計算時間の短縮しながら、高精度なリップル補償を実現することができる。係数θ_ｉの収束を判定する方法の一例として、イタレーションごとに初期値からの変化率を求め、変化率がしきい値より小さい場合に値が収束したと判定する方法がある。ただし、その他の方法により、値の収束を判定してもよい。

すなわち、計算回路は、送電装置１と受電装置２の両方に設けられていてもよい。送電装置１の計算回路１３、受電装置２の計算回路２４の順で周波数特性の計算を実行してもよい。

また、送電装置１の計算回路１３と、受電装置２の計算回路２４で並列的に係数θ_ｉの計算を実行してもよい。この場合、計算回路１３で計算された係数θ_ｉの値が一定程度まで収束したら、計算回路１３は通信回路１７および通信回路２５を介し、受電装置２の計算回路２４において、直近に更新された係数θ_ｉを取得する。計算回路１３は、受電装置２の計算回路２４で計算された結果を使って、係数θ_ｉの微調整を行うことができる。

（第７の実施形態）
リップルの平均電力を計測し、リップル補正を行ってもよい。第７の実施形態に係る非接触電力伝送システムでは、受電装置側でリップル成分の平均電力を計測する。

図１８は、第７の実施形態に係る非接触電力伝送システムの構成例を示している。図１８の送電装置１は、ＡＣ電源１０と、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１と、計算回路１３と、制御部１４と、インバータ１５と、送電回路１６と、通信回路１７とを備えている。制御部１４は、内部の構成要素として、信号生成回路１４ａと、拡散制御回路１４ｂとを含んでいる。一方、図１８の受電装置２は、受電回路２０と、整流器２１と、バッテリー２２と、直流電流センサ２３ｄと、通信回路２５と、ＡＣカップリングコンデンサ２０４と、整流器２０５と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）２０６と、電力計算回路２０７とを備えている。

直流電流センサ２３ｄは、整流器２１とバッテリー２２の間に接続されている。直流電流センサ２３ｄは、整流後の電気信号について計測された電流値に比例する振幅の信号を出力する。そして、直流電流センサ２３ｄから出力された信号は、ＡＣカップリングコンデンサ２０４に入力される。ＡＣカップリングコンデンサ２０４は、直流電流センサ２３ｄの出力信号のうち、直流成分をカットする。すなわち、ＡＣカップリングコンデンサ２０４から出力される信号は、電圧０Ｖを中心に、周波数ホッピングのタイミングに連動してプラス側とマイナス側に脈動するリップル成分を含む。ＡＣカップリングコンデンサ２０４の出力信号は、整流器２０５に入力される。整流器２０５は、リップル成分を含む信号のうち、プラス側の信号を通す。整流器２０５から出力されたプラス側のリップル成分を含む信号はローパスフィルタ２０６に入力される。

ローパスフィルタ２０６は、直流電流センサ２３ｄによって計測されるリップルの周期の２倍以上の時定数を有する。ローパスフィルタ２０６に、整流器２０５の出力信号を入力することにより、リップル成分の振幅を平均化することができる。ローパスフィルタ２０６の出力信号は、電力計算回路２０７に入力される。電力計算回路２０７は、入力された信号に基づき、リップルを含む信号の平均電力値を計算する。電力計算回路２０７によって計算された平均電力値は、複数の周波数においてサンプリングされたリップルの電力を平均化したものに等しい。また、電力計算回路２０７によって計算された平均電力値は、周波数ホッピングの各周波数が使われているときに計測された電力信号の電流値の和に相当しているともいえる。電力計算回路２０７は、平均電力値を、通信回路２５および通信回路１７を介して、送電装置１の計算回路１３に転送する。

計算回路１３は、受信した平均電力値に基づき、周波数特性の一次近似式の係数を計算してもよい。また、計算回路１３は平均電力値を上述の各実施形態に係る方法で計測されたデータと組み合わせて２次以上の多項式近似を行い、近似式の係数を計算してもよい。計算回路１３の計算結果に基づき、拡散制御回路１４ｂは、インバータ１５のレグ位相差を決定することができる。これにより、非接触電力伝送システムにおけるリップル補償を行うことが可能となる。

（第８の実施形態）
第７の実施形態に係る非接触電力伝送システムでは、バッテリー２２に供給される電力信号の電流値に基づき、リップルの平均電力を計算し、インバータ１５のレグ位相差を決定した。第８の実施形態に係る非接触電力伝送システムでは、バッテリー２２に供給される電力信号の電流値の最大値と最小値を計測する。

