JP4515828B2

JP4515828B2 - 発熱抵抗体式空気流量計

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Description

本発明は、発熱抵抗体を用いた空気流量計であり、例えば、自動車のエンジン制御などの吸入空気流量測定装置に使用される発熱抵抗体式空気流量計に関する。

本発明に関連する従来の発熱抵抗体式空気流量計の構成を、図２を用いて説明する。この従来例は、特開平９−２０３６５０号公報に開示されている。

発熱抵抗体１は、抵抗値が温度依存特性を有する感温抵抗体により構成され、測定対象となる空気流路に配置される。発熱抵抗体１は、図示省略しているが、実際には、流量検出素子（抵抗２）および図示されない温度補償用の感温抵抗体と共に、ホイートストンブリッジ回路等に組み込まれる。そして、発熱抵抗体１に流れる加熱電流は、加熱電流制御回路１０により、発熱抵抗体１が空気温度に対して所定の発熱温度（抵抗値）を保つように制御される。

この加熱電流は、空気流量に応じて変化するので、加熱電流を電流検出抵抗２により電圧変換することにより、流量検出信号V2が得られる。

加熱電流は、空気流量が零でも発熱抵抗体１に流れる。したがって、流量検出信号V2は、出力調整回路２０を用いて増幅のほかに零点調整され、流量特性信号Voutになる。零点の調整に必要な基準電圧Voは、内部基準電源回路３０によって供給される。

流量計を構成する抵抗素子や内部基準電源回路は、回路の温度変化により抵抗などの特性が変化し、それによって流量特性信号Voutが変化するので、その温度特性（出力変化）を補正する必要がある。

温度特性の補正は、複数の分圧抵抗体31,32,33,34を用いて行なわれる。そのうちの一つが調整用抵抗である。そして、予め２点間の温度に対する流量計の出力変化（傾き）を調べ、その出力変化を打ち消すための補正信号を発生するように調整用抵抗の抵抗値が調整されている。さらに、３点間の温度に対する流量計の出力変化（非直線）を調べて、その直線性を補正する信号を出力するために抵抗３５の抵抗値が調整されている。このような調整は、レーザトリミングする方法が簡便である。

内部基準電源回路３０は、シリコンのバンドギャップを利用したバンドギャップ基準電源回路により構成する。この電源回路３０と加熱電流制御回路１０と、出力調整回路２０
は、一部の抵抗を除いて半導体集積回路（ＩＣ）３で一体に形成される。

上記回路構成において、温度特性の補正回路を、ＩＣ３に集積したトランジスタを用いて回路を構成すると、流量計の部品点数を少なくでき、回路基板を小形にできる。

温度特性補正用の調整抵抗は、調整のためにＩＣ３の外付けされる。バンドギャップ基準電源回路において、前記調整用抵抗のみを外付けにし、その他はIC内にモノリシック抵抗として形成することは、次の理由により好ましくない。

すなわち、モノリシック抵抗は、拡散ばらつきにより、基準電圧の温度特性がばらつく。このため、流量計の特性調整が困難となる。したがって、バンドギャップ基準電源回路の調製用抵抗を外付けにした場合には、流量計の精度を確保するために、電源回路の全部の抵抗を外付けにする必要がある。

このため、図２の実施例では、２点間の温度特性を調整する調整抵抗31，32，33，34が外付けされる。また、バンドギャップ基準電源回路の直線補正用の調整抵抗（上記調整抵抗とは温度係数が異なる）３５を組み合せて構成している。したがって、ICに設ける端子は３ケ以上が必要となる。ICの接続端子が増加すると、空気流量計の小型化および低コスト化に障害となる。

特開平９−２０３６５０号公報

本発明の課題は、温度特性補正回路の調整用外付け素子の接続端子の数を減らし、しかもIC内に温度特性補正用のモノリシック抵抗を組み込んでも、拡散ばらつきの影響をほとんど受けない空気流量計を実現させることにある。

