KR102362921B1

KR102362921B1 - Q 팩터 측정

Info

Publication number: KR102362921B1
Application number: KR1020207012509A
Authority: KR
Inventors: 니콜라우스 스미스; 스테판 메리아누; 하이웬 장; 데이비드 윌슨
Original assignee: 르네사스 일렉트로닉스 아메리카 인코퍼레이티드
Priority date: 2017-10-09
Filing date: 2018-10-09
Publication date: 2022-02-14
Also published as: KR20200063197A; US10797535B2; CN111201443B; CN111201443A; US20190109499A1; WO2019074946A1

Abstract

본 발명의 일부 실시형태들에 따르면, 공진 회로를 갖는 송신 회로에서 Q 팩터를 결정하는 방법은, 시스템 전압을 세팅하는 단계; 코오스 공진 주파수를 결정하기 위해 코오스 스캔을 수행하는 단계; 공진 주파수를 결정하기 위해 상기 코오스 스캔에 기초하여 미세 스캔을 수행하는 단계; 상기 공진 회로의 평균 시스템 전압 및 평균 피크 전압을 결정하기 위해 상기 공진 주파수에서 미세 측정을 수행하는 단계; 상기 평균 시스템 전압 및 상기 평균 피크 전압으로부터 Q 파라미터를 계산하는 단계; 및 상기 Q 파라미터로부터 상기 Q 팩터를 계산하는 단계를 포함한다.

Description

Q 팩터 측정

관련 출원들

본 개시는 2017 년 10 월 9 일자로 출원된, "Q-Factor Measurement" 이라는 명칭의 미국 가출원 제 62/570,034 호 및 2018 년 10 월 8 일자로 출원된 미국 특허 출원 번호 제 16/154,665 호에 우선권을 주장하며, 이들 각각은 전체적으로 본원에 참조로서 통합된다.

기술 분야

본 발명의 실시형태는 송신기에서의 Q 팩터 측정에 관한 것이다.

스마트 폰, 태블릿, 웨어러블 디바이스 및 기타 디바이스와 같은 모바일 디바이스는 배터리 시스템을 충전하는 데 사용되는 무선 전력 충전 시스템을 점점 더 많이 사용하고 있다. 다수의 그러한 시스템들에서, 물체를 검출하고 무선 전력 전송의 효율을 평가하기 위해 Q 팩터 측정이 이루어질 수 있다.

상술한 바와 같이, Q 팩터는 물체 (이질적인 또는 유효한 Rx 유닛) 를 검출하는데 사용될 수 있다. 무선 전력 컨소시엄 (WPC) 표준은 송신 주파수를 스윕하고 송신 탱크 회로 (송신 코일 및 연관 커패시터) 에 의해 형성된 LC 노드에서 개발된 피크 전압을 측정하며 품질 팩터에 도달하기 위해 브리지 DC 전압으로 분배할 것을 권고한다.

그러나, 동작 회로에서 Q 팩터의 측정에는 몇 가지 복잡한 요소들이 발생한다. 이들은 가변 수신기 부하의 영향, 이질적 물체들의 가변적 영향 및 기타 영향을 포함한다.

따라서, 송신 공진 회로의 Q 팩터를 측정하기 위한 더 양호한 방법을 개발할 필요가 있다.

일부 실시형태들에서, 일부 실시형태들에 따라 Q 팩터를 결정하는 송신기는 스위칭 브리지 회로; 상기 스위칭 브리지 회로에 커플링된 송신 코일 및 송신 커패시터를 포함하는 공진 회로; 및 상기 스위칭 브리지 회로에 커플링되어 상기 공진 회로의 동작을 제어하고 상기 공진 회로에 커플링되어 상기 공진 회로로부터 피크 전압을 수신하기 위한 제어기를 포함하며, 상기 제어기는, 시스템 전압을 세팅하고, 코오스 공진 주파수를 결정하기 위해 코오스 스캔을 수행하고, 공진 주파수를 결정하기 위해 상기 코오스 스캔에 기초하여 미세 스캔을 수행하고, 상기 공진 회로의 평균 시스템 전압 및 평균 피크 전압을 결정하기 위해 상기 공진 주파수에서 미세 측정을 수행하고, 상기 평균 시스템 전압 및 상기 평균 피크 전압으로부터 Q 파라미터를 계산하며, 그리고 상기 Q 파라미터로부터 상기 Q 팩터를 계산하기 위한 명령들을 실행한다.

도 1 은 무선 전력 송신 시스템을 도시한다.
도 2a 는 일부 실시형태들에 따라 Q 팩터를 측정하기 위한 시스템을 도시한다.
도 2b 는 공진 커패시터를 가로지르는 전압 대 송신 LC 회로에서의 주파수의 스윕을 도시한다.
도 3 은 일부 실시형태들에 따라 Q 팩터를 측정하기 위한 방법을 도시한다.
도 4 는 도 2a 에 도시된 시스템의 추가의 상세한 구현을 도시한다.
도 5 는 다중 코일의 Q 팩터 결정을 제공하기 위한 시스템을 도시한다.
도 6 은 시간의 함수로서 스캔들을 도시한다.
도 7a, 도 7b 및 도 7c 는 특정 조건에서 몇 가지 상이한 코일들을 사용한 Q 팩터의 계산들을 도시한다.

다음의 설명에서, 본 발명의 일부 실시형태들을 설명하는 특정 상세들이 기술된다. 그러나, 일부 실시형태들은 이들 특정 상세들의 일부 또는 전부 없이도 실시될 수도 있음이 당업자에게 명백할 것이다. 본 명세서에서 개시된 특정 실시형태들은 한정이 아닌 예시적인 것으로 의도된다. 당업자는, 여기에 구체적으로 설명되지는 않았지만, 본 개시의 범위 및 사상 내에 있는 다른 엘리먼트들을 실현할 수도 있다. 발명적 양태들 및 실시형태들을 예시하는 이 설명 및 첨부하는 도면들은 제한하는 것으로 간주되어서는 안 된다--청구항들은 보호된 발명을 정의한다. 본 설명 및 청구항들의 사상 및 범위로부터 벗어남 없이 다양한 변경들이 이루어질 수도 있다. 일부 인스턴스들에서, 잘 알려진 구조들 및 기법들은 본 발명을 모호하게 하지 않기 위하여 상세히 도시 또는 설명되지 않았다.

