JP2020038787A - 照明装置 - Google Patents

Abstract

【課題】小型で、高効率で、安全性が高い照明装置を提供する。【解決手段】照明装置１において、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、入力される直流電圧を変換して定電圧を出力する。ＬＥＤ２０（LightEmittingDiode）は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力電圧が印加される。定電流回路１３は、ＬＥＤ２０と直列に接続される。制御回路１２は、定電流回路１３を用いてＬＥＤ２０に流れる電流を制御する。ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力電圧は、ＬＥＤ２０の順方向降下電圧より所定値、高い値に設定される。制御回路１２の電源電圧は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力電圧から供給される。【選択図】図１

Description

本発明は、ＬＥＤ（Light Emitting Diode）を用いた照明装置に関する。

小さな筐体内にＬＥＤと駆動回路を搭載する場合、回路基板の面積が小さくなり、搭載する部品の数を減らすか、部品を小さくする必要がある（例えば、特許文献１参照）。また小さな筐体では、熱がこもりやすく、発熱に対する安全対策が重要となる。

特開２０１７−１０７７７７号公報

発熱を抑えるためにはＬＥＤの駆動電流を小さくすればよいが、ＬＥＤの能力を十分に発揮させることができなくなり、輝度も低下する。

本発明はこうした状況に鑑みてなされたものであり、その目的は、小型で、高効率で、安全性が高い照明装置を提供することにある。

上記課題を解決するために、本発明のある態様の照明装置は、入力される直流電圧を変換して定電圧を出力するＤＣ／ＤＣコンバータと、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧が印加されるＬＥＤと、前記ＬＥＤと直列に接続される定電流回路と、前記定電流回路を用いて前記ＬＥＤに流れる電流を制御する制御回路と、を備える。前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧は、前記ＬＥＤの順方向降下電圧より所定値、高い値に設定され、前記制御回路の電源電圧は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧から供給される。

なお、以上の構成要素の任意の組合せ、本発明の表現を装置、方法、システムなどの間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明によれば、小型で、高効率で、安全性が高い照明装置を実現することができる。

本発明の実施の形態に係る照明装置の回路構成を示す図である。 図１の操作受信部の構成例を示す図である。 本発明の実施の形態に係る照明装置の使用例を示す図である。 変形例に係る照明装置の回路構成を示す図である。

図１は、本発明の実施の形態に係る照明装置１の回路構成を示す図である。照明装置１は、ＬＥＤ２０と、ＬＥＤ２０の点灯を制御する点灯制御回路１０を備える。ＬＥＤ２０は、点灯制御回路１０と同じ基板上に設置されてもよいし、別の基板上に設置されてもよい。

照明装置１に外部から直流電源と調光信号が供給される。図１に示す例では、電源線とグランド線の２線により外部から２４Ｖの直流電圧が供給される。上記電源線は照明装置１の電源端子ＶＩＮに接続され、上記グランド線は照明装置１のグランド端子ＧＮＤに接続される。また制御信号線により外部から調光信号が供給される。上記制御信号線の送信側は、調光コントローラと接続され、上記制御信号線の受信側は照明装置１の調光端子ＤＩＭに接続される。ユーザは例えば、調光コントローラの操作つまみを所定の位置に回転／スライドさせることにより、ＬＥＤ２０の調光値（０〜１）を設定することができる。０が消灯、１がフル点灯である。

照明装置１において、電源端子ＶＩＮに接続された第１電源供給ラインＷ１（図１に示す例では２４Ｖライン）の入力段に、ダイオードＤ１、ポリスイッチＦ１及び第１抵抗Ｒ１が挿入される。ダイオードＤ１は、電源端子ＶＩＮ側がアノードとなる向きに接続される逆接防止ダイオードである。作業者やユーザが誤って、グランド線を照明装置１の電源端子ＶＩＮに、電源線をグランド端子ＧＮＤに接続した際に、照明装置１内に逆電流が流れないようにしている。ポリスイッチＦ１は、温度が所定値を超えると急激に抵抗値が上昇する素子であり、過電流などによる放熱により温度が上昇すると電流を抑制し、照明装置１内の部品を過電流などから保護する。