本発明は、基本的には、次のように構成される。

すなわち、発熱抵抗体式空気流量計において、空気流量計の回路温度により出力が変化する空気流量信号の温度特性を、温度特性補正回路により、次のようにして補正する。

この温度特性補正回路は、周囲の温度に感応して変化する補正用の温度特性信号を発生する回路と、この温度特性信号を所定の比率の信号に変える回路とを有する。所定の比率に変えられた信号は、空気流量信号に加算されて出力調整回路に入力される。

上記構成によれば、空気流量信号を生成する回路に設けた抵抗素子や回路抵抗などが周囲温度（回路温度）により変化し、それによって空気流量信号の出力が変化するときに、温度特性補正回路は、その温度特性と同じ傾向を伴って変化する信号（温度特性信号）を発生させる。この信号を出力調整回路に、空気流量信号の温度による変化を打ち消すように入力すれば、空気流量信号の温度特性が補正される。この場合、空気流量信号の温度特性を適正に補正するために、前記出力調整回路に温度特性信号の比率が調整されて入力される。

上記本発明の好ましい形態は、例えば、出力調整回路は、空気流量信号を増幅する演算増幅器で構成する。温度特性補正回路は、周囲の温度によって変化する温度特性を有する電流を発生させて、この電流を所定の比率で２つに分流し、分流された電流を電圧変換することにより所定の比率の温度特性信号を形成する。そして、この所定比率の温度特性信号を上記演算増幅器の（＋）（−）入力端子に入力する。

上記構成によれば、温度特性補正回路に用いる信号の比率調整用抵抗については、空気流量計の主回路を形成する半導体集積回路（ＩＣ）の外部抵抗によって構成し、その他の関連する抵抗については、IC内部のモノリシック抵抗で構成し、外部抵抗とモノリシック抵抗とが異なる温度係数であっても、温度特性補正の精度を良好に維持できる。その詳細は、実施例において、述べる。

本発明はICの接続端子１つで温特調整回路を構成できるので、IC及び流量計の高精度且つ小型化を実現できる。

図１は、本発明の第１実施例に係る発熱抵抗体式空気流量計の等価回路図である。

図１において、発熱抵抗体１、加熱電流制御回路10および流量検出素子２については、先の図２で述べた従来例と同様の構成であり、その説明を省略する。

本実施例では、空気流量計の回路の温度により出力が変化する空気流量信号の特性、すなわち、空気流量信号の温度特性を補正する温度特性補正回路４０を備える。

温度特性補正回路４０は、温度に応じて変化する温度特性電圧（例えば、温度に比例する温度比例電圧）Ｖｔを発生する温度特性電圧発生回路（以下、「Ｖｔ回路」と称する）４１と、温度特性電圧（温度特性信号）Ｖｔを所定の比率に変える比率調整回路４２とを備える。

バンドギャップ電源回路により構成される内部基準電源３０の電圧は、抵抗４４，４５で分圧され、この分圧電圧値が比率調整信号Ｖexとして比率調整回路４２に入力される。

比率調整回路４２は、比率調整信号Ｖexに基づいて温度特性電圧Ｖｔを所定の比率に変える。この所定の比率に変えられた信号Ｖoff4は、空気流量信号V2に加算されて出力調整回路２０に入力される。

抵抗４４，４５は、その直列抵抗値が零点補正信号Ｖesを形成する抵抗値として設定してある。零点補正信号Ｖesは、端子Ｅsを介して出力調整回路２０に入力される。

出力調整回路２０は、例えば差動増幅回路等によって構成される。この出力調整回路２０に、温度特性補正用の比率変換信号Ｖoff4を加算した空気流量検出信号Ｖ２と、零点補正信号Ｖesが入力される。図５に出力調整回路２０の一例を示し、例えばオペアンプ２０１およびそれに付随する抵抗（例えば、分圧抵抗、入力抵抗、帰還抵抗）２０２〜２０５により構成される。Ｖ２はオペアンプ２０１の（＋）端子に入力され、Ｖesは分圧抵抗２０２、２０３および入力抵抗２０４を介して（−）端子に入力される。