하나의 실시형태를 참조하여 상세히 설명되는 엘리먼트들 및 그들의 연관된 양태들은, 실용적일 때마다, 그들이 구체적으로 도시 또는 설명되지 않은 다른 실시형태들에 포함될 수도 있다. 예를 들어, 일 엘리먼트가 하나의 실시형태를 참조하여 상세히 설명되고 제 2 실시형태를 참조하여 설명되지 않으면, 그 엘리먼트는 그럼에도 불구하고 제 2 실시형태에 포함되는 것으로서 주장될 수도 있다.

도 1 은 송신기 (102) 와 수신기 (110) 사이의 전력의 무선 전송을 위한 시스템 (100) 을 도시한다. 도 1 에 도시된 바와 같이, 무선 전력 송신기 (102) 는 자기장을 생성하기 위해 코일 (106) 을 구동한다. 전력 공급부 (104) 는 무선 전력 송신기 (102) 에 전력을 제공한다. 전력 공급부 (104) 는, 예를 들어, 배터리 기반 공급부일 수 있거나 또는 교류 (alternating current), 예를 들어, 60 Hz 에서 120 V 에 의해 전력공급될 수도 있다. 무선 전력 송신기 (102) 는 무선 전력 표준들 중 하나에 따라 통상적으로 주파수들의 범위에서 코일 (106) 을 구동한다. 그러나, 이것은 존재할 수도 있는 임의의 표준에 상관없이 자기 코일들에 의해 전력 및/또는 정보를 전달하는 것이 실용적인, 임의의 주파수에 적용될 수 있다.

A4WP (Alliance for Wireless Power) 표준 및 무선 전력 컨소시엄 (Wireless Power Consortium) 표준, Qi 표준을 포함하는, 무선 전력 송신을 위한 다수의 표준들이 존재한다. 예를 들어, A4WP 표준 하에서, 대략 6.78 MHz 의 전력 송신 주파수에서 코일 (106) 부근의 다수의 충전 디바이스들에 최대 50 와트의 전력이 유도적으로 송신될 수 있다. 무선 전력 컨소시엄 (WPC), Qi 사양 하에서는, 공진 유도성 커플링 시스템이 디바이스의 공진 주파수에서 단일 디바이스를 충전하는데 활용된다. Qi 표준에서, 코일 (108) 은 코일 (106) 과 근접하여 배치되는 한편, A4WP 표준에서, 코일 (108) 은 다른 충전 디바이스들에 속하는 다른 코일들과 함께 코일 (106) 가까이에 배치된다. 도 1 은 이들 표준들 중 임의의 표준 하에서 동작하는 일반화된 무선 전력 시스템 (100) 을 묘사한다.

도 1 에 추가로 예시되는 바와 같이, 코일 (106) 에 의해 생성된 자기장은 코일 (108) 에 전류를 유도하며, 이는 수신기 (110) 에서 전력이 수신되게 한다. 수신기 (110) 는 코일 (108) 로부터 전력을 수신하고 배터리 충전기 및/또는 모바일 디바이스의 다른 컴포넌트들일 수도 있는 부하 (112) 에 전력을 제공한다. 수신기 (110) 는 통상적으로 수신된 AC 전력을 부하 (112) 를 위한 DC 전력으로 컨버팅하기 위한 정류 (rectification) 를 포함한다.

시스템 (100) 의 Q 팩터는 (코일 (106) 을 갖는) 송신기 (102) 및 (코일 (108) 을 갖는) 수신기 (110) 의 LC 공진 회로의 특성들 뿐만 아니라, 무선 전력 송신기 (102) 와 무선 전력 수신기 (110) 사이의 상호 작용에 근접할 수도 있는 이질적 물체 (114) 의 분산 효과에 의존한다. 무선 전력 송신기 (102) 와 무선 전력 수신기 (110) 사이의 전력 전송 효율은 Q 팩터와 공진 주파수에서 또는 공진 주파수 근처에서의 동작 양자에 의존한다. 시스템 (100) 의 공진 주파수는 또한 무선 전력 송신기 (102) 와 무선 전력 수신기 (110) 사이의 상호작용에 의존한다.

도 2a 는 본 발명의 일부 실시형태들을 실행하는데 사용될 수 있는 송신기 (200) 를 도시한다. 도 2a 에 도시된 송신기 (200) 의 구현은 직렬 커플링된 커패시터 (202) 와 송신 코일 (106) 에 커플링된 트랜지스터들 (204, 206, 208, 및 210) 에 의해 형성된 전파 (full-wave) 브리지 회로 (214) 를 포함한다. 브리지 회로 (214) 는 시스템 전압 (VBRG) 과 접지 사이에 커플링된다. 제어기 (212) 는 특정 주파수 및 전류 진폭에서 커패시터 (202) 및 송신 코일 (106) 의 공진 회로를 통해 전류를 구동하도록 트랜지스터들 (204, 206, 208 및 210) 의 게이트들을 제어한다.

제어기 (212) 는 예를 들어, 마이크로제어기 또는 마이크로프로세서, 본 발명의 실시형태들에 따라 송신기 (200) 를 동작시키기 위한 명령들을 저장 및 실행하기에 충분한 메모리 (휘발성 및 비휘발성 양자), 및 브리지 (214) 를 구동하기 위한 게이트 전압들 (VQ1, VQ2, VQ3 및 VQ4) 의 생성을 허용하는 지원 회로를 포함할 수 있다. 특히, 제어기 (212) 는 인덕터 (106) 및 커패시터 (202) 에 의해 형성된 공진 회로에서 하나 이상의 노드들로부터 수신된 신호를 디지털화하기 위한 아날로그-디지털 컨버터 (ADC) 를 포함할 수 있다. 제어기 (212) 는 제어기 (212) 의 디지털 기능들 및 아날로그 프론트 엔드 (AFE) 기능들 양자를 핸들링하기 위해 필터, 증폭기 및 다른 회로를 더 포함할 수 있다. 제어기 (212) 는 무선 전력 수신기 (110) 로의 무선 전력의 송신을 추가로 제어하고, 무선 전력 수신기 (110) 와 교환 된 디지털 데이터의 송신 및 수신을 위해 변조기 및 복조기를 더 포함할 수도 있다. 도 2a 에 도시된 바와 같이, 제어기 (212) 는 Cp (202) 및 Lp (106) 에 의해 형성된 공진 회로의 노드로부터의 전압 (Vp) 및 전압 (VBRG) 을 수신한다.

