JP2019109190A - 流量検出装置 - Google Patents

Abstract

【課題】回路構成の複雑化を防ぎつつ、流量の検出精度の向上を図ることのできる流量検出装置を得る。【解決手段】流量検出装置は、吸気管内を流れる空気の流量に応じた電圧をアナログ信号として出力する検出回路と、検出回路から入力されるアナログ信号をアナログ／デジタル変換特性に従ってデジタル信号に変換して出力する変換回路とを備えて構成されている。変換回路に入力される順流方向に対応するアナログ信号は、アナログ／デジタル変換特性においてミッシングコードが発生しうる入力電圧範囲よりも大きくなるように設定されている。【選択図】図１

Description

本発明は、内燃機関に吸入される空気の流量を検出する流量検出装置に関する。

自動車等に搭載される内燃機関に適用される電子制御式の燃料噴射システムでは、内燃機関に吸入される空気の質量流量を検出する流量検出装置が広く使用されている。流量検出装置の一般的な検出方式としては、熱式、カルマン渦式等が挙げられる。

熱式の流量検出装置は、周囲を流れる空気によって変化した熱線の温度を元に戻すために熱線に流す必要のある電流に基づき、空気の流量を検出するように構成されている。カルマン渦式の流量検出装置は、流体中に配置された物体の下流にて左右交互に規則正しく生じるカルマン渦の発生周波数に基づき、空気の流量を検出するように構成されている。

また、流路を流れる空気の温度を検出し、その温度に応じた電圧を演算処理回路に取り込み、Ａ／Ｄ変換部にてデジタル変換等の信号処理を行うように構成されている流量検出装置が提案されている（例えば、特許文献１参照）。

特許第５３０４７６６号公報

特許文献１に記載の従来技術は、Ａ／Ｄ変換部の非線形誤差による検出精度の低下を防ぐために、後段回路にてＡ／Ｄ変換の線形補正を行うように構成されているので、流量検出装置の回路構成が複雑である。

本発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、回路構成の複雑化を防ぎつつ、流量の検出精度の向上を図ることのできる流量検出装置を得ることを目的とする。

本発明における流量検出装置は、内燃機関に空気を導入する吸気管内を流れる空気の流量を検出する流量検出装置であって、吸気管内を流れる空気の一部が流れるバイパス流路と、吸気管内を流れる空気の流量の大きさと、空気の流れ方向が流量検出装置側から内燃機関側の順流方向であるか順流方向と反対の逆流方向であるかとに応じて、基準電圧を分圧することによって流量に応じた電圧をアナログ信号として出力する検出回路と、検出回路によって出力されるアナログ信号を入力として、入力される入力電圧と出力されるデジタルコードとが対応付けられたアナログ／デジタル変換特性に従って、入力されるアナログ信号をデジタルコードに変換し、変換したデジタルコードをデジタル信号として出力する変換回路と、を備え、変換回路に入力される順流方向に対応するアナログ信号である順流アナログ信号は、アナログ／デジタル変換特性においてミッシングコードが発生しうる入力電圧範囲であるミッシング入力電圧範囲よりも大きくなるように設定されているものである。

本発明によれば、回路構成の複雑化を防ぎつつ、流量の検出精度の向上を図ることのできる流量検出装置を得ることができる。

本発明の実施の形態１における流量検出装置を示す構成図である。 本発明の実施の形態１における流量検出素子の平面図である。 図２のＡ−Ａ線に沿った矢視断面図である。 本発明の実施の形態１における検出回路の構成を示す回路図である。 本発明の実施の形態１における検出回路と変換回路との構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態１における変換回路のアナログ／デジタル変換特性の一例を示す概略図である。 本発明の実施の形態１における変換回路に対して流量と、デジタルコードの一般的な割り振りを適用した場合の流量と、デジタルコードとの関係の一例を示す概略図である。 本発明の実施の形態１における検出回路によって出力されるアナログ信号と変換回路によって出力されるデジタル信号との関係の一例を示す概略図である。 本発明の実施の形態１における検出回路の第１の流量検出用抵抗体および第２の流量検出用抵抗体の抵抗値の比率を変化させた場合の流量とアナログ信号との関係の一例を示す概略図である。 本発明の実施の形態２における検出回路と、変換回路と、調整回路との構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態３における流量検出素子の平面図である。 図１１のＡ−Ａ線に沿った矢視断面図である。 本発明の実施の形態３における検出回路の構成を示す回路図である。 本発明の実施の形態４における検出回路と、変換回路と、調整回路との構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態５における流量検出素子の平面図である。 図１５のＡ−Ａ線に沿った矢視断面図である。 本発明の実施の形態５における検出回路の構成を示す回路図である。 本発明の実施の形態６における検出回路と、変換回路と、調整回路との構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態７における流量検出素子の平面図である。 図１９のＡ−Ａ線に沿った矢視断面図である。 本発明の実施の形態７における検出回路の構成を示す回路図である。 本発明の実施の形態８における検出回路と、変換回路と、調整回路との構成を示すブロック図である。

以下、本発明による流量検出装置を、好適な実施の形態にしたがって図面を用いて説明する。なお、図面の説明においては、同一部分または相当部分には同一符号を付し、重複する説明を省略する。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１における流量検出装置１を示す構成図である。なお、図１では、内燃機関に空気を導入する吸気管２に取り付けられている流量検出装置１を、空気の流れ方向Ｘに平行な平面で切断したときの側断面が示されている。また、吸気管２内を空気が流量検出装置１側から内燃機関側に流れる方向を順流方向Ｘ１と定義し、吸気管２内を空気が内燃機関側から流量検出装置１側に流れる方向、すなわち順流方向Ｘ１と反対の方向を逆流方向Ｘ２と定義する。

図１において、流量検出装置１は、吸気管２に設けられた挿入孔４を通って吸気管２内に挿入されている本体部３と、吸気管２に固定されているフランジ部５と、フランジ部５に設けられているコネクタ部１０とを備える。

本体部３には、流量検出素子７が内部に配置されているバイパス流路６と、回路基板８と、回路基板８を収納する回路収納部９とが設けられている。

バイパス流路６は、吸気管２内に位置し、吸気管２内を流れる空気の一部が流れる。すなわち、バイパス流路６は、吸気管２内を流れる空気の一部を流入口６１から取り込む。バイパス流路６に取り込まれた空気は、バイパス流路６内を流れた後、流出口６２から吸気管２に戻される。

回路基板８は、回路収納部９に収納されている。回路基板８には、後述する検出回路１５および変換回路１６が搭載されている。回路基板８に搭載されている検出回路１５および変換回路１６は、コネクタ部１０を介して、外部電源と制御装置（図示せず）とに電気的に接続されている。これにより、検出回路１５および変換回路１６が駆動するのに必要な電源が外部電源から供給されるとともに、変換回路１６の出力が制御装置に入力される。

次に、流量検出素子７の構成について、図２および図３を参照しながら説明する。図２は、本発明の実施の形態１における流量検出素子７の平面図である。図３は、図２のＡ−Ａ線に沿った矢視断面図である。

図２および図３において、流量検出素子７は、検出部１１と、シリコン基板１３と、シリコン基板１３の表面に形成され、検出部１１を覆う絶縁膜１４とを備える。検出部１１は、第１の流量検出用抵抗体（以下、単に「抵抗体」と略す）１２ａおよび第２の流量検出用抵抗体（以下、単に「抵抗体」と略す）１２ｂによって構成される。抵抗体１２ａおよび抵抗体１２ｂは、絶縁膜１４内に配置されている。