出力調整回路２０は、これらの入力信号を基に温度特性補正と零点調整とを伴った空気流量信号Voutを出力する。

分圧値Ｖexは、比率調整回路４２の出力Ｖoff4の２点間温度特性（傾き）を決定するために用いられる。すなわち、Ｖexは、Ｖoff4が空気流量計の出力Ｖoutの温度による変化を補正するに適した値になるように予め分圧抵抗４４、４５を調整して決定される。

ここで、ＩＣ３は、加熱電流制御回路１０、出力調整回路２０、内部基準電源回路３０、温度特性電圧発生回路４１、および比率調整回路４２を含んでいる。一方、抵抗４４および４５は、既述したようにＩＣ３に外付けされ、且つ温度特性が安定している厚膜抵抗によって形成される。抵抗４４、４５と検出抵抗２は、ＩＣ３と共にプリント回路基板上に配置され、それぞれ端子を介してＩＣ３と接続されている。端子ESは零点調整電圧入力用であり、端子Ｔ４は比率調整電圧入力用である。

抵抗４４、４５の抵抗値は、空気流量計の製作の段階で例えばレーザトリミングにより決定される。すなわち、レーザトリミングに先立って、予め２点間（例えば２５℃と８５℃）の環境下で、既知の流量信号Ｖ２（擬似信号でもよい）を発生させて、その出力Ｖ２の温度特性を調べ、その温度特性を補正できる比率出力Ｖoff4および零点調整電圧Ｖesが得られる抵抗値を求め、そのような抵抗値が得られるように抵抗４４、４５がレーザトリミングされる。

前述したように、空気流量計は、回路の温度変化により出力（流量信号）Ｖoutが変化する。それは、空気流量計を構成する抵抗素子や内部基準電源回路の温度特性に起因するので、それを調整（補正）する必要がある。

空気流量信号Ｖ２に加算される出力Ｖoff4は、流量信号Ｖ２の温度変化を相殺するので、空気流量計の出力Ｖoutの温特特性による変化を防止することができる。

Ｖt回路４１は、温度Ｔに対して、a1,a2を比例定数として、Ｖt＝a1＋a2×Ｔと表せるような温度特性電圧を発生する。

本実施例によれば、出力調整回路２０から温度特性補正および零点補正された空気流量信号が出力される。

また、空気流量計の流量信号の出力精度を広い温度範囲で高めることができる。しかも、補正用の温度特性信号を比率調整することにより空気流量信号の温度特性を補正する場合には、比率調整抵抗４４，４５を除く温度特性補正用の抵抗を、ＩＣ３にモノリシック抵抗として形成しても、モノリシック抵抗同士の特性のばらつきを相殺できるミラー回路などを採用できる（詳細は、図４の回路で述べる）。したがって、温度特性補正のＩＣ３の外付け素子用の端子を符号Ｔ４に示すように1箇所設けるだけで、流量計の温度特性調整が行い得る。

本発明の第２の実施例を、図３の等価回路図を用いて説明する。

図３において、既述した図１の符号と同一の符号は、図１の構成要素と同一或いは共通する要素を示す。本実施例は、第１実施例と基本的な構成は同様であり、相違点は、空気流量信号Ｖ２が非直線性を有する場合に、それを直線性に補正する機能を付加した点にある。また、空気流量信号Ｖ２を零点補正する零点補正信号（零点調整信号とも称せられる）は、内部基準電圧Vesを外部抵抗R18, R19（後述の図４において示されている)などで分圧した電圧（図４のVsn）に基づいて生成している。

そのために、直線性補正回路４６、直線性の補正量を調整する回路４７、その調整回路に用いる調整抵抗４８を付加したことにある。

直線性補正回路４６は、一種の乗算器により構成され、その一方の入力端子には、Ｖt回路４１の出力（温度特性電圧）Ｖtが入力され、他方の入力端子には、直線性補正量調整回路４７で作られた直線性補正量を調整するための信号が入力される。