일부 구현들에서, 트랜지스터들 Q1 (204) 및 Q3 (208) 로 형성된 하프-브리지 정류기 회로는 LC 공진 회로 (인덕터 Lp (106) 및 커패시터 Cp (202) 로 형성됨) 를 구동하기 위해 형성될 수 있다. 일부 실시형태들에서, 브리지 회로 (214) 는 코일 (Lp) 이 접지에 직접 커플링된, 트랜지스터 Q1 (204) 및 Q3 (208) 만을 포함할 수도 있다. 일부 실시형태들에서, 풀 브리지 정류기로부터 하프 브리지 정류기를 형성하기 위해, 트랜지스터 Q2 (206) 는 오프로 세팅되고 트랜지스터 Q4 (210) 는 온으로 세팅될 수도 있다. 제어기 (212) 는 Q 팩터 검출을 제공하기 위해 공진 커패시터 전압 (Vcp) 의 진폭을 추적할 수 있는 다이오드 및 엔벨로프 검출 회로를 더 포함할 수도 있다. 일부 실시형태들에서, 전압 (VBRG) 은 또한 제어기 (212) 에 의해 제어되는 벅 회로, 또는 안정적인 기준 전압을 제공하는 임의의 DC 전압원에 의해 제공될 수도 있다.

도 2b 는 전형적인 송신기 회로, 예를 들어 송신기 회로 (200) 에 대한 주파수의 함수로서, 커패시터 Cp (202) 에 걸친 전압의 곡선을 도시한다. 도 2b 에 도시된 바와 같이, 커패시터 전압 (인덕터 Lp (106) 을 통한 전류를 나타냄) 은 공진 주파수 f₀ 에서 피크이다. 피크의 폭은 일반적으로 지점 (f₁ 및 f₂) 에 도시되며, 여기서 전압 (Vp) 은 약 .707

(3dB 감소 지점) 만큼 감소된다.

Q 팩터를 측정하기 위한 이전의 시도들은 역률 값을 계산하기 위해 (공진 주파수, f₀ 에서) Vp 의 최대 전압 진폭 및 주파수 f₂ 에서 높은 3dB 전력 포인트를 발견하기 위해, 작은 스텝들 (일반적으로 약 100Hz 스텝들) 에서 저주파수 (일반적으로 약 80kHz) 에서 고주파수 (일반적으로 약 120kHz) 로 (또는 유사하게 고주파수로부터 저주파수로) 스위칭 주파수를 스윕하는 것을 수반하였다.

그러나, 짧은 시간 내에 우수한 정확도를 얻기 위해 송신기 내의 Q 팩터를 측정하는 것은 매우 어려운 일이다. Q 팩터를 정확하게 측정하려면, 브리지 입력 전압 (VBRG) 이 안정적이거나 또는 필터링되거나 또는 FW 평균화고 알려져야 한다. 또한, Q 팩터 결정은 일반적으로 매우 작은 (0.5V 이하) 브리지 전압에서 동작하는 동안 수행된다. 작은 브리지 전압은 인근 수신기 (110) 를 활성화시키는 것을 피하기 위해 사용된다. 이는 낮은 부하 및 낮은 조절된 전압에서의 높은 리플로 인해 실제로 생성하고 유지하기가 어렵다. 도 2a 에 도시된 것과 같은 커패시터 Cp (202) 에 걸친 전압의 진폭은, Lp (106) 및 Cp (202) 에 의해 형성된 공진 회로에서의 등가 직렬 저항에 의존한다. 이러한 전압은 특히 Q 팩터가 매우 높은 경우 제어하기가 매우 어렵다. 또한, 종종 사용되는 스윕 스텝 주파수는 스윕 주파수가 공진 주파수에 도달하지 않을 수도 있기 때문에 정량적 측정 에러를 발생시킨다. 또한, Q 팩터 검출 프로세스는 정확한 결과를 얻기 위해 얼마나 많은 스윕 스텝들이 필요한지에 따라 완료하는데 비교적 긴 시간이 걸릴 수도 있다.

도 3 은 도 2a 에 도시된 바와 같이 송신기 (200) 의 Q 팩터를 측정하기 위해 제어기 (212) 에서 실행될 수 있는 알고리즘 (300) 을 도시한다. 도 3 에 도시된 바와 같이, 알고리즘 (300) 은 단계 302 에서 시작한다. 단계 302 에서, 전압 (VBRG) 이 세팅될 수도 있다. 위에서 논의된 바와 같이, 전압 (VBRG) 은 송신기 (200) 에 근접할 수도 있는 무선 수신기를 활성화시키는 것을 회피하기 위해 낮은 레벨로 세팅될 수도 있다. 도 3 에 도시된 바와 같이, 알고리즘 (300) 은 3 개의 스윕들: 코오스 스윕, 미세 스윕, 및 최종 값 평균을 완료하는 Q 팩터 측정 프로세스를 포함한다.

도 3 에 도시된 바와 같이, 코오스 스윕은 단계 304 에서 시작하며, 코오스 스윕 범위 및 스텝 사이즈가 공진 주파수를 포함하도록 세팅된다. 코오스 스윕은 넓은 범위 (예를 들면, 150kHz 내지 75kHz) 에서 큰 주파수 스텝 사이즈를 사용하며, 이는 공진 주파수를 표시하는 전압 피크가 스윕 동안 발견되는 것을 보장한다. 단계 306 에서, 제어기 (202) 는 단계 304 에서 세팅된 코오스 스텝 사이즈로 주파수 범위를 스윕하고 VCP 에 대한 전압 데이터를 수집한다. 일부 실시형태들에서, 시간을 절약하기 위해, Vp 가 0.7*Vp 가 될 때 스윕이 중단될 수도 있으며, 여기서 Vp 는 최대 측정된 전압이다. 단계 308 에서, 단계 306 에서 획득된 데이터에 기초하여 코오스 공진 주파수에 대한 결정이 이루어진다. 코오스 공진 주파수는 단계 306 의 코오스 스캔 동안 피크 전압 (Vp) 의 최대 값에 대응한다.