第１抵抗Ｒ１は、突入電流を抑制するための低抵抗である。第１抵抗Ｒ１の抵抗値は、通常の使用範囲の電流に対して殆ど影響を与えず、突入電流などの過電流に対して電流を抑制する作用を持つ値に設定される。突入電流の対策としては、ＤＣ／ＤＣコンバータの前段にＮＴＣ（Negative-Temperature-Coefficient）サーミスタを挿入することが一般的である。しかしながらＮＴＣサーミスタは定常状態で高温になるため、小さな筐体の照明装置１では熱源になってしまう。試作回路では、適切な値の低抵抗を挿入することにより、９Ａの突入電流を３Ａまで低下させることに成功している。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、降圧型の定電圧ＤＣ／ＤＣコンバータであり、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の入力端子ＶＩＮには、第１電源供給ラインＷ１（２４Ｖライン）が接続される。ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力端子ＳＷには、負荷に接続された第２電源供給ラインＷ２が接続される。図１に示す例では負荷として、ＬＥＤ２０、定電流回路１３、制御回路１２、操作受信部１４が接続されている。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１１のフィードバック端子ＦＢには、第２電源供給ラインＷ２の電圧の分圧電圧が入力される。より具体的には、第２電源供給ラインＷ２とグランド電位間に、第２抵抗Ｒ２及び第３抵抗Ｒ３が直列に接続される。第２抵抗Ｒ２及び第３抵抗Ｒ３は、第２電源供給ラインＷ２に挿入されたインダクタＬ１の出力側に接続される。第２抵抗Ｒ２と第３抵抗Ｒ３の分圧点は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１のフィードバック端子ＦＢに接続され、当該分圧点の電圧がフィードバック端子ＦＢに入力される。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は内部に、スイッチ、ドライバ、コンパレータ、誤差増幅器を主要構成要素として含む。スイッチは、入力端子ＶＩＮと出力端子ＳＷ間の配線内に接続される。スイッチには例えば、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)を使用することができる。誤差増幅器は、所定の参照電圧と、フィードバック端子ＦＢに入力される電圧との誤差を増幅して誤差信号を生成する。コンパレータは、所定の搬送波（三角波）信号と、誤差増幅器から入力される誤差信号を比較してＰＷＭ信号を生成する。ドライバは、コンパレータから入力されるＰＷＭ信号に応じて上記スイッチのオン／オフを制御する。

フィードバック端子ＦＢに入力される分圧電圧に対応する第２電源供給ラインＷ２の電圧が目標値より低くなると、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、上記スイッチのデューティ比を上げるように制御し、第２電源供給ラインＷ２の電圧が目標値より高くなると上記スイッチのデューティ比を下げるように制御する。このような電圧フィードバック制御により、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力端子ＳＷから出力される電圧が上記目標値に維持される。

本実施の形態では、当該目標値に３．５〜３．６Ｖ程度を設定している。当該目標値は、ＬＥＤ２０の順方向降下電圧Ｖｆより所定値、高い値に設定される。所定値は、定電流回路１３による電圧降下分をもとに決定される。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力端子ＳＷには出力フィルタが接続される。図１に示す例では、出力フィルタがＬＣフィルタで構成されている。具体的には、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力端子ＳＷに接続された第２電源供給ラインＷ２に、インダクタＬ１が挿入される。第２電源供給ラインＷ２とグランドライン間に第１コンデンサＣ１が接続される。第１コンデンサＣ１は、インダクタＬ１の出力側に接続される。

第２電源供給ラインＷ２とグランドライン間にショットキーバリアダイオードＳＢ１が接続される。ショットキーバリアダイオードＳＢ１は、アノードがグランドライン側、カソードが第２電源供給ラインＷ２側となる向きに接続される転流ダイオード（フリー・ホイール・ダイオード）である。ショットキーバリアダイオードＳＢ１は、インダクタＬ１の入力側に接続される。ショットキーバリアダイオードＳＢ１は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１内のスイッチがオフの期間に、インダクタＬ１に蓄積されたエネルギーを負荷に転流させる。なお図１に示す例では、転流ダイオードに、順方向降下電圧Ｖｆが低くスイッチング特性に優れたショットキーバリアダイオードＳＢ１を使用しているが、一般的なＰＮ接合のダイオードを使用してもよい。

