JP6035284B2 - 非接触電力伝送装置 - Google Patents

Description

本発明は、磁界結合される受電装置に対して磁界共鳴方式により非接触で電力を伝送する非接触電力伝送装置に係り、特に受電装置が磁界結合された際に形成される電気回路の状態を判定して受電装置への電力伝送に関する制御を行う非接触電力伝送装置に関する。

従来、磁界共鳴方式により非接触電力伝送装置（以下、「送電装置」という。）から受電装置に電力を伝送する非接触電力伝送システムにおいては、送電装置の送電可能な位置に受電装置が配置されたことを検出し、当該受電装置への送電を自動的に行う技術が提案されている。

例えば、特表２０１２−５３１１７６号公報には、送電装置の上面に受電装置を載置し、電気的に非接触で送電装置から受電装置に電力を供給する構成において、送電装置内に複数対の電極を設け、各対の電極間のキャパシタンスの変化に基づいて送電装置の上面に受電装置が載置されたことを検出する技術が記載されている。

また、特許第５１１４３７１号公報には、車輌に搭載された二次電池に対して非接触で充電を行うシステムにおいて、送電装置に距離センサを設け、その距離センサで送電装置から送電可能な範囲内に給電対象の車輌が配置されたことを検出する技術が記載されている。

特表２０１２−５３１１７６号公報 特許第５１１４３７１号公報

磁界共鳴方式による非接触電力伝送システムでは、送電装置に受電装置が磁界結合された際に形成される電気回路の状態が送電装置に設けられた送電用コイルと受電装置内に設けられた受電用コイルの磁界結合状態（結合係数ｋ）によって大きく変化する。特に、送電装置から受電装置に伝送される高周波電力の伝送効率は、送電装置の送電用コイルと受電装置の受電用コイルの磁界結合状態に大きく影響を受ける。

従って、送電装置の送電用コイルと受電装置の受電用コイルとの間の距離が送電装置の送電可能な範囲内であっても、両コイルの磁界結合状態が良好でない場合は適切な伝送効率で高周波電力を伝送することができず、高周波電力のロスや不要放射による周辺機器への悪影響などの問題が生じる。

従来の電極や距離センサを用いて受電装置が給電位置に配置されたことを検出する方法は、送電装置の送電可能な範囲内に受電装置が配置されたことを検出するだけで、送電装置と受電装置との磁界結合状態を考慮して受電装置の配置状態を検出するものではない。特に、磁界共鳴方式により車輌の受電装置に非接触で電力を伝送する場合は、車輌の停止位置により送電装置の送電用コイルと受電装置の受電用コイルの磁界結合状態が変化するので、車輌の停止位置が送電装置の送電可能な範囲内であっても磁界結合状態が適切でなければ、送電装置から受電装置に効率良く電力を伝送することができない。

また、従来の電極や距離センサを用いる方法は、部品点数の増加やコスト高に繋がり、小型化、低コスト化の要請を考慮すると、送電装置の送電可能な範囲内に受電装置が配置されたことを検出するだけのために電極や距離センサ等の部品を設けることは望ましくない。

非接触電力伝送システムでは、送電装置に磁界結合された受電装置の有無を物理的に検出するだけでは電力伝送回路として適切な回路になっているか否かまでは分からないので、送電装置に受電装置が磁界結合された際に形成される電気回路の状態をインピーダンス等の電気的なパラメータによって検出し、その検出結果に基づいて、送電装置の電力伝送に関する制御（例えば、所定の伝送効率で給電可能な受電装置の検出や受電装置に給電するか否かの制御など）を行う方が望ましい。また、この方法は、受電装置を物理的に検出するための部品を別途必要としない点でも好ましいが、従来、そのような制御方法は提案されていない。

本発明は、上記の課題に鑑みてなされたもので、磁界共鳴方式の非接触電力伝送装置において、受電装置が磁界結合された際に形成される電気回路の状態を検出し、その検出結果に基づいて受電装置への電力伝送に関する制御を好適に行うことができる非接触電力伝送装置を提供することを目的とする。

本発明に係る非接触電力伝送装置は、交流電力を発生する電力発生手段と、前記交流電力の周波数で共振する第１の共振器を有し、その第１の共振器を受電装置の前記周波数で共振する第２の共振器と磁界結合させて前記交流電力を前記受電装置に伝送する電力伝送手段と、前記第１の共振器の入力端から前記受電装置側を見たインピーダンスを検出するインピーダンス検出手段と、を備えた非接触電力伝送装置であって、前記第１の共振器と前記第２の共振器との結合係数および伝送効率を含むパラメータと前記インピーダンスとの関係を示す情報を記憶する記憶手段と、前記電力発生手段から交流電力を発生させて前記インピーダンス検出手段で前記インピーダンスを検出し、その検出値に対応する前記パラメータに基づいて、前記第１の共振器と前記第２の共振器との間の磁界結合状態の良否を判定すると共に、前記電力伝送手段が所定の伝送効率以上で前記交流電力を伝送することができる前記受電装置が存在するか否かを判定する判定手段と、を備えたことを特徴とする（請求項１）。

好ましい実施形態によれば、上記の非接触電力伝送装置において、前記パラメータには、前記第１の共振器と前記第２の共振器との間の距離がさらに含まれている（請求項２）。

好ましい実施形態によれば、上記の非接触電力伝送装置において、前記判定手段は、前記インピーダンス検出手段で検出されたインピーダンスを、前記第１の共振器から前記受電装置への前記交流電力の伝送効率が前記伝送効率以上となる前記インピーダンスの範囲と比較し、当該インピーダンスが前記インピーダンスの範囲に含まれる場合に前記所定の伝送効率以上で前記交流電力を伝送することができる前記受電装置が存在すると判定する（請求項３）。