단계 310 에서, 미세 스캔 주파수 범위 및 스텝 사이즈가 세팅된다. 미세 스캔 주파수 범위는 코오스 스윕에서 발견된 피크 전압 (Vp) 에 대응하는 코오스 공진 주파수보다 작은 주파수에서 시작하도록 세팅될 수도 있고, 코오스 공진 주파수보다 큰 주파수의 범위이다. 예를 들어, 주파수 범위는 코오스 공진 주파수 이하의 코오스 공진 주파수의 퍼센티지 대 코오스 공진 주파수에 관한 퍼센티지에 대응하는 주파수로 세팅될 수 있다. 예를 들어, 퍼센티지는 25% 또는 10% 또는 임의의 다른 퍼센티지일 수도 있다. 25% 의 퍼센티지에서, 제 1 주파수는 코오스 공진 주파수의 25% 미만인 코오스 공진 주파수에서 세팅되고, 제 2 주파수는 코오스 공진 주파수 플러스 코오스 공진 주파수의 25% 에서 세팅된다. 다른 범위들은, 그 범위가 공진 주파수 f₀ 를 포함할 가능성이 있는 한, 세팅될 수도 있다. 또한, 미세 스캔 주파수 범위에 대한 미세 스윕 스텝 사이즈도 세팅된다.

단계 312 에서, 미세 스윕은 단계 (310) 에서 세팅된 미세 스캔 주파수 범위 및 스텝 사이즈 결정을 사용하여 수행되고, 피크 전압 데이터 Vp 가 모니터링된다. 단계 314 에서, 공진 주파수는 피크 전압 데이터 Vp 의 최대치를 초래하는 주파수를 결정함으로써 결정된다. 따라서, 공진 주파수는 단계 (310) 에서 세팅된 주파수 스텝 사이즈의 분해능 내에서 결정되고, 피크 동안 측정된 전압 데이터를 도 2b 에 도시된 것과 같은 전형적인 공진 곡선을 나타내는 곡선에 적합시킴으로써 개선될 수도 있다.

단계 316 에서, 절차의 최종 평균 프로세스를 시작하고, 주파수는 단계 314 에서 결정된 공진 주파수, f₀ 로 세팅된다. 단계 318 에서, 제어기 (202) 는 공진 주파수 f₀ 에서 탱크 회로를 동작시키고, 벅 전압 레귤레이터에 의해 결정될 수도 있는 피크 전압 (Vp) 및 시스템 전압 (VBRG) 의 평균을 취한다. 일부 물체는 공진 주파수를 실질적으로 시프트하는 것으로 발견되며, 어떤 경우에는 피크 전압이 누락될 수도 있다.

단계 320 에서, ADC 스케일링 팩터는 아래에 추가로 논의되는 바와 같이 Vp 및 VBRG 의 평균들의 값에 적용될 수 있다. ADC 스케일링 팩터는 제어기 (202) 의 일부인 아날로그-디지털 컨버터 (ADC) 및 피크 전압 (Vp) 을 나타내는 전압을 ADC 에 제공하는 프로세싱 회로에 의존한다.

Q 팩터는 단계 318 에서 결정된 정정된 평균 피크 전압 Vp 및 평균 VBRG 값에 기초하여 계산되는, 파라미터 (Q 파라미터) Q'=Vp/VBRG 로부터 결정될 수 있다. 그 후, 파라미터의 2 차 다항식 또는 다중 부분 (예를 들어, 2 내지 5 부분) 선형 곡선 적합 방정식을 사용하여 Q 팩터를 결정할 수 있다. 2 차 다항식 또는 구분 선형 곡선 적합 방정식은 LCR 정밀도 측정기를 사용하여 동일한 조건에서 측정된 예측 값에 데이터를 곡선 적합시킴으로써 결정될 수 있다.

2 차 다항식을 사용할 경우, LCR 정밀도 측정기로 구한 Q 의 값과 위 측정 절차에서 구한 값 Q' 사이의 관계는 다항식 Q = A(Q')² + B(Q') + C 에 의해 주어질 수 있다. A, B 및 C 의 값은 송신기 (200) 과 함께 LCR 정밀도 측정기를 사용하여 테스트하고 곡선 적합시켜 결정된다. 특히, Q' 의 값이 측정되는 동안 LCR 정밀도 측정이 Q 팩터를 결정하는데 사용되며, 상기 다항식의 계수 A, B 및 C 는 송신기 (200) 의 각각의 구현에 대해 결정된다. 하나의 이러한 예에서, A = 85.5, B = -461 및 C = 651.6 이다. 이들 계수들은 송신기 (200) 의 컴포넌트들에 따라 상이한 송신기들 사이에서 상당히 변화할 수도 있다. 일부 경우에, 낮은 듀티 사이클 SWx 및 다른 시스템 손실로 인한 Vp 의 변동을 설명할 수도 있다.

다중 부분 선형 곡선 적합 방정식이 요청될 경우, 적합에 사용된 각 라인에 대해 2 개의 변수들이 있다. 예를 들어, 2 부분 선형 적합에서, 선형 곡선은 모델들을 변수들 A, B 및 C, D 로 모델링하여 데이터를 적합시키고 유효 지점에서 교차하는 2 개의 곡선들을 구축하며, 상기 유효 지점은 Q'_BRK 및 대응하는 유효 Q 팩터 값으로 지정될 수도 있다. 예를 들어, 일부 코일에서 Q' = 2.4 및 Q 팩터 = 80. 계수 A, B 또는 C, D 의 선택은 곡선 적합 방정식을 적용하기 전에 곡선 적합 방정식의 어느 부분에 Q' 초기 값이 도달하는지에 기초하여 결정된다. 선형 곡선 적합 방정식에 대한 코일 종속 방정식의 예는 다음과 같이 주어질 수 있다:

여기서 A, B, C, D 및 Q'_BRK 는 위에서 설명한 계수들이고, Q'_Offset 은 오프셋 파라미터를 나타낸다. 이들 파라미터들은 튜닝 목적으로 프로그래밍가능할 수 있으며, LC 탱크 구동 조건의 보드간 차이 및 기타 저항 시스템 차이로 인한 Q' 의 편차를 설명하는데 추가로 사용된다.

