JP2018196260A - 電源装置及び画像形成装置 - Google Patents

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Abstract

【課題】簡易な構成で電源装置の最大出力電圧を向上させること。【解決手段】コイルＬ１と、コイルＬ１の他端に接続され、入力されたパルス信号に応じてオン又はオフすることによりコイルＬ１を駆動するＦＥＴＱ１と、コイルＬ１の両端に接続され、ダイオードとコンデンサとを有する整流部を複数有し、コイルＬ１に誘起された電圧を増幅する多段整流回路部と、を備え、昇圧された出力電圧を出力する電源装置であって、直流電圧ＶｃｃとコイルＬ１の一端との間に接続され、コイルＬ１の一端との接続点における電圧を直流電圧Ｖｃｃよりも上昇させるダイオードＤ９を備える。【選択図】図１

Description

本発明は、高電圧を発生する高電圧電源等の電源装置及びその電源装置を備える画像形成装置に関する。
従来、高電圧を扱う様々な製品が存在する。例えば、空気清浄機・エアコンディショナー・イオナイザ・ブラウン管テレビ・レーザプリンタ・粒子加速器等である。多くの場合、低い電圧を昇圧することで高い電圧が生成され、その生成にはいくつかの方式が存在する。いくつかの方式の中の一つでよく使用されるのが、コッククロフト・ウォルトン回路と呼ばれる方式である。コッククロフト・ウォルトン回路は、コンデンサとダイオードを梯子状に接続し、充放電と電圧の加算を繰り返すことにより昇圧していく方式で、安価に構成できることからよく使用されている。図８は従来の電源装置の一例を示す回路図である。
コッククロフト・ウォルトン回路（以下、多段式整流回路という）を使用した昇圧回路の例として、例えば特許文献１のような回路がある。多段式昇圧回路は、入力電圧として交流電圧を必要とするため、トランスの出力部に接続されることが多い。しかし、特許文献１では、インダクタに流れる電流を電界効果トランジスタによってオン／オフすることで、インダクタの一端に交流電圧を作り出し、この交流電圧を入力して多段式昇圧回路で高い電圧を生成する。これによって高価で大きなトランスを使用することなくコスト・面積共に効率の良い昇圧回路が実現される。
特許第５６２７６０７号公報
上述したコッククロフト・ウォルトン回路において最大出力電圧を増加させる場合、最も単純な方法は多段式整流回路の段数を増やすことである。しかし、容易に想像できるように、多段式整流回路の段数を増やすことはコストと面積の増加をもたらす。また、多段式整流回路の段数を増やせば増やしただけ最大出力電圧を増幅できるというものでもない。電圧が上がれば上がるほど各々の素子におけるリーク電流が蓄積するため、段数を増やす割合より最大出力電圧が増加する割合の方が低くなる。そのため多段式整流回路の段数はあまり多くない方が望ましい。
また、他の方法として、例えば、ＦＥＴのオン時間を延ばしたり、インダクタのＬ値を高める方法もある。このような方法により、ＦＥＴのターンオフ後に発生する自己誘導起電力が大きくなる。そのため多段式整流回路の段数を変えなくても、最終的に得られる電圧が増加する。しかしながら、ＦＥＴのオン時間を延ばすことは電源からより多くの電流を引くことを意味する。したがって、電源の供給能力を圧迫し、伝導ノイズの影響が大きくなるおそれがある。インダクタに流す電流も増えるため、インダクタの電線を太くしなければならない。また、インダクタのＬ値を増加させるためはインダクタの巻数も増やす必要がある。これらのことから、部品が大型化し、駆動素子であるＦＥＴ共々コストアップとなる。他にもいくつか方法は考えられるが、電源電圧と多段式整流回路の段数が変えられない条件下では、各々の部品コストを上げずに大幅な出力アップをすることは難しい。
本発明は、このような状況のもとでなされたもので、簡易な構成で電源装置の最大出力電圧を向上させることを目的とする。
上述した課題を解決するために、本発明は、以下の構成を備える。