図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、ブートスタートアップ方式のＤＣ／ＤＣコンバータを採用している。ＤＣ／ＤＣコンバータ１１のブースト端子ＢＳＴ端子と出力端子ＳＷとの間に第２コンデンサＣ２が接続される。第２電源供給ラインＷ２とＤＣ／ＤＣコンバータ１１のブースト端子ＢＳＴ端子が第２ダイオードＤ２を介して接続される。第２ダイオードＤ２は、第２電源供給ラインＷ２側がアノード、ブースト端子ＢＳＴ端子がカソードとなる向きに接続される。第２電源供給ラインＷ２から第２ダイオードＤ２を介して第２コンデンサＣ２に充電される。ブースト端子ＢＳＴの電圧は、出力端子ＳＷの電圧より第２コンデンサＣ２の電圧分、高くなる。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１１内の上記スイッチのハイサイドスイッチング素子には、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴではなく、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴが使用される。ブースト端子ＢＳＴに入力される電圧は、ハイサイドのＮチャンネルＭＯＳＦＥＴの駆動電圧として使用される。ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴは、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴより駆動能力が高いため、上記スイッチのサイズを小さくすることができ、コストダウンが可能である。なお、ブートスタートアップ方式を採用しないＤＣ／ＤＣコンバータの場合、ブースト端子ＢＳＴ端子は設けられず、第２ダイオードＤ２及び第２コンデンサＣ２は不要である。

第２電源供給ラインＷ２とグランド電位間に、ＬＥＤ２０と定電流回路１３が直列に接続される。定電流回路１３は、ＬＥＤ２０に流れる電流を一定に保つとともに、制御回路１２から供給されるＰＷＭ信号をもとにＬＥＤ２０を調光する。

定電流回路１３は、第１トランジスタＳ１、第２トランジスタＳ２、第４抵抗Ｒ４及び第５抵抗Ｒ５を含む。図１に示す例では、第１トランジスタＳ１にＮチャンネルのＭＯＳＦＥＴ、第２トランジスタＳ２にＮＰＮ型のバイポーラトランジスタを使用している。

ＬＥＤ２０とグランド電位間に、第１トランジスタＳ１と第４抵抗Ｒ４が直列に接続される。第４抵抗Ｒ４は、ＬＥＤ２０に流れる電流を検出するための高抵抗である。具体的には、第１トランジスタＳ１のソース端子は、第４抵抗Ｒ４を介してグランド電位に接続され、ドレイン端子はＬＥＤ２０のカソード端子に接続される。第１トランジスタＳ１のゲート端子（制御端子）には、制御回路１２からの駆動信号線が接続される。駆動信号線には、第５抵抗Ｒ５が挿入される。制御回路１２は、駆動信号線を介して第１トランジスタＳ１のゲート端子に駆動電圧を供給する。駆動電圧は、第１トランジスタＳ１が線形領域（非飽和領域）で動作する値に設定される。

第２トランジスタＳ２のエミッタ端子はグランド電位に接続され、コレクタ端子は上記駆動信号線上の第４抵抗Ｒ４と第１トランジスタＳ１のゲート端子との間のノードに接続される。第２トランジスタＳ２のベース端子（制御端子）は、第１トランジスタＳ１のソース端子と第４抵抗Ｒ４との間のノードＮ１に接続される。

ＮＰＮ型のバイポーラトランジスタでは、ベース−エミッタ間電圧が閾値電圧より高くなるとベース電流が流れ始め、ベース電流に比例したコレクタ電流が流れる。一般的なシリコントランジスタの場合、閾値電圧は常温で０．６Ｖ程度である。

第２トランジスタＳ２にコレクタ電流が流れると、第１トランジスタＳ１の駆動信号線とグランド電位間が導通し、第２トランジスタＳ２は、駆動信号線とグランド電位間の抵抗成分となる。この状態では、制御回路１２から出力された駆動電圧が、第５抵抗Ｒ５と第２トランジスタＳ２により分圧されて生成された電圧が、第１トランジスタＳ１のゲート端子に供給されることになる。