또한, 송신기 LC 탱크의 고품질 팩터 및 구리 저항의 온도 의존성으로 인해, 일부 실시형태들에서, Q-temp 계산 결과와 현재 코일 온도에 기초하여 송신 코일 온도 변화들에 대한 이들 적합들 (다항식 또는 구분 선형) 로부터의 Q 팩터 결과들을 보상할 필요가 있다. 일부 구현들에서, 제어기 (212) (예를 들어, IDT P9261 제어기) 는 Q-temp의 결과에 기초하여 상이한 범위의 Q_temp 결과가 상이하게 스케일링되게 한다. 이는 온도로 인한 구리 저항의 변화가 Q-결과를 약 0.18 (Q-points/℃) 만큼 변경하기 때문에 필요하다 (Q-temp 결과가 낮은 경우 (예컨대, US Nickel)). 최종 Q 팩터 결과는 다음 방정식을 사용하여 계산할 수 있다:

여기서 Qtempco 는 온도 계수를 나타낸다.

위에서 논의한 바와 같이, 다항식에 대한 다중 부분 선형 적합에 대한 다항식 값들 또는 선형 계수들이 특정 회로에 대해 세팅되면, Q' 를 결정하고 다항식을 사용하여 Q 를 구함으로써 Q 팩터를 구할 수 있다. 이러한 절차는 평균이 낮은 빠른 스캔을 실행하여 대략적인 공진 주파수를 얻고, 반-연속적인 근사 기법을 사용하여 공진 주파수에 집중함으로써 시간을 절약한다. 이러한 절차는 공진 주파수를 매우 밀접하게 검출한다. 유일한 에러는 예컨대, 60 MHz 마스터 클록 및 16 비트 DAC 로 인한 주파수 세트포인트 에러이다. 이 절차는 매우 단순하고 간단하게 동작한다.

단계 322 에서, 알고리즘 (300) 은 송신기 (200) 의 모든 코일들이 평가되었는지를 결정한다. 그렇지 않다면, 알고리즘 (300) 은 다음 코일의 Q 팩터를 결정하기 위해 단계 304 로 리턴한다. 모든 코일들이 평가되었다면, 알고리즘 (300) 은 단계 (324) 로 진행하며, 여기서 제어기 (212) 는 예를 들어, 결정된 Q 팩터를 사용하여 이질적 물체의 존재를 결정할 수 있다.

도 4 는 제어기 (212) 가 무선 전력 송신기 칩, 예를 들어 IDT P9260 IC 인 본 발명의 일 실시형태의 적용을 도시한다. 위에서 논의된 바와 같이, 제어기 (212) 는 도 3 에서 논의된 바와 같은 알고리즘 (300) 을 실행한다. 이 예에서, 벅 레귤레이터 (402) 에 의해 생성된 전압 (VBRG) 는 낮은 전압, 예를 들어 0.3V (+/- 10%) 로 세팅될 수 있다. 낮은 부하 및 저전압으로 인한 리플을 설명하기 위해, 결정된 공진 주파수에서 VBRG 의 많은 수의 데이터 포인트들 (예를 들어, 100 개 이상) 을 취할 수 있다.

도 4 에 도시된 예에서, 트랜지스터 (208) 가 턴 온되는 동안 트랜지스터 (204) 는 오프로 세팅된다. 트랜지스터들 (206 및 210) 은 트랜지스터들 (206 및 210) 의 게이트들 사이에서 180° 위상 시프트를 갖는 주파수 (f) 에서 동작된다. 도 4 에 추가로 도시된 바와 같이, 트랜지스터 (206 및 210) 에 의해 형성된 하프 브리지는 특정 듀티 사이클에서 동작될 수 있다. 듀티 사이클은 임의의 적절한 듀티 사이클일 수 있다. 일부 실시형태들에서, 듀티 사이클은 50% 미만, 예를 들어 5% 듀티 사이클로 유지된다. 도 3 에 도시된 알고리즘 (300) 에 설명된 바와 같이, 공진 주파수 및 Vp 및 VBRG 의 측정 평균값들은 공진 주파수에서 결정된다. 위에서 더 논의되는 바와 같이, 품질 팩터 Q 가 결정된다. 인덕터 (106) 양단의 위상, 구동 전압 및 결과 전압이 도 4 에 도시된다.

도 5 는 VCOIL 을 Vp (Vpeak) 에 관련시키고 다수의 코일들로부터의 입력을 선택하기 위한 스케일링 팩터를 제공하기 위한 회로 (500) 를 도시하며, 다수의 코일들 중 코일 1, 코일 2 및 코일 3 이 여기에 도시된다. 이와 같이, 회로 (500) 는 선택 회로 (530) 및 스케일 회로 (532) 를 포함한다. 선택 회로 (530) 와 스케일 회로 (532) 사이에서, 코일들 중 하나로부터의 전압 (Vp) 은 제어기 (212) 의 ADC (502) 로의 입력을 위해 판독 및 스케일링된다.