図３に示すように、シリコン基板１３の裏面側がエッチング等によって除去されることで、抵抗体１２ａおよび抵抗体１２ｂが形成されている層が薄膜構造となっている。

次に、検出回路１５および変換回路１６の構成について、図４および図５を参照しながら説明する。図４は、本発明の実施の形態１における検出回路１５の構成を示す回路図である。図５は、本発明の実施の形態１における検出回路１５と変換回路１６との構成を示すブロック図である。

図４において、検出回路１５は、定電圧源Ｅと、抵抗体１２ａおよび抵抗体１２ｂを有する直列回路とを備える。定電圧源Ｅは、基準電圧Ｖｒｅｆを出力する。直列回路は、抵抗体１２ａと抵抗体１２ｂとが直列に接続されて構成される。直列回路は、一端が接地され、他端が定電圧源Ｅに接続される。

抵抗体１２ａおよび抵抗体１２ｂの一端同士が直列に接続されている。抵抗体１２ａの他端は接地され、抵抗体１２ｂの他端は定電圧源Ｅに接続されている。

ここで、バイパス流路６内の上流側に位置する抵抗体１２ａと、バイパス流路６内の下流側に位置する抵抗体１２ｂとの間では、吸気管２内を流れる空気の流量Ｑｍに応じた温度差が生じる。このような温度差が生じることで、抵抗体１２ａおよび抵抗体１２ｂの抵抗値の比率が変化する。

したがって、検出回路１５は、流量Ｑｍの大きさと、空気の流れ方向が順流方向Ｘ１であるか逆流方向Ｘ２であるかとに応じて、基準電圧Ｖｒｅｆを分圧することによって流量Ｑｍに応じた電圧をアナログ信号Ｖｍとして出力することが可能となる。具体的には、図４に示すように、検出回路１５は、抵抗体１２ａの電圧をアナログ信号Ｖｍとして出力するように構成されている。

図５において、検出回路１５は、流量Ｑｍに応じたアナログ信号Ｖｍを出力する。検出回路１５によって出力されるアナログ信号Ｖｍは、変換回路１６に入力される。

変換回路１６は、検出回路１５によって出力されるアナログ信号Ｖｍを入力として、アナログ／デジタル変換特性に従って、入力されるアナログ信号Ｖｍをデジタルコードに変換し、変換したデジタルコードをデジタル信号Ｄｍとして出力する。変換回路１６のアナログ／デジタル変換特性は、変換回路１６に入力される入力電圧と、変換回路１６によって出力されるデジタルコードとが対応付けられた特性である。

ここで、変換回路１６のアナログ／デジタル変換特性について、図６を参照しながら説明する。図６は、本発明の実施の形態１における変換回路１６のアナログ／デジタル変換特性の一例を示す概略図である。

なお、図６において、横軸は、変換回路１６に入力されるアナログ信号Ｖｍ、すなわち入力電圧を示し、縦軸は、入力電圧に対応して変換回路１６によってデジタル信号Ｄｍとして出力されるデジタルコードを示している。また、図６では、変換回路１６に一般的な変換誤差が存在する場合のアナログ／デジタル変換特性の一例を示している。

図６に示すように、入力電圧とデジタルコードとの関係について、最小有効ビット１ＬＳＢ当たりの入力電圧幅が一定であることが理想的である。しかしながら、変換回路１６の種類によっては、特定のデジタルコードに対応する入力電圧幅が、他のデジタルコードに対応する入力電圧幅よりも大きくなる。

１ＬＳＢ当たりの入力電圧幅によっては、入力電圧に対応して本来出力されるべきデジタルコードが出力されない現象、すなわち、ミッシングコードが発生することがある。

このような変換誤差が変換回路１６に存在する場合、流量Ｑｍに応じたアナログ信号Ｖｍが検出回路１５から変換回路１６に入力されても、アナログ信号Ｖｍからデジタル信号Ｄｍへの正確な変換が行われず、結果として、流量Ｑｍの検出精度の悪化が懸念される。

次に、流量Ｑｍと、デジタルコードの一般的な割り振りを変換回路１６に適用した場合の流量Ｑｍと、デジタルコードとの関係について、図７を参照しながら説明する。図７は、本発明の実施の形態１における変換回路１６に対して流量Ｑｍと、デジタルコードの一般的な割り振りを適用した場合の流量Ｑｍと、デジタルコードとの関係の一例を示す概略図である。

なお、図７において、縦軸は、流量Ｑｍに対応して変換回路１６に入力される入力電圧と、その入力電圧に対応して変換回路１６によって出力されるデジタルコードとを併せて示し、横軸は、デジタルコードに対応する流量Ｑｍを示している。

また、図７では、デジタルコードが取り得る範囲において、上限に対応する入力電圧を基準電圧Ｖｒｅｆとし、下限に対応する入力電圧を０とし、デジタルコードの最上位ｂｉｔでの「０」から「１」への桁上がり時の境界に対応する入力電圧を基準電圧Ｖｒｅｆの１／２としている。

さらに、図７では、流量Ｑｍは、値の大きさによって空気の流量の大きさを示し、値の符号によって空気の流れ方向を示している。具体的には、流量Ｑｍは、０を境界として、正の値と負の値を取る。流量Ｑｍの符号が正である場合には、空気の流れ方向が順流方向Ｘ１であることを示し、その符号が負である場合には、その流れ方向が逆流方向Ｘ２であることを示す。

図７に示すように、デジタルコードは、最上位ｂｉｔを流量の符号とし、順流方向と逆流方向にそれぞれ同じ階調分だけ割り振られる。この場合、最上位ｂｉｔでの「０」から「１」への桁上がり前後のデジタルコードは、特に、非線形誤差の影響を受けやすい。このような非線形誤差の影響を受けやすい流量域としては、図７に示す例では、空気の流れがほとんどない、すなわち流量が０近辺の流量域となる。

次に、変換回路１６のアナログ／デジタル変換特性においてミッシングコードが発生する場合のアナログ信号Ｖｍとデジタル信号Ｄｍとの関係について、図８を参照しながら説明する。図８は、本発明の実施の形態１における検出回路１５によって出力されるアナログ信号Ｖｍと変換回路１６によって出力されるデジタル信号Ｄｍとの関係の一例を示す概略図である。

図８に示すように、流量の連続的な時間変化に応じたアナログ信号Ｖｍが検出回路１５から変換回路１６に入力されると、変換回路１６は、アナログ信号Ｖｍに対応したデジタルコードをデジタル信号Ｄｍとして出力する。

また、図８に示すように、アナログ信号Ｖｍが特定の入力電圧範囲に含まれる場合には、そのアナログ信号Ｖｍに対応した本来のデジタルコードが変換回路１６によって出力されない。すなわち、検出回路１５から変換回路１６に入力されるアナログ信号Ｖｍがこのような特定の入力電圧範囲に含まれれば、ミッシングコードが発生する。

ミッシングコードが発生すれば、アナログ信号Ｖｍに対応した本来のデジタルコードが出力されないので、流量Ｑｍの検出精度が悪化する。さらに、後段の信号処理回路（図示せず）によって進み補正が実施されるように流量検出装置１が構成される場合には、流量Ｑｍの検出精度がさらに悪化することが考えられる。

