JP2019103332A - 電力変換装置及び電力変換システム - Google Patents

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Abstract

【課題】ＡＣ／ＤＣ電力変換回路の単相３線式ＡＣ出力の中性線の電位となる中間電圧を出力することができる絶縁型ＤＣ／ＤＣ変換回路（電力変換装置）を提供する。【解決手段】電力変換装置において、１次側回路の入出力端の電圧が第１のコンデンサ（１５ａ）と第２のコンデンサ（１５ｃ）で分割され、トランス（３）の１次巻線に設けたセンタータップが第１のコンデンサと第２のコンデンサとの接続点に接続される。これにより、中間電圧を出力することが可能となる。また、１次側回路である第１のフルブリッジ回路と２次側回路である第２のフルブリッジ回路のスイッチング位相を調整することにより、第１のコンデンサの電圧と第２のコンデンサの電圧のバランスがとれた状態で伝送電力を制御することが可能となる。【選択図】図１

Description

本発明は、電力変換装置に関し、特に絶縁型双方向電力変換装置に関する。絶縁型双方向電力変換装置は、例えば蓄電池システムや電気自動車を利用した電気自動車充放電システム等で利用される。
近年、太陽光発電システム、定置型蓄電システムや電気自動車に搭載された蓄電池を利用した充放電システムが注目されている。これらシステムで用いる電力変換装置として、絶縁型ＤＣ／ＤＣ電力変換装置とＡＣ／ＤＣ電力変換装置が直流バスで接続された電力変換装置が検討されている。例えば、特許文献１には、絶縁型ＤＣ／ＤＣ電力変換装置が開示されている。また、ＡＣ／ＤＣ電力変換装置においては、停電時の自立運転に対応するため、単相３線式に対応した装置が検討されている。特許文献２には、単相３線式に対応したＡＣ／ＤＣ電力変換装置が開示されている。
特開２０１７−１３０９９７号公報 特開２０１４−７９１３３号公報
しかし、特許文献２で開示されているＡＣ／ＤＣ電力変換装置は、停電時において単相３線式のＡＣ出力の中性線の電位を生成、制御するためのスイッチング回路を必要とする構成である。そのため、特許文献２で開示されているＡＣ／ＤＣ電力変換装置は、効率、大きさ、コスト等の面で不利な構成である。
上記の状況に鑑み、本発明は、ＡＣ／ＤＣ電力変換回路の単相３線式ＡＣ出力の中性線の電位となる中間電圧を出力することができる絶縁型ＤＣ／ＤＣ変換回路（電力変換装置）及びそれを用いた電力変換システムを提供することを目的とする。
上記目的を達成するために本発明の電力変換装置は、第１のコンデンサ及び第２のコンデンサを直列に接続した第１のコンデンサ回路と、第１のフルブリッジ回路及び第２のフルブリッジ回路と、トランスと、前記第１のフルブリッジ回路と前記トランスとの間に設けられる第１のリアクトルと、前記第１のフルブリッジ回路と前記トランスとの間に設けられる第２のリアクトルと、前記第２のフルブリッジ回路と前記トランスとの間に設けられる第３のリアクトルと、制御部と、を備える電力変換装置であって、前記第１のフルブリッジ回路は、第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子を接続した第１のスイッチングレッグと、第３のスイッチング素子及び第４のスイッチング素子を接続した第２のスイッチングレッグと、を有し、前記第１のコンデンサ回路に並列に接続され、前記トランスは、１次巻線にセンタータップを有し、前記センタータップが前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサとの接続点に接続され、前記第１のリアクトルの一端が前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子との接続点に接続され、前記第２のリアクトルの一端が前記第３のスイッチング素子と前記第４のスイッチング素子との接続点に接続され、前記第２のフルブリッジ回路は、第５のスイッチング素子及び第６のスイッチング素子を接続した第３のスイッチングレッグと、第７のスイッチング素子及び第８のスイッチング素子を接続した第４のスイッチングレッグと、を有し、前記第３のリアクトルの一端が前記第５のスイッチング素子と前記第６のスイッチング素子との接続点に接続され、前記第１〜第８のスイッチング素子には、それぞれ、コンデンサが並列に接続され、前記制御部は、前記第１〜第８のスイッチング素子のスイッチングを制御し、前記第１のフルブリッジ回路と前記第２のフルブリッジ回路とのスイッチングの位相差を調整することにより、伝送電力を制御する構成である。
上記目的を達成するために本発明の電力変換システムは、上記構成の電力変換装置を備え、上記構成の電力変換装置は、ＡＣ／ＤＣ変換回路をさらに備え、前記ＡＣ／ＤＣ変換回路は、第９のスイッチング素子及び第１０のスイッチング素子を接続した第５のスイッチングレッグと、第１１のスイッチング素子及び第１２のスイッチング素子を接続した第６のスイッチングレッグと、第３のコンデンサ及び第４のコンデンサを直列に接続した第２のコンデンサ回路と、前記第９のスイッチング素子と前記第１０のスイッチング素子との接続点及び前記第２のコンデンサ回路の一端の間に接続された第４のリアクトルと、前記第１１のスイッチング素子と前記第１２のスイッチング素子との接続点及び前記第２のコンデンサ回路の他端の間に接続された第５のリアクトルと、を有し、前記第２のコンデンサ回路の一端を第１の交流入出力端子とし、前記第２のコンデンサ回路の他端を第２の交流入出力端子とし、前記第３のコンデンサと前記第４のコンデンサとの接続点を第３の交流入出力端子とし、前記第３のコンデンサと前記第４のコンデンサの接続点が、前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサの接続点に接続され、通常時は、系統と前記第１の交流入出力端子及び前記第２の交流入出力端子とが接続され、停電時は、ＡＣ負荷と、前記第１の交流端子、前記第２の交流端子、及び前記第３の交流入出力端子とが接続される構成である。