好ましい実施形態によれば、上記の非接触電力伝送装置において、前記第１の共振器及び前記第２の共振器は、等価的にインダクタとキャパシタを直列接続した直列共振回路で構成される（請求項４）。

好ましい実施形態によれば、上記の非接触電力伝送装置において、前記受電装置は、前記第２の共振器の後段に、当該前記第２の共振器の出力端から後段側を見たインピーダンスが抵抗値と見做すことができる回路構成を有する（請求項５）。

好ましい実施形態によれば、上記の非接触電力伝送装置において、前記第２の共振器の後段に接続される回路構成は、抵抗値のインピーダンスを有する負荷回路若しくは、複素インピーダンスを有する負荷に当該複素インピーダンスを抵抗値にインピーダンス変換するインピーダンス変換回路を接続した回路で構成される（請求項６）。

好ましい実施形態によれば、上記の非接触電力伝送装置において、前記インピーダンス検出手段は、前記第１の共振器の入力端に設けられ、当該入力端における交流電圧、交流電流及び当該交流電圧と当該交流電流の位相差を検出する検出手段と、前記検出手段で検出された前記交流電圧、前記交流電流及び前記位相差を用いて所定の演算により前記インピーダンスを算出するインピーダンス算出手段と、を含む（請求項７）。

好ましい実施形態によれば、上記の非接触電力伝送装置において、前記判定手段により前記受電装置が存在しないと判定された場合は前記受電装置への前記交流電力の伝送処理を行わず、前記判定手段により前記受電装置が存在すると判定された場合に前記受電装置への前記交流電力の伝送処理を行う電力伝送制御手段を更に備える（請求項８）。

好ましい実施形態によれば、上記の非接触電力伝送装置において、前記電力発生手段と前記電力伝送手段との間に、前記電力発生手段の出力端から前記受電装置側を見た第２のインピーダンスを所定のインピーダンス整合範囲のインピーダンスに変換するインピーダンス整合手段と、前記判定手段により前記受電装置が存在しないと判定された場合は前記インピーダンス整合手段による前記第２のインピーダンスのインピーダンス整合処理を行わず、前記判定手段により前記受電装置が存在すると判定された場合に前記インピーダンス整合手段による前記第２のインピーダンスのインピーダンス整合処理を行うインピーダンス整合制御手段と、を更に備える（請求項９）。

本発明に係る非接触電力伝送装置によれば、非接触電力伝送装置の第１の共振器と受電装置の第２の共振器の磁界結合に関するパラメータと、第１の共振器の入力端から受電装置側を見たインピーダンス（以下、「負荷側インピーダンス」という。）との関係を示す情報を予め取得して記憶手段に記憶しておき、所定の周期で負荷側インピーダンスを検出し、記憶手段に記憶されたその検出値に対応する磁界結合に関するパラメータに基づいて、電力伝送手段が所定値以上の伝送効率で交流電力を送電することができる受電装置が存在するか否かを判定するので、従来のように専用のセンサ等を設けることなく、効率良く交流電力を伝送することができる受電装置を検出することができる。また、専用のセンサ等を必要としないので、非接触電力伝送装置の部品点数の増加やコスト増を低減することができる。

そして、受電装置が存在すると判定された場合に当該受電装置への交流電力の伝送を行う制御をすれば、所定値以上の伝送効率で交流電力が受電装置に伝送されるので、伝送効率が低い状態で交流電力を受電装置に伝送した場合の伝送ロスを低減することができる。また、第１の共振器から放射された交流電力が周辺の機器の悪影響を与えるという安全面での問題も低減することができる。

本発明に係る非接触電力伝送システムの構成を示す図である。 非接触電力伝送システムの送電部から負荷側の部分の等価回路を示す図である。 結合係数の変化とスミスチャート上での負荷側インピーダンスの変化の関係を示した図である。 送電部のコイルと受電部のコイルとの間の距離と結合係数の関係を説明するための図である。 制御部が行う受電装置検出フェーズと電力伝送フェーズの処理手順を示すフローチャートである。 本発明に係る非接触電力伝送システムの他の構成を示す図である。

図１は、本発明に係る非接触電力伝送装置が適用された非接触電力伝送システムの構成を示すブロック図である。

図１に示す非接触電力伝送システム１は、磁界共鳴方式により非接触電力伝送装置２（以下、「送電装置２」という。）から受電装置３に数ＭＨｚ〜数百ＭＨｚの高周波電力を電気的に非接触で伝送するシステムである。送電装置２は、電源部２１、ＲＦ検出器２２、送電部２３及び制御部２４を備え、受電装置３は、受電部３１と負荷３２とを備える。

電源部２１は、所定の周波数（数ＭＨｚ〜数百ＭＨｚの高周波）の高周波電力を発生する高周波電源で構成される。高周波電源は、高周波信号（電圧信号）を発生する高周波信号発生回路と、高周波信号発生回路で発生した高周波信号を増幅するパワーアンプと、このパワーアンプに直流の電源電圧を供給するＤＣ−ＤＣコンバータと、パワーアンプから出力される高周波信号の高周波成分を除去するローパスフィルタと、パワーアンプから出力される高周波電力の電力量を制御する電力制御部とを含む。

パワーアンプは、例えば、Ｄ級アンプやＥ級アンプで構成することができ、高周波信号発生回路から入力される高周波信号によってスイッチング素子をオン・オフ駆動することにより、高周波信号と同一の周期を有し、ＤＣ−ＤＣコンバータから入力される直流電圧に依存した振幅の高周波信号を生成する。この高周波信号はローパスフィルタで高周波成分が除去されることにより正弦波の高周波信号に整形されて出力される。

電力制御部は、制御部２４から入力される出力制御信号に基づいてＤＣ−ＤＣコンバータから出力される直流電圧の振幅を制御し、これによりパワーアンプから出力される高周波信号の増幅量（すなわち、高周波電力の電力量）を制御する。