以上のような考察を踏まえ、流量検出装置１では、実使用流量域、すなわち空気の流れ方向が順流方向である流量範囲では、変換回路１６に起因した変換誤差の影響を受けないようにして、流量Ｑｍの検出精度の低下を抑制する工夫が施されている。具体的には、流量検出装置１において、変換回路１６に入力される順流方向に対応するアナログ信号Ｖｍ（以下、「順流アナログ信号」と称す）は、アナログ／デジタル変換特性においてミッシングコードが発生しうる入力電圧範囲（以下、「ミッシング入力電圧範囲」と称す）よりも大きくなるように設定されている。

一例として、図７に示すような割り振りが変換回路１６に適用された場合、ミッシング入力電圧範囲は、基準電圧Ｖｒｅｆの１／２の値に対して上下にマージンを取った電圧範囲となる。

ここで、ミッシング入力電圧範囲よりも、順流アナログ信号が大きくなるように設定する手法の一例として、検出回路１５を構成する抵抗体１２ａおよび抵抗体１２ｂの抵抗値の比率（以下、「第１の比率」と称す）を調整する手法が挙げられる。

図９は、本発明の実施の形態１における検出回路１５の抵抗体１２ａおよび抵抗体１２ｂの抵抗値の比率を変化させた場合の流量Ｑｍと、アナログ信号Ｖｍとの関係の一例を示す概略図である。

なお、図９では、第１の比率が比率Ａである場合と比率Ｂである場合とに分けて、流量Ｑｍとアナログ信号Ｖｍとの関係を示している。

ここで、検出回路１５によって出力されるアナログ信号Ｖｍは、抵抗体１２ａの抵抗値をＲｈｕとし、抵抗体１２ｂの抵抗値をＲｈｄとし、定電圧源Ｅが出力する基準電圧をＶｒｅｆとしたとき、以下の式（１）によって表される。

Ｖｍ＝Ｒｈｕ／（Ｒｈｕ＋Ｒｈｄ）×Ｖｒｅｆ （１）

式（１）から、アナログ信号Ｖｍは、ＲｈｕとＲｈｄとの比率、すなわち第１の比率に依存した信号であることが分かる。

図９に示すように、第１の比率が比率Ａである場合、ミッシング入力電圧範囲に含まれるアナログ信号Ｖｍが順流方向に対応するものである。第１の比率が比率Ｂである場合、ミッシング入力電圧範囲に含まれるアナログ信号Ｖｍが逆流方向に対応するものである。

したがって、第１の比率が比率Ａである場合、流量Ｑｍの大きさによっては、順流アナログ信号がミッシング入力電圧範囲に含まれることがある。すなわち、第１の比率が比率Ａである場合、空気の流れ方向が順流方向である流量範囲で、検出される流量Ｑｍは、変換回路１６に起因した変換誤差の影響を受けることがある。

一方、第１の比率が比率Ｂである場合、流量Ｑｍの大きさによっては、逆流方向に対応するアナログ信号Ｖｍがミッシング入力電圧範囲に含まれることがある。しかしながら、この場合、流量Ｑｍの大きさによらず、順流アナログ信号がミッシング入力電圧範囲に含まれることがない。すなわち、第１の比率が比率Ｂである場合、空気の流れ方向が順流方向である流量範囲で、検出される流量Ｑｍは、変換回路１６に起因した変換誤差の影響を受けない。

そこで、検出回路１５では、事前に第１の比率を調整しておくことで、順流アナログ信号がミッシング入力電圧範囲よりも大きくなるように設定されている。

これにより、最上位ｂｉｔでの「０」から「１」への桁上がり前後のデジタルコードを、実使用流量域に割り振ることなく、実使用流量域に該当しない流量域だけに割り振るようにすることが可能となる。すなわち、実使用流量域では、ミッシング入力電圧範囲に含まれないアナログ信号Ｖｍが検出回路１５から変換回路１６に入力されるので、実使用流量域でのミッシングコードの発生を抑制することが可能となる。

したがって、変換回路１６の構成を変えなくても、第１の比率を変えるだけで、流量Ｑｍの検出精度の向上を図ることができる。

以上、本実施の形態１の流量検出装置によれば、吸気管内を流れる空気の流量に応じた電圧をアナログ信号として出力する検出回路と、検出回路から入力されるアナログ信号をアナログ／デジタル変換特性に従ってデジタル信号に変換して出力する変換回路とを備えて構成されている。さらに、変換回路に入力される順流方向に対応するアナログ信号である順流アナログ信号は、アナログ／デジタル変換特性においてミッシングコードが発生しうる入力電圧範囲であるミッシング入力電圧範囲よりも大きくなるように設定されている。

なお、実施の形態１では、順流アナログ信号がミッシング入力電圧範囲よりも大きくなるよう設定されるように、検出回路の第１の流量検出用抵抗体および第２の流量検出用抵抗体の抵抗値の比率が調整される場合を例示している。

これにより、変換回路の変換特性の影響を取り除いて流量の検出精度の向上を図ることができる。また、流量の検出精度の向上を図るにあたって、回路構成を複雑化する必要がないので、流量検出装置の小型化および低コスト化の実現を図ることができる。このように、回路構成の複雑化を防ぎつつ、流量の検出精度の向上を図ることのできる流量検出装置を得ることができる。

実施の形態２．
本発明の実施の形態２では、先の実施の形態１の構成に対して調整回路１７をさらに備えた流量検出装置１について説明する。なお、本実施の形態２では、先の実施の形態１と同様である点の説明を省略し、先の実施の形態１と異なる点を中心に説明する。

ここで、ミッシング入力電圧範囲よりも順流アナログ信号が大きくなるように設定する手法として、先の実施の形態１では、第１の比率が調整されるのに対して、本実施の形態２では、流量検出装置１に調整回路１７が設けられている。

図１０は、本発明の実施の形態２における検出回路１５と、変換回路１６と、調整回路１７との構成を示すブロック図である。

図１０において、検出回路１５は、アナログ信号Ｖｍを調整回路１７に出力する。調整回路１７は、変換回路１６に入力される順流アナログ信号がミッシング入力電圧範囲よりも大きくなるように、検出回路１５によって出力されるアナログ信号Ｖｍを調整し、その調整後のアナログ信号Ｖｍをアナログ信号Ｖｍ’として変換回路１６に出力する。変換回路１６は、調整回路１７から入力されるアナログ信号Ｖｍ’をデジタル信号Ｄｍに変換する。

次に、調整回路１７の構成例について説明する。調整回路１７は、例えば、加算回路によって構成される。

加算回路は、検出回路１５から入力されるアナログ信号Ｖｍをプラス側にオフセットし、そのオフセット後のアナログ信号Ｖｍをアナログ信号Ｖｍ’として出力する。換言すると、加算回路は、アナログ信号Ｖｍに一定のオフセット量を加算することで得られるアナログ信号Ｖｍ’を出力する。

したがって、変換回路１６に入力される順流アナログ信号がミッシング入力電圧範囲よりも大きくなるように、事前に加算回路のオフセット量を決めておくことで、ミッシング入力電圧範囲よりも順流アナログ信号が大きくなるように設定することができる。

なお、調整回路１７は、加算回路によって構成される場合を例示したが、これに限定されず、調整回路１７は、反転増幅回路等によって構成されていてもよい。

以上、本実施の形態２の流量検出装置によれば、先の実施の形態１の構成に対して、調整回路をさらに備え、変換回路は、検出回路によって出力されるアナログ信号の代わりに、調整回路によって出力されるアナログ信号を入力として、デジタル信号を出力するように構成されている。