上述のように第２トランジスタＳ２のベース電位は、ノードＮ１の電位で決まる。ノードＮ１の電位は、第４抵抗Ｒ４の抵抗値と、ＬＥＤ２０及び第４抵抗Ｒ４に流れる電流値により決まる。ＬＥＤ２０及び第４抵抗Ｒ４に流れる電流値が大きくなるほど、ノードＮ１の電位が上昇し、第２トランジスタＳ２のベース電位が上昇する。ベース−エミッタ間電圧が閾値電圧を超えると、ベース−エミッタ間電圧に比例したベース電流と、ベース電流に比例したコレクタ電流が流れる。ベース−エミッタ間電圧が上昇するほどコレクタ電流は大きくなり、コレクタ電流が大きくなるほど第１トランジスタＳ１のゲート電位は低下する。第１トランジスタＳ１の線形領域では、ゲート電位に比例してドレイン電流が変化する。

設計者は、第４抵抗Ｒ４の抵抗値を、ＬＥＤ２０に流す電流の目標値に応じた抵抗値に設定する。目標値は、例えば４００ｍＡ〜７００ｍＡの範囲内の値に設定される。ＬＥＤ２０に流れる電流が目標値を上回ると、ノードＮ１の電位が上昇し、第１トランジスタＳ１のドレイン電流が減少する。これによりＬＥＤ２０に流れる電流も減少する。一方、ＬＥＤ２０に流れる電流が目標値を下回ると、ノードＮ１の電位が低下し、第１トランジスタＳ１のドレイン電流が増加する。これによりＬＥＤ２０に流れる電流も増加する。以上により、ＬＥＤ２０に流れる電流を目標値に維持することができる。

トランジスタは、温度が上がるほど閾値電圧が下がる特性がある。温度が上昇すると、閾値電圧が０．６Ｖから０．５Ｖの方向に低下する。反対に温度が低下すると、閾値電圧が０．６Ｖから０．７Ｖの方向に上昇する。したがって温度が上昇すると、閾値電圧の低下によりＬＥＤ２０に流れる電流の目標値が低下する。即ち、第１トランジスタＳ１により絞られる電流量が多くなり、ＬＥＤ２０に流れる電流が減少する。このように定電流回路１３は、温度が上昇すると自動的にＬＥＤ２０に流れる電流を減少させる温度保護機能を内包している。

制御回路１２は、調光端子ＤＩＭから入力されるＬＥＤ２０の調光信号を受信し、受信した調光信号に応じて第１トランジスタＳ１を制御することによりＬＥＤ２０を調光する。なお調光信号は、調光コントローラからデジタル信号で与えられてもよいし、アナログ信号で与えられてもよい。

制御回路１２は例えば、入力された調光信号に応じて、駆動信号線を介して第１トランジスタＳ１のゲート端子にＰＷＭ信号を供給することにより、ＬＥＤ２０を調光する。なお制御回路１２は、第１トランジスタＳ１のゲート端子にＰＷＭ信号を供給する代わりに、駆動電圧のレベルをアナログ的に調整してＬＥＤ２０を調光してもよい。

制御回路１２は例えば、マイクロコントローラにより構成される。当該マイクロコントローラの電源電圧は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力電圧から供給される。上述したように本実施の形態では、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力電圧は３．５〜３．６Ｖ程度に維持されている。したがって制御回路１２には、３．５〜３．６Ｖ以下の電源電圧で動作するマイクロコントローラが使用される必要がある。

上述のように第１トランジスタＳ１とグランド電位間に、高抵抗の第４抵抗Ｒ４が接続されている。制御回路１２は、第１トランジスタＳ１と第４抵抗Ｒ４間のノードＮ１の電圧を監視することにより、ＬＥＤ２０に流れている電流を高精度に検出することができる。

図１に示す例では、ノードＮ１と制御回路１２間にローパスフィルタが設置されている。当該ローパスフィルタは、第６抵抗Ｒ６及び第３コンデンサＣ３を含む。第６抵抗Ｒ６は、ノードＮ１と制御回路１２間を繋ぐ信号線に挿入され、第３コンデンサＣ３は当該信号線とグランド電位間に接続される。当該ローパスフィルタにより、ノードＮ１の電圧を滑らかなアナログ電圧に変換することができる。ＬＥＤ２０がＰＷＭ調光されている場合、ノードＮ１の電圧が高速にオン／オフするが、ローパスフィルタを挟むことにより、制御回路１２は滑らかなアナログ電圧でノードＮ１の電圧を検出できる。