ＲＦ検出器２２は、送電部２３の入力端Ｂにおける高周波（ＲＦ）電圧ｖ、高周波（ＲＦ）電流ｉ及び位相差θ（ＲＦ電圧ｖとＲＦ電流ｉの位相差）を検出する。ＲＦ検出器２２は、入力端Ｂから受電装置３側（負荷側）を見たインピーダンスＺ_B（以下、「負荷側インピーダンスＺ_B」という。）を検出するために設けられている。ＲＦ検出器２２は、ＲＦ電圧ｖを検出するＲＦ電圧センサと、ＲＦ電流ｉを検出するＲＦ電流センサと、ＲＦ電圧センサで検出されたＲＦ電圧ｖとＲＦ電流センサで検出されたＲＦ電流ｉを用いて位相差θを検出する位相差検出器と、検出したＲＦ電圧ｖ、ＲＦ電流ｉ及び位相差θをディジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータを含むデバイスである。ＲＦ検出器２２の検出データは、制御部２４に入力される。

送電部２３は、電源部２１から出力される高周波電力を受電装置３の受電部３１に無線で伝送する。送電部２３は、例えば、複数ターンのソレノイドコイルからなるインダクタ２３１（以下、「送電用コイル２３１」と表現する場合がある。）とそのインダクタ２３１に直列に接続されたキャパシタ２３２との直列共振回路で構成される。送電部２３は、直列共振回路の直列共振周波数ｆ_o（＝１／［２π・√（Ｌ・Ｃ）］）（Ｌ：インダクタ２３１の自己インダクタンス、Ｃ：キャパシタ２３２のキャパシタンス）が電源部２１から出力される高周波電力の周波数ｆ_g（以下、「電源周波数ｆ_g」という。）［ＭＨｚ］に調整されている。

制御部２４は、ＲＯＭ、ＲＡＭ、ＣＰＵなどを備えるマイクロコンピュータやＦＰＧＡ（field-programmable gate array）などで構成される。

制御部２４は、電源部２１に対してＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を制御する出力制御信号を出力し、電源部２１から出力される高周波電力を制御する。また、制御部２４は、ＲＦ検出器２２２から入力されるＲＦ電圧ｖ、ＲＦ電流ｉ及び位相差θを用いて負荷側インピーダンスＺ_Bを算出する。具体的には、Ｚ_B＝Ｒ_B＋ｊ・Ｖ_B、ＲＦ電圧ｖの振幅をＶ、ＲＦ電流ｉの振幅をＩとすると、制御部２４は、
Ｒ_B＝(Ｖ／Ｉ)・cos(θ) …（１）
Ｘ_B＝(Ｖ／Ｉ)・sin(θ) …（２）
の演算式により、負荷側インピーダンスＺ_Bを算出する。

そして、制御部２４は、算出した負荷側インピーダンスＺ_Bに基づいて、送電装置２の受電装置３への高周波電力の伝送に関する制御を行う。負荷側インピーダンスＺ_Bは、後述するように、送電装置２に受電装置３が磁界結合された際に形成される非接触電力伝送システム１の電気回路の状態を判定することができる電気パラメータの一つである。また、高周波電力の伝送に関する制御は、送電装置２に対する受電装置３の磁界結合状態の良否を判定する制御や、送電装置２に対する受電装置３の配置位置を推定する制御や、送電装置２から受電装置３に高周波電力を供給するか否かの制御などである。

従って、制御部２４は、負荷側インピーダンスＺ_Bを用いて非接触電力伝送システム１の電気回路の状態を判定し、その判定結果に基づいて受電装置３への高周波電力の伝送に関する各種の制御を行う。この制御機能は、本発明の特徴的な構成であるので、その原理及び内容の詳細は後述する。

受電部３１は、送電装置２の送電部２３との間で磁界結合をして当該送電部２３から高周波電力を受電する。受電部３１は、送電部２３と同一の構成を有し、複数ターンのソレノイドコイルからなるインダクタ３１１（以下、「受電用コイル３１１」と表現する場合がある。）とそのインダクタ３１１に直列に接続されたキャパシタ３１２との直列共振回路で構成される。受電部３１も、直列共振回路の直列共振周波数ｆ_o（＝１／［２π・√（Ｌ・Ｃ）］）（Ｌ：インダクタ３１１の自己インダクタンス、Ｃ：キャパシタ３１２のキャパシタンス）が電源周波数ｆ_g［ＭＨｚ］に調整されている。

負荷３２は、受電部３１が受電した高周波電力を消費する回路ブロックである。例えば、受電装置３が携帯端末装置に内蔵されている場合、負荷３２は、受電部３１が受電した高周波電力を駆動電源として所定の処理を行う処理ブロックである。

次に、負荷側インピーダンスＺ_Bを用いて送電装置２の受電装置３への高周波電力の伝送に関する各種の制御を行う方法について説明する。

受電部３１の出力端Ｃから負荷３２側を見たインピーダンスＺ_L＝Ｒ_L＋ｊ・Ｘ_LがＺ_L≒Ｒ_Lと扱える程リアクタンス成分Ｘ_Lが抵抗成分Ｒ_Lに対して十分に小さい状態になっているとする。このような状態は、負荷３２が抵抗負荷の場合や負荷３２の前段にインピーダンス変換器を設けて負荷３２の複素インピーダンスを抵抗値にインピーダンス変換する構成にした場合に実現される。

送電部２３のインダクタ２３１と受電部３１のインダクタ３１１が相互インダクタンスＭ［Ｈ］で結合されている場合、送電部２３から負荷３２までの回路（図２（ａ）の回路）の等価回路は、図２（ｂ）に示すように、結合部分の回路をトランスのＴ型等価回路に置き換えた回路で表わすことができる。

