JP6930953B2 - 送電装置および受電装置 - Google Patents

Description

本発明の実施形態は、送電装置および受電装置に関する。

無線電力伝送システムでは、送電装置から受電装置に無線で電力を伝送する。送電装置は、コイルで発生させた磁界を空間に放射し、受電装置は、この磁界をコイルに結合させることで、電力を受電する。このような無線電力伝送においては、送電装置から放射される磁界（放射磁界）の強度を、電波法に代表される法令に準拠される値以下に抑えることが必要である。

放射磁界の強度を抑制するために、予め設定した周波数範囲内で周波数を変調（掃引）することで、放射磁界の強度を時間軸上で分散させる技術がある。しかしながら、この技術では、受電装置側で受電電圧のリップルが発生する問題があった。リップルの発生は、電気回路への負荷の増大、およびバッテリ寿命の低下に繋がる。

そこで、受電側の受電電圧の変動を低減するように、周波数の変調に追従して送電側の入力電圧の振幅を制御する技術がある。しかしながら、この技術では、周波数と入力電圧の振幅との関係データのテーブルを別途設けるか、あるいは、受電側の受電電圧等の状態を高速に送電側にフィールドバックする必要があった。このため、システム構成が複雑化する問題があった。

特開２０１０−１９３５９８号公報 特開２０１５−３３３１６号公報

本発明の実施形態は、周波数掃引を用いた無線電力伝送を、受電側のリップル電圧を抑制しつつ、簡易な構成で実現する送電装置および受電装置を提供する。

本発明の実施形態としての送電装置は、インバータと、第１制御回路と、送電共振器とを備える。前記インバータは、第１および第２のスイッチング素子の直列接続を含む第１アームと、第３および第４のスイッチング素子の直列接続を含む第２アームとを含み、前記第１アームと前記第２アームが並列接続されている。前記第１制御回路は、前記第１〜第４のスイッチング素子に供給する第１〜第４のスイッチング信号を制御して、前記インバータから交流電力を生成する。前記送電共振器は、前記第１および第２のスイッチング素子の接続点に電気的に接続された第１端と、前記第３および第４のスイッチング素子の接続点に電気的に接続された第２端とを有し、前記交流電力に応じた磁界を、受電ユニットのコイルに結合させることにより、前記交流電力を送電する。前記第１制御回路は、前記第１制御回路は、前記交流電力の送電の間、前記交流電力の周波数を掃引し、前記周波数の掃引の間、前記第１および第２アーム間の時間遅延量の変動を抑制するよう制御する。

第１の実施形態に係る無線電力伝送システムの全体構成を示す図。 送電装置の具体例を示す図。 送電共振器および受電共振器の具体例を示す図。 インバータの構成例を示す図。 各スイッチング信号とインバータの出力電圧との関係の一例を示す図。 各スイッチング信号とインバータの出力電圧との関係の他の例を示す図。 受電装置の具体例を示す図。 周波数掃引の例を示す図。 周波数と受電電流との関係を示す図。 データベースの一例を示す図。 第１の実施形態に係る制御回路の動作のフローチャート。 第２の実施形態に係る無線電力伝送システムの全体構成を示す図。 第２の実施形態に係る制御回路の動作のフローチャート。 第３の実施形態に係る無線電力伝送システムの全体構成を示す図。 第３の実施形態に係る受電側の制御回路の動作のフローチャート。 第４の実施形態に係る無線電力伝送システムの全体構成を示す図。 第４の実施形態に係る受電側の制御回路の動作のフローチャート。 第６の実施形態に係る無線電力伝送システムを示す図。

（第１の実施形態）
図１に、第１の実施形態に係る無線電力伝送システムの全体構成を示す。本システムは、無線で交流電力を送電する送電装置１と、送電装置１から送電された交流電力を受電する受電装置２とを備える。送電装置１は、直流電力から交流電力を生成し、生成した交流電力に応じた磁界を送電共振器１１２により発生させる。受電装置２は、当該磁界を受電共振器２１１で結合させ、これにより送電装置１からの交流電力を受電する。受電装置２は、受電した交流電力を直流電力に変換して、バッテリ３０１に充電する。

送電装置１は、送電ユニット１０１と、制御回路１０２とを備える。送電ユニット１０１は、交流電源装置である高周波電源装置１１１と、送電共振器１１２とを備える。制御回路１０２は、周波数制御回路１０２Ａと、電圧制御回路１０２Ｂ、スイッチング信号生成回路１０２Ｃとを備える。

受電装置２は、受電ユニット２０１と、バッテリ３０１とを備える。受電ユニット２０１は、受電共振器２１１と受電回路２１２とを備える。ここでは、バッテリ３０１は受電装置２の一部であるが、受電装置２とは別に定義してもよい。

図２に、図１の送電装置１の構成の具体例を示す。

図２において、高周波電源装置１１１は、交流電源１２１と、ＡＣ／ＤＣコンバータ１２２と、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２３と、インバータ１２４とを備える。高周波電源装置１１１は、交流電力である高周波電力を生成し、生成した高周波電力を送電共振器１１２に供給する。高周波電源装置１１１の要素１２１〜１２４は、制御回路１０２に接続されており、制御回路１０２により制御される。これらの要素１２１〜１２４と制御回路１０２間で送受信される制御信号またはデータ信号が、破線で示されている。制御信号の例として、制御回路１０２が各要素に対する動作を指示する信号がある。データ信号の例として、制御回路１０２に各要素の動作状態や所定箇所の電圧または電流またはこれらの両方の値を通知する信号などがある。制御信号およびデータ信号はここで述べた以外のものでもよい。

交流電源１２１は、一定周波数の交流電力（交流電圧および交流電流）を供給する。交流電源１２１の例として、商用電源がある。商用電源は、例えば、周波数５０Ｈｚまたは６０Ｈｚであって、単相１００Ｖや３相２００Ｖの交流電圧を出力する。

ＡＣ／ＤＣコンバータ１２２は、交流電源１２１に配線（ケーブル等）を介して接続されており、交流電源１２１から供給される交流電力の電圧を、直流電圧に変換する回路である。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１２３は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１２２に配線を介して接続されており、ＡＣ／ＤＣコンバータ１２２から供給される直流電圧を、異なる直流電圧に変換（昇圧または降圧）する回路である。ＤＣ／ＤＣコンバータ１２３は、半導体スイッチ等のスイッチング素子を含み、これらのスイッチング素子を制御することで電圧変換を行う。スイッチング素子の動作周波数やスイッチングのパルス幅を制御することで、昇圧比または降圧比（以下、昇降圧比と記載）を制御できる。ＤＣ／ＤＣコンバータ１２３を省略する構成も可能である。

インバータ１２４は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２３に配線を介して接続されており、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２３から供給される直流電圧に基づき、交流電力（交流電流および交流電圧）を生成する回路（ＤＣ−ＡＣ変換器）である。ここでは交流電力として高周波電力を生成する。インバータ１２４は、生成した交流電力を送電共振器１１２に供給する。

送電共振器１１２は、インバータ１２４と配線を介して接続されている。送電共振器１１２は、コイル（インダクタ）と、コンデンサ（容量）とを備えた共振回路である。送電共振器１１２は、インバータ１２４から受けた高周波電力（高周波電流）に応じた磁界をコイルで発生させ、この磁界を、受電装置２の受電共振器２１１のコイルに結合させることで、無線電力伝送を行う。