上述のように定電流回路１３は、高温のときＬＥＤ２０に流れる電流を減少させ、低温のときＬＥＤ２０に流れる電流を増加させる作用を有する。例えば、低温環境下で照明装置１を起動する場合、ＬＥＤ２０に大きな電流が流れてしまう。電流が流れ始めると、電流による発熱により第２トランジスタＳ２が温められ、ＬＥＤ２０に流れる電流が減少するが、低温環境下の起動時に流れる大きな電流は、第２トランジスタＳ２によるフィードバック制御だけでは抑制することができない。

そこで本実施の形態では、制御回路１２によるフィードバック制御を併用する。制御回路１２は、監視しているノードＮ１の電圧が、ＬＥＤ２０に流す目標電流に対応する目標電圧を維持するように、第１トランジスタＳ１をフィードバック制御する。制御回路１２は例えば、第１トランジスタＳ１のゲート端子に供給するＰＷＭ信号のデューティ比を調整することにより、ノードＮ１の電圧を目標電圧に合わせる。なお制御回路１２は、第１トランジスタＳ１のゲート端子に供給する駆動電圧のレベルをアナログ的に調整することにより、ノードＮ１の電圧を目標電圧に合わせてもよい。

制御回路１２は、監視しているノードＮ１の電圧が目標電圧より高いときに第１トランジスタＳ１のフィードバック制御を実行し、ノードＮ１の電圧が目標電圧より低いときは第１トランジスタＳ１のフィードバック制御を停止させてもよい。即ち、ＬＥＤ２０に目標電流より大きい電流が流れているときのみ、ＬＥＤ２０に流れている電流を減少させる方向に制御を加える。ＬＥＤ２０に目標電流より小さい電流が流れているときは、定電流回路１３の上述した温度保護機能の働きによるものである可能性があり、当該温度保護機能を阻害しないように、ＬＥＤ２０に流れている電流を増加させる方向には制御を加えない。

制御回路１２は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の入力端子ＶＩＮに接続される第１電源供給ラインＷ１の電圧（図１に示す例では２４Ｖ）を監視している。第１電源供給ラインＷ１とグランド電位間に、第７抵抗Ｒ７及び第８抵抗Ｒ８が直列に接続される。第７抵抗Ｒ７及び第８抵抗Ｒ８の分圧点電圧が、制御回路１２に入力される。制御回路１２は、入力される分圧点電圧をもとに第１電源供給ラインＷ１の電圧を検出する。

制御回路１２は、第１電源供給ラインＷ１の電圧が第１設定値（例えば、１７〜１８Ｖ程度）より低くなると、定電流回路１３をオフしてＬＥＤ２０に流れる電流を遮断する。具体的には制御回路１２は、第１トランジスタＳ１のゲート電圧を下げて、第１トランジスタＳ１をターンオフする。ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は入力電圧が低下すると、入力電流を増加させて、出力するエネルギーを確保しようとする性質がある。ＤＣ／ＤＣコンバータ１１への入力電流が増加すると、発熱が大きくなり消費電流も増大する。

制御回路１２は、第１電源供給ラインＷ１の電圧が第１設定値より低くなった後、第１電源供給ラインＷ１の電圧が第２設定値（例えば、１９〜２１Ｖ程度）より高くなると、定電流回路１３をオンしてＬＥＤ２０に流れる電流の遮断を解除する。なお復旧させる際は、ソフトスタートで復旧させることが望ましい。第２設定値は、第１設定値に対して所定のマージン（例えば、２Ｖ程度）が加えられた値に設定される。第２設定値と第１設定値の間の領域が不感帯となり、ＬＥＤ２０が点灯モードと消灯モードの間でチャタリングすることを防止することができる。

図２は、図１の操作受信部１４の構成例を示す図である。操作受信部１４は磁気センサを利用した操作受信部である。図２に示す構成例では操作受信部１４は、ホール素子１４ａ、差動アンプ１４ｂ及びＡ／Ｄ変換器１４ｃを含む。ホール素子１４ａはホール効果を利用して、磁界を電圧に変換して出力する素子である。ホール素子１４ａには、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力電圧（本実施の形態では３．５〜３．６Ｖ）が電源電圧として供給されており、定電流が流れている。