図２（ｂ）に示す等価回路では、負荷側インピーダンスＺ_Bは、
Ｚ_B＝Ｚ₁＋Ｚ₂・Ｚ₃／（Ｚ₂＋Ｚ₃） …（３）
Ｚ₁＝ｊ・ω・（Ｌ−Ｍ）＋１／（ｊ・ω・Ｃ） …（４）
Ｚ₂＝Ｒ_L＋Ｚ₁＝Ｒ_L＋ｊ・ω・（Ｌ−Ｍ）＋１／（ｊ・ω・Ｃ） …（５）
Ｚ₃＝ｊ・ω・Ｍ …（６）
ω＝２・π・ｆ
で表わされる。

送電部２３及び受電部３１が磁界共鳴状態の場合（送電部２３及び受電部３１の直列共振回路が電源周波数ｆ_gで直列共振している場合）は、ｊ・ω_g・Ｌ−１／ｊ・ω_g・Ｃ＝０（但し、ω_g＝２・π・ｆ_g）であり、インダクタ２３１とインダクタ３１１の結合係数ｋは、ｋ＝Ｍ／√（Ｌ・Ｌ）＝Ｍ／Ｌで表わされるから、これらを（３）式〜（６）式に入れると、負荷側インピーダンスＺ_Bは、
Ｚ_B＝（ω_g・ｋ・Ｌ）²／Ｒ_L …（７）
で表わされる。

（７）式は、受電部３１に接続される負荷３２のインピーダンスＺ_LがＺ_L≒Ｒ_Lであれば、送電部２３と受電部３１が負荷３２のインピーダンスＺ_L≒Ｒ_Lを他の抵抗値Ｒ_Bに変換するインピーダンス変換器として動作することを示している。そして、抵抗値Ｒ_Lから変換される抵抗値Ｒ_Bは、送電部２３と受電部３１の磁界結合の度合いを表す結合係数ｋ（０＜ｋ＜１）によって変化する。すなわち、負荷側インピーダンスＺ_Bは、図３に示すように、結合係数ｋの変化に応じてスミスチャート（インピーダンスチャート）の実軸上若しくは実軸の近傍を実軸に沿って変化する。

図４（ａ）に示すように、受電部３１の受電用コイル３１１が送電部２３の送電用コイル２３１に正対するように配置され、両コイル２３１，３１１のコイル面を平行に保持して受電部３１の受電用コイル３１１を中心軸Ｎ方向に移動させる場合、相互インダクタンスＭは、送電用コイル２３１と受電用コイル３１１の距離ｄ₁が増大するのに応じて小さくなる。図４（ａ）のケースは、例えば、非接触電力伝送システム１が電気自動車のバッテリを充電する充電システムの場合、受電装置３が電気自動車の後部側面等に受電用コイル３１１のコイル面を垂直にして配置され、送電装置２が壁面等に送電用コイル２３１のコイル面を垂直にして配置される場合である。

また、図４（ｂ）に示すように、受電部３１の受電用コイル３１１と送電部２３の送電用コイル２３１のコイル面を平行に保持して受電用コイル３１１の中心軸Ｎ₂を送電用コイル２３１の中心軸Ｎ₁からずらすように移動させる場合、相互インダクタンスＭは、中心軸Ｎ₁と中心軸Ｎ₂の距離ｄ₂が増大するのに応じて小さくなる。そして、Ｍ＝ｋ・Ｌであるから、結合係数ｋは、距離ｄ₁，ｄ₂の増大に応じて小さくなる。図４（ｂ）のケースは、電気自動車の充電システムの場合、受電装置３が電気自動車の底面に受電用コイル３１１のコイル面を水平にして配置され、送電装置２が地面に送電用コイル２３１のコイル面を水平にして配置される場合である。

距離ｄ₁，距離ｄ₂が小さくなると、結合係数ｋが大きくなり（密結合になり）、負荷側インピーダンスＲ_Bは、スミスチャートの実軸上若しくは実軸の近傍を実軸に沿って右方向（正規化インピーダンスが「∞」となる方向）に変化し、距離ｄ₁，ｄ₂が大きくなると、結合係数ｋが小さくなり（粗結合になり）、負荷側インピーダンスＲ_Bは、スミスチャートの実軸上若しくは実軸の近傍を実軸に沿って左方向（正規化インピーダンスが「０」となる方向）に変化する。

周知のように、スミスチャートの実軸は電圧反射係数Γを表す軸で、中央の正規化インピーダンスが「１」となる点Ｏ₁はΓ＝０となる点、右端の正規化インピーダンスが「∞」となる点Ｏ₂はΓ＝＋１となる点、左端の正規化インピーダンスが「０」となる点Ｏ₃はΓ＝−１となる点である。また、高周波電力の伝送効率ηは、η＝（１−Γ²）×１００［％］で表わされるから、点Ｏ₁は、伝送効率ηが１００％となる点であり、点Ｏ₂，Ｏ₃は、伝送効率ηが０％となる点である。

電源部２１の出力端Ａと送電部２３の入力端Ｂの間が特性インピーダンスＺ_oの伝送線路で接続されている場合、送電部２３の入力端Ｂでの電圧反射係数をΓ_Bとすると、送電部２３の入力端Ｂから電源部２１側を見たインピーダンスＺ_Cは特性インピーダンスＺ_oのため、電圧反射係数Γ_Bは、Γ_B＝（Ｚ_B−Ｚ_o）／（Ｚ_B＋Ｚ_o）で表わされる。負荷側インピーダンスＺ_Bが特性インピーダンスＺ_oに整合していれば、Γ_B＝０となる（正規化インピーダンスＺ_B’＝Ｚ_B／Ｚ_oがスミスチャートの点Ｏ₁に位置する）から、電源部２１から負荷３２に伝送される高周波電力の伝送効率η_Bは１００［％］になる。