위에서 논의된 바와 같이, 선택 회로 (530) 는 선택 회로 (530) 에 커플링된 코일들들 중 하나로부터 전압 (Vp) 을 선택한다. 위에서 논의된 바와 같이, 전압 (Vp) 은 공진 회로에서의 커패시터에 걸친 전압 또는 공진 회로에서의 송신 코일에 걸친 전압일 수도 있고, Q' 를 계산하기 위해 전술한 바와 같이 사용된다. 도 5 에 도시된 바와 같이, 제어기 (212) 는 신호들 C1, C2 및 C3 뿐만 아니라 제어 신호 Clamp 를 제공한다. 신호 Clamp 는 트랜지스터 (504) 를 턴 온할 수 있는 반면, 신호들 C1, C2 및 C3 은 트랜지스터들 (506, 508 및 510) 을 활성화하는데 사용될 수 있다. 이와 같이, 신호들 C1, C2 및 C3 은 회로 (500) 에 커플링된 코일 1, 코일 2 또는 코일 3 중 하나로부터 Vp 입력 전압을 선택하도록 세팅될 수 있다. 코일 1 로부터의 전압 (Vp) 은 트랜지스터 (506) 를 턴 오프하고 트랜지스터들 (508 및 510) 을 턴 온하도록 신호들 C1, C2 및 C3 을 세팅함으로써 선택될 수 있다. 유사하게, 코일 2 에 대한 전압 (Vp) 은 트랜지스터들 (506 및 510) 을 턴 온하고 트랜지스터 (508) 를 턴 오프함으로써 선택될 수 있고, 코일 3 에 대한 전압 (Vp) 은 트랜지스터들 (506 및 508) 을 턴 온하고 트랜지스터 (510) 를 턴 오프함으로써 선택될 수 있다.

선택 회로 (530) 는 전압 분배기를 통해 전압 (Vp) 으로부터 전압 (Vdiv) 을 제공한다. 신호들 C1, C2 및 C3 에 의해 코일 1 이 선택되면, 저항기들 R3 (512), R6 (518) 및 R9 (524) 에 의해 형성된 전압 분배기는 스케일 회로 (532) 로의 전압 (Vdiv) 을 Vdiv = Vp(R9/(R3+R6+R9)) 로 결정한다. 유사하게, 코일 2 가 선택되면, 전압 분배기는 저항 R4 (514), R7 (520) 및 R9 (524) 에 의해 형성되며, 이는 Vdiv = Vp(R9/(R4+R7+R9)) 에 의해 주어진 스케일 회로 (532) 로의 전압 (Vdiv) 을 제공한다. 코일 3 이 선택되면, 전압 분배기는 저항 R5 (516), R8 (522) 및 R9 (524) 에 의해 형성되며, 이는 Vdiv = Vp(R9/(R5+R8+R9)) 에 의해 주어진 스케일 회로 (532) 로의 전압 (Vdiv) 을 제공한다. 임의의 세트의 저항기 값들이 사용될 수 있지만, R3=R4=R5=10 KΩ, R6=R7=R8=49.9 KΩ, 및 R9=24.95 KΩ 인 일 예에서, Vdiv = 0.294 Vp 이다.

도 5 에 도시된 바와 같이, 전압 (Vp) 으로부터 분배된 전압인 전압 (Vdiv) 은 스케일 회로 (532) 의 차동 증폭기 (502) 에 입력된다. 차동 증폭기 (502) 는 VCOIL = Vdiv (1+R1/R2) 에 의해 주어진 출력 전압 (VCOIL) 을 제공하기 위해 저항기 R1 (532) 및 R2 (506) 로 구성된다. 저항기들 R1 (532) 및 R2 (506) 의 임의의 조합이 제공될 수 있지만, 특정 예는 R1 = 147K 및 R2 = 47K 를 가질 수 있어서 VCOIL = 4.127 Vdiv = 1.213Vp 이 될 수 있다. Q 팩터 측정 동안, ADC (502) 에 입력되는 VCOIL 은 LC 회로의 노드에서의 Vp 보다 1.213 배 더 크다. 그 후에, Q 팩터는 VBRG 및 Vpeak 의 데이터에 기초하여 계산되고, 알고리즘 (300) 과 관련하여 위에서 논의된 바와 같이 미리 결정된 알고리즘을 실행한다. 이 예는 컴포넌트들 및 측정 시스템에 대한 유효한 전압 레벨의 준수를 유지하기 위해 관심 있는 전압 신호를 조종할 수 있는 나눗셈 및 곱셈을 예시하며, 어떠한 방식으로도 본 개시의 범위를 제한하도록 의도되지 않는다. 다른 조종들이 실시형태들과 함께 사용될 수도 있다.

도 6 은 도 3 에 도시된 것과 같은 알고리즘 (300) 의 구현을 도시한다. 특히, 도 6 은 알고리즘 (300) 이 구현되는 동안의 시간의 함수로서 전압들 (Vp 및 VBRG) 을 도시한다. 도 6 에 도시된 바와 같이, 시간 t0 내지 시간 t1 에서, 시작 단계 (302) 동안, VBRG 가 세팅되고 정착된다. 또한, 단계 (304) 는 저주파수 fl 및 고주파수 fH 범위를 세팅하기 위해 실행된다. 시간 t1 에서, 단계 (306) 가 실행되고 코오스 스캔이 시작된다. 도 6 에 도시된 특정 예에서, fl 은 75kHz 로 세팅되고 fh 는 160kHz 로 세팅된다. 일부 실시형태들에서, 코오스 스캔은 100 개의 단계들로 달성되며, 전압 (Vp) 이 측정된 Vp 의 피크 값으로부터 일부 퍼센티지 (예를 들어, 30% 정도) 만큼 감소될 때 종료할 수도 있다. 코오스 스캔은 시간 t3 에서 종료한다.

시간 t3 에서, 단계 (308) 가 실행되어 측정된 전압 (Vp) 의 피크에 기초하여 코오스 공진 주파수 f₀' 를 결정한다. 또한, 단계 (310) 가 실행되어 코오스 공진 주파수 f₀' 에 기초하여 주파수들의 범위를 결정하여 미세 스캔을 수행한다. 일부 실시형태들에서, 미세 스캔은 약 f₀', 예를 들어 f₀'-10%f₀' 내지 f₀'+10% f₀' 의 일부 퍼센지티의 범위이다. 스윕은 양의 주파수 방향 또는 음의 주파수 방향일 수 있다. 결과적으로, 대략 시간 t3 에서 미세 스윕이 존재하고, 미세 스윕은 시간 t4 에서 종료되며, 이 시간 동안 단계 (312) 가 실행되어 전압 (Vp) 에 대한 데이터를 획득한다. 시간 t4 에서, 단계 (314) 가 실행되어 미세 스캔 데이터로부터 공진 주파수 (f₀) 를 결정한다.

t4 와 t5 사이의 시간 동안, 최종 측정이 수행되고 주파수가 f₀ 로 세팅된다. 일부 경우에, 스위칭 회로의 듀티 사이클은 특정 값으로 세팅될 수 있다. 일반적으로, 듀티 사이클은 50% 미만, 예를 들어 5% 로 세팅되어야 한다. t4 와 t5 사이의 시간 주기 동안, Vp 및 VBRG 의 값들이 취득되어 평균값을 획득한다. 정확한 평균에 도달하기 위해 여러 데이터 포인트들 (예를 들어, 30 개 이상) 이 취득된다.