本発明によると、ＡＣ／ＤＣ電力変換回路の単相３線式ＡＣ出力の中性線の電位となる中間電圧を出力することができる絶縁型ＤＣ／ＤＣ変換回路（電力変換装置）及びそれを用いた電力変換システムを実現することができる。
本発明の第１実施形態の電力変換装置を示す構成図 本発明の第１実施形態の電力変換装置と蓄電池との接続関係を示す図 ゲート駆動信号の波形を示すタイムチャート ゲート駆動信号の波形を示すタイムチャート 電流制御ブロック図 本発明の第２実施形態の電力変換装置と蓄電池との接続関係を示す図 ゲート駆動信号の波形を示すタイムチャート ゲート駆動信号の波形を示すタイムチャート ゲート駆動信号の波形を示すタイムチャート 電圧制御ブロック図 電圧バランス制御ブロック図 制御タイミングを示すタイムチャート 負荷バランスに対する平均電圧バランスの特性図 本発明の第３実施形態の電力変換装置を示す構成図 ゲート駆動信号の波形を示すタイムチャート ゲート駆動信号の波形を示すタイムチャート 電圧バランス制御ブロック図 オン時間ＤＵ１の変更量を示す図 オン時間ＤＬ１の変更量を示す図 電圧バランス制御のフローチャート 電圧Ｖ１のタイムチャート 電圧Ｖ１１と電圧Ｖ１２の差のタイムチャート 電圧Ｖ１のタイムチャート 電圧Ｖ１１と電圧Ｖ１２の差のタイムチャート ＡＣ負荷９３ａの電圧レベルを示す図 本発明の第４実施形態の電力変換システムを示す構成図
（第１実施形態）
以下、本発明の第１実施形態について、図面を用いて詳細に説明する。図１は、本発明の第１実施形態の電力変換装置を示す構成図である。
本実施形態の電力変換装置は、１次側入出力端子１ａ、１ｂ、及び１ｃと、２次側入出力端子２ａ及び２ｃと、を有するＤＣ／ＤＣ電力変換回路である。
入出力端子１ａと入出力端子１ｂの間にコンデンサ１５ａが接続され、入出力端子１ｂと入出力端子１ｃの間にコンデンサ１５ｃが接続され、入出力端子１ａと入出力端子１ｃの間にコンデンサ１５ｂが接続されている。また、入出力端子２ａと入出力端子２ｃの間にコンデンサ２５が接続されている。
４つのＩＧＢＴ（Insulated Gate BipolarTransistor）１１〜１４を含む１次側フルブリッジ回路がトランス３の１次側に形成されている。また、４つのＩＧＢＴ２１〜２４を含む２次側フルブリッジ回路がトランス３の２次側に形成されている。また、各ＩＧＢＴには、コンデンサが並列に接続されるとともに、ダイオードが逆並列に接続される。各ＩＧＢＴに並列に接続されるコンデンサにより、各フルブリッジ回路において各ＩＧＢＴの動作をゼロ電圧スイッチングに近づけることができ、スイッチング損失を低減することができる。本実施形態では、スイッチング素子としてＩＧＢＴを用いたが、ＩＧＢＴの代わりにＦＥＴ（Field Effect Transistor）やＨＥＭＴ（High ElectronMobility Transistor）などのスイッチング素子を用いることもできる。なお、スイッチング素子が逆並列のダイオードを内蔵している場合には、スイッチング素子に対して逆並列に接続せるダイオードを省略することができる。
また、１次側フルブリッジ回路は、ＩＧＢＴ１１及びＩＧＢＴ１２を接続した第１のスイッチングレッグと、ＩＧＢＴ１３及びＩＧＢＴ１４を接続した第２のスイッチングレッグと、を有している。
さらに、２次側フルブリッジ回路は、ＩＧＢＴ２１及びＩＧＢＴ２２を接続した第３のスイッチングレッグと、ＩＧＢＴ２３及びＩＧＢＴ２４を接続した第４のスイッチングレッグと、を有している。
また、トランス３の１次巻線にはセンタータップが設けられており、センタータップがコンデンサ１５ａとコンデンサ１５ｃとの接続点及び入出力端子１ｂに接続されている。
また、ＩＧＢＴ１１とＩＧＢＴ１２との接続点がリアクトル１６ａを介してトランス３の１次巻線の一端に接続され、ＩＧＢＴ１３とＩＧＢＴ１４との接続点がリアクトル１６ｂを介してトランス３の１次巻線の他端に接続されている。リアクトル１６ａとしては、例えばコイルを用いてもよくトランス３の１次巻線の漏れインダクタンスを用いてもよくコイルとトランス３の１次巻線の漏れインダクタンスの両方を用いてもよい。リアクトル１６ｂとしては、例えばコイルを用いてもよくトランス３の１次巻線の漏れインダクタンスを用いてもよくコイルとトランス３の１次巻線の漏れインダクタンスの両方を用いてもよい。
また、ＩＧＢＴ２１とＩＧＢＴ２２との接続点がリアクトル２６を介してトランス３の２次巻線の一端に接続され、ＩＧＢＴ２３とＩＧＢＴ２４との接続点がトランス３の２次巻線の他端に接続されている。リアクトル２６としては、例えばコイルを用いてもよくトランス３の２次巻線の漏れインダクタンスを用いてもよくコイルとトランス３の２次巻線の漏れインダクタンスの両方を用いてもよい。