図３（Ａ）、図３（Ｂ）、図３（Ｃ）に、送電共振器１１２の構成例を示す。図３（Ａ）の構成では、コイル４０２の一端側にコンデンサ４０１が直列に接続されている。コンデンサ４０１を、図３（Ａ）とは反対側、すなわち、コイル４０２の他端側に接続してもよい。図３（Ｂ）に示すように、コイル４０５の両側にコンデンサ４０３、４０４を接続しもよいし、図３（Ｃ）に示すように、複数のコイル４０７、４０８と、コンデンサ４０６とを直列に接続してもよい。図３（Ａ）〜図３（Ｃ）に示したコイル４０２、４０５、４０７、４０８は、磁性体コアに巻き付けてもよい。コイル形状としては、スパイラル巻、ソレノイド巻など、任意の巻き方でよい。図３（Ａ）〜図３（Ｃ）で示した以外の構成も可能である。受電共振器２１１も、図３（Ａ）〜図３（Ｃ）もしくは他の構成で実現できる。

高周波電源装置１１１の構成は、図２の構成に限定されない。例えばＤＣ／ＤＣコンバータ１２３とインバータ１２４との間に、フィルタ回路などの回路が挿入されてもよい。

図４に、インバータ１２４の構成例を示す。インバータ１２４は、スイッチング素子５０１、５０２、５０３、５０４を備えたフルブリッジインバータである。スイッチング素子５０１〜５０４の具体例としては、ＦＥＴ（Field-Effect Transistor：電界効果トランジスタ）またはＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor：絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）などの半導体素子がある。図４では、ＦＥＴ素子の場合が示されている。スイッチング素子５０１と５０２の一端同士が接続され、スイッチング素子５０３と５０４の一端同士が接続されている。スイッチング素子５０１、５０３の他端が、ＤＣ電源５１０の電源端子に共通に接続され、これによりＤＣ電源５１０から電源電圧が供給される。スイッチング素子５０２、５０４の他端が、ＤＣ電源５１０のグランド端子に共通に接続され、これによりＤＣ電源５１０からグランド電圧が供給される。ＤＣ電源５１０は、図２のＤＣ−ＤＣコンバータ１２３に対応する。ＤＣ電源５１０の電圧は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２３の出力電圧に対応する。スイッチング素子５０１と５０２の組は、第１アームＡＲ１に対応し、スイッチング素子５０３と５０４の組は、第２アームＡＲ２に対応する。第１アームＡＲ１と第２アームＡＲ２は並列に接続されている。

スイッチング素子５０１、５０２間の接続ノードは、送電共振器１１２の一方の端子に接続され、スイッチング素子５０３、５０４間の接続ノードは、送電共振器１１２の他方の端子に接続されている。一例として、上記一方の端子が正出力端子、他方の端子が負出力端子に相当する。これらの端子間の電位差は、インバータ１２４の出力電圧に相当する。送電共振器１１２は、キャパシタ５２１とインダクタ５２２とを備えている。送電共振器１１２は、図３（Ａ）と同様の構成を有しているが、図３（Ｂ）または図３（Ｃ）の構成でもよい。

インバータ１２４は、ＤＣ電源５１０から供給される電源電圧およびグランド電圧に基づき、スイッチング信号生成回路１０２Ｃから与えられるスイッチング信号に応じて、各スイッチング素子を駆動することで、交流電力（交流電圧あるいは交流電流）を生成する。スイッチング信号は、パルス波形の信号である。以下、スイッチング素子５０１〜５０４に供給するスイッチング信号を、スイッチング素子と同じ参照符号を用いて、スイッチング信号５０１〜５０４と表記する。
スイッチング信号生成回路１０２Ｃは、基準信号（クロック）を生成するＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）および複数の可変移相器などを用いて構成できる。簡単な構成例として、各スイッチング素子に対応づけた可変移相器に、ＰＬＬから出力された基準信号を入力する。可変移相器には、入力された基準信号を予め定めた位相量だけ移相するようパラメータを設定しておく。各可変移相器の出力信号をスイッチング信号として、対応するスイッチング素子のゲート端子に入力する。ここで述べた構成は一例であり、遅延素子を用いる方法など、他にも様々な構成が可能である。

制御回路１０２は、スイッチング素子５０１とスイッチング素子５０２を相補的に駆動し、スイッチング素子５０３とスイッチング素子５０４を相補的に駆動するように、スイッチング信号生成回路１０２Ｃを制御して、スイッチング信号５０１〜５０４を生成する。より詳細に、制御回路１０２の電圧制御回路１０２Ｂは、スイッチング信号５０１と５０３の位相関係（時間遅延量）を調整、およびスイッチング信号５０２と５０４の位相関係（時間遅延量）を調整することで、送電共振器への出力電圧の実効値を調整可能である。また、制御回路１０２の周波数制御回路１０２Ａは、スイッチング信号５０１〜５０４の周期（単位時間当たりのパルスの繰り返し回数）を調整することで、出力電流の周波数を調整できる。

スイッチング素子５０１およびスイッチング素子５０４がオン（ＯＮ）で、スイッチング素子５０２およびスイッチング素子５０３がオフ（ＯＦＦ）のときは、ＤＣ電源５１０から、スイッチング素子５０１、コイル５２２、スイッチング素子５０４を経由して、ＤＣ電源５１０のグランド側に電流が流れる。スイッチング素子５０１およびスイッチング素子５０４がＯＦＦで、スイッチング素子５０２およびスイッチング素子５０３がＯＮのときは、ＤＣ電源５１０から、スイッチング素子５０３、コイル５２２、スイッチング素子５０２を経由して、ＤＣ電源５１０のグランド側に電流が流れる。このように各スイッチング素子のＯＮ・ＯＦＦの切り替えを制御することにより、向きが変化する電流を生成することで、交流電力が生成される。この交流電流が送電共振器に供給され電磁界が発生させられる。この電磁界が、受電側の受電共振器のコイルと結合することで、電力が伝送される

図５および図６を用いて、スイッチング信号５０１〜５０４とインバータ１２４の出力電圧との関係について説明する。

図５（Ａ）は、ある送電周波数ｆａ［Ｈｚ］においてスイッチング信号５０１〜５０４とインバータ１２４の出力電圧との関係の例を示す図である。図５（Ａ）の上側には、スイッチング信号５０１がハイレベル（スイッチング信号５０２がローレベル）になっている時間区間ＴＳ１と、スイッチング信号５０１がローレベル（スイッチング信号５０２がハイレベル）になっている時間区間ＴＳ２とが時間軸に沿って交互に繰り返されている。時間区間ＴＳ１、ＴＳ２の長さは同じである。すなわち、スイッチング信号５０１のハイレベルとローレベルの時間比は同じであり（すなわちデューティ比＝１／２）、同様に、スイッチング信号５０２のデューティ比も１／２である。

図５（Ａ）の下側には、スイッチング信号５０３がハイレベル（スイッチング信号５０４がローレベル）になっている時間区間ＴＳ３と、スイッチング信号５０３がローレベル（スイッチング信号５０４がハイレベル）になっている時間区間ＴＳ４が交互に繰り返されている。時間区間ＴＳ３、ＴＳ４の長さは同じである。スイッチング信号５０３のデューティ比は１／２であり、同様に、スイッチング信号５０４のデューティ比も１／２である。