電源部２１の出力端Ａと送電部２３の入力端Ｂの間が特性インピーダンスＺ_oの伝送線路で接続されている場合、伝送線路とＲＦ検出器２２での損失を無視すると、電源部２１から出力された高周波電力はロスなく送電部２３の入力端Ｂに伝送される。

電源部２１から送電部２３に伝送される高周波電力（進行波電力）をＰ_f、送電部２３の入力端Ｂで電圧反射係数Γ_Bに基づき反射される反射波電力をＰ_rとすると、送電部２３の入力端Ｂにおける伝送効率η_B、すなわち、送電部２３及び受電部３１を介して負荷３２に伝送される高周波電力の伝送効率η_Bは、η_B＝（Ｐ_f−Ｐ_r）×１００／Ｐ_f［％］で表わされる。負荷インピーダンスＺ_Bが特性インピーダンスＺ_oに整合していれば、反射波電力Ｐ_rはゼロとなるから、上述したように伝送効率η_Bは１００［％］となる。

（７）式より、Ｚ_B＝Ｚ_oとなる結合係数ｋ_oはｋ_o＝√（Ｚ_o・Ｒ_L）／（ω_g・Ｌ）であるから、結合係数ｋがｋ_oとなる場合に伝送効率η_Bが１００［％］になる。そして、結合係数ｋがｋ_oより小さい場合は、共振周波数ｆ_gにおける正規化インピーダンスＺ_B’＝Ｒ_B’＝Ｒ_B／Ｚ_oはＲ_B’＜１．０となり、結合係数ｋがｋ_oより小さくなるほどＲ_B’も小さくなるので、伝送効率η_Bは、結合係数ｋがｋ_oに近くなる程１００［％］に近くなる。すなわち、結合係数ｋがｋ_oとなる距離ｄ₁，ｄ₂をそれぞれｄ_1o，ｄ_2oとすると、伝送効率η_Bは、距離ｄ₁，ｄ₂がそれぞれｄ_1o，ｄ_2oに小さくなる程、１００［％］に近くなる。

一方、結合係数ｋがｋ_oより大きい場合は、共振周波数ｆ_gより小さい周波数ｆ_glと共振周波数ｆ_gより大きい周波数ｆ_gHで正規化インピーダンスＲ_B’が１．０となり、共振周波数ｆ_gでは正規化インピーダンスＲ_B’は１．０＜Ｒ_B’となる。そして、結合係数ｋがｋ_oより大きくなるほどＲ_B’も大きくなるので、この場合も伝送効率η_Bは、結合係数ｋがｋ_oに近くなる程（距離ｄ₁，ｄ₂がそれぞれｄ_1o，ｄ_2oに小さくなる程）、１００［％］に近くなる。

上記のように、本実施形態に係る非接触電力伝送システム１では、送電部２３の送電用コイル２３１と受電部３１の受電用コイル３１１の距離ｄ₁若しくは距離ｄ₂が変化すれば、それに応じて送電部２３と受電部３１の結合係数ｋが変化し、負荷側インピーダンスＺ_Bの正規化インピーダンスＺ_B’がスミスチャートの実軸上若しくは実軸の近傍を実軸に沿って移動する。

スミスチャートの実軸上における正規化インピーダンスＺ_B’の位置は結合係数ｋや距離ｄ₁，ｄ₂や伝送効率η_Bに一対一に対応するので、負荷側インピーダンスＺ_B（若しくは正規化インピーダンスＺ_B’）を検出することによって非接触電力伝送システム１の電気回路がどのような結合係数ｋやどのような距離ｄ₁若しくは距離ｄ₂やどのような伝送効率η_Bの状態に対応した回路であるのかを推定することができる。

そして、例えば、送電部２３と受電部３１のコイル間の距離ｄ₁又は距離ｄ₂の変化に対する負荷側インピーダンスＺ_B（若しくは正規化インピーダンスＺ_B’）、結合係数ｋ又は伝送効率η_B等の変化のデータを予め求めておき、そのデータを制御部２４内のメモリ２４１に記憶しておけば、正規化インピーダンスＺ_B’を算出することにより、その算出値とメモリ２４１内のデータから送電部２３と受電部３１のコイル間の距離ｄ₁又は距離ｄ₂や結合係数ｋや伝送効率η_Bを特定することができる。

なお、メモリ２４１は、ＥＥＰＲＯＭなどの不揮発メモリで構成される。距離ｄ₁又は距離ｄ₂の変化に対する負荷側インピーダンスＺ_B（若しくは正規化インピーダンスＺ_B’）、結合係数ｋ又は伝送効率η_B等の変化のデータは、実際の非接触電力伝送システム１を用いて実測してもよく、非接触電力伝送システム１の等価回路を求め、その等価回路でシミュレーションすることにより求めてもよい。

従って、例えば、負荷側インピーダンスＺ_Bに基づいて送電装置２と受電装置３のコイル間の距離ｄ₁又は距離ｄ₂を推定することにより、送電装置２に磁界結合された受電装置３の配置位置を検出したり、送電装置２と受電装置３の結合係数ｋを推定することにより、送電装置２と受電装置３の磁界結合状態の良否を判定することができる。

また、負荷側インピーダンスＺ_Bに基づいて伝送効率η_Bを推定することにより、受電装置３が送電装置２に対して所定の伝送効率η_TH以上の伝送効率η_Bで送電できる位置に配置されたか否かを判定し、その判定結果に基づいて送電装置２から受電装置３に高周波電力を供給するか否かの制御を行うことができる。

次に、制御部２４の負荷側インピーダンスＺ_Bに基づく制御例として、送電装置２から受電装置３に伝送効率η_TH以上の伝送効率η_Bで高周波電力を伝送する送電制御について説明する。