本実施形態の電力変換装置は、各ＩＧＢＴのスイッチングを制御する制御部４をさらに備えている。
制御部４は、電圧検出部を内蔵しており、電圧Ｖ１１、Ｖ１２、Ｖ１、及びＶ２を検出する。電圧Ｖ１１は、１次側の入出力端子１ａ−入出力端子１ｂ間の電圧である。電圧Ｖ１２は、１次側の入出力端子１ｂ−入出力端子１ｃ間の電圧である。電圧Ｖ１は、１次側の入出力端子１ａ−入出力端子１ｃ間の電圧である。電圧Ｖ２は、２次側の入出力端子２ａ−入出力端子２ｃ間の電圧である。
制御部４は、電流出部を内蔵しており、電流Ｉ１１、Ｉ１２、Ｉ１、及びＩ２を検出する。電流Ｉ１１は、１次側の配線１９ａを流れる電流である。電流Ｉ１２は、１次側の配線１９ｃを流れる電流である。電流Ｉ１は、１次側の配線１９ｂを流れる電流である。電流Ｉ２は、２次側の配線２９ａを流れる電流である。
また、図２に示すように、１次側の入出力端子１ａと入出力端子１ｃの間に蓄電池１０１が接続され、２次側の入出力端子２ａと入出力端子２ｂの間に蓄電池１０２が接続される。本実施形態の電力変換装置７０（但し、入出力端子１ａ、１ｂ、１ｃ、２ａ、及び２ｃを除く）は、蓄電池１０１と蓄電池１０２との間で双方向に電力を伝送する。
制御部４は、例えば、図３Ａに示す同じ周期のゲート駆動信号で各ＩＧＢＴをスイッチングする。ここで、ゲート駆動信号Ｇ１１、Ｇ１２、Ｇ１３、及びＧ１４は、それぞれ、１次側フルブリッジ回路のＩＧＢＴ１１、ＩＧＢＴ１２、ＩＧＢＴ１３、及びＩＧＢＴ１４のゲート駆動信号である。また、ゲート駆動信号Ｇ２１、Ｇ２２、Ｇ２３、及びＧ２４は、それぞれ、２次側フルブリッジ回路のＩＧＢＴ２１、ＩＧＢＴ２２、ＩＧＢＴ２３、及びＩＧＢＴ２４のゲート駆動信号である。
ここでは、１次側フルブリッジ回路において、第１のスイッチングレッグを構成するＩＧＢＴ１１及びＩＧＢＴ１２は、所定の時比率ＤＵ１／Ｔｓ及びＤＬ１／Ｔｓ、並びに、互いの位相ずれ１８０度でスイッチングされる。同様に、第２のスイッチングレッグを構成するＩＧＢＴ１３及びＩＧＢＴ１４は、所定の時比率ＤＵ１／Ｔｓ及びＤＬ１／Ｔｓ、並びに、互いの位相ずれ１８０度でスイッチングされる。
また、１次側フルブリッジ回路の一方の対角に位置するＩＧＢＴ１１及びＩＧＢＴ１４は同一波形のゲート駆動信号Ｇ１１及びＧ１４によってスイッチングされ、１次側フルブリッジ回路の他方の対角に位置するＩＧＢＴ１２及びＩＧＢＴ１３は他の同一波形のゲート駆動信号Ｇ１２及びＧ１３によってスイッチングされる。
また、２次側フルブリッジ回路において、第３のスイッチングレッグを構成するＩＧＢＴ２１及びＩＧＢＴ２２は所定の時比率ＤＵ２／Ｔｓ及びＤＬ２／Ｔｓ、並びに、互いの位相ずれ１８０度でスイッチングされる。同様に、第４のスイッチングレッグを構成するＩＧＢＴ２３及びＩＧＢＴ２４は所定の時比率ＤＵ２／Ｔｓ及びＤＬ２／Ｔｓ、並びに、互いの位相ずれ１８０度でスイッチングされる。
また、２次側フルブリッジ回路の一方の対角に位置するＩＧＢＴ２１及びＩＧＢＴ２４は同一波形のゲート駆動信号Ｇ２１及びＧ２４によってスイッチングされ、２次側フルブリッジ回路の他方の対角に位置するＩＧＢＴ２２及びＩＧＢＴ２３は他の同一波形のゲート駆動信号Ｇ２２及びＧ２３によってスイッチングされる。
ここで、制御部４は、所定の一定電流で蓄電池１０１又は１０２が充電されるよう、第１のフルブリッジ回路と第２のフルブリッジ回路のスイッチングの位相差Ｐを制御する。なお、制御部４は、さらに１次側の電圧Ｖ１及び２次側の電圧Ｖ２がそれぞれ所定の電圧値範囲を逸脱しないよう、位相差Ｐを制御してもよい。
１次側から２次側に電力を伝送する場合は、図３Ａに示すように、２次側のフルブリッジ回路のスイッチングを１次側のフルブリッジ回路のスイッチングに対して位相Ｐだけ遅らせる。一方、２次側から１次側に電力を伝送する場合は、図３Ｂに示すように、１次側のフルブリッジ回路のスイッチングを２次側のフルブリッジ回路のスイッチングに対して位相Ｐだけ遅らせる。
例えば、１次側から２次側に電力を伝送する場合すなわち蓄電池１０１を放電し蓄電池１０２を充電する場合、蓄電池１０２が一定電流で充電されるよう制御すればよい。図４に示す電流Ｉ２を制御する電流制御ブロック図のように、制御部４は、二次側の電流Ｉ２を検出し、目標電流値との差分に基づいて電流コントローラー４０ａによって位相シフト量Ｐを算出し、ゲート駆動回路４９により生成した駆動信号により主回路１００の各ＩＧＢＴをスイッチングする。１次側から２次側に電力を伝送する場合すなわち蓄電池１０２を放電し蓄電池１０１を充電する場合には、蓄電池１０１が一定電流で充電されるよう制御すればよい。すなわち、電流Ｉ１１又は電流Ｉ１２を制御すればよい。
本実施形態の電力変換装置によると、ＡＣ／ＤＣ電力変換回路の単相３線式ＡＣ出力の中性線の電位となる中間電圧を入出力端子１ｂから出力することが可能となる。また、本実施形態の電力変換装置によると、双方向の電力変換が可能となる。
（第２実施形態）
本実施形態の電力変換装置は、上述した第１実施形態の電力変換装置と同じ構成である。本実施形態では、図５に示すように、１次側の入出力端子１ａと入出力端子１ｂの間にＤＣ負荷３０ａが接続され、１次側の入出力端子１ｂと入出力端子１ｃの間にＤＣ負荷３０ｂが接続され、２次側の入出力端子２ａと入出力端子２ｂの間に蓄電池１０２が接続される。