これにより、検出回路において第１の比率を事前に調整しなくても、調整回路によってミッシング入力電圧範囲よりも順流アナログ信号が大きくなるように設定することが可能となる。また、検出回路の後段にてアナログ信号が調整されるようになっているので、先の実施の形態１と比べて、検出回路のばらつきも含めて、変換回路に入力されるアナログ信号をより高精度に調整することが可能となる。

実施の形態３．
本発明の実施の形態３では、先の実施の形態１の構成に対して検出回路１５の構成が異なる流量検出装置１について説明する。なお、本実施の形態３では、先の実施の形態１と同様である点の説明を省略し、先の実施の形態１と異なる点を中心に説明する。

図１１は、本発明の実施の形態３における流量検出素子７の平面図である。図１２は、図１１のＡ−Ａ線に沿った矢視断面図である。

図１１および図１２において、流量検出素子７は、検出部１１と、空気温度検出用抵抗体（以下、単に「抵抗体」と略す）１８と、シリコン基板１３と、シリコン基板１３の表面に形成され、検出部１１および抵抗体１８を覆う絶縁膜１４とを備える。検出部１１は、抵抗体１２ａおよび抵抗体１２ｂによって構成される。

抵抗体１８は、抵抗体１２ａおよび抵抗体１２ｂと同様に感熱抵抗であり、流量検出素子７の表面上の検出部１１以外の部分に配置されている。抵抗体１８は、空気の温度を検出するためのものである。

先の実施の形態１と同様に、シリコン基板１３の裏面側がエッチング等によって除去されることで、抵抗体１２ａおよび抵抗体１２ｂが形成されている層が薄膜構造となっている。

次に、検出回路１５の構成について、図１３を参照しながら説明する。図１３は、本発明の実施の形態３における検出回路１５の構成を示す回路図である。

図１３において、検出回路１５は、定電圧源Ｅと、固定抵抗１９および固定抵抗２０を有する第１の直列回路と、抵抗体１２ａおよび抵抗体１２ｂを有する第２の直列回路と、オペアンプ２３と、抵抗体１８とを備える。第１の直列回路は、固定抵抗１９と固定抵抗２０とが直列に接続されて構成される。第２の直列回路は、抵抗体１２ａと抵抗体１２ｂとが直列に接続されて構成される。

第１の直列回路と第２の直列回路とは、一端が接地され、他端が定電圧源Ｅに接続されている。すなわち、抵抗体１２ａと固定抵抗１９とは接地され、抵抗体１２ｂと固定抵抗２０との接続点は、定電圧源Ｅに接続される。

オペアンプ２３の非反転入力端子は、固定抵抗１９と固定抵抗２０との接続点に接続され、オペアンプ２３の反転入力端子は、抵抗体１２ａと抵抗体１２ｂとの接続点に接続される。抵抗体１８の一端は、オペアンプ２３の反転入力端子側に接続され、抵抗体１８の他端は、オペアンプ２３の出力側に接続される。検出回路１５は、オペアンプ２３の出力をアナログ信号Ｖｍとして出力するように構成されている。

このような検出回路１５の構成によって、第１の直列回路の中間電位と第２の直列回路の中間電位とは、それぞれ、オペアンプ２３の非反転入力端子と反転入力端子とに入力される。また、オペアンプ２３の出力は、抵抗体１８を経由してオペアンプ２３の反転入力端子にフィ−ドバックされることとなる。

ここで、抵抗体１２ａと抵抗体１２ｂとには、それぞれ、加熱電流Ｉｈｕと過熱電流Ｉｈｄとが流れ、その結果、ジュ−ル熱が発生する。検出部１１上に空気が流れると、下流側に位置する抵抗体１２ｂよりも、上流側に位置する抵抗体１２ａの方が冷却されやすい。そのため、検出回路１５では、抵抗体１２ａと抵抗体１２ｂとの接続点の電位Ｖ₋が変化し、固定抵抗１９と固定抵抗２０との接続点の電位Ｖ_＋と等しくなるようにオペアンプ２３の出力、すなわち検出回路１５によって出力されるアナログ信号Ｖｍが変化する。

したがって、このアナログ信号Ｖｍを確認することで、流量Ｑｍを検出することが可能となる。ここで、検出回路１５によって出力されるアナログ信号Ｖｍは、以下の式（２）によって表される。ただし、式（２）において、Ａは、オペアンプ２３の増幅度を示し、Ｖ_＋は、オペアンプ２３の非反転入端子の電圧を示し、Ｖ₋は、オペアンプ２３の反転入力端子の電圧を示す。

Ｖｍ＝Ａ×（Ｖ_＋−Ｖ₋） （２）

ここで、Ｖ₋は、上述したとおり、抵抗体１２ａと抵抗体１２ｂとの接続点の電位であるので、抵抗体１２ａおよび抵抗体１２ｂの抵抗値の比率、すなわち第１の比率を調整することで、変化させることが可能である。式（２）から分かるように、Ｖ₋を変化させることで、アナログ信号Ｖｍを変化させることができる。

つまり、検出回路１５の構成が図１３に示す構成であっても、先の実施の形態１と同様に、事前に第１の比率を調整することで、順流アナログ信号がミッシング入力電圧範囲よりも大きくなるように設定することができる。

したがって、先の実施の形態１と同様に、変換回路１６の構成を変えなくても、第１の比率を変えるだけで、流量Ｑｍの検出精度の向上を図ることができる。また、図１３に示す検出回路１５では、オペアンプ２３を使用した差動増幅回路の構成が用いられているので、先の実施の形態１と比べて、流量Ｑｍの変化に対してより高感度なアナログ信号Ｖｍを得ることが可能となる。

以上、本実施の形態３の流量検出装置によれば、図１３に示す検出回路において、第１の流量検出用抵抗体および第２の流量検出用抵抗体の抵抗値の比率が調整されることで、順流アナログ信号がミッシング入力電圧範囲よりも大きくなるよう設定されている。

このように構成した場合であっても、先の実施の形態１と同様の効果が得られ、さらに、先の実施の形態１に比べて、空気の流量の変化に対してより感度の高い流量検出装置の実現が図れる。

実施の形態４．
本発明の実施の形態４では、先の実施の形態３の構成に対して調整回路１７をさらに備えた流量検出装置１について説明する。なお、本実施の形態４では、先の実施の形態３と同様である点の説明を省略し、先の実施の形態３と異なる点を中心に説明する。

ここで、ミッシング入力電圧範囲よりも順流アナログ信号が大きくなるように設定する手法として、先の実施の形態３では、第１の比率が調整されるのに対して、本実施の形態２では、流量検出装置１に調整回路１７が設けられている。

図１４は、本発明の実施の形態４における検出回路１５と、変換回路１６と、調整回路１７との構成を示すブロック図である。

図１４において、検出回路１５は、アナログ信号Ｖｍを調整回路１７に出力する。調整回路１７は、アナログ信号Ｖｍ’を変換回路１６に出力する。変換回路１６は、調整回路１７から入力されるアナログ信号Ｖｍ’をデジタル信号Ｄｍに変換する。

調整回路１７の構成については、先の実施の形態２と同様である。したがって、図１４に示すように、図１３に示す構成に対して調整回路１７を設けることで、先の実施の形態２と同様に、ミッシング入力電圧範囲よりも順流アナログ信号が大きくなるように設定することができる。