図１９は、第８の実施形態に係る非接触電力伝送システムの構成例を示している。図１９の送電装置１の構成は、第７の実施形態に係る送電装置（図１８の送電装置１）と同様である。一方、図１９の受電装置２は、受電回路２０と、整流器２１と、バッテリー２２と、直流電流センサ２３ｄと、通信回路２５と、最大値検出回路２０８と、最小値検出回路２０９とを備えている。

直流電流センサ２３ｄは、バッテリー２２に供給される電力信号の電流値を計測する。直流電流センサ２３ｄは、計測した電流値に係る情報を最大値検出回路２０８および最小値検出回路２０９に転送する。最大値検出回路２０８および最小値検出回路２０９は、少なくとも給電信号の周波数ホッピングにおいて、すべての周波数（例えば、周波数Ｆ０〜Ｆ７のすべて）が少なくとも１回使われる期間、電流値の監視を行う。最大値検出回路２０８は、当該期間における電流の最大値ｉ_ｍａｘを記憶する。一方、最小値検出回路２０９は、当該期間における電流の最小値ｉ_ｍｉｎを記憶する。

電流の最大値ｉ_ｍａｘ、電流の最小値ｉ_ｍｉｎの計測されたときに、給電信号のいずれの周波数が使われていたか特定するのは困難である。しかし、ｉ_ｍａｘおよびｉ_ｍｉｎが異なる周波数の使用時に計測された電流値であることは明らかである。したがって、ｉ_ｍａｘおよびｉ_ｍｉｎを複数周波数でサンプリングされた電流値Ｉｏｕｔ（・・・）として使うことができる。

受電装置２で計測された電流値ｉ_ｍａｘおよびｉ_ｍｉｎは、通信回路２５および通信回路１７を介し、送電装置１の計算回路１３に転送される。計算回路１３は、受信した電流値ｉ_ｍａｘおよびｉ_ｍｉｎに基づき、周波数特性の一次近似式の係数を計算してもよい。また、計算回路１３は電流値ｉ_ｍａｘおよびｉ_ｍｉｎを上述の各実施形態に係る方法で計測されたデータと組み合わせて２次以上の多項式近似を行い、近似式の係数を計算してもよい。計算回路１３の計算結果に基づき、拡散制御回路１４ｂは、インバータ１５のレグ位相差を決定することができる。これにより、非接触電力伝送システムにおけるリップル補償を行うことが可能である。

なお、第７の実施形態および第８の実施形態に係る非接触電力伝送システムでは、受電装置２側の電力信号の電流値を計測していた。ただし、送電装置１側の電力信号の電流値には、受電装置２側の電力信号の電流値と相関を有するため、送電装置１側の電力信号の電流値を計測し、第７の実施形態および第８の実施形態の方法によるリップル補償を行ってもよい。また、電力信号の電圧値、電力値など、電流値以外の量が計測対象となってもよい。

ここまでは、主に非接触電力伝送システムの構成例について説明した。次に、非接触電力伝送システムが実行する全般的な処理フローについて説明する。図２０は、非接触電力伝送システムの全般的な処理の例を示すフローチャートである。以下では、図２０を参照しながら、処理を説明する。

まず、非接触電力伝送システムは、非接触電力伝送を開始する（ステップＳ１０１）。これにより、送電装置１は給電信号を生成し、受電装置２は給電信号を受電する。給電信号について周波数ホッピングが行われるため、タイミングによって電力信号の周波数は変化する。非接触電力伝送システム内に電力信号が流れ始めるため、電力信号の計測が可能となる。ステップＳ１０１では電力信号にリップルが含まれている可能性がある。バッテリー２２への影響を抑えるため、ステップＳ１０１でＡＣ／ＤＣコンバータ１１は電力信号の電力を小さい値に設定してもよい。

次に、非接触電力伝送システム内における電力信号を計測する（ステップＳ１０２）。上述のように、送電装置１の電力信号を計測してもよいし、受電装置２の電力信号を計測してもよい。また、送電装置１と受電装置２の両方の電力信号を計測してもよい。電力信号の計測を行う箇所と計測タイミングについては特に問わない。また、第１の実施形態のように定電圧に設定された非接触電力伝送システムでは、電力信号の電流値を計測してもよい。また、電力信号の電圧値または電力値が計測されてもよく、電力信号の計測方法については限定しない。