制御部４は、第１実施形態と同様に、図６Ａに示す同じ周期のゲート駆動信号で各ＩＧＢＴをスイッチングして、蓄電池１０２からＤＣ負荷３０ａ及び３０ｂへ電力を供給することが可能である。
ここで、制御部４は、１次側の電圧Ｖ１の電圧が目標の電圧値となるよう、第１のフルブリッジ回路と第２のフルブリッジ回路のスイッチングの位相差Ｐを制御する。本実施形態では、蓄電池１０２が接続された２次側からＤＣ負荷３０ａ及び３０ｂが接続された１次側に電力を伝送するので、制御部４は、２次側のフルブリッジ回路に対して１次側のフルブリッジ回路のスイッチング位相を遅らせる。
この時、ＤＣ負荷３０ａとＤＣ負荷３０ｂが略同一の場合は、電圧Ｖ１１と電圧Ｖ１２のバランスが維持される。また、制御部４は、電圧Ｖ１１と電圧Ｖ１２の電圧差をゼロとするようスイッチングモードを切り替え制御する。
例えば、上側のＤＣ負荷３０ａが大きく、電圧Ｖ１１＜電圧Ｖ１２となる場合、制御部４は、図６Ｂに示すゲート駆動信号を出力する第２のスイッチングモードに切り替える。第２のスイッチングモードでは、ＩＧＢＴ１１とＩＧＢＴ１３がオフに固定される。
同様に、下側のＤＣ負荷３０ｂが大きく、電圧Ｖ１１＞電圧Ｖ１２となる場合、制御部４は、図６Ｃに示すゲート駆動信号を出力する第３のスイッチングモードに切り替える。第３のスイッチングモードでは、ＩＧＢＴ１２とＩＧＢＴ１４がオフに固定される。
上記の制御は、例えば、図７Ａ及び図７Ｂに示す制御ブロックにより実現することができる。図７Ａは、電圧Ｖ１を所望の電圧に制御するための電圧制御ブロック図である。図７Ａに示すように、制御部４は、電圧Ｖ１を検出し、目標電圧値との差分に基づいて電流コントローラー４０ａによって位相シフト量Ｐを算出し、ゲート駆動回路４９により生成した駆動信号により主回路１００の各ＩＧＢＴをスイッチングする。
また、この時のスイッチングモードは、つぎのように決定される。図７Ｂは、電圧Ｖ１１と電圧Ｖ１２の電圧差をゼロとするための電圧バランス制御ブロック図である。図７Ｂに示すように、制御部４は、電圧Ｖ１１と電圧Ｖ１２の差分に基づいて電圧バランスコントローラー４１によりスイッチングモードを選択し、ゲート駆動回路４９により生成した駆動信号により主回路１００の各ＩＧＢＴをスイッチングする。
ここでは、図７Ｃに示すように、スイッチング周期に同期して、電圧制御タイミングＡとバランス制御タイミングＢでそれぞれゲート駆動信号を更新することとした。スイッチングモード選択の結果と位相シフト量Ｐを同時に考慮してゲート駆動信号を生成しても構わない。電圧制御タイミングＡとバランス制御タイミングＢを分けることで、一定周期で制御しながら計算時間の分散が図れる効果がある。
図８は、例えば、伝送電力５．５ｋＷ、電圧Ｖ１＝３５０Ｖ、電圧Ｖ２＝３５０Ｖとしたときの、負荷バランスに対する平均電圧バランス（電圧Ｖ１１−電圧Ｖ１２）の特性を、電圧バランス制御を行った場合と、電圧バランス制御を行わなかった場合で比較したものである。電圧バランス制御により、負荷にアンバランスがある場合において、電圧Ｖ１１と電圧Ｖ１２の差が小さく改善されることがわかる。
（第３実施形態）
図９は、本発明の第３実施形態の電力変換装置を示す構成図である。本実施形態の電力変換装置は、図１に示すＤＣ／ＤＣ電力変換回路の１次側に単相３線式ＡＣ／ＤＣ変換回路８０を接続した構成である。２次側には蓄電池１０２が接続され、ＡＣ／ＤＣ変換回路８０の出力にはＡＣ負荷９３が接続される。
電力変換装置７０（但し、入出力端子１ａ、１ｂ、１ｃ、２ａ、及び２ｃを除く）は、第１実施形態の電力変換装置７０（但し、入出力端子１ａ、１ｂ、１ｃ、２ａ、及び２ｃを除く）と同一の構成である。
ＡＣ／ＤＣ変換回路８０は、ＩＧＢＴ８１及びＩＧＢＴ８２を接続したスイッチングレッグと、ＩＧＢＴ８３及びＩＧＢＴ８４を接続したスイッチングレッグにより構成されるフルブリッジ回路を有する。また、ＡＣ／ＤＣ変換回路８０は、ＩＧＢＴ８１〜８４のスイッチングを制御するＡＣ／ＤＣ制御部８７を有する。
ＩＧＢＴ８１とＩＧＢＴ８２との接続点は、リアクトル８５ａを介してコンデンサ８６ａの一端に接続される。本実施形態では、コンデンサ８６ａの一端を第１のＡＣ出力（ｕ相）とする。また、ＩＧＢＴ８３とＩＧＢＴ８４との接続点は、リアクトル８５ｂを介してコンデンサ８６ｂの他端に接続される。本実施形態では、コンデンサ８６ａの他端を第２のＡＣ出力の他端（ｗ相）とする。また、本実施形態では、コンデンサ８６ａとコンデンサ８６ｂとの接続点を第３のＡＣ出力（ｏ相）とする。
ここで、コンデンサ８６ａとコンデンサ８６ｂとの接続点は、入出力端子１ｂに接続される。
また、ＡＣ負荷９３は、ｕ相のＡＣ負荷９３ａと、ｗ相のＡＣ負荷９３ｂと、を備えている。ここで、ＡＣ負荷９３が偏って接続されると、電圧Ｖ１１と電圧Ｖ１２の電圧バランスがくずれ、ＡＣ周波数に応じて変動してしまう。すなわち、ｕ相のＡＣ負荷９３ａ及びｗ相のＡＣ負荷９３ｂのうちの大きい方を駆動するタイミングで対応する端子間の電圧が低下してしまい、十分なＡＣ電圧出力が得られない場合がある。
本実施形態において、電力変換装置７０の制御部４は、電圧Ｖ１を所定の値とするとともに、電圧Ｖ１１と電圧Ｖ１２の電圧バランスが維持されるよう制御する。