以上、本実施の形態４の流量検出装置によれば、先の実施の形態３の構成に対して、調整回路をさらに備え、変換回路は、検出回路によって出力されるアナログ信号の代わりに、調整回路によって出力されるアナログ信号を入力として、デジタル信号を出力するように構成されている。

これにより、検出回路において第１の比率を事前に調整しなくても、調整回路によってミッシング入力電圧範囲よりも順流アナログ信号が大きくなるように設定することが可能となる。また、検出回路の後段にてアナログ信号が調整されるようになっているので、先の実施の形態３と比べて、検出回路のばらつきも含めて、変換回路に入力されるアナログ信号をより高精度に調整することが可能となる。

実施の形態５．
本発明の実施の形態５では、先の実施の形態１および３の構成に対して検出回路１５の構成が異なる流量検出装置１について説明する。なお、本実施の形態５では、先の実施の形態１および３と同様である点の説明を省略し、先の実施の形態１および３と異なる点を中心に説明する。

図１５は、本発明の実施の形態５における流量検出素子７の平面図である。図１６は、図１５のＡ−Ａ線に沿った矢視断面図である。

図１５および図１６において、流量検出素子７は、検出部１１と、第１の空気温度検出用抵抗体（以下、単に「抵抗体」と略す）１８ａおよび第２の空気温度検出用抵抗体（以下、単に「抵抗体」と略す）１８ｂと、シリコン基板１３と、シリコン基板１３の表面に形成され、検出部１１、抵抗体１８ａおよび抵抗体１８ｂを覆う絶縁膜１４とを備える。検出部１１は、流量検出用抵抗体（以下、単に「抵抗体」と略す）１２、第１の温度検出用抵抗体（以下、単に「抵抗体」と略す）２４ａおよび第２の温度検出用抵抗体（以下、単に「抵抗体」と略す）２４ｂによって構成される。

抵抗体１８ａおよび抵抗体１８ｂは、感熱抵抗であり、流量検出素子７の表面上の検出部１１以外の部分に配置されている。抵抗体１８ａおよび抵抗体１８ｂは、空気の温度を検出するためのものである。抵抗体２４ａおよび抵抗体２４ｂは、抵抗体１２の温度を検出するためのものである。

絶縁膜１４内には、抵抗体２４ａと、抵抗体１２と、抵抗体２４ｂとが順流方向に沿って形成されている。先の実施の形態１と同様に、シリコン基板１３の裏面側がエッチング等によって除去されることで、抵抗体２４ａと、抵抗体１２と、抵抗体２４ｂとが形成されている層が薄膜構造となっている。

次に、検出回路１５の構成について、図１７を参照しながら説明する。図１７は、本発明の実施の形態５における検出回路１５の構成を示す回路図である。

図１７において、検出回路１５は、定電圧源Ｅと、固定抵抗１９、抵抗体１８ａ、抵抗体１８ｂおよび固定抵抗２０を有する第１の直列回路と、固定抵抗２１、抵抗体２４ａおよび抵抗体２４ｂを有する第２の直列回路と、固定抵抗２２および抵抗体１２を有する第３の直列回路と、オペアンプ２３と、トランジスタＴｒとを有する。

第１の直列回路は、固定抵抗１９と抵抗体１８ａおよび抵抗体１８ｂと固定抵抗２０とが直列に接続されて構成される。第２の直列回路は、固定抵抗２１と抵抗体２４ａおよび抵抗体２４ｂとが直列に接続されて構成される。第３の直列回路は、固定抵抗２２と抵抗体１２とが直列に接続されて構成される。第１の直列回路と、第２の直列回路と、第３の直列回路とは、一端が接地され、他端がトランジスタＴｒのエミッタ側に接続されている。

オペアンプ２３の非反転入力端子は、抵抗体２４ａと抵抗体２４ｂとの接続点に接続され、オペアンプ２３の反転入力端子は、抵抗体１８ａと抵抗体１８ｂとの接続点に接続される。トランジスタＴｒのベース側は、オペアンプ２３の出力側に接続され、トランジスタＴｒのコレクタ側は、定電圧源Ｅに接続される。検出回路１５は、固定抵抗２２の電圧をアナログ信号Ｖｍとして出力するように構成されている。

このような検出回路１５の構成によって、第１の直列回路の中間電位と第２の直列回路の中間電位とは、それぞれ、オペアンプ２３の反転入力端子と非反転入力端子とに入力されることとなる。また、反転入力端子と非反転入力端子とに入力される中間電位の差に基づく電圧がオペアンプ２３から出力され、第１の直列回路および第２の直列回路の上端にフィードバックされることとなる。

ここで、抵抗体１２には、加熱電流Ｉｈが流れ、その結果、ジュール熱が発生する。図１５および図１６に示すように、抵抗体１２は、抵抗体２４ａおよび抵抗体２４ｂと近接に配置されているので、抵抗体２４ａおよび抵抗体２４ｂの温度は、抵抗体１２の温度と等しくなる。また、検出回路１５において、抵抗体２４ａおよび抵抗体２４ｂの温度は、抵抗体１８ａおよび抵抗体１８ｂの温度よりも一定温度だけ高く保たれるように構成されている。

検出部１１上を流れる空気の流量が大きくなるほど、抵抗体１２から空気への熱伝達量が増加する。そのため、抵抗体１２、抵抗体２４ａおよび抵抗体２４ｂの温度が、抵抗体１８ａおよび抵抗体１８ｂの温度よりも一定温度だけ高く保たれるためには、流量Ｑｍに依存した加熱電流Ｉｈが必要となる。

したがって、この加熱電流Ｉｈに対応する固定抵抗２２の電圧をアナログ信号Ｖｍとして出力されるようにすることで、流量Ｑｍを検出することが可能となる。ここで、検出回路１５によって出力されるアナログ信号Ｖｍは、上述した式（２）によって表される。

式（２）に示すＶ₋は、オペアンプの反転入端子に接続される第１の直列回路を構成する抵抗体１８ａ、抵抗体１８ｂ、固定抵抗１９および固定抵抗２０の抵抗値の比率（以下、第２の比率と称す）を調整することで、変化させることが可能である。式（２）から分かるように、Ｖ₋を変化させることで、アナログ信号Ｖｍを変化させることができる。

つまり、検出回路１５の構成が図１７に示す構成であっても、先の実施の形態１と同様に、第２の比率を調整することで、順流アナログ信号がミッシング入力電圧範囲よりも大きくなるように設定することができる。したがって、先の実施の形態１と同様に、変換回路１６の構成を変えなくても、第２の比率を変えるだけで、流量Ｑｍの検出精度の向上を図ることができる。

以上、本実施の形態５の流量検出装置によれば、図１７に示す検出回路において、第１の空気温度検出用抵抗体、第２の空気温度検出用抵抗体、第１の固定抵抗および第２の固定抵抗の抵抗値の比率が調整されることで、順流アナログ信号がミッシング入力電圧範囲よりも大きくなるように設定されている。

このように構成した場合であっても、先の実施の形態１と同様の効果が得られ、さらに、先の実施の形態１に比べて、空気の流量の変化に対してより感度の高い流量検出装置の実現が図れる。

実施の形態６．
本発明の実施の形態６では、先の実施の形態５の構成に対して調整回路１７をさらに備えた流量検出装置１について説明する。なお、本実施の形態６では、先の実施の形態５と同様である点の説明を省略し、先の実施の形態５と異なる点を中心に説明する。