（１）インダクタと、前記インダクタの他端に接続され、入力されたパルス信号に応じてオン又はオフすることにより前記インダクタを駆動するスイッチング素子と、前記インダクタの両端に接続され、ダイオードとコンデンサとを有する整流部を複数有し、前記インダクタに誘起された電圧を増幅する多段整流回路部と、を備え、昇圧された出力電圧を出力する電源装置であって、電圧源と前記インダクタの一端との間に接続され、前記インダクタの一端との接続点における電圧を前記電圧源の電圧よりも上昇させるように接続された整流素子又はスイッチング素子を備えることを特徴とする電源装置。
（２）記録材に画像を形成する画像形成手段と、前記画像形成手段を制御するコントローラと、前記（１）に記載の電源装置と、を備えることを特徴とする画像形成装置。
本発明によれば、簡易な構成で電源装置の最大出力電圧を向上させることができる。
実施例１の多段式昇圧回路の回路図 実施例１の各波形を示すグラフ 実施例１の各波形を示すグラフ 実施例２の各波形を示すグラフ 実施例２の多段式昇圧回路の回路図 実施例３の各波形を示すグラフ 実施例４の画像形成装置の構成を示す図 従来例の多段式昇圧回路の回路図
以下、本発明を実施するための形態を、実施例により図面を参照しながら詳しく説明する。
［電源装置］
実施例１の電源装置の回路図を図１に、そして比較参考用に従来例の電源装置の回路図を図８に示す。まず、図８を用いて従来例の電源装置の回路の動作を説明する。なお、図１も同じ素子には同じ符号を用いており、図８と重複する部分の説明は省略する。図８に示す電源装置は、多段式整流回路を有し、コンデンサへの充電と電圧の加算を繰り返すことで昇圧する。電源装置は、抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、コイルＬ１、電界効果トランジスタの一種であるＭＯＳＦＥＴ（以下、ＦＥＴとする）Ｑ１、コンデンサＣ１〜コンデンサＣ９、ダイオードＤ１〜ダイオードＤ８を備えている。また、Ｖｃｃは直流電圧である。インダクタであるコイルＬ１の一端は、電圧源である直流電圧Ｖｃｃに接続されており、コイルＬ１の他端は、スイッチング素子であるＦＥＴＱ１のドレイン端子に接続されている。
図８の電源装置において、ＦＥＴＱ１は、ゲート端子に入力されたパルス信号に応じてオン又はオフすることによりコイルＬ１を駆動する。また、ダイオードＤ１とコンデンサＣ１、ダイオードＤ２とコンデンサＣ２等はそれぞれ整流部として機能している。多段整流回路部は、これらの整流部を複数有する回路であり、コイルＬ１の両端に接続され、コイルＬ１に誘起された電圧を増幅する。図８の電源装置は、電源電圧である直流電圧Ｖｃｃから昇圧された出力電圧（出力１）を出力する電源装置である。
まず、入力１に方形波のパルス信号を入力し、ＦＥＴＱ１をオン又はオフする。ＦＥＴＱ１がオンのとき、コイルＬ１には電流が流れ、コイルＬ１に磁束エネルギーが充填される。コイルＬ１へのエネルギーの充填とともにダイオードＤ１からコンデンサＣ１にも電流が流れ、コンデンサＣ１が充電される。このとき、コンデンサＣ１に充電される電圧は、コイルＬ１の両端に生じている電圧、つまり直流電圧Ｖｃｃと略同じ電圧である。次に、ＦＥＴＱ１がオフのとき、コイルＬ１は自己誘導により図８中のＹ部（コイルＬ１の他端とＦＥＴＱ１のドレイン端子との接続点）に直流電圧Ｖｃｃより大きい電圧を発生させる。コンデンサＣ９は、Ｙ部に発生する自己誘導起電圧のピークを抑えてＦＥＴＱ１の耐圧に対するマージンを確保すると共にノイズを抑制する役割を果たしている。これらによって生成された高電圧が、コンデンサＣ１に充電された電圧と直列に接続された状態となり、加算されてダイオードＤ２を経由してコンデンサＣ２に充電される。図８中のＸ部（コイルＬ１の一端と直流電圧Ｖｃｃとの接続点）は、直流電圧Ｖｃｃと同電圧であり、コンデンサＣ２の電圧と直流電圧Ｖｃｃの電圧とが加算されて、ダイオードＤ３を経由してコンデンサＣ３に充電される。以降、ダイオードＤ３、コンデンサＣ３よりも右側の回路は全て同じ構造であり、同様の原理を繰り返して電圧を増幅していく。そして、出力１から出力電圧が出力される。