直線性補正量調整回路４７は、Ｖt回路４１からの出力Ｖtを抵抗４８の値Ｒ_４８で割った信号（Ｖt／Ｒ_４８）を形成する。直線性補正回路４６は、ＶtとＶt／Ｒ_４８を乗じることにより、ＶＬ_４として温度Ｔの２次関数であるＶt^２／Ｒ_４８を出力する。

そして、出力調整回路２０には、流量検出抵抗２からの流量信号Ｖ２に、比率調整回路４２からの出力（温度特性補正信号）Ｖoff4と零点補正信号Ｖoと直線性補正量調整回路４７からの出力ＶＬ_４を加算した信号が入力される。ＶＬ_４は、出力Ｖ２に含まれる温度Ｔに応じた非直線成分を打ち消す方向に加えられる。

出力調整回路２０からは、温度特性補正と零点補正に直線性補正を加えた出力Ｖoutが増幅されて出力される。

直線性補正回路４６および直線性補正量調整回路４７は、ＩＣ３に形成され、その調整用抵抗４８はＩＣ３に端子Ｌ４を介して外付けされる。

抵抗４８の抵抗値Ｒ４８は、空気流量計の製作過程において、レーザトリミングにより調整される。レーザトリミングに先立って、予め３点間（例えば−３０℃、＋２５℃、７０℃）の環境下で、既知の流量信号Ｖ２（擬似信号でもよい）を発生させる。そして、その出力Ｖ２の非直線性を調べ、その非直線性に基づき直線性補正量Ｖt／Ｒ_４８を求め、それに基づき抵抗値Ｒ_４８が得られるように抵抗４８がレーザトリミングされる。抵抗４８は、温度特性が安定している厚膜抵抗によって形成される。

直線性の調整が行われた後に、図１で述べたような、流量信号の２点間の温度特性調整および零点調整のための抵抗４４、４５のレーザトリミングが行なわれる。

本実施例によれば、空気流量計の流量信号の出力精度を広い温度範囲で高めることができ、しかも、ＩＣの接続端子Ｔ４とＬ４の２端子を用いて流量計の２点温度特性調整と直線性を調整（補正）することができる。

図４は本発明の第２実施例（図３）の具体的態様をトランジスタ回路で実現した回路構成である。

図４の実施例は、出力調整回路２０を構成する演算増幅器２３の（＋）入力端子に信号入力用の直列抵抗RM24,RM26が接続され、同じく（−）入力端子に直列抵抗RM23,RM25が接続される。RMはモノリシック抵抗を示す。

トランジスタQ7およびモノリシック抵抗RM7は、図３のＶt回路（温度特性電圧発生回路）４１の構成要素となる。トランジスタQ7のベースには、内部基準電源回路３０の基準電圧Ｖesを抵抗RM1とRM2,RM3とで分圧した固定電圧ＶeiがＶBBとして入力される。トランジスタQ7のエミッタ電位ＶＥは、トランジスタの温度上昇（IC３の温度上昇）に伴い上昇方向に温度変化する温度特性を有する。

エミッタ電位ＶＥは、抵抗RM7の抵抗値と電流I7の積で表され、ＶＥが温度変化することは、電流I7が温度変化することを意味する。この電流I7の変化、すなわちＶＥ（図３の温度特性電圧Ｖｔに相当する；I7＝VE/RM7）の変化を利用することにより、温度特性調整が次のように行われる。

抵抗RM7の電流I7を、基準電圧Ｖesを分圧した電圧Ｖeiを用いて表すと、
I7＝ＶＥ／RM7＝（Ｖei-ＶBE）/RM7 …（式１）
により示される。

電流I7は、トランジスタQ3,Q4および電流配分回路（カレントミラー回路）60A,60Bを介してI3,I4に配分される。この電流I3,I4の配分（比率）は、分圧抵抗４４，４５、カレントミラー回路６１を構成するトランジスタQ1，Q2、配分調整用の入力トランジスタQ11,Q12,Q13,Q14、モノリシック抵抗RM81,RM82等で決定される。