도 7a, 도 7b 및 도 7c 는 본 발명의 일부 실시형태들에 따른 여러 Q 팩터 결정들의 결과들을 도시한다. 도 7a 는 MP-A5 코일을 사용하는 시스템을 도시하고, 도 7b 는 Delphi 코일을 사용한 결과들을 도시하며, 도 7c 는 MP-A13 코일을 사용한 결과들을 도시한다. 각 그래프에서 Q 팩터는 개방형 구성, 1c 코인, 5c 코인, 10c 코인, 25c 코인, 및 Ref1 및 Ref2 로 표시된 2 개의 참조 물체들을 사용하여 결정된다. TPTQ, DB#2 및 DB#3 은 WPC 인증 테스터를 지칭하고, 여기서 Nok9 참조 코일은 인증에 사용된다. Ref1 및 Ref2 는 코일 Q 값을 각각 ½ 및 ¼ 씩 감소시키는데 사용되는 WPC 표준 금속 물체들을 지칭한다. 금속 물체는 테스트중인 코일 바로 위의 중앙에 위치된다.

스캔을 실행한 후에, (이질적 물체가 있는 경우 또는 없는 경우) VBRG, VCOIL 및 공진 주파수의 3 가지 변수들이 알려진다. 이러한 변수들을 Qfactor 로 컨버팅하려면, 먼저 Q'= VCOIL/(1.213*VBRG) (공진 주파수로 스위칭된 경우) 및 마지막으로 Q = A(Q')² + B(Q') + C 또는 다중 섹션 선형 적합의 결과들이 사용된다. 도 6 의 차트는 다양한 물체들 (코일, 캘리브레이션된 정밀 LCR 측정기에서 취득된 WPC Qfactor 참조 물체들 및 P9260 IC 칩) 로부터의 Q 를 도시한다.

결과적으로, 실시형태들은 공진 주파수를 포함하여 가변 주파수들에서 LC 탱크를 에너지 공급하는 회로에서 동작할 수 있고, Tx LC 노드에서 피크 전압 (Vp) 을 결정할 수 있는 검출 회로 및 그 회로에서 측정된 파라미터들에 기초하여 Q 팩터를 계산할 수 있는 프로세스를 포함할 수 있다. 송신기 (200) 에 의해 실행되는 알고리즘 (300) 은 공진 주파수를 정확하게 검출하기 위해 회로를 주파수 스캔하고, 공진 주파수에서 측정된 Vp 및 측정된 VBRG 를 50% 미만의 듀티 사이클에서 스위칭된 구형파를 사용하여 시스템의 품질 팩터와 관련시키는 모델을 제공한다. 이 방법은 현장 또는 실험실에서 시스템을 빠르게 튜닝할 수 있다.

상기 상세한 설명은 본 발명의 특정 실시형태들을 예시하기 위해 제공되고 한정하는 것으로 의도되지 않는다. 본 발명의 범위 내의 다수의 변동들 및 수정들이 가능하다. 본 발명은 다음의 청구항들에 제시된다.