ここで、ミッシング入力電圧範囲よりも順流アナログ信号が大きくなるように設定する手法として、先の実施の形態５では、第２の比率が調整されるのに対して、本実施の形態６では、流量検出装置１に調整回路１７が設けられている。

図１８は、本発明の実施の形態６における検出回路１５と、変換回路１６と、調整回路１７との構成を示すブロック図である。

図１８において、検出回路１５は、アナログ信号Ｖｍを調整回路１７に出力する。調整回路１７は、アナログ信号Ｖｍ’を変換回路１６に出力する。変換回路１６は、調整回路１７から入力されるアナログ信号Ｖｍ’をデジタル信号Ｄｍに変換する。

調整回路１７の構成については、先の実施の形態２と同様である。したがって、図１８に示すように、図１７に示す構成に対して調整回路１７を設けることで、先の実施の形態２と同様に、ミッシング入力電圧範囲よりも順流アナログ信号が大きくなるように設定することができる。

以上、本実施の形態６の流量検出装置によれば、先の実施の形態５の構成に対して、調整回路をさらに備え、変換回路は、検出回路によって出力されるアナログ信号の代わりに、調整回路によって出力されるアナログ信号を入力として、デジタル信号を出力するように構成されている。

これにより、検出回路において第２の比率を事前に調整しなくても、調整回路によってミッシング入力電圧範囲よりも順流アナログ信号が大きくなるように設定することが可能となる。また、検出回路の後段にてアナログ信号が調整されるようになっているので、先の実施の形態５と比べて、検出回路のばらつきも含めて、変換回路に入力されるアナログ信号をより高精度に調整することが可能となる。

実施の形態７．
本発明の実施の形態７では、先の実施の形態１、３および５の構成に対して検出回路１５の構成が異なる流量検出装置１について説明する。なお、本実施の形態７では、先の実施の形態１、３および５と同様である点の説明を省略し、先の実施の形態１、３および５と異なる点を中心に説明する。

図１９は、本発明の実施の形態７における流量検出素子７の平面図である。図２０は、図１９のＡ−Ａ線に沿った矢視断面図である。

図１９および図２０において、流量検出素子７は、検出部１１と、抵抗体１８と、シリコン基板１３と、シリコン基板１３の表面に形成され、検出部１１および抵抗体１８を覆う絶縁膜１４とを備える。検出部１１は、抵抗体１２ａ、抵抗体１２ｂ、第３の流量検出用抵抗体（以下、単に「抵抗体」と略す）１２ｃおよび第４の流量検出用抵抗体（以下、単に「抵抗体」と略す）１２ｄによって構成される。

検出部１１内には、４つの感熱抵抗である抵抗体１２ａ、抵抗体１２ｂ、抵抗体１２ｃおよび抵抗体１２ｄが形成されている。空気の流れに対して、抵抗体１２ａと抵抗体１２ｃとは、上流側に配置されており、抵抗体１２ｂと抵抗体１２ｄとは、下流側に配置されている。

さらに、抵抗体１２ａと抵抗体１２ｂとは対向して配置され、抵抗体１２ｃと抵抗体１２ｄとは対向して配置されている。このように対向して配置される２つの抵抗体は、後述するように、空気が流れてきたとき、一方の抵抗体に接する際に暖められた空気が冷やされる前に他方の抵抗体に接するように、できるだけ接近配置される。抵抗体１８は、流量検出素子７の表面上の検出部１１以外の部分に配置されている。

先の実施の形態１と同様に、シリコン基板１３の裏面側がエッチング等によって除去されることで、抵抗体１２ａ、抵抗体１２ｂ、抵抗体１２ｃおよび抵抗体１２ｄが形成されている層が薄膜構造となっている。

次に、検出回路１５の構成について、図２１を参照しながら説明する。図２１は、本発明の実施の形態７における検出回路１５の構成を示す回路図である。

図２１において、検出回路１５は、定電圧源Ｅと、抵抗体１２ａ、抵抗体１２ｂ、抵抗体１２ｃおよび抵抗体１２ｄを有する並列回路と固定抵抗１９とを有する第１の直列回路と、抵抗体１８および固定抵抗２０を有する第２の直列回路と、オペアンプ２３と、オペアンプ２７と、トランジスタＴｒとを備える。並列回路は、直列に接続される抵抗体１２ａおよび抵抗体１２ｂと、直列に接続される抵抗体１２ｃおよび抵抗体１２ｄとが並列に接続されて構成される。第１の直列回路は、並列回路と、固定抵抗１９とが直列に接続されて構成される。第２の直列回路は、抵抗体１８と固定抵抗２０とが直列に接続されて構成される。

オペアンプ２３の非反転入力端子は、並列回路と固定抵抗１９との接続点に接続され、オペアンプ２３の反転入力端子は、抵抗体１８と固定抵抗２０との接続点に接続される。オペアンプ２７の非反転入力端子は、抵抗体１２ｃと抵抗体１２ｄとの接続点に接続され、オペアンプ２７の反転入力端子は、抵抗体１２ａと抵抗体１２ｂとの接続点に接続される。

トランジスタＴｒのベース側は、オペアンプ２３の出力側に接続され、トランジスタＴｒのコレクタ側が定電圧源Ｅに接続される。第１の直列回路と第２の直列回路は、一端が接地され、他端がトランジスタＴｒのエミッタ側に接続される。

ブリッジ回路２５は、上述した並列回路に相当し、４つの抵抗体１２ａ〜１２ｄによって構成されている。ブリッジ回路２６は、ブリッジ回路２５と、抵抗体１８と、固定抵抗１９と、固定抵抗２０とによって構成されている。

後述するように、このブリッジ回路２６が平衡状態となるように、すなわち、中間点ｃａと中間点ｃｂとの間の電位差がゼロとなるように、ブリッジ回路２６に流れる電流が制御される。ブリッジ回路２６が平衡した際に、４つの抵抗体１２ａ〜１２ｄの温度が設定温度となるように固定抵抗１９および固定抵抗２０の抵抗値が設定される。

このような検出回路１５の構成において、流れ方向が順流方向である空気が検出部１１上に流れる場合、４つの抵抗体１２ａ〜１２ｄのうち、まず、上流側に配置されている抵抗体１２ａおよび抵抗体１２ｃは、空気によって熱を奪われ、その結果、これらの抵抗値が減少する。また、空気の流量が多いほど、空気が抵抗体１２ａおよび抵抗体１２ｃから奪う熱が大きくなる。そのため、この抵抗値の減少量は、空気の流量に比例して大きくなる。

一方、抵抗体１２ｂおよび抵抗体１２ｄは、下流側に配置されているので、抵抗体１２ａおよび抵抗体１２ｃによって暖められた空気と接することとなる。したがって、抵抗体１２ｂおよび抵抗体１２ｄは、空気が流れる前後でほとんど抵抗値の変化が生じない。その結果、抵抗体１２ａ〜１２ｄのそれぞれの両端電圧に差が生じることになる。すなわち、直列に接続されている抵抗体１２ａと抵抗体１２ｂとを比較すると、抵抗体１２ａの両端電圧の方が小さくなる。同様に、抵抗体１２ｃと抵抗体１２ｄとを比較すると、抵抗体１２ｃの両端電圧の方が小さくなる。