内部基準電圧Ｖesを抵抗４４，４５で分圧した分圧電圧Ｖexは、定電流回路のトランジスタQ11を介してトランジスタQ13のベースに入力される。一方、内部基準電圧Ｖesをモノリシック抵抗RM1,RM2,RM3で分圧した分圧電圧Ｖeiは、定電流回路のトランジスタQ12を介してトランジスタQ14のベースに入力される。

このＶei,ＶexによりトランジスタQ1,Q2の電流I1,I2は式2,式3で表せる。

I1＝Ｖex/RM81 …（式2）
I2＝Ｖei/RM82 …（式3）
RM81=RM82に設定すると、
I1/I2=Ｖei/Ｖex …（式4）
トランジスタQ1とQ2のベース・エミッタ電圧ＶBEの差dＶ_BEは、式5で表せる。

dＶBE＝（ｋT/q）×ln｛I1/I2｝ …（式5）
ここで、ｋはボルツマン定数、Tは温度、ｑは電荷、lnは対数である。

図４に示すように、トランジスタQ1のエミッタをトランジスタQ3のベースに接続し、トランジスタQ2のエミッタをトランジスタQ4のベースに接続することにより、（式6）が成立する。

（ｋT/ｑ）ln｛I1/I2｝＝（ｋT/ｑ）×ln｛I4/I3｝ …（式6）
よって
I1/I2＝I4/I3 …（式7）
式４，７より
I4/I3＝Ｖei/Vex …（式8）
となる。すなわち、トランジスタのQ3とQ4の分流比は、外部接続端子Ｔ４からＩＣ３のトランジスタQ11に印加する電圧Ｖexを調整することにより決定される。

配分された電流I4は、モノリシック抵抗RM24,26で電圧変換される。この電圧変換された信号は、温度特性電圧Ｖtに相当するＶＥ（トランジスタQ7のエミッタ電位）の要素を含むものであり、また比率調整（配分）されている。この比率調整された信号Ｖ４が、トランジスタQ16からの流量検出信号Ｖ２に加算されて、オペアンプ２３の（＋）端子に入力される。

もう一方の配分された電流I3は、モノリシック抵抗RM23,RM25で電圧変換される。この電圧変換された信号V3は、オペアンプ２３の（−）端子に入力される。なお、オペアンプ２３の（−）端子には、内部基準電圧Ｖesを外部抵抗R18,R19などで分圧した電圧Vsnも零点補正電圧として入力される。さらに、オペアンプ２３の（−）端子には、後述する電流I6を抵抗RM23,RM25で電圧変換して、流量信号Ｖ２のＶＬ４に相当する直線性補正信号成分ＶioLが入力される。

上記した電圧V3,V4が、図１、図３の実施例における比率調整回路４２からの出力（温度特性補正信号）Ｖoff4に相当する。

ここで、直線性補正信号ＶioLの説明に先立って、温度特性電圧Ｖtにより生じる電流I7に対する上記したモノリシック抵抗RMn（例えばRM7,RM23〜RM26等）の温度影響について説明する。

温度特性電圧発生用のトランジスタQ7のベース・エミッタ間電圧ＶBEは、約-2mV/℃の温度勾配を持つので、式9のように近似できる。

ＶBE＝ＶBE20−0.002(Ｔ-20) …(式9)
ここで、ＶBE20は、常温20℃におけるトランジスタのベース・エミッタ間電圧である。

モノリシック抵抗RMnの温度係数をα，その抵抗の２０℃における抵抗値をRMn_20と置くと、
RMn=RMn_20(1+α(Ｔ-20)) …(式10)
と表せる。RM7の電流I7は(式11)で表せる。