Claims

공진 회로를 갖는 송신 회로에서 Q 팩터를 결정하는 방법으로서,
시스템 전압을 세팅하는 단계;
코오스 공진 주파수를 결정하기 위해 코오스 스캔 (coarse scan) 을 수행하는 단계;
공진 주파수를 결정하기 위해 상기 코오스 스캔에 기초하여 미세 스캔 (fine scan) 을 수행하는 단계;
상기 공진 회로의 평균 시스템 전압 및 평균 피크 전압을 결정하기 위해 상기 공진 주파수에서 미세 측정을 수행하는 단계;
상기 평균 시스템 전압 및 상기 평균 피크 전압으로부터 Q 파라미터를 계산하는 단계; 및
상기 Q 파라미터로부터 상기 Q 팩터를 계산하는 단계를 포함하는, Q 팩터를 결정하는 방법.
제 1 항에 있어서,
상기 시스템 전압을 세팅하는 단계는 상기 시스템 전압을 생성하기 위해 벅 전압 컨버터를 조정하는 단계를 포함하는, Q 팩터를 결정하는 방법.
제 1 항에 있어서,
상기 시스템 전압은 상기 송신 회로에 근접한 수신기가 활성화되지 않을, 충분히 낮은 전압으로 세팅되는, Q 팩터를 결정하는 방법.
제 1 항에 있어서,
상기 코오스 스캔을 수행하는 단계는,
코오스 주파수 범위 및 코오스 스텝 사이즈를 세팅하는 단계;
상기 공진 회로의 피크 전압을 모니터링하면서 상기 코오스 스텝 사이즈로 상기 주파수 범위를 통해 주파수를 스윕하는 단계; 및
상기 코오스 공진 주파수를 결정하는 단계를 포함하며, 상기 피크 전압은 최대치인, Q 팩터를 결정하는 방법.
제 1 항에 있어서,
상기 미세 스캔을 수행하는 단계는,
상기 코오스 공진 주파수에 기초하여 미세 주파수 범위를 세팅하는 단계;
상기 미세 주파수 범위에 기초하여 미세 스텝 사이즈를 세팅하는 단계;
상기 공진 회로의 피크 전압을 모니터링하면서 상기 미세 스텝 사이즈로 상기 미세 주파수 범위를 통해 주파수를 스윕하는 단계; 및
상기 공진 주파수를 결정하는 단계를 포함하며, 상기 피크 전압은 최대치인, Q 팩터를 결정하는 방법.
제 5 항에 있어서,
상기 미세 주파수 범위는 상기 코오스 공진 주파수보다 낮은 상기 코오스 공진 주파수의 퍼센티지로부터 상기 코오스 공진 주파수보다 높은 상기 코오스 공진 주파수의 퍼센티지로 세팅되는, Q 팩터를 결정하는 방법.
제 6 항에 있어서,
상기 퍼센티지는 25% 인, Q 팩터를 결정하는 방법.
제 6 항에 있어서,
상기 퍼센티지는 10% 인, Q 팩터를 결정하는 방법.
제 1 항에 있어서,
상기 미세 측정을 수행하는 단계는,
상기 공진 주파수에서 주파수를 세팅하는 단계;
듀티 사이클을 세팅하는 단계;
상기 주파수 및 상기 듀티 사이클에서 상기 평균 시스템 전압 (VBRG) 및 상기 평균 피크 전압을 측정하는 단계를 포함하는, Q 팩터를 결정하는 방법.
제 1 항에 있어서,
상기 Q 파라미터를 상기 평균 피크 전압 대 상기 평균 시스템 전압의 비로서 계산하는, Q 팩터를 결정하는 방법.
제 10 항에 있어서,
상기 평균 피크 전압은 ADC 파라미터에 따라 조정되는, Q 팩터를 결정하는 방법.
제 1 항에 있어서,
상기 Q 파라미터에 적합한 2 차 다항식 또는 선형 구분 (linear piece-wise) 방정식으로부터 상기 Q 팩터를 계산하는, Q 팩터를 결정하는 방법.
Q 팩터를 결정하는 송신기로서,
스위칭 브리지 회로;
상기 스위칭 브리지 회로에 커플링된 송신 코일 및 송신 커패시터를 포함하는 공진 회로; 및
상기 스위칭 브리지 회로에 커플링되어 상기 공진 회로의 동작을 제어하고, 상기 공진 회로에 커플링되어 상기 공진 회로로부터 피크 전압을 수신하기 위한 제어기를 포함하며,
상기 제어기는,
시스템 전압을 세팅하고,
코오스 공진 주파수를 결정하기 위해 코오스 스캔을 수행하고,
공진 주파수를 결정하기 위해 상기 코오스 스캔에 기초하여 미세 스캔을 수행하고,
상기 공진 회로의 평균 시스템 전압 및 평균 피크 전압을 결정하기 위해 상기 공진 주파수에서 미세 측정을 수행하고,
상기 평균 시스템 전압 및 상기 평균 피크 전압으로부터 Q 파라미터를 계산하며, 그리고
상기 Q 파라미터로부터 상기 Q 팩터를 계산하기 위한
명령들을 실행하는, Q 팩터를 결정하는 송신기.
제 13 항에 있어서,
상기 시스템 전압을 제공하기 위한 벅 전압 컨버터를 더 포함하며,
상기 제어기는 상기 벅 전압 컨버터를 조정함으로써 상기 시스템 전압을 세팅하는, Q 팩터를 결정하는 송신기.
제 14 항에 있어서,
상기 시스템 전압은 상기 송신 회로에 근접한 수신기가 활성화되지 않을, 충분히 낮은 전압으로 세팅되는, Q 팩터를 결정하는 송신기.
제 13 항에 있어서,
상기 제어기는,
코오스 주파수 범위 및 코오스 스텝 사이즈를 세팅하는 것;
상기 공진 회로의 피크 전압을 모니터링하면서 상기 코오스 스텝 사이즈로 상기 주파수 범위를 통해 주파수를 스윕하는 것; 및
상기 코오스 공진 주파수를 결정하는 것
에 의해 코오스 스캔을 수행하며, 상기 피크 전압은 최대치인, Q 팩터를 결정하는 송신기.
제 13 항에 있어서,
상기 제어기는,
상기 코오스 공진 주파수에 기초하여 미세 주파수 범위를 세팅하는 것;
상기 미세 주파수 범위에 기초하여 미세 스텝 사이즈를 세팅하는 것;
상기 공진 회로의 피크 전압을 모니터링하면서 상기 미세 스텝 사이즈로 상기 미세 주파수 범위를 통해 주파수를 스윕하는 것; 및
상기 공진 주파수를 결정하는 것
에 의해 미세 스캔을 수행하며, 상기 피크 전압은 최대치인, Q 팩터를 결정하는 송신기.
제 17 항에 있어서,
상기 미세 주파수 범위는 상기 코오스 공진 주파수보다 낮은 상기 코오스 공진 주파수의 퍼센티지로부터 상기 코오스 공진 주파수보다 높은 상기 코오스 공진 주파수의 퍼센티지로 세팅되는, Q 팩터를 결정하는 송신기.
제 18 항에 있어서,
상기 퍼센티지는 25% 인, Q 팩터를 결정하는 송신기.
제 18 항에 있어서,
상기 퍼센티지는 10% 인, Q 팩터를 결정하는 송신기.
제 13 항에 있어서,
상기 제어기는,
상기 공진 주파수에서 주파수를 세팅하는 것;
듀티 사이클을 세팅하는 것;
상기 주파수 및 상기 듀티 사이클에서 상기 평균 시스템 전압 (VBRG) 및 상기 평균 피크 전압을 측정하는 것
에 의해 미세 측정을 수행하는, Q 팩터를 결정하는 송신기.
제 13 항에 있어서,
상기 제어기는 상기 Q 파라미터를 상기 평균 피크 전압 대 상기 평균 시스템 전압의 비로서 계산하는, Q 팩터를 결정하는 송신기.
제 22 항에 있어서,
상기 피크 전압으로부터 분배된 전압을 제공하는 선택 회로; 및
상기 분배된 전압을 수신하고 코일 전압을 상기 제어기의 아날로그-디지털 컨버터에 제공하는 스케일 회로를 더 포함하며,
상기 평균 피크 전압은 ADC 파라미터에 따라 조정되는, Q 팩터를 결정하는 송신기.
제 23 항에 있어서,
상기 제어기는 상기 Q 파라미터에 적합한 2 차 다항식 또는 선형 구분 방정식으로부터 상기 Q 팩터를 계산하는, Q 팩터를 결정하는 송신기.