したがって、ブリッジ回路２５の中間点ｃａと中間点ｃｂとの間で生じる電位差をオペアンプ２７を介してアナログ信号Ｖｍとして出力されるようにすることで、流量Ｑｍを検出することが可能となる。ここで、検出回路１５によって出力されるアナログ信号Ｖｍは、上述した式（２）によって表される。

式（２）に示すＶｍは、ブリッジ回路２５を構成する抵抗体１２ａ、抵抗体１２ｂ、抵抗体１２ｃおよび抵抗体１２ｄの抵抗値の比率（以下、第３の比率と称す）を調整することで、変化させることができる。

つまり、検出回路１５の構成が図２１に示す構成であった場合であっても、先の実施の形態１と同様に、事前に第３の比率を調整することで、順流アナログ信号がミッシング入力電圧範囲よりも大きくなるように設定することができる。したがって、先の実施の形態１と同様に、変換回路１６の構成を変えなくても、第３の比率を変えるだけで、流量Ｑｍの検出精度の向上を図ることができる。

以上、本実施の形態７の流量検出装置によれば、図２１に示す検出回路において、第１の流量検出用抵抗体、第２の流量検出用抵抗体、第３の流量検出用抵抗体および第４の流量検出用抵抗体の抵抗値の比率が調整されることで、順流アナログ信号がミッシング入力電圧範囲よりも大きくなるように設定されている。

このように構成した場合であっても、先の実施の形態１と同様の効果が得られ、さらに、先の実施の形態１に比べて、空気の流量の変化に対してより感度の高い流量検出装置の実現が図れる。

実施の形態８．
本発明の実施の形態８では、先の実施の形態７の構成に対して調整回路１７をさらに備えた流量検出装置１について説明する。なお、本実施の形態８では、先の実施の形態７と同様である点の説明を省略し、先の実施の形態７と異なる点を中心に説明する。

ここで、ミッシング入力電圧範囲よりも順流アナログ信号が大きくなるように設定する手法として、先の実施の形態７では、第３の比率が調整されるのに対して、本実施の形態８では、流量検出装置１に調整回路１７が設けられている。

図２２は、本発明の実施の形態８における検出回路１５と、変換回路１６と、調整回路１７との構成を示すブロック図である。

図２２において、検出回路１５は、アナログ信号Ｖｍを調整回路１７に出力する。調整回路１７は、アナログ信号Ｖｍ’を変換回路１６に出力する。変換回路１６は、調整回路１７から入力されるアナログ信号Ｖｍ’をデジタル信号Ｄｍに変換する。

調整回路１７の構成については、先の実施の形態２と同様である。したがって、図２２に示すように、図２１に示す構成に対して調整回路１７を設けることで、先の実施の形態２と同様に、ミッシング入力電圧範囲よりも順流アナログ信号が大きくなるように設定することができる。

以上、本実施の形態８の流量検出装置によれば、先の実施の形態７の構成に対して、調整回路をさらに備え、変換回路は、検出回路によって出力されるアナログ信号の代わりに、調整回路によって出力されるアナログ信号を入力として、デジタル信号を出力するように構成されている。

これにより、検出回路において第３の比率を事前に調整しなくても、調整回路によってミッシング入力電圧範囲よりも順流アナログ信号が大きくなるように設定することが可能となる。また、検出回路の後段にてアナログ信号が調整されるようになっているので、先の実施の形態７と比べて、検出回路のばらつきも含めて、変換回路に入力されるアナログ信号をより高精度に調整することが可能となる。

１ 流量検出装置、２ 吸気管、３ 本体部、４ 挿入孔、５ フランジ部、６ バイパス流路、７ 流量検出素子、８ 回路基板、９ 回路収納部、１０ コネクタ部、１１ 検出部、１２ 流量検出用抵抗体、１２ａ 第１の流量検出用抵抗体、１２ｂ 第２の流量検出用抵抗体、１２ｃ 第３の流量検出用抵抗体、１２ｄ 第４の流量検出用抵抗体、１３ シリコン基板、１４ 絶縁膜、１５ 検出回路、１６ 変換回路、１７ 調整回路、１８ 空気温度検出用抵抗体、１８ａ 第１の空気温度検出用抵抗体、１８ｂ 第２の空気温度検出用抵抗体、１９ 固定抵抗、２０ 固定抵抗、２１ 固定抵抗、２２ 固定抵抗、２３ オペアンプ、２４ａ 第１の温度検出用抵抗体、２４ｂ 第２の温度検出用抵抗体、２５ ブリッジ回路、２６ ブリッジ回路、２７ オペアンプ、６１ 流入口、６２ 流出口。

本発明における流量検出装置は、内燃機関に空気を導入する吸気管内を流れる空気の流量を検出する流量検出装置であって、吸気管内を流れる空気の一部が流れるバイパス流路と、吸気管内を流れる空気の流量の大きさと、空気の流れ方向が流量検出装置側から内燃機関側の順流方向であるか順流方向と反対の逆流方向であるかとに応じて、基準電圧を分圧することによって流量に応じた電圧をアナログ信号として出力する検出回路と、検出回路によって出力されるアナログ信号を入力として、入力される入力電圧と出力されるデジタルコードとが対応付けられたアナログ／デジタル変換特性に従って、入力されるアナログ信号をデジタルコードに変換し、変換したデジタルコードをデジタル信号として出力する変換回路と、を備え、変換回路に入力される順流方向に対応するアナログ信号である順流アナログ信号は、アナログ／デジタル変換特性において、入力電圧に対応して本来出力されるべきデジタルコードが出力されない現象であるミッシングコードが発生する入力電圧よりも大きくなるように設定されているものである。

本発明における流量検出装置は、内燃機関に空気を導入する吸気管内を流れる空気の流量を検出する流量検出装置であって、吸気管内を流れる空気の一部が流れるバイパス流路と、吸気管内を流れる空気の流量の大きさと、空気の流れ方向が流量検出装置側から内燃機関側の順流方向であるか順流方向と反対の逆流方向であるかとに応じて、基準電圧を分圧することによって流量に応じた電圧をアナログ信号として出力する検出回路と、検出回路によって出力されるアナログ信号を入力として、入力される入力電圧と出力されるデジタルコードとが対応付けられたアナログ／デジタル変換特性に従って、入力されるアナログ信号をデジタルコードに変換し、変換したデジタルコードをデジタル信号として出力する変換回路と、を備え、アナログ／デジタル変換特性でのデジタルコードが取り得る範囲において、上限に対応する入力電圧を基準電圧とし、下限に対応する入力電圧を０とし、デジタルコードの最上位ｂｉｔでの「０」から「１」への桁上がり時の境界に対応する入力電圧を基準電圧の１／２としたとき、変換回路に入力される順流方向に対応するアナログ信号である順流アナログ信号は、基準電圧の１／２よりも大きくなるように設定されているものである。

Claims (13)