図３に示したように、スミスチャートの実軸上における正規化インピーダンスＲ_B’の位置に対応して伝送効率η_Bを特定することができる。従って、図３の点線で示すように、正規化インピーダンスＺ_B’に対して伝送効率η_Bがη_TH〜１００［％］となる範囲ＡＲを設定することができ、伝送効率η_Bがη_THとなる正規化インピーダンスＺ_B’をｒ_B1，ｒ_B2（ｒ_B1＜１．０＜ｒ_B2）とすると、負荷側インピーダンスＺ_Bがｒ_B1・Ｚ_o≦Ｚ_B≦ｒ_B2・Ｚ_oを満たす場合に、送電装置２は受電装置３に対して伝送効率η_TH以上の伝送効率η_Bで高周波電力を伝送することができる。

なお、Γ_B＝（Ｚ_B’−１）／（Ｚ_B’＋１）、η_B’＝η_B／１００＝（１−Γ_B ²）より、
η_B’＝［４Ｚ_B’／（Ｚ_B’＋１）²］ …（８）
であるから、Ｚ_B’＝（ω_g・ｋ・Ｌ）²／（Ｒ_L・Ｚ_o）＝α・Ｋ（但し、α＝（ω_g・Ｌ）²／（Ｒ_L・Ｚ_o、Ｋ＝ｋ²）を（８）式に入れると、
η_B’＝［４α・Ｋ／（α・Ｋ＋１）²］ …（９）
の式が得られる。

（９）式は、Ｋの２次方程式であるから、η_B’にη_TH／１００を入れ、Ｋの解を求めると、正規化インピーダンスｒ_B1，ｒ_B2を求めることができる。

例えば、伝送効率η_THが８０［％］に設定されている場合、Ｋの２次方程式はα²・Ｋ²−３・α・Ｋ＋１＝０となり、Ｋの解は、
Ｋ_B1＝[３−√(５)]／(２・α)
＝０．３８２／α …（１０）
又は、
Ｋ_B2＝[３＋√(５)]／(２・α)
＝２．６１８／α …（１１）
となる。

ｆ_g＝１３．５６×１０⁶［Ｈｚ］、Ｌ＝１０×１０^-6［Ｈ］、Ｒ_L＝Ｚ_o＝５０［Ω］に設計されている場合、係数αはα＝７．３５５となるから、この値を（１０）式、（１１）式に入れると、結合係数ｋ_B1，ｋ_B2は、ｋ_B1＝√(Ｋ_B1)＝０．２２８、ｋ_B2＝√(Ｋ_B2)＝０．５９７となる。従って、正規化インピーダンスｒ_B1，ｒ_B2は、ｒ_B1＝ｋ_B1 ²・α・５０≒１９．１[Ω／]、ｒ_B2＝ｋ_B2 ²・α・５０≒１３１．１[Ω]となり、負荷側インピーダンスＺ_B≒Ｒ_Bが１９．１≦Ｒ_B≦１３１．１であれば、８０％以上の伝送効率η_Bで送電装置２から受電装置３に高周波電力を伝送することができることが分かる。

次に、図５のフローチャートを用いて、制御部２４の送電制御の処理手順について説明する。

本実施形態では、送電装置２の制御部２４に、負荷側インピーダンスＺ_Bを用いて、送電装置２に対して受電装置３が所定の伝送効率η_TH以上の伝送効率η_Bで送電できる位置に配置されていることを検出する受電装置検出フェーズを設け、受電装置検出フェーズで送電装置２が伝送効率η_TH以上で送電できる位置に受電装置３が配置されていることを検出した場合に電力伝送フェーズに移行し、送電装置２から受電装置３に高周波電力を伝送する処理を行う。

従って、図５に示すフローチャートは、受電装置検出フェーズと電力伝送フェーズで構成され、制御部２４は、所定の周期で図５に示す処理手順を繰り返す。制御部２４は、受電装置検出フェーズにおいて伝送効率η_TH以上の伝送効率η_Bで高周波電力が伝送できる受電装置３が検出できなければ、受電装置検出フェーズを繰り返し、受電装置３が検出できた場合に電力伝送フェーズに移行して当該受電装置３に高周波電力を伝送する処理を行い、その処理が終了すると、再度、受電装置検出フェーズに戻る。

以下の説明では、伝送効率η_THは、図１に示すように、ユーザが送電装置２の制御部２４に任意に設定できる構成であるとし、非接触電力伝送システム１は、電源周波数ｆ_g＝１３．５６×１０⁶［Ｈｚ］、送電部２３及び受電部３１のインダクタ２３１，３１１のインダクタンスＬ＝１０×１０^-6［Ｈ］、送電部２３及び受電部３１の直列共振周波数ｆ_o＝ｆ_g、受電装置３のインピーダンスＺ_L＝５０［Ω］に設計されているものとする。

また、制御部２４のメモリ２４１には、距離ｄ₁若しくは距離ｄ₂と負荷側インピーダンスＺ_B及び伝送効率η_Bとの関係を示すデータが記憶されているものとし、ユーザにより伝送効率η_TH＝８０［％］が設定され、伝送効率η_TH＝８０[％]に対応する正規化インピーダンスｒ_B1，ｒ_B2としてｒ_B1＝１９．１[Ω]，ｒ_B2＝１３１．１[Ω]がメモリ２４１に記憶されているものとして、具体的な処理手順を説明する。

受電装置検出フェーズでは、制御部２４は、電源部２１に微弱電力の出力指令を出力し（Ｓ１）、電源部２１から所定の微弱電力で周波数ｆ_gの高周波電力を出力させる（Ｓ２）。続いて、制御部２４は、ＲＦ検出器２２２から高周波電圧ｖ、高周波電流ｉ及び位相差θを入力し（Ｓ３）、それらを用いて上述したＲ_BとＸ_Bの演算式（１）,（２）を演算することにより負荷側インピーダンスＺ_Bを算出する（Ｓ４）。