波形Ｗは、インバータ１２４の出力電圧を表す。送電周波数の周期Ｔａは、１／ｆａ［秒］である。スイッチング信号５０１〜５０４の周期は、送電周波数の周期と同じＴａ（＝１／ｆａ）である。スイッチング信号５０１〜５０４のパルス幅は、周期Ｔａの１／２（すなわち１／（２ｆａ））である。スイッチング信号５０３（もしくはスイッチング信号５０４）は、スイッチング信号５０１（もしくはスイッチング信号５０２）よりも時間Ｔｄだけ遅れている。すなわち、第２アームＡＲ２は、第１アームＡＲ１よりも時間Ｔｄだけ遅れている。すなわち、第１アームＡＲ１および第２アームＡＲ２間の時間遅延量（以下、アーム間遅延量）はＴｄである。時間Ｔｄに対応する位相差は、１周期を３６０度とすると、１８０度である。

図５（Ｂ）は、図５（Ａ）と同じ送電周波数において、第１アームＡＲ１と第２アームＡＲ２間の時間遅延量を図５（Ａ）よりも小さくした例を示す。時間Ｔｄ１は、時間ＴｄよりもΔｄ１だけ短くなっている。時間Ｔｄ１に対応する位相差は、１８０度から時間Δｄ１に対応する位相量（位相シフト量）だけ減らした値である。図５（Ａ）と比較して、１周期あたり、出力電圧が０となる期間が挿入される。これにより出力電圧の実効値は小さくなる。波形Ｗ１は、インバータ１２４の出力電圧を表す。ここではアーム間遅延量を図５（Ａ）のＴｄよりも小さくした例を示したが、アーム間遅延量を図５（Ａ）よりも大きくすることも可能である（後述する図７参照）。

図５（Ｃ）は、送電周波数をｆａよりも高い周波数ｆｂに変更しつつ、アーム間遅延量は図５（Ｂ）と同じＴｄ１とした例を示す。送電周波数の周期Ｔｂは、１／ｆｂ［秒］である。スイッチング信号５０１〜５０４は、同じ周期Ｔｂを有する。図５（Ｂ）よりも、パルスのオン／オフの繰り返し周期が短くなっている。すなわちパルス幅が短くなっている。周期が短くなっているにも拘わらず、アーム間遅延量は図５（Ｂ）と同じＴｄ１であるため、アーム間の位相差は、図５（Ｂ）よりも大きい。波形Ｗ２は、インバータ１２４の出力電圧の波形である。図５（Ｂ）よりも出力電圧が０となる期間が短いため、出力電圧の実効値は、図５（Ｂ）の場合もよりも大きくなる。

図５（Ｂ）および図５（Ｃ）ではアーム間遅延量を図５（Ａ）のアーム間遅延量Ｔｄよりも小さくしたが、Ｔｄよりも大きくする例を、図６を用いて説明する。

図６（Ａ）は、送電周波数ｆａ［Ｈｚ］においてスイッチング信号５０１〜５０４とインバータ１２４の出力電圧との関係を示す図である。図６（Ａ）は、図５（Ａ）と同じである。

図６（Ｂ）は、図６（Ａ）と同じ送電周波数において、第１アームＡＲ１と第２アームＡＲ２の時間遅延量を図６（Ａ）のＴｄよりも大きくした例を示す。時間Ｔｄ１１は、時間ＴｄよりもΔｄ１１だけ長くなっている。時間Ｔｄ１１に対応する位相差は、１８０度から時間Δｄ１１に対応する位相量（位相シフト量）だけ大きくした値である。図６（Ａ）の波形と比較して、１周期あたり、出力電圧が０となる期間が挿入される。これにより出力電圧の実効値は小さくなる。波形Ｗ１１は、インバータ１２４の出力電圧を表す。

図６（Ｃ）は、送電周波数をｆａよりも高い周波数ｆｂに変更しつつ、アーム間遅延量は図６（Ｂ）と同じＴｄ１１とした例を示す。送電周波数の周期Ｔｂは、１／ｆｂ［秒］である。スイッチング信号５０１〜５０４は、同じ周期Ｔｂを有する。図６（Ｂ）よりも、パルスのオン／オフの繰り返し周期が短くなっている。すなわちパルス幅が短くなっている。周期が短くなっているにも拘わらず、アーム間遅延量は図６（Ｂ）と同じＴｄ１１であるため、アーム間の位相差は、図６（Ｂ）よりも大きくなっている。波形Ｗ１２は、インバータ１２４の出力電圧の波形である。図６（Ｂ）よりも出力電圧が０となる期間が長いため、出力電圧の実効値は図６（Ｂ）の場合もよりも小さくなる。

図５（Ｂ）、図５（Ｃ）および図６（Ｂ）、図６（Ｃ）の説明から理解できるように、アーム間の時間遅延量を維持（固定）しつつ、送電周波数（スイッチング信号の周波数）を高くまたは低く変更することで、出力電圧を高く、もしくは低くすることができる。この際、出力電圧がどのように変化するかは、時間遅延量の値と、周波数の変更範囲等に依存する。例えば、送電周波数を高く変更していく場合に、ある周波数の範囲では周波数を高くするほど出力電圧が順次高くなり、別の範囲では周波数を高くするほど順次低くなる。

なお、図５および図６においてアーム間遅延量は、パルスの一周期を越える長さとなってもかまわない。図５（Ｂ）を例にとると、Ｔｄ１＋ｎ／ｆａにより一周期を超える時間遅延量を表すことができる。ｎは整数である。各スイッチング信号は周期信号であり、３６０度の位相シフトを行っても同じ波形信号であるから、Ｔｄ１＋ｎ／ｆａの場合の出力電圧の波形は、時間遅延量Ｔｄ１の場合の出力電圧の波形と等価になる。

図１における受電装置２の受電ユニット２０１は、受電共振器２１１と、受電回路２１２とを備える。受電共振器２１１は、送電ユニット１０１の送電共振器１１２から放射される磁界と結合することにより無線で交流電力（高周波電力）を受電する。受電共振器２１１は、送電共振器１１２と任意の結合係数で結合されている。受電共振器２１１は、受電した交流電力を受電回路２１２に供給する。受電共振器２１１は、前述したように、例えば図３（Ａ）〜図３（Ｃ）の構成で実現できる。受電共振器２１１の共振周波数は、送電共振器１１２の共振周波数と同じか、もしくはこれに近い値を有する。これにより効率的な無線電力伝送が行われる。

受電回路２１２は、受電共振器２１１に配線を介して接続されており、受電共振器２１１で受電された交流電力を、バッテリ３０１に適した直流電圧に変換して、出力する。

図７に、受電装置２の構成の具体例を示す。受電回路２１２は、整流器２２１と、ＤＣ／ＤＣコンバータ２２２とを備えている。

整流器２２１は、受電共振器２１１に配線を介して接続されており、受電共振器２１１から受けた受電電力（交流電力）を、直流電圧に変換する。すなわち、整流器２２１は、交流を直流に変換する回路である。整流器２２１は一例としてダイオードブリッジで構成されるが、その他の構成でもよい。

ＤＣ／ＤＣコンバータ２２２は、整流器２２１に配線を介して接続されており、整流器２２１から出力される直流電圧を、バッテリ３０１で利用可能な電圧（当該直流電圧よりも高い、あるいは、同一、あるいは、低い電圧）に変換して、出力する。ＤＣ／ＤＣコンバータ２２２は、半導体スイッチ等のスイッチング素子を含み、これらのスイッチング素子を制御することで、電圧変換を行う。例えば、スイッチング素子の動作周波数やスイッチングのパルス幅を制御することで、昇圧比または降圧比（以下、昇降圧比と記載）を制御できる。