そして、電力信号の計測値に基づき、インバータ１５のレグ位相差の周波数特性を推定する（ステップＳ１０３）。上述の各実施形態では、レグ位相差が制御可能なインバータ回路によって電力信号（具体的には、送電回路１６に供給される給電信号）の電流値を制御していたが、これは一例にしかすぎない。したがって、これとは異なる種類の調整回路によって電力信号の振幅が制御されるのであれば、回路の設定値はレグ位相差以外であってもよい。この場合、ステップＳ１０３では回路の設定値の周波数特性を推定することができる。周波数特性の推定方法の例としては、最急降下法による多項式近似があるが、その他の方法を使ってもよい。

なお、ステップＳ１０２またはステップＳ１０３では、回路の設定値と電力信号の計測値の関係を求めてもよい。例えば、第１の実施形態ではレグ位相差が大きくなるほど、電力信号の電流値が大きくなる（図９）。この関係に基づき、回路の設定値を制御し、電力信号の電流値または電圧値を変更することができる。

給電信号の周波数切り替えに応じ、周波数特性において周波数が変わることによって生じるレグ位相差の差分を打ち消すようにインバータ１５のレグ位相差（設定値）を調整する（ステップＳ１０４）。例えば、ステップＳ１０３で推定処理により、周波数が高くなると、レグ位相差が小さくなる周波数特性が得られたと仮定する。この場合、周波数ホッピングにより給電信号の周波数がより高い周波数に切り替わったら、レグ位相差を大きく調整する。すなわち、給電信号の周波数切り替えのときに、周波数特性において周波数が変わることによって生じる電力信号の変化を抑制する方向に調整回路の設定値（例えば、インバータ１５のレグ位相差）を調整する。これにより、回路の周波数特性による電力信号の変動の影響を抑え、リップル補償を行うことができる。

前ステップより電力信号の変動（リップル）を打ち消す制御が行われているため、電力信号をバッテリー２２に供給し、充電を行うことが可能となる。例えば、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１は上述のステップＳ１０１〜ステップＳ１０４の電力信号の電力を比較的小さい値に設定する。計算が収束し、電力信号の変動（リップル）を打ち消す制御が安定的に実行されるようになったら、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１は電力信号の電力を増やし、バッテリー２２に充分な電力が供給されるようにしてもよい。

給電信号の周波数ホッピングを行うことにより、各周波数における漏えい電磁界の強度を抑制することができる。また、上述の方法による制御処理を行うことにより、大規模な回路を使うことなく、単純な制御でリップルを抑止することが可能である。

なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。

１ 送電装置
２ 受電装置
１０ ＡＣ電源
１１ ＡＣ／ＤＣコンバータ
１２ 電流センサ
１３、２４ 計算回路
１４ 制御部
１４ａ 信号生成回路
１４ｂ 拡散制御回路
１４ｃ 電力制御回路
１５ インバータ
１６ 送電回路
１７、２５ 通信回路
１９、２７ レジスタ
２０ 受電回路
２１、２０５ 整流器
２２ バッテリー
２３ 交流電流センサ
２３ｄ 直流電流センサ
２６ タイミング再生回路
２６ａ リミッタアンプ
２６ｂ ディスクリミネータ
２６ｃ ＰＬＬ
２０１、２０６ ローパスフィルタ
２０２ バンドパスフィルタ
２０３ ハイパスフィルタ
２０４ ＡＣカップリングコンデンサ
２０７ 電力計算回路
２１１、２１２、２１３ 計測回路

Claims (17)