差動アンプ１４ｂはホール素子１４ａから出力された電圧を増幅する。Ａ／Ｄ変換器１４ｃは、差動アンプ１４ｂから出力されたアナログ電圧をデジタル値に変換して、制御回路１２に出力する。なお、制御回路１２にアナログ入力ポートが備わっている場合、Ａ／Ｄ変換器１４ｃは不要である。

ユーザは、調光コントローラを用いたＬＥＤ２０の調光以外に、操作補助具３０を用いたＬＥＤ２０の調光も行うことができる。操作補助具３０には磁石３０ａが取り付けられており、操作補助具３０は磁界を発生させることができる。ホール素子１４ａは、操作補助具３０が接近すると、検出した磁界に応じた電圧を出力する。制御回路１２は、操作受信部１４から入力される電圧をもとに操作補助具３０の接近を検知する。例えば、入力される電圧が所定の設定電圧を上抜けたとき、操作補助具３０による１回の接近と認識する。

例えば、制御回路１２には、ＬＥＤ２０に流すことができる最大電流値が多段階設定されている。例えば、予め設定されたＬＥＤ２０に流すことができる最大電流値の０％、２０％、４０％、６０％、８０％、１００％の６段階のモードが設定されてもよい。制御回路１２は、操作補助具３０の接近を検知する度にモードを順次切り替える。

図３は、本発明の実施の形態に係る照明装置１の使用例を示す図である。複数の照明装置１がライン状に並べられて、１つの照明システムが構築されることがある。図３に示すシステム構成例では、外部電源２から電源線４ａ及びグランド線４ｂを介して、複数の照明装置１のそれぞれに電源が供給される。外部電源２は例えば、商用電力系統に接続されたＡＣ／ＤＣコンバータであってもよいし、蓄電池であってもよい。また調光コントローラ３から制御信号線４ｃを介して、複数の照明装置１のそれぞれに調光信号が供給される。

図３に示すシステム構成では、複数の照明装置１が外部から同じ調光信号を受信することになる。これに対して、図２に示した操作補助具３０を用いた調光は、照明装置１ごとに個別に調光することができる。なお調光コントローラ３により設定される調光値は、操作補助具３０を用いた調光により設定されたＬＥＤ２０の最大電流値の範囲内において有効である。即ち、当該最大電流値を１００％としてＰＷＭ調光が行われる。

磁気センサを利用した個別調光は、照明装置１が小さな筐体に搭載される場合に有効な操作方法である。照明装置１が小型の場合、各照明装置１に調光つまみを設置することは難しい。また照明装置１が小型でない場合でも、調光つまみを設置すると、意匠性が低下する。

以上説明したように本実施の形態によれば、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１からＬＥＤ２０に供給される定電圧を、制御回路１２の電源電圧として使用することにより、制御回路１２の電源電圧の生成するためのレギュレータを省略することができる。これにより、レギュレータを設置するスペースを省くことができ、回路基板を小型化することができる。またレギュレータを省略することは、コストの削減に繋がる。またレギュレータでの損失、及びレギュレータからの発熱をなくすことにも繋がる。

また本実施の形態では、ＬＥＤ２０の電流を制御するために定電流回路１３を設けている。定電流回路１３に印加される電圧は、低電圧であるため定電流回路１３での損失は少なく発熱も小さい。したがって照明装置１の高効率な運転が可能である。

また定電流回路１３を、第１トランジスタＳ１と第２トランジスタＳ２の２つのトランジスタを用いたアナログタイプで構成し、第１トランジスタＳ１のゲート端子にＰＷＭ信号を供給することにより調光する。これにより、定電流機能と調光機能を一体化させることができ、少ない素子数でＬＥＤ２０の定電流制御と調光制御が可能となる。