ここで、制御部４は、図１０Ａ及び図１０Ｂに示すように、１次側のフルブリッジ回路のＩＧＢＴ１１とＩＧＢＴ１３のオン時比率ＤＵ１／Ｔｓ、および、ＩＧＢＴ１２とＩＧＢＴ１４のオン時比率ＤＬ１／Ｔｓを操作することにより、電圧Ｖ１１と電圧Ｖ１２が近い値になるように制御する。
上記の制御は、例えば、図１１Ａに示す電圧バランス制御ブロックにより実現することができる。図１１Ａに示すように、制御部４は、電圧Ｖ１１及び電圧Ｖ１２を検出し、電圧Ｖ１１と電圧Ｖ１２の電圧差ｄＶに応じて電圧バランスコントローラー４２によってオン時比率ＤＵ１／Ｔｓ及びＤＬ１を算出し、ゲート駆動回路４９により生成した駆動信号により主回路１００の各ＩＧＢＴをスイッチングする。
図１２に示すフローチャートに示すように、制御部４は、ステップ＃１０において制御動作を開始すると、電圧Ｖ１１と電圧Ｖ１２を検出し、その電圧差ｄＶを算出する（ステップ＃２０）。
次に、制御部４は、ＤＵ１とＤＬ１の変更の要否を判定する（ステップ＃３０）。例えば、電圧差ｄＶが所定の許容値より小さい場合、制御部４は、ＤＵ１とＤＬ１の変更を不要と判断する。ＤＵ１とＤＬ１の変更が不要であれば、後述するステップ＃６０に移行する。一方、変更が必要な場合、制御部４は、図１１Ｂ及び図１１Ｃに示すように、電圧差ｄＶに応じてＤＵ１とＤＬ１の変更量をそれぞれｄＵ、ｄＬとして求める（ステップ＃４０）。時比率（オンデューティ）が０より小さくならないよう、変更量ｄＵ、ｄＬの最大値を規定しておいてもよい。
ステップ＃４０に続くステップ＃５０において、制御部４は、ＤＵ１から変更量ｄＵを差し引いた値を新たなＤＵ１とし、また、ＤＬ１から変更量ｄＬを差し引いた値を新たなＤＬ１としてそれぞれ更新する。ステップ＃５０に続くステップ＃６０では、制御部４は、次回の制御開始まで待機する。ここで、電圧差ｄＶが正（電圧Ｖ１１＞電圧Ｖ１２）であるときは、ＡＣ負荷９３ｂが大きい場合に相当し、ＩＧＢＴ１２とＩＧＢＴ１４の時比率（オンデューティ）を小さくすることで電圧バランスが改善される。時比率（オンデューティ）を徐々に変化させるので、スイッチングの急な変更がなく、なめらかな制御が可能である。
例えば、ＡＣ負荷９３に偏りがあり、ＡＣ負荷９３ａとして２．７５ｋＷの負荷のみが接続された場合、電圧制御（電圧Ｖ１の制御）のみでは、図１３Ａに示すように、電圧Ｖ１は所定の値に維持されるものの、図１３Ｂに示すように、電圧Ｖ１１と電圧Ｖ１２の差はＡＣ周波数に応じて変動する。ここで、電圧制御（電圧Ｖ１の制御）と電圧バランス制御を行うことにより、図１３Ｃ及び図１３Ｄに示すように、電圧Ｖ１を所定の値に維持しながら、電圧Ｖ１１と電圧Ｖ１２の差を小さくできることがわかる。その結果、図１３Ｅに示すように、ＡＣ負荷９３ａの電圧レベルが上昇し改善する効果がある。
（第４実施形態）
図１４は、本発明の第４実施形態の電力変換システムを示す構成図である。本実施形態では、第３実施形態３と同様に、図１に示すＤＣ／ＤＣ電力変換回路の１次側に単相３線式ＡＣ／ＤＣ変換回路８０が接続されている。２次側には蓄電池１０２が接続される。
また、ＡＣ／ＤＣ変換回路８０のＡＣ入出力端３ａ〜３Ｃは、リレー９２ａ及び９２ｂを介して切替え部９１に接続される。ここで、リレー９２ａは、ＡＣ／ＤＣ変換回路８０のＡＣ入出力端３ａ及び３ｃと系統９０とを接続或いは切断する。また、リレー９２ｂは、ＡＣ／ＤＣ変換回路８０のＡＣ入出力端３ａ、３ｂ、及び３ｃとリレー９１ｂとを接続或いは切断する。また、切替え部９１は、リレー９１ａ及びリレー９１ｂを備えている。リレー９１ａは、系統９０とＡＣ負荷９３とを接続或いは切断する。また、リレー９１ｂは、リレー９２ｂとＡＣ負荷９３とを接続或いは切断する。
また、本実施形態の電力変換システムはシステム制御部６０を備えている。システム制御部６０は、電力変換装置７０と、ＡＣ／ＤＣ変換回路８０と、リレー９１ａ、９１ｂ、９２ａ、及び９２ｂと、を制御する。
システム制御部６０は、通常時には、リレー９１ａを閉じて、ＡＣ負荷９３に電力を供給する。この時、システム制御部６０は、リレー９２ａを閉じて、系統９０の電力を蓄電池１０２に充電、或いは、蓄電池１０２の電力をＡＣ負荷９３又は系統９０に放電することができる。ここで、ＡＣ／ＤＣ変換回路８０は、系統９０と単相で接続されるため偏りがない。そのため、電力変換装置７０は、例えば、第１実施形態で示した制御方法により、一定電流で蓄電池１０２を充放電することができる。
また、システム制御部６０は、停電時には、リレー９１ａを開いて、ＡＣ負荷９３と系統９０とを切断し、リレー９１ｂを閉じてＡＣ負荷９３とリレー９２ｂとを接続する。この時、システム制御部６０は、リレー９２ｂを閉じて、蓄電池１０２の電力をＡＣ負荷９３に供給することができる。ここで、ＡＣ／ＤＣ変換回路８０は、単相３線式の動作とすることで、第３実施形態で示したように、ＡＣ負荷が偏って接続された場合も、安定した出力を得ることができる。
（まとめ）
以上、本発明の実施形態につき説明したが、本発明の範囲はこれに限定されるものではなく、発明の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えて実施することができる。