バッテリ３０１は、受電回路２１２のＤＣ／ＤＣコンバータ２２２から入力される電力を蓄積する装置である。バッテリ３０１の代わりに、電力を消費する抵抗体（モータ等）を用いてもよい。抵抗体およびバッテリを総称して、負荷装置と呼ぶ。

図２の送電装置１における制御回路１０２は、交流電源１２１、ＡＣ／ＤＣコンバータ１２２、ＤＣ／ＤＣコンバータ、インバータ１２４を制御する。制御回路１０２は、上述したように、周波数制御回路１０２Ａと、電圧制御回路１０２Ｂと、スイッチング信号生成回路１０２Ｃとを備えている。

周波数制御回路１０２Ａは、送電期間の間、高周波電源装置１１１の出力交流電力の周波数（送電周波数）を、予め定めた周波数範囲で掃引（変調）する。具体的には、開始周波数から終了周波数まで周波数を掃引する。周波数を掃引することを、周波数を変調すると呼ぶこともある。周波数の変更は、前述したように、複数のスイッチング素子５０１〜５０４の駆動タイミングを制御することで行う。例えば、周波数を高くする場合、スイッチング信号５０１〜５０４の周波数を高くする。つまり一定時間あたりのパルスのオン／オフの繰り返し回数を多くする。周波数を低くする場合、これとは逆の動作を行う。

開始周波数と終了周波数は任意に定義される。例えば、開始周波数は、周波数範囲の最低周波数であり、終了周波数は、当該周波数範囲の最大周波数である。あるいは、開始周波数は、周波数範囲の最大周波数、終了周波数は、当該周波数範囲の最低周波数でもよい。周波数の掃引速度および掃引単位幅（１回あたりの周波数の変更幅）は事前に定めておけばよい。

図８に周波数掃引の例を示す。開始周波数ｆ_１から終了周波数ｆ_Ｎまで周波数掃引を行う。一定幅で周波数ｆ_１，ｆ_２，ｆ_３，…，ｆ_Ｎ−２，ｆ_Ｎ−１，ｆ_Ｎが配置されている。ｆ_１で送電を開始し、一定時間経ったら、次の周波数ｆ_２に移動し、ｆ_２で送電を行う。一定時間経ったら、次の周波数ｆ_３に移動し、ｆ_３で送電を行う。ｆ_Ｎまで同様の動作を繰り返し行う。ｆ_Ｎでの送電が完了したら、周波数ｆ_１に戻る。ここに示した掃引は一例であり、これに限定されるものではない。例えば１回の周波数の変更幅を細かくし、ｆ_１からｆ_Ｎまでより滑らかに移動するようにしてもよい。または、ｆ_Ｎ−２→ｆ_３→ｆ_Ｎ−１→ｆ_２，…のように飛び飛びの周波数に移動してもよい。

制御回路１０２の電圧制御回路１０２Ｂは、受電回路２１２の受電電圧、すなわち受電ユニットの受電電圧に基づいて、アーム間遅延量の目標値を決定し、周波数掃引の間、アーム間遅延量を、決定した目標値に維持させるように制御する。受電回路２１２の受電電圧は、整流器２２１の入力電圧でもある。周波数掃引の間、アーム間遅延量を目標値に制御することで、受電側でリップル電圧の発生を抑制する。

電圧制御回路１０２Ｂは、高周波電源装置１１１内の１つまたは複数の所定箇所の電圧、電流又はこれらの両方（以下、電圧／電流）の情報を取得し、取得した情報を用いて、整流器２２１の入力電圧を推定する。高周波電源装置１１１は、所定箇所の電圧／電流を検出する検出回路を備えている。電圧制御回路１０２Ｂは、推定した入力電圧に基づき、アーム間遅延量の目標値を決定する。なお、後述する第２の実施形態で記載するように、受電側から入力電圧の情報を受信することで、整流器２２１の入力電圧を特定してもよい。

高周波電源装置１１１における１つまたは複数の所定箇所の電圧／電流と、整流器２２１の入力電圧との関係を、回路シミュレーションや出荷時の試験により把握する。当該関係を表すデータ（関係データ）を、テーブルまたは計算式等として保持しておく。そして、関係データと、上記電圧／電流の情報とに基づき、整流器２２１の入力電圧を推定する。

整流器２２１の入力電圧を推定するための電圧／電流を検出する箇所は、整流器２２１の入力電圧と依存関係のある箇所であれば、どこでもかまわない。一例として、ＡＣ／ＤＣコンバータ１２２の出力電圧、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２３の入力電圧、インバータ１２４の入力電圧、インバータ１２４の出力電圧、または、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２３の出力電圧などがある。また、ＡＣ／ＤＣコンバータ１２２、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２３またはインバータ１２４内の任意の素子の端子における電圧または電流でもよい。

関連技術では、周波数掃引の間、スイッチング信号５０１と５０３の位相差を１８０度（図５（Ａ）参照）とする（スイッチング信号５０２と５０４の位相差も１８０度とする）。しかしながら、この場合、受電装置２において受電電圧のリップルが発生し、受電電流が変動する問題がある。

図９に、関連技術のグラフとして、共振周波数８２ｋＨｚにおける無線電力伝送システムにおいて、周波数を７０〜１５０ｋＨｚの間で変化させた場合の受電電流（充電電流）をシミュレーションによって計算した例を示す。シミュレーションにはSPICE（Simulation Program with Integrated Circuit Emphasis）を用いた。図には本実施形態のグラフも表示されているが、これについては後述する。

周波数７０〜１５０ｋＨｚの範囲うち、実際に無線電力伝送で使用する範囲として、共振周波数である８２ｋＨｚ（もしくはそれより少し前）から、１１０ｋＨｚくらいまでを想定すると、この範囲では、周波数の増加に伴って受電電流も変動（上昇）している（すなわちリップルが発生している）。本実施形態では、この受電電流の変動を抑制するよう制御する。周波数掃引の間、アーム間遅延量を、上述の目標値に維持するよう制御する（すなわち、周波数掃引の間、アーム間遅延量の変動を抑制するよう制御する）ことで、これを実現する。図の本実施形態のグラフは、関連技術と同様の条件でシミュレーションを行った例を示す。９０〜１１８ｋＨｚの周波数範囲において、受電電流の変動を抑制できていることが分かる。以下、アーム間遅延量の目標値を決定する方法について詳細に説明する。

アーム間遅延量の候補を複数生成する。例えば一定間隔でアーム間遅延量の候補を複数生成する。各候補を順番に選択する。送電装置を立ち上げ、選択した候補の値にアーム間遅延量を維持するよう制御しつつ、開始周波数から終了周波数まで周波数掃引する。送電装置の立ち上げ時の周波数は、送電共振器または受電共振器の共振周波数でもよいし、掃引範囲の開始周波数でもよいし、その他の周波数でもよい。周波数掃引の間、受電回路２１２の受電電圧（整流器の入力電圧）および受電電流等を計測する。周波数掃引の範囲もしくはその一部の範囲において、受電電流の変動が最も少ない候補を特定する。特定した候補を目標値とし、目標値に、整流器の入力電圧および当該入力電圧が測定された周波数の組を対応づけて、データベース（第１データベース）に格納する。周波数は、周波数掃引の開始周波数でもよいし、終了周波数でもよいし、その他の周波数でもよい。また、共振周波数でもよいし、送電装置の立ち上げ時の周波数でもよい。整流器の入力電圧と周波数との組を複数生成し、目標値にこれら複数の組を関連づけてデータベースに記憶してもよい。例えば開始周波数から終了周波数までのすべての掃引周波数についてそれぞれ整流器の入力電圧を測定し、周波数と入力電圧の各組を、上記の特定した候補に対応づけてもよい。