1. 非接触で電力信号を伝送する送電回路と、
   設定値に基づき前記電力信号の振幅を調整する調整回路と、
   前記電力信号の周波数を複数の周波数間で切り替える制御部と、
   前記電力信号を計測するセンサと、
   前記センサの計測値に基づき、前記設定値に対する前記電力信号の周波数特性を計算する計算回路とを備え、
   前記調整回路は、前記制御部による前記周波数の切り替えに応じ、前記周波数特性において前記周波数が変わることによって生じる前記電力信号の変化を抑制する方向に前記設定値を調整する、
   送電装置。
2. 前記調整回路は、インバータであり、前記設定値は前記インバータのレグ位相差である、
   請求項１に記載の送電装置。
3. 前記計算回路は、最急降下法を使った多項式近似により前記周波数特性を計算する、
   請求項１または２に記載の送電装置。
4. 前記計算回路は、第１周波数が使われているときにおける前記計測値と、第２周波数が使われているときにおける前記計測値に基づき、１次項の係数を計算し、少なくとも第３周波数が使われているときにおける前記計測値に基づき、２次項の係数を計算する、
   請求項３に記載の送電装置。
5. 前記センサは、使われている前記周波数が異なる複数のタイミングで前記電力信号の計測を行う、
   請求項１ないし４のいずれか一項に記載の送電装置。
6. 電力信号の周波数を複数の周波数間で切り替え、設定値に基づき前記電力信号の振幅を調整し、前記電力信号を非接触で伝送する送電装置と、
   前記送電装置より受電した前記電力信号でバッテリーを充電する受電装置と、
   前記送電装置または前記受電装置の少なくともいずれかに設けられ、前記電力信号を計測するセンサと、
   前記送電装置または前記受電装置の少なくともいずれかに設けられ、前記センサの計測値に基づき、前記設定値に対する前記電力信号の周波数特性を計算する計算回路とを備え、
   前記送電装置は、前記周波数の切り替えに応じ、前記周波数特性において前記周波数が変わることによって生じる前記電力信号の変化を抑制する方向に前記設定値を調整する、
   非接触電力伝送システム。
7. 前記送電装置は、インバータにより前記電力信号の振幅を調整し、前記設定値は前記インバータのレグ位相差である、
   請求項６に記載の非接触電力伝送システム。
8. 前記計算回路は、最急降下法を使った多項式近似により前記周波数特性を計算する、
   請求項６または７に記載の非接触電力伝送システム。
9. 前記計算回路は、第１周波数が使われているときにおける前記計測値と、第２周波数が使われているときにおける前記計測値に基づき、１次項の係数を計算し、少なくとも第３周波数が使われているときにおける前記計測値に基づき、２次項の係数を計算する、
   請求項８に記載の非接触電力伝送システム。
10. 前記センサは、前記受電装置の前記バッテリーに供給される電力信号を計測する、
    請求項６ないし９のいずれか一項に記載の非接触電力伝送システム。
11. 前記センサは、使われている前記周波数が異なる複数のタイミングで前記電力信号の計測を行う、
    請求項６ないし１０のいずれか一項に記載の非接触電力伝送システム。
12. 前記受電装置は、前記センサによって、交流の前記電力信号を計測し、前記センサの出力は異なる通過帯域を有する複数のフィルタに接続され、前記計算回路は、前記フィルタの出力に基づき、前記電力信号の周波数特性を計算する、
    請求項６ないし１０のいずれか一項に記載の非接触電力伝送システム。
13. 前記受電装置は、前記送電装置による前記電力信号の前記周波数の切り替えのタイミングを再生し、前記センサは再生された前記タイミングに基づき、前記電力信号の計測を行う、
    請求項６ないし１０のいずれか一項に記載の非接触電力伝送システム。
14. 前記計算回路は、前記送電装置と前記受電装置の両方に設けられており、
    前記送電装置の前記計算回路、前記受電装置の前記計算回路の順で前記周波数特性の計算を実行する、
    請求項１３に記載の非接触電力伝送システム。
15. 前記センサは、すべての前記周波数が少なくとも１回使われる期間、継続して直流の前記電力信号を計測し、前記計算回路は、前記期間において計測された最大値および最小値に基づき、前記電力信号の周波数特性を計算する、
    請求項６ないし１０のいずれか一項に記載の非接触電力伝送システム。
16. 前記計算回路は、整流された前記電力信号のうち、直流成分を除いたリップル成分の、すべての前記周波数が少なくとも１回使われる期間における平均電力に基づき、前記電力信号の周波数特性を計算する、
    請求項６ないし１０のいずれか一項に記載の非接触電力伝送システム。
17. 送電装置と受電装置との間で電力信号による非接触電力伝送を開始するステップと、
    前記送電装置の調整回路が設定値に基づき前記電力信号の振幅を調整するステップと、
    前記送電装置が複数の周波数間で前記電力信号の周波数を切り替える、周波数ホッピングを開始するステップと、
    少なくとも前記送電装置または前記受電装置において前記電力信号を計測するステップと、
    前記電力信号の計測値に基づき、前記調整回路の前記設定値の周波数特性を推定するステップと、
    前記周波数ホッピングに応じ、前記調整回路の周波数特性において前記周波数が変わることによって生じる前記電力信号の変化を抑制する方向に前記設定値を調整するステップとを含む、
    非接触電力伝送方法。