以上説明した電力変換装置は、第１のコンデンサ（１５ａ）及び第２のコンデンサ（１５ｃ）を直列に接続した第１のコンデンサ回路と、第１のフルブリッジ回路及び第２のフルブリッジ回路と、トランス（３）と、前記第１のフルブリッジ回路と前記トランスとの間に設けられる第１のリアクトル（１６ａ）と、前記第１のフルブリッジ回路と前記トランスとの間に設けられる第２のリアクトル（１６ｂ）と、前記第２のフルブリッジ回路と前記トランスとの間に設けられる第３のリアクトル（２６）と、制御部（４）と、を備える電力変換装置であって、前記第１のフルブリッジ回路は、第１のスイッチング素子（１１）及び第２のスイッチング素子（１２）を接続した第１のスイッチングレッグと、第３のスイッチング素子（１３）及び第４のスイッチング素子（１４）を接続した第２のスイッチングレッグと、を有し、前記第１のコンデンサ回路に並列に接続され、前記トランスは、１次巻線にセンタータップを有し、前記センタータップが前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサとの接続点に接続され、前記第１のリアクトルの一端が前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子との接続点に接続され、前記第２のリアクトルの一端が前記第３のスイッチング素子と前記第４のスイッチング素子との接続点に接続され、前記第２のフルブリッジ回路は、第５のスイッチング素子（２１）及び第６のスイッチング素子（２２）を接続した第３のスイッチングレッグと、第７のスイッチング素子（２３）及び第８のスイッチング素子（２４）を接続した第４のスイッチングレッグと、を有し、前記第３のリアクトルの一端が前記第５のスイッチング素子と前記第６のスイッチング素子との接続点に接続され、前記第１〜第８のスイッチング素子には、それぞれ、コンデンサ（１１ａ〜１４ａ、２１ａ〜２４ａ）が並列に接続され、前記制御部は、前記第１〜第８のスイッチング素子のスイッチングを制御し、前記第１のフルブリッジ回路と前記第２のフルブリッジ回路とのスイッチングの位相差を調整することにより、伝送電力を制御する構成（第１の構成）である。
このような構成によると、１次側回路の入出力端の電圧が第１のコンデンサと第２のコンデンサで分割され、トランスの１次巻線に設けたセンタータップが第１のコンデンサと第２のコンデンサとの接続点に接続されるので、中間電圧を出力することが可能となる。
ここで、第１のコンデンサの静電容量値と第２のコンデンサの静電容量値とを略同一にし、第１のリアクトルのリアクタンス値と第２のリアクトルのリアクタンス値とを略同一にすることにより、１次側回路の構成を対称にすることが可能である。さらに、第１のコンデンサの両端に接続される負荷のインピーダンス値と第２のコンデンサの両端に接続される負荷のインピーダンス値とを略同一にする場合、或いは、第１のコンデンサ回路の両端に負荷が接続される場合は、負荷を含めて対称になるため、第１のフルブリッジ回路と第２のフルブリッジ回路のスイッチング位相を調整することにより、第１のコンデンサの電圧と第２のコンデンサの電圧のバランスがとれた状態で伝送電力を制御することが可能となる。
また、第１のコンデンサ回路の両端を１次側入出力端とすることにより、双方向に電力変換するＤＣ／ＤＣ電力変換装置を構成することも可能となる。
上記第１の構成の電力変換装置において、前記第１のリアクトルは、前記１次巻線の一端に接続され及び／又は前記１次巻線の漏れインダクタンスであり、前記第２のリアクトルは、前記１次巻線の他端に接続され及び／又は前記１次巻線の漏れインダクタンスであり、前記第３のリアクトルは、前記トランスの２次巻線に接続され及び／又は前記２次巻線の漏れインダクタンスである構成（第２の構成）であってもよい。
上記第１又は第２の構成の電力変換装置において、前記第１〜第８のスイッチング素子には、それぞれ、ダイオードが並列に接続されている構成（第３の構成）であってもよい。
このような構成によると、スイッチング素子として、例えば、ダイオードを内蔵しないＩＧＢＴを用いた場合にも、スイッチング素子に対してダイオードを逆並列に接続することにより、所望の動作が可能となる。
上記第１〜第３いずれかの構成の電力変換装置において、制御部は、前記第１〜第８のスイッチング素子全てをスイッチングする第１のスイッチングモードと、前記第１のスイッチング素子及び前記第３のスイッチング素子をオフに固定する第２のスイッチングモードと、前記第２のスイッチング素子及び前記第４のスイッチング素子をオフに固定する第３のスイッチングモードと、を少なくとも有し、前記第１のコンデンサの電圧と前記第２のコンデンサの電圧の差に基づき、前記第１〜第３のスイッチングモードを含む複数のスイッチングモードを選択切り替えすることにより、前記第１のコンデンサの電圧と前記第２のコンデンサの電圧が同じ値に近づくように制御する構成（第４の構成）であってもよい。
第１のコンデンサの両端に接続される負荷のインピーダンス値と第２のコンデンサの両端に接続される負荷のインピーダンス値が異なる場合、第１のコンデンサと第２のコンデンサの電圧分担のバランスが悪化する。このような場合、第１のコンデンサ回路の両端の電圧を制御目標とした制御では、バランスの改善効果は期待できない。
しかしながら、上記第４の構成によると、スイッチングの動作が非対称となるため、電圧バランスを制御することが可能となる。例えば、第１のコンデンサ、又は、第２のコンデンサに並列の導通経路にあるスイッチング素子がオフとなる期間が増えると、これらのコンデンサの放電経路が制限されるため、電圧維持に効果がある。