受電側の受電電力は、送電側のコイルおよび受電側のコイルの位置関係（例えばコイル間距離）やその他の要因等によって変化する。このため図８に示したような周波数と受電電流の関係も変化する。そこで、受電装置の配置を変更して、上記と同様の処理を行って目標値を決定し、決定した目標値に、整流器の入力電圧および当該入力電圧が測定された周波数の組を対応付けて、上記のデータベースに格納する。整流器の入力電圧と周波数の組を複数生成し、これら複数の組を、決定した目標値に対応づけてもよい。受電装置の配置の変更を複数通り行い、同様の処理を繰り返す。これにより、データベースには、複数の目標値が格納され、各目標値には、入力電圧および周波数の組が少なくとも１つ対応付けられる。ただし、整流器の入力電圧の推定に用いられる周波数が事前に決められている場合は、データベースにおいて、目標値と整流器の入力電圧のみを対応づけ、周波数を対応づけなくてもよい。

図１０（Ａ）にデータベースの一例を示す。受電装置の各配置ａ、ｂ、ｃ・・・に対して求めたアーム間遅延量の目標値を、掃引周波数範囲内の開始から終了までの各掃引周波数と整流器の入力電圧との組に対応付けている。例えばＴｄ＿ａは、受電装置が配置ａの場合に特定された目標値であり、この目標値が、整流器の入力電圧Ｖｉｎ＿１ａと周波数ｆ１の組、整流器の入力電圧Ｖｉｎ＿２ａと周波数ｆ２の組等に対応づけられている。Ｖｉｎ＿１ａは、周波数ｆ１のときに検出された整流器の入力電圧である。図１０（Ｂ）にデータベースの他の例を示す。この例では、整流器の入力電圧とアーム間遅延量のみを格納している。図１０（Ｂ）のデータベースでは、整流器の入力電圧の推定に用いられる周波数が事前に決められている場合を想定している。

データベースは一例として制御回路１０２内の記憶部または制御回路１０２からアクセス可能な外部の記憶部に保存されている。記憶部は、ＳＲＡＭ、ＤＲＡＭなどの揮発性メモリであってもよいし、ＮＡＮＤ、ＭＲＡＭ、ＦＲＡＭなどの不揮発性メモリでもよい。またハードディスク、ＳＳＤなどのストレージ装置でもよい。ここではシミュレーションによりデータベースを構築したが、試験を行うことによりデータベースを構築してもよい。また、データベースではなく、整流器の入力電圧および周波数の少なくとも前者から目標値を算出する関数を生成してもよい。以下の説明ではデータベースを利用する例を示すが、関数を用いることも可能である。

電圧制御回路１０２Ｂは、上記の推定した整流器２２１の入力電圧と当該入力電圧が推定されたときの送電周波数との組に対応する目標値を、上記のデータベース（図１０（Ａ）参照）から特定する。整流器の入力電圧の推定に用いられる周波数が事前に決められている場合は、整流器の入力電圧に対応する目標値をデータベース（図１０（Ｂ）参照）から特定する。

図１１は、第１の実施形態に係る制御回路１０２の動作のフローチャートである。

ステップＳ１１において、制御回路１０２の電圧制御回路１０２Ｂは、外部の装置から充電制御命令を受信すると、立ち上げ動作を行い、インバータ１２４の出力電圧を目標電圧まで上昇させる。ここで、外部の装置は、ユーザの入力インタフェース（タッチパネル等）、無線電力伝送システムの制御装置、その他の装置などである。立ち上げ動作時の送電周波数は、例えば、送電共振器または受電共振器の共振周波数またはこれに近い周波数、もしくは掃引範囲内の他の周波数である。

ステップＳ１２において、インバータ１２４の出力電圧が目標電圧まで達すると、立ち上げ時の周波数にて、送電が開始され（この時点ではまだ周波数掃引は開始されない）、電圧制御回路１０２Ｂは、高周波電源装置１１１内の１つまたは複数の所定箇所の電圧／電流の情報を取得する。

ステップＳ１３において、電圧制御回路１０２Ｂは、取得した電圧／電流の情報から、上述の関係データを利用して、整流器２２１の入力電圧（受電回路２１２の受電電圧）を推定する。推定した入力電圧と、当該入力電圧が推定されたときの送電周波数とのうちの少なくとも前者に基づき、上記のデータベース（第１データベース）から、アーム間遅延量の目標値を決定する。

ステップＳ１４において、電圧制御回路１０２Ｂは、アーム間遅延量が目標条件を満たすかを判断する。アーム間遅延量は、例えば各スイッチング信号の信号レベルを測定することで特定できる。アーム間遅延量が目標値に一致している、もしくは目標値に対して所定の誤差範囲内の場合は目標条件を満たすと判断し、これ以外の場合は目標条件を満たさないと判断する。所定の誤差範囲は、例えば目標値に対してプラスマイナスαの範囲など、受電電流の変動が許容範囲に収まるように決めておく。αは予め定めた値でもよいし、目標値に一定の係数を乗じた値でもよい。所定の誤差範囲は、前述のシミュレーション結果から定めてもよい。

アーム間遅延量が目標条件を満たす場合（Ｓ１４のＹＥＳ）、ステップＳ１５において、周波数掃引が開始済みか判断する。フローチャートの処理の開始後、１回目のステップＳ１５では、まだ周波数掃引は開始されていない（Ｓ１５のＮＯ）。このため、ステップＳ１６に進み、周波数制御回路１０２Ａが、周波数掃引を開始する。この後、ステップＳ１７に進む。

ステップＳ１７で、充電の終了条件が満たされたか判断する。終了条件の例として、送電開始から一定時間経過した場合、バッテリ３０１の充電が完了した場合、バッテリのユーザから終了指示を、入力インタフェースを介して受信した場合などがある。終了条件が満たされた場合（ＹＥＳ）、本処理を終了する。終了条件が満たされない場合（ＮＯ）、ステップＳ１４に戻る。

ステップＳ１４で、アーム間遅延量が目標条件を満たさないと判断した場合は（ＮＯ）、ステップＳ１８で、一周期分の掃引が終わったか、および掃引開始前か（すなわちステップＳ１６を実行済みか）を判断する。一周期分の掃引が終わるとは、掃引範囲の開始周波数から終了周波数まで掃引が完了することである。一周期分の掃引が終わったと判断された場合もしくは掃引開始前の場合、アーム間遅延量の調整のため、ステップＳ１９に進む。一方、これ以外の場合、すなわち、一周期分の掃引が終わっていない場合（すなわち掃引の途中である場合）は（ＮＯ）、ステップＳ１７に進む。すなわち、掃引の開始後は、その周期の掃引が終わるまで、アーム間遅延量の調整は行わない。