これに対し、実施例１の電源装置では、図８に示す従来の電源装置に比べて、コンデンサＣ１０とダイオードＤ９を追加している。図８において矢印で示すＸ部は、直接、直流電圧Ｖｃｃに接続されていた。このため、Ｘ部における電圧は常に直流電圧Ｖｃｃと同じ電圧であった。これに対して、実施例１の電源装置では、整流素子であるダイオードＤ９が、直流電圧ＶｃｃとコイルＬ１の一端との間に挿入されることにより、Ｘ部の電圧を直流電圧Ｖｃｃよりも上昇させることが可能となる。このため、実施例１の図１の回路は、ＦＥＴＱ１がオフした後の自己誘導により、Ｙ部だけでなくＸ部における電圧も変動することになる。
更に、ダイオードＤ９の両端に電圧が発生するようになったため、ダイオードＤ９に並列に第１の容量素子であるコンデンサＣ１０を接続する。すると、コンデンサＣ１０、コイルＬ１及びコンデンサＣ９の３部品によって、直流電圧Ｖｃｃとグランド（以下、ＧＮＤとする）との間で直列共振回路を形成する。コンデンサＣ９は、第２の容量素子として機能し、コイルＬ１の他端とグランド（ＧＮＤ）との間に接続されている。コイルＬ１に充電されたエネルギーは、コンデンサＣ１０及びコンデンサＣ９を通して往復するようになり、図８の従来例の電源装置に比べて、コイルＬ１の自由振動がより大きく、より長く続くようになる。参考として直流電圧Ｖｃｃを２４Ｖ、ＦＥＴＱ１のオン時間を１μｓｅｃ（マイクロ秒）としたときの従来例の電源装置（図８）における動作波形を図２（Ａ）に示す。また、同様の値での実施例１の電源装置（図１）における動作波形を図２（Ｂ）に示す。
図２（Ａ）、図２（Ｂ）において、縦軸は、入力１に入力されるパルス信号（Ｖ）の波形、Ｘ部における電位（Ｖ）、Ｙ部における電位（Ｖ）、をそれぞれ示し、横軸はいずれも時間を示す。入力１に入力パルス信号（Ｖ）は、例えば、オフのときに０Ｖ、オンのときに３．３Ｖとし、パルス信号のオン時間は１μｓｅｃとする。図２（Ａ）に示すように、従来例の電源装置では、Ｘ部の電圧は一定（直流電圧Ｖｃｃ（＝２４Ｖ））のまま、ＦＥＴＱ１がオフした後に、Ｙ部の電圧が自由振動を繰り返しながら減衰していく。これに対して図２（Ｂ）に示す実施例１の電源装置では、ＦＥＴＱ１がオフした直後に、Ｙ部の電圧が最も高くなった後、Ｘ部の電圧が半波遅れて自由振動を始める。図２（Ａ）では、Ｙ部の自由振動波形は、０Ｖ以下がＦＥＴＱ１の寄生ダイオード経由で電荷が供給されることによりクランプされる形となる。一方、図２（Ｂ）では、Ｘ部の電圧が自由に変化できるようになったことで、Ｙ部の自由振動部分の電圧が図２（Ａ）に比べて全体的に上昇し、下側の変局点も露呈する形となる。なお、図８の回路においてはＸ部が直流電圧Ｖｃｃに接続されているため、自由振動が終了するとＸ部、Ｙ部共に、電圧は２４Ｖに収束する。一方、実施例１の図１の回路においては、２４Ｖ以上の電圧となることが可能であるため、発振回数が増えるごとに収束電圧が上昇し、ある電圧で収束する。この収束するある電圧を電圧Ｖｘと表し、図２（Ｂ）に記載する。
図２のＸ部の電圧とＹ部の電圧を重ねた図を図３に示す。Ｙ部の電圧を実線、Ｘ部の電圧を破線で示している。図３においても（Ａ）は従来例の電源装置の動作波形を示し、（Ｂ）は実施例１の電源装置の動作波形を示す。多段整流部で昇圧される電圧の元となるのはコイルＬ１の両端の電圧であり、図３（Ａ）、（Ｂ）において第１波、第２波、第３波と示された部分が相当する。なお、第４波以降もコイルＬ１の両端の電圧で同様であるが図示は省略する。コイルＬ１の両端の電圧の第１波は、最も電圧が高く、最終的な出力電圧に対する寄与度は最も大きい。しかし、実際には第１波だけでなく、続く第２波、第３波やそれ以降の波も多段整流回路中のコンデンサの充電に寄与しており、最終的な出力電圧に影響している。これは、第１波だけで供給できる電荷量が非常に小さく、Ｖ＝Ｑ／Ｃの関係から第１波だけでは多段整流回路中のコンデンサの電圧をあまり高くできないためである。