上記第１〜第３いずれかの電力変換装置において、制御部は、前記第１のコンデンサの電圧と前記第２のコンデンサの電圧の差に基づき、前記第１のスイッチング素子及び前記第３のスイッチング素子のオン時間、又は、前記第２のスイッチング素子及び前記第４のスイッチング素子のオン時間が、前記第１〜第８のスイッチング素子のうちの他のスイッチング素子のオン時間に比較して小さくなるよう調整することにより、前記第１のコンデンサの電圧及び前記第２のコンデンサの電圧が同じ値に近づくように制御する構成（第５の構成）であってもよい。
このような構成によると、例えば、第１のスイッチング素子と第３のスイッチング素子のオン時間、又は、第２のスイッチング素子と第４のスイッチング素子のオン時間を第１のコンデンサの電圧と第２のコンデンサの電圧の差に基づき調整し、第１〜第８のスイッチング素子のうちの他のスイッチング素子のオン時間を固定にし、第１のスイッチング素子と第３のスイッチング素子のオン時間、又は、第２のスイッチング素子と第４のスイッチング素子のオン時間を徐々に変化させることで、電圧バランスの変動の小さい滑らかな制御が可能となる。
上記第１〜第５いずれかの構成の電力変換装置において、前記電力変換装置は、ＡＣ／ＤＣ変換回路をさらに備え、前記ＡＣ／ＤＣ変換回路は、第９のスイッチング素子及び第１０のスイッチング素子を接続した第５のスイッチングレッグと、第１１のスイッチング素子及び第１２のスイッチング素子を接続した第６のスイッチングレッグと、第３のコンデンサ及び第４のコンデンサを直列に接続した第２のコンデンサ回路と、前記第９のスイッチング素子と前記第１０のスイッチング素子との接続点及び前記第２のコンデンサ回路の一端の間に接続された第４のリアクトルと、前記第１１のスイッチング素子と前記第１２のスイッチング素子との接続点及び前記第２のコンデンサ回路の他端の間に接続された第５のリアクトルと、を有し、前記第２のコンデンサ回路の一端を第１の交流入出力端子とし、前記第２のコンデンサ回路の他端を第２の交流入出力端子とし、前記第３のコンデンサと前記第４のコンデンサとの接続点を第３の交流入出力端子とし、前記第３のコンデンサと前記第４のコンデンサの接続点が、前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサの接続点に接続される構成（第６の構成）であってもよい。
このような構成によると、第１のコンデンサと第２のコンデンサとの接続点の電位が制御されているので、単相３線式ＡＣ／ＤＣ電力変換装置の中性線電位を生成、制御するためのスイッチング回路が不要となる。したがって、効率向上、回路の小型化、コストダウンを図ることができる。
単相３線式インバータにおいてＡＣ負荷が偏って接続された場合、ＡＣ周波数に応じてＤＣバス電圧が低下し、ＤＣバス電圧にリップルが生じる。ＤＣバス電圧が低下すると、負荷の大きい側のＡＣ電圧レベルが低下し、ひずみ特性が悪化する。上記第６の構成の電力変換装置では、電圧バランスと電圧が同時に制御され安定化されるため、このような悪化を低減できる。
以上説明した電力変換システムは、上記第６の構成の電力変換装置を備えた電力変換システムであって、通常時は、系統と前記第１の交流入出力端子及び前記第２の交流入出力端子とが接続され、停電時は、ＡＣ負荷と、前記第１の交流端子、前記第２の交流端子、及び前記第３の交流入出力端子とが接続される構成（第７の構成）である。
このような構成によると、停電時には、ＡＣ／ＤＣ変換回路は、ＡＣ負荷に接続され単相３線式の動作を行う。ＡＣ負荷が偏ってＡＣ／ＤＣ変換回路に接続された場合も中性線電位は維持されるため、安定した出力を得ることができる。
１ａ、１ｂ、１ｃ １次側の入出力端子
２ａ、２ｃ ２次側の入出力端子
３ トランス
３ａ、３ｂ、３ｃ 交流入出力端子
４ 制御部
１１、１２、１３、１４、２１、２２、２３、２４ ＩＧＢＴ
１１ａ、１２ａ、１３ａ、１４ａ、２１ａ、２２ａ、２３ａ、２４ａ コンデンサ
１５ａ、１５ｂ、１５ｃ、２５ コンデンサ
１６ａ、１６ｂ、２６ リアクトル
１９ａ、１９ｂ、１９ｃ、２９ａ 配線
３０ａ、３０ｂ ＤＣ負荷
４０ａ 電流コントローラー
４０ｂ 電圧コントローラー
４１ 電圧バランスコントローラー
４２ 電圧バランスコントローラー
４９ ゲート駆動回路
６０ システム制御部
７０ 電力変換装置（ただし、入出力端子を除く）
８１、８２、８３、８４ ＩＧＢＴ
８５ａ、８５ｂ リアクトル
８６ａ、８６ｂ コンデンサ
８７ ＡＣ／ＤＣ制御部
９０ 系統
９１ 切り替え部
９１ａ、９１ｂ、９２ａ、９２ｂ リレー
９３、９３ａ、９３ｂ ＡＣ負荷
１００ 主回路
１０１、１０２ 蓄電池

Claims (7)

  1. 第１のコンデンサ及び第２のコンデンサを直列に接続した第１のコンデンサ回路と、
    第１のフルブリッジ回路及び第２のフルブリッジ回路と、
    トランスと、
    前記第１のフルブリッジ回路と前記トランスとの間に設けられる第１のリアクトルと、
    前記第１のフルブリッジ回路と前記トランスとの間に設けられる第２のリアクトルと、
    前記第２のフルブリッジ回路と前記トランスとの間に設けられる第３のリアクトルと、
    制御部と、を備える電力変換装置であって、
    前記第１のフルブリッジ回路は、
    第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子を接続した第１のスイッチングレッグと、