ステップＳ１９において、アーム間遅延量が目標値より小さいかを判断する。アーム間遅延量が目標値より小さい場合は（ステップＳ１９のＹＥＳ）、アーム間遅延量を増加させるよう、スイッチング信号生成回路１０２Ｃを制御する（Ｓ２０）。例えば、現在のアーム間遅延量と、目標値と差分だけ遅延量を増加させるよう制御する。これにより、アーム間遅延量を目標値に近づける、または所定の誤差範囲内に収めることができる。別の方法として、予め定めた増加幅Δα_１だけ、アーム間遅延量を増加させてもよい。

一方、アーム間遅延量が目標値より大きい場合は（ステップＳ１９のＮＯ）、ステップＳ２１において、アーム間遅延量を減少させるようスイッチング信号生成回路１０２Ｃを制御する。例えば、現在のアーム間遅延量と、目標値と差分だけアーム間遅延量を減少させる。これにより、アーム間遅延量を目標値に近づける、または所定の誤差範囲内に収める。なお、別の方法として、予め定めた減少幅Δγ_１だけ、アーム間遅延量を減少させてもよい。

ステップＳ２０又はＳ２１でアーム間遅延量を増加または減少させた後、ステップＳ１２に戻る。ステップＳ１２および続くステップＳ１３では、例えば開始周波数における整流器の入力電圧を推定し、アーム間遅延量の目標値を決定する（前回の目標値と同じ場合もあるし、異なる場合もあり得る）。以降、ステップＳ１４の処理は前述と同様である。

本フローチャートの動作では、周波数の掃引が開始周波数から終了周波数まで実行されたとき後、アーム間遅延量の調整を行ったが、掃引の途中でアーム間遅延量の調整を行ってもよい。例えば、ステップＳ１４でアーム間遅延量が目標条件を満たさないと判断された場合、その時点で（現在の掃引の周期の完了を待たずに）、アーム間遅延量の調整を行ってもよい。

本フローチャートの動作では、ステップＳ２０またはＳ２１の後、ステップＳ１２、Ｓ１３で目標値の再決定を行うが、充電開始後に受電装置の位置が維持されているなど目標値が変わる可能性が低い場合は、ステップＳ１２、Ｓ１３をスキップして、ステップＳ１４に進んでもよい。

このように、アーム間遅延量が目標条件を満たすようにスイッチング信号の生成を制御しつつ、周波数掃引を行うことで、放射磁界強度を低減させつつ、受電側の受電電流の変動（リップルの発生）を抑制できる。これにより、受電側の電気回路へ大きな負荷がかかることを防止し、またバッテリ寿命の低下を抑制できる。

また、送電側は、高周波電源装置内の所定箇所の電圧／電流から整流器の入力電圧を推定する。すなわち、予め当該所定箇所の電圧／電流と、整流器の入力電圧との関係を取得しておき、この関係のデータを利用して、受電側の電圧を推定する。このため、受電装置２の状態を送電装置１にフィードバックする必要はない。よって、構成が簡単である。

本実施形態では、整流器の入力電圧からアーム間遅延量の目標値を決定したが、受電回路の他の箇所の電圧／電流からアーム間遅延量の目標値を決定する構成も可能である。この場合も、高周波電源装置内の所定箇所の電圧／電流から、受電回路の当該他の箇所の電圧／電流を推定し、推定した電圧／電流からアーム間遅延量の目標値を決定すればよい。

（第２の実施形態）
図１２は、第２の実施形態に係る無線電力伝送システムを示す。図１と同じまたは対応する要素には同一の符号を付し、説明は適宜省略する。図１のシステムに対して、送電側に通信回路１０３、受電側に通信回路２０３が追加されている。送電側の通信回路１０３は、制御回路１０２に接続されている。受電側の通信回路２０３は、受電回路２１２に接続されている。通信回路１０３、２０３は、予め定めた手順に従って、互いに通信を行う。通信は、無線通信でも、有線通信でもよい。無線通信の場合は、通信回路１０３、２０３にはそれぞれ１つ以上のアンテナが搭載される。

第１の実施形態では、送電側の電圧制御回路１０２Ｂが、高周波電源装置１１１内の所定箇所の電圧／電流から、受電側の整流器２２１の入力電圧（受電回路２１２の受電電圧）を推定した。本実施形態では、整流器２２１の入力電圧を推定するのではなく、受電側の通信回路２０３から、整流器２２１の入力電圧を表す情報を送信する。通信回路１０３が通信回路２０３から当該情報を受信し、受信した情報を電圧制御回路１０２Ｂに渡す。

受電回路２１２または整流器２２１は、整流器の入力電圧（受電回路の受電電圧）を検出する検出回路を備えている。検出回路は、検出した入力電圧を表す情報を、通信回路２０３に通知する。通信回路２０３は当該情報を送電装置１に送信する。検出回路は、予め定めた間隔で整流器の入力電圧を検出してもよいし、送電装置１から測定指示を受けたタイミングで整流器の入力電圧を検出してもよい。後者の場合、制御回路１０２は、整流器の入力電圧の測定指示を、通信回路１０３を介して送信する。通信回路２０３は、測定指示を受信して、受信した測定指示を受電回路２１２または整流器２２１に通知する。

図１３は、本実施形態に係る制御回路１０２の動作のフローチャートである。図１１のステップＳ１２が削除され、ステップＳ１３がＳ２３に変更されている。ステップＳ２３では、受電装置２から、整流器２２１の入力電圧（受電回路２１２の受電電圧）を表す情報を、通信により取得する。それ以外の動作は、第１の実施形態と同様である。

本実施形態によれば、送電装置１の制御回路１０２は、整流器２２１の入力電圧を表す情報を受電装置２から取得すればよい（整流器の入力電圧を推定する必要はない）ため、送電装置の構成を簡単にできる。

（第３の実施形態）
図１４は、第３の実施形態に係る無線電力伝送システムを示す。図１、図４および図７と同じまたは対応する要素には同一の符号を付し、説明は適宜省略する。

受電装置２に制御回路２３０が設けられている。またＤＣ／ＤＣコンバータ２２２に電圧調整回路２２３が設けられている。制御回路２３０はＤＣ／ＤＣコンバータ２２２に接続されている。制御回路２３０は、受電回路（整流器２２１、ＤＣ／ＤＣコンバータ２２２）における１つ又は複数の箇所の電圧／電流に基づき、送電側のインバータ１２４におけるアーム間遅延量を推定する。受電回路は、１つ又は複数の箇所の電圧／電流を検出する検出回路を含む。制御回路２３０は、推定したアーム間遅延量に基づき、ＤＣ／ＤＣコンバータ２２２の入出力電圧変換比を決定する。決定した変換比を指定する指示信号をＤＣ／ＤＣコンバータの電圧調整回路２２３に出力する。電圧調整回路２２３は、指示信号に基づき入出力電圧変換比を調整する。入出力電圧変換比の調整は、例えば周波数掃引の周期ごとに行う。この場合、周波数掃引の一周期の間は、入出力電圧変換比は維持されている。

図１５は、本実施形態に係る受電装置２における制御回路２３０の動作の一例のフローチャートである。本フローチャートの動作は、一例として周波数掃引の周期毎、例えば周波数掃引が開始周波数に戻った時点で開始される。制御回路２３０は予め周波数掃引の周期の開始タイミングを知っているか、もしくは、周波数掃引の周期の開始タイミングを表す情報を、通信により送電装置１から取得する。例えば、送電装置１から受電装置２に周波数掃引の一周期ごとにトリガー信号を送信し、受電装置２ではトリガー信号に基づき、当該周期の開始タイミングを決定してもよい。他の方法によって、周波数掃引の周期の開始タイミングを決定してもよい。