なお、本実施形態では、負荷３２のインピーダンスＺ_L＝Ｒ_L＋ｊ・Ｘ_LがＺ_L≒Ｒ_Lに設計されており、送電部２３と受電部３１が共振状態で磁界結合している場合、負荷側インピーダンスＺ_B＝Ｒ_B＋ｊ・Ｘ_BはＺ_B≒Ｒ_Bとなるので、負荷側インピーダンスＺ_Bの抵抗成分Ｒ_Bのみを算出してもよい。

続いて、制御部２４は、その負荷側インピーダンスＺ_Bを特性インピーダンスＺ_o＝５０[Ω]で除して正規化インピーダンスＺ_B’＝Ｚ_B／５０を算出し、その正規化インピーダンスＺ_B’がメモリ２４１に記憶された伝送効率η_TH＝８０[％]に対応する正規化インピーダンスｒ_B1，ｒ_B2に対してｒ_B1≦Ｚ_B’≦ｒ_B2を満たしているか否かを判定する（Ｓ５）。

制御部２４は、Ｚ_B’＜ｒ_B1又はｒ_B2＜Ｚ_B’であれば（Ｓ５：ＮＯ）、ステップＳ１に戻り、上記のステップＳ１〜Ｓ５の処理を行う。一方、ｒ_B1≦Ｚ_B’≦ｒ_B2であれば（Ｓ５：ＹＥＳ）、電力伝送フェーズに移行し、電源部２１に所定の電力の出力指令を出力し（Ｓ６）、電源部２１から所定量の高周波電力を周波数ｆ_gで出力させる（Ｓ７）。

制御部２４は、所定の送電停止条件を満たすまで、電源部２１から所定量の高周波電力を出力させる（Ｓ７，Ｓ８：ＮＯのループ）。送電停止条件は、例えば、受電装置３から送電不要の情報を受信することや予め設定された時間が経過することなどである。例えば、受電装置３が二次電圧の充電のために送電装置２から電力の供給を受ける場合、前者の条件は、例えば、受電装置３から充電完了の情報が送信される場合である。また、後者の条件は、送電装置２が受電装置３との間で電力を所定の時間単位で供給することが決められている場合である。

制御部２４は、所定の送電停止条件が満たされると（Ｓ８：ＹＥＳ）、電源部２１に出力停止指令を出力し（Ｓ９）、電源部２１の高周波電力の出力を停止させて処理を終了する。

上記のように、図５に示す送電制御によれば、周期的に負荷側インピーダンスＺ_Bを検出し、その検出値とメモリ２４１に予め記憶したデータｒ_B1，ｒ_B2を用いて、送電装置２が伝送効率η_TH以上の伝送効率η_Bで送電可能な位置に受電装置３が配置されたことを検出し、その受電装置３に対して高周波電力を伝送するように制御しているので、受電装置３に対して効率良く高周波電力を伝送することができ、高周波電力のロスを抑制することができる。

また、受電装置３が送電装置２に磁界結合されていない場合や磁界結合されていても伝送効率η_Bが低い場合は、高周波電力の伝送を行わないので、送電装置２から高周波が空中に放射されることによる周辺機器への悪影響を防止でき、安全性を向上させることができる。

また、従来のように、受電装置３を検出するためのセンサ等の部品を別途設ける必要がないので、部品点数の増加やコスト高を招くことがない。

上記実施形態では、送電装置２の電源部２１が特性インピーダンスＺ_oの負荷が接続された場合に最適な伝送効率ηで高周波電力を出力するように設計され、電源部２１と送電部２３との間を特性インピーダンスＺ_oの伝送線路で接続した構成であったが、図６に示すように、電源部２１と送電部２３との間にインピーダンス整合部２５を配置し、制御部２４が、インピーダンス整合部２５の入力端Ａから負荷側をみたインピーダンスＺ_Aが特性インピーダンスＺ_oとなるように、インピーダンス整合部２５のインピーダンス整合動作を制御するようにしてもよい。

この場合は、インピーダンス整合部２５は、例えば、２つのインピーダンス可変素子である第１，第２のバリアブルキャパシタＣ₁，Ｃ₂とインダクタＬをＣ₁−Ｌ−Ｃ₂のπ型に接続したπ型回路で構成される。制御部２４は、基本的に、負荷側インピーダンスＺ_Bを検出する毎に、インピーダンス整合部２５内の第１，第２のバリアブルキャパシタＣ₁，Ｃ₂の各キャパシタンスを変化させて、インピーダンス整合部２５の入力端Ａから負荷側をみたインピーダンスＺ_Aを所定のインピーダンス範囲に変換する制御を行う。

インピーダンスＺ_Aが特性インピーダンスＺ_oに整合される場合は、送電装置２から受電装置３に最適な伝送効率ηで高周波電力を伝送することができるが、インピーダンスＺ_Aが特性インピーダンスＺ_oに整合できない場合は、送電装置２から受電装置３への高周波電力の伝送効率ηは不適切になり、高周波電力のロスや不要放射の問題が生じる虞があるから、送電装置２から受電装置３への高周波電力の伝送を停止することが望ましい。

従って、負荷側インピーダンスＺ_Bに基づいて、インピーダンス整合部２５のインピーダンス整合動作を制御する場合は、インピーダンス整合部２５内の第１，第２のバリアプルキャパシタＣ₁，Ｃ₂の各キャパシタンスの変化範囲からインピーダンスＺ_Aを特性インピーダンスＺ_oに整合できる負荷側インピーダンスＺ_Bの領域（整合可能領域）を予め求めてメモリ２４１に記憶しておき、制御部２４は、算出した負荷側インピーダンスＺ_Bが入力端Ａから負荷側をみたインピーダンスＺ_Aを特性インピーダンスＺ_oに整合できる整合可能領域のインピーダンスであるか否かを判定し、整合可能領域のインピーダンスでない場合にはインピーダンス整合部２５の整合動作と電源部２１の高周波電力生成動作を停止させ、整合可能領域のインピーダンスの場合にだけインピーダンス整合部２５の整合動作と電源部２１の高周波電力生成動作を行わせるように制御するとよい。