I7＝{Ｖei-（Ｖ_BE_20-0.002(T-20)）}/{RM7_20(1+α(T-20))} …(式11)
ここで、Ｖ_BE_20は、２０℃におけるベース・エミッタ電圧である。

また、配分電流I3,I4の信号差は、式１２によって表される。

Ｖio＝(RM24+RM26)×I4−(RM23+RM25)×I3 …(式12)
RM23=RM24,RM25=RM26 …(式13)
Ｖio＝(RM23+RM25)×(I4-I3) …(式14)
＝(RM23+RM25)×I7×(Vex-Vei)/(Vex+Vei) …(式15)
＝(RM23+RM25)/RM7×(Vex-Vei)/(Vex+Vei){Vei-(Ｖ_BE_20-0.002(T-20))} …(式16)
＝(RM23_20+RM25_20)/RM7_20×(Vex-Vei)/(Vex+Vei){Vei-(Ｖ_BE_20-0.002(T-20))}
…(式17)
となる。IC３の抵抗値は同一IC内では同じ比率でばらつくので、式17から明らかなように、抵抗値ばらつきが相殺され、ICのばらつきに依存しない温特調整回路が得られる。

次に直線補正の信号成分となる電流I6について説明する。

端子L4に接続する抵抗４８（抵抗値R48）は、IC３とは独立した抵抗素子であるので、モノリシック抵抗に比較して温度変化の十分少ない抵抗素子を使用することができる。

カレントミラー回路６２に接続されるトランジスタQ6のベースには、内部基準電源Ｖesをモノリシック抵抗RM1,RM2とRM3とで分圧した電圧ＶBLが印加される。トランジスタQ2に流れる電流I6は、
I6＝(ＶBL-ＶBE)/R48 …(式18)
となる。

電流I6は、カレントミラー６２およびカレントミラー６３によってモノリシック抵抗RM23に流れる。モノリシック抵抗RM23は、オペアンプ２３の（−）端子に接続されているので、既述した電流I3分の信号（電圧）に加えて次のような信号が入力される。

VioL＝-RM23×I6 …(式19)
＝-RM23_20(1+α(T-20))×(ＶBL-ＶBE)/R48 …(式20)
=-RM23_20(1+α(T-20))×{ＶBL-(ＶBE_20-0.002(T-20))}/R48 …(式21)
式21は温度Tの2次関数となるので、端子L4に接続する抵抗R48の抵抗値を予め調整し、かつVioL成分をオペアンプ２３の（−）端子に入力することにより、流量計出力の２点間温度特性に加えて温度特性直線性も補正することができる。但し、直線性の補正量はモノリシック抵抗の抵抗値ばらつきの影響を幾分受ける。

本実施例によればICにT4，L4の２つの接続端子を設けるだけで流量計の2点間温度特性と温度特性直線性を補正することができる。

本発明は、使用温度範囲が広く，小型高性能を必要とする各種センサに適用できる。

なお、上記実施例では、発熱抵抗体に流れる電流を電圧変換して空気流量信号を生成しているが、これに限定されるものではなく、例えば、発熱抵抗体の上下流に感温抵抗体を設けて両感温抵抗体の温度差に基づき空気流量を検出するなど、発熱抵抗体の加熱電流制御を利用できるものであれば、本発明の適用対象になる。

本発明の一実施例の等価回路図。従来の一実施例の回路構成図。本発明の一実施例の等価回路図。本発明の一実施例の回路構成図。上記実施例に用いる出力調整回路の具体例を示す図。

符号の説明

１…発熱抵抗体、２…電流検出抵抗、３…半導体回路基板(IC)、１０…加熱電流制御回路、２０…出力調整回路、２３…演算増幅器、３０…内部基準電源回路、４０…温度特性補正回路、４１…温度特性電圧発生回路、４２…比率調整回路、４６…直線性補正回路、４４，４５，４６…２点間温度特性（比率調整）抵抗、４７…直線性補正量調整回路、４８…直線性補正量調整抵抗、Ves…内部基準電圧、V2…流量検出電圧、Vout…流量計出力信号、T4…２点間温度特性調整用IC接続端子、L4…直線性調整用IC接続端子。