1. 内燃機関に空気を導入する吸気管内を流れる前記空気の流量を検出する流量検出装置であって、
   前記吸気管内を流れる前記空気の一部が流れるバイパス流路と、
   前記吸気管内を流れる前記空気の流量の大きさと、前記空気の流れ方向が前記流量検出装置側から前記内燃機関側の順流方向であるか前記順流方向と反対の逆流方向であるかとに応じて、基準電圧を分圧することによって前記流量に応じた電圧をアナログ信号として出力する検出回路と、
   前記検出回路によって出力される前記アナログ信号を入力として、入力される入力電圧と出力されるデジタルコードとが対応付けられたアナログ／デジタル変換特性に従って、入力される前記アナログ信号を前記デジタルコードに変換し、変換した前記デジタルコードをデジタル信号として出力する変換回路と、
   を備え、
   前記変換回路に入力される前記順流方向に対応する前記アナログ信号である順流アナログ信号は、前記アナログ／デジタル変換特性においてミッシングコードが発生しうる入力電圧範囲であるミッシング入力電圧範囲よりも大きくなるように設定されている
   流量検出装置。
2. 前記検出回路は、
   前記基準電圧を出力する定電圧源と、
   第１の流量検出用抵抗体と第２の流量検出用抵抗体とが直列に接続されて構成される直列回路と、
   を備え、
   前記直列回路は、一端が接地され、他端が前記定電圧源に接続され、
   前記検出回路は、前記第１の流量検出用抵抗体の電圧を前記アナログ信号として出力する
   請求項１に記載の流量検出装置。
3. 前記第１の流量検出用抵抗体および前記第２の流量検出用抵抗体の抵抗値の比率が調整されることで、前記順流アナログ信号が前記ミッシング入力電圧範囲よりも大きくなるように設定されている
   請求項２に記載の流量検出装置。
4. 前記順流アナログ信号が前記ミッシング入力電圧範囲よりも大きくなるように、前記検出回路によって出力される前記アナログ信号を調整して出力する調整回路をさらに備え、
   前記変換回路は、前記検出回路によって出力される前記アナログ信号の代わりに、前記調整回路によって出力される前記アナログ信号を入力として、前記デジタル信号を出力する
   請求項２に記載の流量検出装置。
5. 前記検出回路は、
   前記基準電圧を出力する定電圧源と、
   第１の固定抵抗と第２の固定抵抗とが直列に接続されて構成される第１の直列回路と、
   第１の流量検出用抵抗体と第２の流量検出用抵抗体とが直列に接続されて構成される第２の直列回路と、
   非反転入力端子が前記第１の固定抵抗と前記第２の固定抵抗との接続点に接続され、反転入力端子が前記第１の流量検出用抵抗体と前記第２の流量検出用抵抗体との接続点に接続されるオペアンプと、
   前記オペアンプの前記反転入力端子側に一端が接続され、前記オペアンプの出力側に他端が接続される空気温度検出用抵抗体と、
   を備え、
   前記第１の直列回路と前記第２の直列回路とは、一端が接地され、他端が前記定電圧源に接続され、
   前記検出回路は、前記オペアンプの出力を前記アナログ信号として出力する
   請求項１に記載の流量検出装置。
6. 前記第１の流量検出用抵抗体および前記第２の流量検出用抵抗体の抵抗値の比率が調整されることで、前記順流アナログ信号が前記ミッシング入力電圧範囲よりも大きくなるように設定されている
   請求項５に記載の流量検出装置。
7. 前記順流アナログ信号が前記ミッシング入力電圧範囲よりも大きくなるように、前記検出回路によって出力される前記アナログ信号を調整して出力する調整回路をさらに備え、
   前記変換回路は、前記検出回路によって出力される前記アナログ信号の代わりに、前記調整回路によって出力される前記アナログ信号を入力として、前記デジタル信号を出力する
   請求項５に記載の流量検出装置。
8. 前記検出回路は、
   前記基準電圧を出力する定電圧源と、
   第１の固定抵抗と、第１の空気温度検出用抵抗体および第２の空気温度検出用抵抗体と、第２の固定抵抗とが直列に接続されて構成される第１の直列回路と、
   第３の固定抵抗と、第１の温度検出用抵抗体および第２の温度検出用抵抗体とが直列に接続されて構成される第２の直列回路と、
   第４の固定抵抗と流量検出用抵抗体とが直列に接続されて構成される第３の直列回路と、
   非反転入力端子が前記第１の温度検出用抵抗体と前記第２の温度検出用抵抗体との接続点に接続され、反転入力端子が前記第１の空気温度検出用抵抗体と前記第２の空気温度検出用抵抗体との接続点に接続されるオペアンプと、
   ベース側が前記オペアンプの出力側に接続され、コレクタ側が前記定電圧源に接続されるトランジスタと、
   を備え、
   前記第１の直列回路と、前記第２の直列回路と、前記第３の直列回路とは、一端が接地され、他端が前記トランジスタのエミッタ側に接続され、
   前記検出回路は、前記第４の固定抵抗の電圧を前記アナログ信号として出力する
   請求項１に記載の流量検出装置。
9. 前記第１の空気温度検出用抵抗体、前記第２の空気温度検出用抵抗体、第１の固定抵抗および第２の固定抵抗の抵抗値の比率が調整されることで、前記順流アナログ信号が前記ミッシング入力電圧範囲よりも大きくなるように設定されている
   請求項８に記載の流量検出装置。
10. 前記順流アナログ信号が前記ミッシング入力電圧範囲よりも大きくなるように、前記検出回路によって出力される前記アナログ信号を調整して出力する調整回路をさらに備え、
    前記変換回路は、前記検出回路によって出力される前記アナログ信号の代わりに、前記調整回路によって出力される前記アナログ信号を入力として、前記デジタル信号を出力する
    請求項８に記載の流量検出装置。
11. 前記検出回路は、
    前記基準電圧を出力する定電圧源と、
    直列に接続される第１の流量検出用抵抗体および第２の流量検出用抵抗体と、直列に接続される第３の流量検出用抵抗体および第４の流量検出用抵抗体とが並列に接続されて構成される並列回路と、第１の固定抵抗とが直列に接続されて構成される第１の直列回路と、
    空気温度検出用抵抗体と第２の固定抵抗とが直列に接続されて構成される第２の直列回路と、
    非反転入力端子が前記並列回路と前記第１の固定抵抗との接続点に接続され、反転入力端子が前記空気温度検出用抵抗体と前記第２の固定抵抗との接続点に接続される第１のオペアンプと、
    非反転入力端子が前記第３の流量検出用抵抗体と前記第４の流量検出用抵抗体との接続点に接続され、反転入力端子が前記第１の流量検出用抵抗体と前記第２の流量検出用抵抗体との接続点に接続される第２のオペアンプと、
    ベース側が前記第１のオペアンプの出力側に接続され、コレクタ側が前記定電圧源に接続されるトランジスタと、
    を備え、
    前記第１の直列回路と前記第２の直列回路とは、一端が接地され、他端が前記トランジスタのエミッタ側に接続され、
    前記検出回路は、前記第２のオペアンプの出力を前記アナログ信号として出力する
    請求項１に記載の流量検出装置。
12. 前記第１の流量検出用抵抗体、前記第２の流量検出用抵抗体、前記第３の流量検出用抵抗体および前記第４の流量検出用抵抗体の抵抗値の比率が調整されることで、前記順流アナログ信号が前記ミッシング入力電圧範囲よりも大きくなるように設定されている
    請求項１１に記載の流量検出装置。
13. 前記順流アナログ信号が前記ミッシング入力電圧範囲よりも大きくなるように、前記検出回路によって出力される前記アナログ信号を調整して出力する調整回路をさらに備え、
    前記変換回路は、前記検出回路によって出力される前記アナログ信号の代わりに、前記調整回路によって出力される前記アナログ信号を入力として、前記デジタル信号を出力する
    請求項１１に記載の流量検出装置。

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