なお、上記実施形態では、送電部２３及び受電部３１の構成をインダクタとキャパシタの直列接続回路で構成したが、等価回路が直列共振回路となる回路構成であれば、送電部２３及び受電部３１の構成はインダクタとキャパシタの直列接続回路に限定されるものではない。

上記実施形態では、送電部２３の入力端にＲＦ検出器２２を設け、そのＲＦ検出器２２によるＲＦ電圧ｖ、ＲＦ電流ｉ及び位相差θの検出値を用いて負荷側インピーダンスＺ_Bを検出していたが、負荷側インピーダンスＺ_Bを検出できるものであれば、ＲＦ検出器２２に限定されるものではない。例えば、進行波電力と反射波電力を検出し、その検出値を用いて負荷側インピーダンスＺ_Bを検出する構成であってもよい。

１，１’ 非接触電力伝送システム
２ 送電装置（非接触電力伝送装置）
２１ 電源部（電力発生手段）
２２ ＲＦ検出器（インピーダンス検出の要素、検出手段）
２３ 送電部（第１の共振器、電力伝送手段）
２３１ インダクタ
２３２ キャパシタ
２４ 制御部（インピーダンス検出手段の要素、判定手段、インピーダンス算出手段、電力伝送制御手段、インピーダンス整合制御手段）
２４１ メモリ（記憶手段）
２５ インピーダンス整合部
３ 受電装置
３１ 受電部（第２の共振器）
３１１ インダクタ
３１２ キャパシタ
３２ 負荷

Claims (9)

1. 交流電力を発生する電力発生手段と、
   前記交流電力の周波数で共振する第１の共振器を有し、その第１の共振器を受電装置の前記周波数で共振する第２の共振器と磁界結合させて前記交流電力を前記受電装置に伝送する電力伝送手段と、
   前記第１の共振器の入力端から前記受電装置側を見たインピーダンスを検出するインピーダンス検出手段と、
   を備えた非接触電力伝送装置であって、
   前記第１の共振器と前記第２の共振器との結合係数および伝送効率を含むパラメータと前記インピーダンスとの関係を示す情報を記憶する記憶手段と、
   前記電力発生手段から交流電力を発生させて前記インピーダンス検出手段で前記インピーダンスを検出し、その検出値に対応する前記パラメータに基づいて、前記第１の共振器と前記第２の共振器との間の磁界結合状態の良否を判定すると共に、前記電力伝送手段が所定の伝送効率以上で前記交流電力を伝送することができる前記受電装置が存在するか否かを判定する判定手段と、
   を備えたことを特徴とする、非接触電力伝送装置。
2. 前記パラメータには、前記第１の共振器と前記第２の共振器との間の距離がさらに含まれている、請求項１に記載の非接触電力伝送装置。
3. 前記判定手段は、前記インピーダンス検出手段で検出されたインピーダンスを、前記第１の共振器から前記受電装置への前記交流電力の伝送効率が前記所定の伝送効率以上となる前記インピーダンスの範囲と比較し、当該インピーダンスが前記インピーダンスの範囲に含まれる場合に前記所定の伝送効率以上で前記交流電力を伝送することができる前記受電装置が存在すると判定する、請求項１または２に記載の非接触電力伝送装置。
4. 前記第１の共振器及び前記第２の共振器は、等価的にインダクタとキャパシタを直列接続した直列共振回路で構成される、請求項１乃至３のいずれかに記載の非接触電力伝送装置。
5. 前記受電装置は、前記第２の共振器の後段に、当該前記第２の共振器の出力端から後段側を見たインピーダンスが抵抗値と見做すことができる回路構成を有する、請求項１乃至４のいずれかに記載の非接触電力伝送装置。
6. 前記第２の共振器の後段に接続される回路構成は、抵抗値のインピーダンスを有する負荷回路若しくは、複素インピーダンスを有する負荷に当該複素インピーダンスを抵抗値にインピーダンス変換するインピーダンス変換回路を接続した回路で構成される、請求項５に記載の非接触電力伝送装置。
7. 前記インピーダンス検出手段は、前記第１の共振器の入力端に設けられ、当該入力端における交流電圧、交流電流及び当該交流電圧と当該交流電流の位相差を検出する検出手段と、
   前記検出手段で検出された前記交流電圧、前記交流電流及び前記位相差を用いて所定の演算により前記インピーダンスを算出するインピーダンス算出手段と、を含む、請求項１乃至６のいずれかに記載の非接触電力伝送装置。
8. 前記判定手段により前記受電装置が存在しないと判定された場合は前記受電装置への前記交流電力の伝送処理を行わず、前記判定手段により前記受電装置が存在すると判定された場合に前記受電装置への前記交流電力の伝送処理を行う電力伝送制御手段を更に備える、請求項１乃至７のいずれかに記載の非接触電力伝送装置。
9. 前記電力発生手段と前記電力伝送手段との間に、前記電力発生手段の出力端から前記受電装置側を見た第２のインピーダンスを所定のインピーダンス整合範囲のインピーダンスに変換するインピーダンス整合手段と、
   前記判定手段により前記受電装置が存在しないと判定された場合は前記インピーダンス整合手段による前記第２のインピーダンスのインピーダンス整合処理を行わず、前記判定手段により前記受電装置が存在すると判定された場合に前記インピーダンス整合手段による前記第２のインピーダンスのインピーダンス整合処理を行うインピーダンス整合制御手段と、を更に備える、請求項８に記載の非接触電力伝送装置。

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