Claims

空気通路に配置される発熱抵抗体と、
前記発熱抵抗体が所定温度を保つように前記発熱抵抗体に流れる加熱電流を制御する加熱電流制御回路と、
前記発熱抵抗体の加熱電流制御を利用して空気流量信号を生成する流量検出回路と、
内部基準電圧を発生する内部基準電源と、
前記空気流量信号を増幅すると共に、前記内部基準電源を分圧した電圧より供給される零点調整信号に基づいて零点を調整して出力する出力調整回路と、
空気流量計の回路温度により出力が変化する前記空気流量信号の温度特性を補正する温度特性補正回路と、を備え、
前記温度特性補正回路は、
周囲の温度に感応して変化する補正用の温度特性信号を発生する回路と、
前記内部基準電源の出力に接続された直列の２つの抵抗と、
比率調整信号に基づいて前記温度特性信号を所定の比率の信号に変える比率調整回路とを有し、
前記２つの抵抗は、前記内部基準電圧を分圧し、前記分圧された分圧電圧値が前記比率調整信号を生成するように設定されており、
前記比率調整回路で所定の比率に変えた温度特性信号を前記空気流量信号に加算して前記空気流量信号の温度変化を補正し、この温度変化を補正した空気流量信号を前記出力調整回路に入力して前記零点調整信号に基づいて零点を調整するように構成したことを特徴とする発熱抵抗体式空気流量計。
請求項１において、
前記温度特性補正回路は、
周囲の温度によって電流値が変化する温度特性を有する電流を生成する第一のトランジスタ及び第一の抵抗と、
前記温度特性を有する電流を所定の比率に配分する第二のトランジスタ及び第三のトランジスタと、
前記第二のトランジスタの電流を反転させる第一のカレントミラー回路及び前記第三のトランジスタの電流を反転させる第二のカレントミラー回路と、
前記第一のカレントミラー回路及び前記第二のカレントミラー回路で反転された電流をそれぞれに電圧変換することにより所定の比率の電圧信号を形成して、前記演算増幅器の（+）（−）入力端子に入力する直列接続された第二、第三の抵抗及び直列接続された第四、第五の抵抗と、
前記所定の比率を決定する直列の分圧抵抗である第六の抵抗及び第七の抵抗とを備え、
前記演算増幅器で得られた出力により前記空気流量信号の温度特性を補正するようにしたことを特徴とする発熱抵抗体式空気流量計。
請求項２において、前記加熱電流制御回路、前記演算増幅器、および前記温度特性補正回路は、一部の抵抗を除いて半導体集積回路で一体に形成され、前記第六の抵抗及び第七の抵抗が前記半導体集積回路の外部に端子を介して取付けられ、前記分流される電流を電圧変換するための前記第二〜前記第五の抵抗が前記半導体集積回路内に形成されるモノリシック抵抗により構成されることを特徴とする発熱抵抗体式空気流量計。
請求項３において、前記第六の抵抗及び前記第七の抵抗は、前記モノリシック抵抗とは抵抗温度係数が異なる発熱抵抗体式空気流量計。
請求項２において、前記演算増幅器の（＋）入力端子には、前記空気流量信号に前記温度特性補正回路で生成された所定比率の信号の一方が加算されて入力され、前記演算増幅器の（−）入力端子には、前記所定比率の信号の他方が空気流量信号の零点調整信号に加算されて入力される発熱抵抗体式空気流量計。
請求項２において、前記演算増幅器の（＋）入力端子には、前記空気流量信号に前記温度特性補正回路で生成された所定比率の信号の一方が加算されて入力され、前記演算増幅器の（−）入力端子には、前記所定比率の信号の他方が空気流量信号の零点調整信号と空気流量信号の零点の温度特性直線性を補正する直線補正信号に加算されて入力される発熱抵抗体式空気流量計。