また制御回路１２が、第１トランジスタＳ１と第４抵抗Ｒ４との間のノードＮ１の電圧を監視することにより、ＬＥＤ２０に流れる電流をリアルタイムに高精度に検出することができる。また制御回路１２は、監視しているノードＮ１の電圧をもとに、第１トランジスタＳ１をフィードバック制御する。これにより、第２トランジスタＳ２による第１トランジスタＳ１のフィードバック制御と、制御回路１２による第１トランジスタＳ１のフィードバック制御が二重化され、ＬＥＤ２０に流れる電流をより安定化させることができる。また、第２トランジスタＳ２によるフィードバック制御だけでは抑制が難しい、低温起動時に発生する大きな電流も制御回路１２によるフィードバック制御により抑制することができる。

また制御回路１２によるフィードバック制御は、電流を減少させる方向へのみ行うことにより、温度上昇に伴い定電流回路１３が自動的に電流を絞る温度保護機能を有効に活用することができる。またＤＣ／ＤＣコンバータ１１の入力段に、ポリスイッチＦ１、低抵抗の第１抵抗Ｒ１を挿入することにより、突入電流を抑制することができる。また第１電源供給ラインＷ１の電圧を監視し、電圧が第１設定値以下に低下したとき、ＬＥＤ２０への電流供給を遮断する。このように各段階において、異常な温度上昇を回避する仕組みが導入されており、小さな筐体内にＬＥＤと駆動回路を搭載しても、熱暴走が抑制され、安全性が保たれる。また多重の安全機能が組み込まれているため、小さな筐体内に設置されたＬＥＤであっても、能力を十分に発揮させた高効率な運転が可能である。

以上、本発明を実施の形態をもとに説明した。本実施の形態は例示であり、それらの各構成要素の組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。

図４は、変形例に係る照明装置１の回路構成を示す図である。変形例に係る回路構成では、図１に示した回路構成にレギュレータ１５が追加される。レギュレータ１５は、入力端子ＩＮに入力される第１電源供給ラインＷ１の電圧（図１に示す例では２４Ｖ）を降圧し、降圧した電圧を出力端子ＯＵＴから出力する。降圧された電圧は、制御回路１２及び操作受信部１４の電源電圧として使用される。変形例では、レギュレータ１５の出力電圧は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力電圧と同じである必要はない。例えば５Ｖ程度であってもよい。

変形例によれば、上述したレギュレータを省略したことによる効果は享受できないが、それ以外の効果は享受できる。特に定電流回路１３を、第１トランジスタＳ１と第２トランジスタＳ２の２つのトランジスタを用いたアナログタイプで構成し、第１トランジスタＳ１を制御して調光することにより、少ない素子数でＬＥＤ２０の定電流制御と調光制御が可能となる効果を享受できる。

上述の実施の形態では、第１トランジスタＳ１にＭＯＳＦＥＴを使用する例を説明した。この点、バイポーラトランジスタを使用してもよい。なお、ＬＥＤ２０に流す電流が大きい場合は、ＭＯＳＦＥＴを使用する方が好ましい。第２トランジスタＳ２にＭＯＳＦＥＴを使用することも可能であるが、バイポーラトランジスタを使用する方が好ましい。ＭＯＳＦＥＴは、バイポーラトランジスタより閾値電圧が高い。したがって、ＭＯＳＦＥＴを使用した場合、バイポーラトランジスタを使用した場合より、ＬＥＤ２０及び第４抵抗Ｒ４に印加されるＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力電圧を上げる必要があり、発熱や効率の点で特性が悪化する。またバイポーラトランジスタでは、コレクタ電流が流れはじめるベース電圧の方が安定しているが、ＭＯＳＦＥＴでは、ドレイン電流が流れはじめるゲート電圧が相対的に不安定である。したがって、バイポーラトランジスタを用いた方が定電流を維持する精度が高い。

また上述の実施の形態では、外部から直流電圧が供給される例を説明した。この点、外部から交流電圧が供給される場合、照明装置１内のＤＣ／ＤＣコンバータ１１の前段にＡＣ／ＤＣコンバータを設置すればよい。

また図１に示した回路構成において、定電流回路１３に、第１トランジスタＳ１と第２トランジスタＳ２を用いたアナログタイプ以外の定電流回路を用いてもよい。また図１に示した回路構成において、ＬＥＤ２０を調光するスイッチを、定電流回路１３と別に設けてもよい。これらの場合でも、上述したレギュレータを省略したことによる効果は享受できる。