その上で図３（Ａ）と図３（Ｂ）とを比べると、図３（Ａ）と図３（Ｂ）の第１波のピーク電圧はほとんど変わらない。しかし、第２波以降ではピーク電圧が図３（Ａ）よりも図３（Ｂ）の方が大きくなっていることがわかる。これは、Ｙ部の電圧の自由振動が上昇し、クランプされていた下の変局点が見えるようになったことと、図１の回路においてコンデンサＣ１０、コイルＬ１、コンデンサＣ９の直列共振により、コイルＬ１の両端の電圧差の振幅が増強されたことが要因と考えられる。そのため、実施例１の電源装置では、多段整流回路に入力される波形の振幅が平均的に大きくなり、最終的に得られる出力電圧が従来例の電源装置より大きくなる。
また、図２や図３は説明をわかりやすくするため、入力１にパルス信号を１発入力した際の波形を示している。しかし、実際には、出力電圧を維持し電流を供給し続けるために、パルス信号を繰り返し入力することになる。その際にＦＥＴＱ１をオンする直前のＹ部の電圧が自由振動中である場合、ＦＥＴＱ１をオンする瞬間のＹ部の電圧の位相（又はコイルＬ１の電流の位相）によって出力電圧が影響を受ける。実施例１では、ＦＥＴＱ１をオンする瞬間のＹ部の電圧の位相がどの位相であっても、従来例に比べ略出力電圧を向上させることができるが、従来例の電源装置と実施例１の電源装置とで出力アップ幅の比較等を行う場合には、ＦＥＴＱ１をオンする瞬間の位相も同一条件にする等の注意が必要である。
なお、コンデンサＣ１０は、出力能力を効率的に向上させるためにあった方がよいが、コンデンサＣ１０がない構成であっても動作は可能である。コンデンサＣ１０の接続先は、コンデンサＣ９とコイルＬ１とコンデンサＣ１０とで直列共振を行うことができればよいので、図１に示した位置に限定されず、例えばダイオードＤ９のカソードとＧＮＤとの間に接続してもよい。また、実施例１では、ダイオードＤ９を使用しているが、直流電圧Ｖｃｃと同電位であった従来例の電源装置に対してＸ部の電圧を上昇できるようにしたことが本発明の本質である。このため、Ｘ部の電圧を上昇させる手段としてダイオード以外の手段、例えば、光半導体素子等のスイッチ素子を用いてもよい。以上、実施例１によれば、簡易な構成（低コストの部品を追加するだけ）で電源装置の最大出力電圧を向上させることができる。
［電源装置の構成と動作］
実施例２を図４に示す。実施例２は図１の電源装置の回路において、ダイオードＤ９をツェナーダイオードＺＤ９に変更した例である。図４は実施例２の電源装置の回路図であり、実施例１と同じ構成には同じ符号を付し、説明を省略する。実施例２の電源装置では、ツェナーダイオードＺＤ９が、直流電圧ＶｃｃとコイルＬ１の一端との間に接続され、コイルＬ１の一端とツェナーダイオードＺＤ９の接続点における電圧を直流電圧Ｖｃｃよりも上昇させる機能を有する。コイルＬ１の一端にツェナーダイオードＺＤ９のカソード端子が接続され、ツェナーダイオードＺＤ９のアノード端子が直流電圧Ｖｃｃに接続されており、Ｘ部は、コイルＬ１の一端とツェナーダイオードＺＤ９のカソード端子との接続点である。図５（Ａ）はツェナーダイオードＺＤ９のツェナー電圧Ｖｚが３０Ｖの場合の動作波形を、図５（Ｂ）はツェナーダイオードＺＤ９のツェナー電圧Ｖｚが１０Ｖの場合の動作波形を、それぞれ示す。実線はＹ部の電位を示し、破線はＸ部の電位を示す。
図５（Ａ）からわかるように、ツェナーダイオードＺＤ９によってＸ部の電圧が５４Ｖ（＝２４Ｖ＋３０Ｖ）の部分でクランプされ、それより高い電圧にならなくなる。そして同時に自由振動の中心電圧が下がるため、Ｙ部の振動波形のボトム（第２波の底部）も図３（Ｂ）（実施例１の動作波形）に比べて低い電圧へと遷移する。Ｘ部の電位の上部がクランプされることにより、電荷が一部失われるため自由振動のエネルギーも減少する。すなわち、実施例２の電源装置は、従来例の電源装置（図３（Ａ））と実施例１の電源装置（図３（Ｂ））の中間の状態と見ることができ、ツェナーダイオードＺＤ９のツェナー電圧Ｖｚによってその度合いを変えることができる。