本フローチャートの動作が開始されると、ステップＳ３１において、制御回路２３０は、受電回路における１つ又は複数の箇所の電圧／電流を特定する。ここでは、一例として、整流器２２１の入力電圧を特定する。続いて、制御回路２３０は、特定した入力電圧に基づき、送電側のインバータ１２４のアーム間遅延量を推定する（Ｓ３２）。推定したアーム間遅延量に基づき、ＤＣ−ＤＣコンバータ２２２の入出力電圧変換比が適正かを判断する（Ｓ３３）。適正と判断した場合は（ＹＥＳ）、本処理を終了する。適正でないと判断した場合は（ＮＯ）、適正な入出力電圧変換比を決定し、決定した値を示す信号を電圧調整回路２２３に出力する（Ｓ３４）。電圧調整回路２２３は、当該信号が示す値に入出力電圧変換比を補正する。

ステップＳ３２の詳細について説明する。整流器２２１の入力電圧とアーム間遅延量とを対応づけたデータベース（第２データベース）と、アーム間遅延量と入出力電圧変換比とを対応づけたデータベース（第３データベース）とを、制御回路２３０内の記憶部または制御回路２３０からアクセス可能な外部の記憶部に格納しておく。記憶部は、ＳＲＡＭ、ＤＲＡＭなどの揮発性メモリであってもよいし、ＮＡＮＤ、ＭＲＡＭ、ＦＲＡＭなどの不揮発性メモリでもよい。またハードディスク、ＳＳＤなどのストレージ装置でもよい。第２データベースは、整流器２２１の入力電圧とアーム間遅延量との関係をシミュレーションまたは試験により求めることで構築すればよい。第３データベースは、基本的には第１の実施形態のデータベース構築方法に準じて、受電電流の変動を少なくするように、構築すればよい。第１の実施形態と同様に整流器の入力電圧が検出された周波数をデータベースに含めてもよい。制御回路２３０は、第２データベースにおいて、ステップＳ３１で特定した入力電圧に対応するアーム間遅延量を特定し、これをインバータ１２４の推定アーム間遅延量とする。

ステップＳ３３では、第３データベースにおいて、ステップＳ３２で推定したアーム間遅延量に対応する入出力電圧変換比を特定する。ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２の現在の入出力電圧変換比が、特定した入出力電圧変換比に一致もしくは所定の誤差範囲内である場合（Ｓ３３のＹＥＳ）、現在の入出力電圧変換比は適正と判断する。それ以外の場合は（Ｓ３３のＮＯ）、現在の入出力電圧変換比は適正でないと判断する。ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２の入出力電圧変換比が、特定した入手出力電圧変換比になるよう、電圧変換回路に指示信号を送る（Ｓ３４）。

本実施形態によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２の入出力電圧変換比も調整することで、受電電流の変動を、より抑制することができる。

（第４の実施形態）
図１６は、第４の実施形態に係る無線電力伝送システムを示す。図１４のシステムに対して、送電側に通信回路１０３、受電側に通信回路２０３が追加されている。図１、図４、図７および図１４と同じまたは対応する要素には同一の符号を付し、説明は適宜省略する。

第３の実施形態では、受電側でアーム間遅延量を推定したが、第４の実施形態では送電装置１の通信回路１０３から受電装置２の通信回路２０３に、アーム間遅延量の情報（もしくはアーム間遅延量の目標値でもよい。以下同様）を送信する。通信回路２０３が通信回路１０３から当該アーム間遅延量の情報を受信する。送電装置１は、アーム間遅延量の情報を、一例として周波数掃引の周期毎、例えばアーム間遅延量の補正を行った時点（図１１のＳ２０、Ｓ２１参照）や周波数掃引の開始時点（図１１のＳ１６参照）で、送信する。受電装置２の制御回路２３０は、受信した情報が示すアーム間遅延量を用いて、ＤＣ／ＤＣコンバータ２２２の入出力電圧変換比を調整する。

図１７は、本実施形態に係る制御回路２３０の動作のフローチャートである。図１５のステップＳ３１が削除され、ステップＳ３２がＳ４２に変更されている。ステップＳ４２では、送電装置１からインバータ１２４のアーム間遅延量の情報を取得する。続くステップＳ３３では、取得した情報に基づき、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２の入出力電圧変換比が適正かを判断する。それ以外の処理は、第１の実施形態と同様である。

本実施形態によれば、受電装置２の制御回路２３０は、送電側のインバータ１２４のアーム間遅延量を表す情報を送電装置１から取得すればよい（送電側のインバータ１２４のアーム間遅延量を推定する必要はない）ため、受電装置２の構成を簡単にできる。

（第５の実施形態）
第３または第４の実施形態と同様に、前述した第１および第２の実施形態においてもＤＣ−ＤＣコンバータ１２３の入出力電圧変換比の値を、周波数掃引の間、維持する構成も可能である。第３または第４の実施形態と同様にして、計測したアーム間遅延量（もしくはアーム間遅延量の目標値）から入出力電圧変換比を決定し、決定した値に入出力電圧変換比の値を維持すればよい。具体的な説明は、第３および第４の実施形態の説明から自明なため省略する。ＤＣ−ＤＣコンバータ１２３の入出力電圧変換比も調整することで、受電電流の変動を、より抑制することができる。

（第６の実施形態）
図１８は、第６の実施形態に係る無線電力伝送システムを示す。図１、図２および図７と同じまたは対応する要素には同一の符号を付して、説明を適宜省略する。

第１の実施形態では、送電共振器および受電共振器はそれぞれ１つであったが、本実施形態ではそれぞれ２つの場合を示す。つまり、２系統で無線電力伝送を行う。

送電共振器１１２Ａと送電共振器１１２Ｂのそれぞれが、インバータ１２４の出力端子（プラス端子、マイナス端子）に接続されている。ただし、接続の極性は互いに逆になっている。すなわち、送電共振器１１２Ａのプラス端子はインバータ１２４のプラス端子に接続され、送電共振器１１２Ａのマイナス端子は、インバータ１２４のマイナス端子に接続されている。一方、送電共振器１１２Ｂのプラス端子はインバータ１２４のマイナス端子に接続され、送電共振器１１２Ｂのマイナス端子は、インバータ１２４のプラス端子に接続されている。これにより、インバータ１２４から出力された電流は、互いに１８０度または略１８０度だけ位相のずれた電流（逆相の電流）として、送電共振器１１２Ａと送電共振器１１２Ｂに入力される。このように逆相にすることで、送電共振器１１２Ａと送電共振器１１２Ｂから放射する磁界を遠方で互いに打ち消し、これにより漏洩磁界を低減する。なお、磁界の打ち消し効果を得るために、必ずしも１８０度の位相差である必要はなく、例えば１８０度に対しプラスマイナスαの範囲の位相差を持たせることで、所望の程度の低減効果を得るようにしてもよい。