１ 照明装置、 １０ 点灯制御回路、 １１ ＤＣ／ＤＣコンバータ、 １２ 制御回路、 １３ 定電流回路、 １４ 操作受信部、 １４ａ ホール素子、 １４ｂ 差動アンプ、 １４ｃ Ａ／Ｄ変換器、 ２０ ＬＥＤ、 Ｓ１ 第１トランジスタ、 Ｓ２ 第２トランジスタ、 Ｆ１ ポリスイッチ、 Ｄ１，Ｄ２ ダイオード、 ＳＢ１ ショットキーバリアダイオード、 Ｌ１ インダクタ、 Ｃ１−Ｃ３ コンデンサ、 Ｒ１−Ｒ８ 抵抗、 Ｗ１ 第１電源供給ライン、 Ｗ２ 第２電源供給ライン、 ３０ 操作補助具、 ３０ａ 磁石、 ２ 外部電源、 ３ 調光コントローラ、 １５ レギュレータ。

Claims (10)

1. 入力される直流電圧を変換して定電圧を出力するＤＣ／ＤＣコンバータと、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧が印加されるＬＥＤ（Light Emitting Diode）と、
   前記ＬＥＤと直列に接続される定電流回路と、
   前記定電流回路を用いて前記ＬＥＤに流れる電流を制御する制御回路と、を備え、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧は、前記ＬＥＤの順方向降下電圧より所定値、高い値に設定され、
   前記制御回路の電源電圧は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧から供給されることを特徴とする照明装置。
2. 前記定電流回路は、
   前記ＬＥＤと所定の固定電位間に挿入され、制御端子が前記制御回路からの駆動信号線に接続された第１トランジスタと、
   前記第１トランジスタと前記固定電位間に挿入された第１抵抗と、
   前記駆動信号線に挿入された第２抵抗と、
   前記駆動信号線上の前記第２抵抗と前記第１トランジスタの制御端子との間のノードと、前記固定電位間に挿入され、制御端子が、前記第１トランジスタと前記第１抵抗との間のノードに接続される第２トランジスタと、
   を含むことを特徴とする請求項１に記載の照明装置。
3. 前記第２トランジスタは、ＮＰＮ型のバイポーラトランジスタであることを特徴とする請求項２に記載の照明装置。
4. 前記制御回路には、前記第１トランジスタと前記第１抵抗との間のノードの電圧が入力され、
   前記制御回路は、前記ノードの電圧が、前記ＬＥＤに流れる目標電流に対応する目標電圧になるよう前記第１トランジスタをフィードバック制御することを特徴とする請求項２または３に記載の照明装置。
5. 前記制御回路は、前記ノードの電圧が前記目標電圧より高いとき前記フィードバック制御を実行し、前記ノードの電圧が前記目標電圧より低いとき前記フィードバック制御を停止することを特徴とする請求項４に記載の照明装置。
6. 前記制御回路は、入力される調光信号に応じて、前記第１トランジスタを制御することを特徴とする請求項２から５のいずれか１項に記載の照明装置。
7. 前記制御回路は、入力される調光信号に応じて、前記第１トランジスタの制御端子に、前記駆動信号線を介してＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号を供給することを特徴とする請求項６に記載の照明装置。
8. 前記制御回路は、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータに入力される直流電圧が第１設定値より低くなると、前記定電流回路をオフして前記ＬＥＤに流れる電流を遮断し、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータに入力される直流電圧が、前記第１設定値より所定値、高い第２設定値より高くなると、前記定電流回路をオンして前記ＬＥＤに流れる電流の遮断を解除することを特徴とする請求項１から７のいずれか１項に記載の照明装置。
9. 前記ＤＣ／ＤＣコンバータの入力段にポリスイッチが接続されていることを特徴とする請求項１から８のいずれか１項に記載の照明装置。
10. ホール素子を含み、磁界を発生させる操作補助具の接近を検知する操作受信部をさらに備え、
    前記制御回路には、前記ＬＥＤに流すことができる最大電流値が多段階設定されており、
    前記制御回路は、前記操作補助具の接近が検知される度に、前記最大電流値を順次切り替えることを特徴とする請求項１から９のいずれか１項に記載の照明装置。

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