    第３のスイッチング素子及び第４のスイッチング素子を接続した第２のスイッチングレッグと、を有し、前記第１のコンデンサ回路に並列に接続され、
    前記トランスは、１次巻線にセンタータップを有し、前記センタータップが前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサとの接続点に接続され、
    前記第１のリアクトルの一端が前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子との接続点に接続され、
    前記第２のリアクトルの一端が前記第３のスイッチング素子と前記第４のスイッチング素子との接続点に接続され、
    前記第２のフルブリッジ回路は、
    第５のスイッチング素子及び第６のスイッチング素子を接続した第３のスイッチングレッグと、
    第７のスイッチング素子及び第８のスイッチング素子を接続した第４のスイッチングレッグと、を有し、
    前記第３のリアクトルの一端が前記第５のスイッチング素子と前記第６のスイッチング素子との接続点に接続され、
    前記第１〜第８のスイッチング素子には、それぞれ、コンデンサが並列に接続され、
    前記制御部は、前記第１〜第８のスイッチング素子のスイッチングを制御し、前記第１のフルブリッジ回路と前記第２のフルブリッジ回路とのスイッチングの位相差を調整することにより、伝送電力を制御する、
    電力変換装置。
  2. 前記第１のリアクトルは、前記１次巻線の一端に接続され及び／又は前記１次巻線の漏れインダクタンスであり、
    前記第２のリアクトルは、前記１次巻線の他端に接続され及び／又は前記１次巻線の漏れインダクタンスであり、
    前記第３のリアクトルは、前記トランスの２次巻線に接続され及び／又は前記２次巻線の漏れインダクタンスである、請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 前記第１〜第８のスイッチング素子には、それぞれ、ダイオードが並列に接続されている、請求項１又は請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 制御部は、
    前記第１〜第８のスイッチング素子全てをスイッチングする第１のスイッチングモードと、
    前記第１のスイッチング素子及び前記第３のスイッチング素子をオフに固定する第２のスイッチングモードと、
    前記第２のスイッチング素子及び前記第４のスイッチング素子をオフに固定する第３のスイッチングモードと、を少なくとも有し、
    前記第１のコンデンサの電圧と前記第２のコンデンサの電圧の差に基づき、前記第１〜第３のスイッチングモードを含む複数のスイッチングモードを選択切り替えすることにより、
    前記第１のコンデンサの電圧と前記第２のコンデンサの電圧が同じ値に近づくように制御する、請求項１〜３のいずれか一項に記載の電力変換装置。
  5. 制御部は、
    前記第１のコンデンサの電圧と前記第２のコンデンサの電圧の差に基づき、
    前記第１のスイッチング素子及び前記第３のスイッチング素子のオン時間、又は、前記第２のスイッチング素子及び前記第４のスイッチング素子のオン時間が、前記第１〜第８のスイッチング素子のうちの他のスイッチング素子のオン時間に比較して小さくなるよう調整することにより、
    前記第１のコンデンサの電圧及び前記第２のコンデンサの電圧が同じ値に近づくように制御する、請求項１〜３のいずれか一項に記載の電力変換装置。
  6. 前記電力変換装置は、ＡＣ／ＤＣ変換回路をさらに備え、
    前記ＡＣ／ＤＣ変換回路は、
    第９のスイッチング素子及び第１０のスイッチング素子を接続した第５のスイッチングレッグと、
    第１１のスイッチング素子及び第１２のスイッチング素子を接続した第６のスイッチングレッグと、
    第３のコンデンサ及び第４のコンデンサを直列に接続した第２のコンデンサ回路と、
    前記第９のスイッチング素子と前記第１０のスイッチング素子との接続点及び前記第２のコンデンサ回路の一端の間に接続された第４のリアクトルと、
    前記第１１のスイッチング素子と前記第１２のスイッチング素子との接続点及び前記第２のコンデンサ回路の他端の間に接続された第５のリアクトルと、を有し、
    前記第２のコンデンサ回路の一端を第１の交流入出力端子とし、前記第２のコンデンサ回路の他端を第２の交流入出力端子とし、前記第３のコンデンサと前記第４のコンデンサとの接続点を第３の交流入出力端子とし、
    前記第３のコンデンサと前記第４のコンデンサの接続点が、前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサの接続点に接続される、請求項１〜５のいずれか一項に記載の電力変換装置。
  7. 請求項６に記載の電力変換装置を備えた電力変換システムであって、
    通常時は、系統と前記第１の交流入出力端子及び前記第２の交流入出力端子とが接続され、
    停電時は、ＡＣ負荷と、前記第１の交流端子、前記第２の交流端子、及び前記第３の交流入出力端子とが接続される、電力変換システム。
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