送電共振器１１２Ａと送電共振器１１２Ｂで発生させられた磁界は、それぞれ受電共振器２１１Ａ、２１１Ｂで結合される。受電共振器２１１Ａと受電共振器２１１Ｂは、整流器２２１の入力端子（プラス端子、マイナス端子）に接続されている。ただし、接続の極性は互いに逆になっている。すなわち、受電共振器２１１Ａのプラス端子は整流器２２１のプラス端子に接続され、受電共振器２１１Ａのマイナス端子は、整流器２２１のマイナス端子に接続されている。一方、受電共振器２１１Ｂのプラス端子は整流器２２１のマイナス端子に接続され、受電共振器２１１Ｂのマイナス端子は、整流器２２１のプラス端子に接続されている。これにより、受電共振器２１１Ａと受電共振器２１１Ｂからは同相の電流が出力され、これらの電流の合計に応じた合計電力が整流器２２１に供給される。

本実施形態では、２系統で無線電力伝送を行ったが、３系統以上でもよい。この場合、系統数をＮとすると、３６０度／Ｎまたは略３６０度／Ｎだけずれた位相が、Ｎ個の送電共振器にそれぞれ入力されるように、インバータ１２４の出力電流の位相を制御すればよい。

本実施形態では、インバータ１２４の出力を送電共振器１１２Ａ、１１２Ｂに共用したが、送電共振器ごとに個別にインバータを接続してもよい。これにより送電共振器毎にインバータ駆動を制御できる。

その他の構成は、第１の実施形態と同じである。本実施形態のように、系統数を２以上にする形態は、第２〜第５の実施形態にも同様に適用可能である。

なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。

１：送電装置
２：受電装置
１０１：送電ユニット
１０２：制御回路
１０２Ａ：周波数制御回路
１０２Ｂ：電圧制御回路
１０２Ｃ：スイッチング信号生成回路
１０３：通信回路
１１１：高周波電源装置
１１２：送電共振器
１１２Ａ：送電共振器
１１２Ｂ：送電共振器
１２１：交流電源
１２２：ＡＣ／ＤＣコンバータ
１２３：ＤＣ／ＤＣコンバータ
１２４：インバータ
２１１：受電共振器
２１１Ａ：受電共振器
２１１Ｂ：受電共振器
２０１：受電ユニット
２０２：制御回路
２０３：通信回路
２２１：整流器（整流回路）
２２２：ＤＣ／ＤＣコンバータ
２２３：電圧調整回路
２３０：制御回路
３０１：バッテリ
４０１、４０３、４０４、４０６、５２１：コンデンサ
４０２、４０５、４０７、４０８、５２２：コイル
５０１〜５０４：スイッチング素子
５１０：ＤＣ電源

Claims (9)

1. 第１および第２のスイッチング素子の直列接続を含む第１アームと、第３および第４のスイッチング素子の直列接続を含む第２アームとを含み、前記第１アームと前記第２アームが並列接続されたインバータと、
   前記第１〜第４のスイッチング素子に供給する第１〜第４のスイッチング信号を制御して、前記インバータから交流電力を生成する第１制御回路と、
   前記第１および第２のスイッチング素子の接続点に電気的に接続された第１端と、前記第３および第４のスイッチング素子の接続点に電気的に接続された第２端とを有し、前記交流電力に応じた磁界を、受電ユニットのコイルに結合させることにより、前記交流電力を送電する送電共振器と、
   直流電力を変換し、変換した直流電力を前記インバータに供給する第１ＤＣ−ＤＣコンバータと、を備え、
   前記第１制御回路は、前記交流電力の送電の間、前記交流電力の周波数を掃引し、前記周波数の掃引の間、前記第１および第２アーム間の時間遅延量の変動を抑制するよう制御し、
   前記第１制御回路は、前記第１および第２アーム間の時間遅延量に基づき、前記第１ＤＣ−ＤＣコンバータの入出力電圧変換比を制御する
   送電装置。
2. 前記第１制御回路は、前記インバータと前記送電共振器とを含む送電ユニット内の所定箇所の電圧および電流の少なくとも一方に基づき、前記受電ユニットの受電電圧を推定し、推定した受電電圧に基づき、前記時間遅延量の目標値を決定し、前記時間遅延量を前記目標値に維持するよう制御する
   請求項１に記載の送電装置。
3. 前記第１制御回路は、前記受電ユニットの受電電圧を表す情報を通信により取得し、前記取得した情報に基づき、前記時間遅延量の目標値を決定し、前記時間遅延量を前記目標値に維持するよう制御する
   請求項１に記載の送電装置。
4. 前記交流電力を送電する複数の前記送電共振器を備えた
   請求項１〜３のいずれか一項に記載の送電装置。
5. 送電装置であって、
   第１および第２のスイッチング素子の直列接続を含む第１アームと、第３および第４のスイッチング素子の直列接続を含む第２アームとを含み、前記第１アームと前記第２アームが並列接続されたインバータと、
   前記第１〜第４のスイッチング素子に供給する第１〜第４のスイッチング信号を制御して、前記インバータから交流電力を生成する第１制御回路と、
   前記第１および第２のスイッチング素子の接続点に電気的に接続された第１端と、前記第３および第４のスイッチング素子の接続点に電気的に接続された第２端とを有し、前記交流電力に応じた磁界を、受電ユニットのコイルに結合させることにより、前記交流電力を送電する送電共振器と、を備え、
   前記第１制御回路は、前記交流電力の送電の間、前記交流電力の周波数を掃引し、前記周波数の掃引の間、前記第１および第２アーム間の時間遅延量の変動を抑制するよう制御する、
   送電装置から
   前記交流電力を受電する受電ユニットと、
   第２制御回路とを備え、
   前記受電ユニットは、前記送電共振器から送電された前記交流電力を受電する受電共振器と、受電した交流電力を整流する整流器と、整流された直流電力を変換する第２ＤＣ−ＤＣコンバータとを含み、
   前記第２制御回路は、前記送電装置における前記周波数の掃引の間、前記第２ＤＣ−ＤＣコンバータの入出力電圧変換比を、前記第１および第２アーム間の時間遅延量に応じた値に維持する
   受電装置。
6. 前記第２制御回路は、前記受電ユニット内の所定箇所の電圧および電流の少なくとも一方に基づいて前記第１および第２アーム間の時間遅延量を推定し、推定した時間遅延量に基づき、前記第２ＤＣ−ＤＣコンバータの入出力電圧変換比を決定し、前記送電装置における前記周波数の掃引の間、前記第２ＤＣ−ＤＣコンバータの入出力電圧変換比を、決定した入出力電圧変換比に維持する
   請求項５に記載の受電装置。
7. 前記第２制御回路は、前記第１および第２アーム間の時間遅延量の情報を前記送電装置との通信により取得し、前記取得した情報に基づき、前記第２ＤＣ−ＤＣコンバータの入出力電圧変換比を決定し、前記送電装置における前記周波数の掃引の間、前記第２ＤＣ−ＤＣコンバータの入出力電圧変換比を、決定した入出力電圧変換比に維持する
   請求項５に記載の受電装置。
8. 前記受電ユニットは、前記交流電力を送電する複数の前記送電共振器から前記交流電力を受電する複数の受電共振器を備えた
   請求項５〜７のいずれか一項に記載の受電装置。
9. 前記送電装置は、直流電力を変換し、変換した直流電力を前記インバータに供給する第１ＤＣ−ＤＣコンバータと、を備え、
   前記送電装置における前記第１制御回路は、前記第１および第２アーム間の時間遅延量に基づき、前記第１ＤＣ−ＤＣコンバータの入出力電圧変換比を制御する
   請求項５に記載の受電装置。

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