例えば、図５（Ｂ）に示すようにツェナー電圧を３０Ｖから１０Ｖに変更すると、Ｘ部の振幅が更に小さくなり、それに伴いＹ部の振幅中心も更に低下する。各波の振幅も小さくなるので出力電圧も低下する。このままツェナー電圧Ｖｚを下げていくと、ツェナー電圧Ｖｚがゼロ、つまりツェナーダイオードＺＤ９を接続していない状態と同じ状態に至る。このことからも、ツェナーダイオードＺＤ９のツェナー電圧Ｖｚを下げることは従来例の電源装置と実施例１の電源装置との中間の状態を作り出すことであることがわかる。
このような中間状態を作り出すことのメリットは２つある。１つ目は、出力電圧の微調整ができることである。多段整流部は概していえば、元となるコイルＬ１の作りだす電圧を数倍にする回路である。そのため、図８の従来例の回路を図１の実施例１の回路へ換えたことによりコイルＬ１の発生させる電圧が仮に１．５倍、多段整流部によって仮に３倍に増幅されるとすると、出力１の電圧は、従来例（図８）に比べて１．５×３＝４．５倍となって出力される。しかし仕様によっては４倍程度の電圧であってほしいこともある。その場合、入力１に印加される信号の周波数を変えたり、直流電圧Ｖｃｃの電圧を変えて調整するなどの方法もある。しかし、別の選択肢として実施例２のように図１のダイオードＤ９をツェナーダイオードＺＤ９とし、そのツェナー電圧Ｖｚで調整するということが可能となる。ツェナー電圧Ｖｚを調整することにより図８から図１にしたときのコイルＬ１に発生する電圧の割合が、上述した例でいえば、１〜１．５倍の中間の値を採れるようになる。このため、出力１で４倍程度の電圧を得たいのであれば、コイルＬ１の電圧が４÷３＝１．３３倍程度になるようにツェナー電圧Ｖｚを選定すればよい。
また、２つ目のメリットは、従来例の電源装置（図８）からの出力アップ幅と、ノイズとのバランスを調整できることである。実施例２では出力アップのために自由振動の振幅を増強している。これが原因となり、端子雑音やＲＦＩ（Ｒａｄｉｏ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）等の電磁ノイズが大きくなるおそれがある（ただし、これらは電源のフィルタや本体構成によるため、必ず大きくなるとは限らない）。上述したように、ツェナー電圧Ｖｚを変えることによって従来例の電源装置と実施例１の電源装置の中間の出力電圧が得られる。これはノイズ強度に関しても同じであるため、もしノイズと出力アップ幅がトレードオフの関係であるならば、ツェナー電圧Ｖｚによって調整すればよい。以上、実施例２によれば、簡易な構成（低コストの部品を追加するだけ）で電源装置の最大出力電圧を向上させることができる。
［コンデンサＣ９、Ｃ１０の容量］
実施例３では実施例１、２におけるコンデンサＣ１０とコンデンサＣ９の容量について説明する。上述したように、コイルＬ１の一端と直流電圧Ｖｃｃとの間にダイオードＤ９又はツェナーダイオードＺＤ９のようなＸ部の電位を上昇させる手段が接続されていればよく、コンデンサＣ１０とコンデンサＣ９がない構成であっても動作自体は可能である。しかし、昇圧回路としての効率は著しく変わる。これについて、実施例２の回路において実際の数値を用いて具体的に説明する。実施例２の電源装置を示す図５の回路において、各素子等の値を次のように設定する。直流電圧Ｖｃｃを１２Ｖ、コイルＬ１のインダクタンスを２２０μＨ、抵抗Ｒ１の抵抗値を２７０Ω、抵抗Ｒ２の抵抗値を３３ｋΩとする。また、コンデンサＣ１〜コンデンサＣ８の容量を４７００ｐＦ、抵抗Ｒ３の抵抗値を１．１２ＭΩ、ツェナーダイオードＺＤ９のツェナー電圧Ｖｚを２８Ｖとする。入力１に入力されるパルス信号は、オン時間を１μｓｅｃ、周波数１０ｋＨｚとする。また、各条件において動作させたときのオシロスコープの波形を図６に示す。
［各条件における動作波形］
図６において、（Ａ）は従来例の電源装置（図８）で動作させたときの波形である。図６（Ｂ）は実施例２の電源装置（図５）において、コンデンサＣ９とコンデンサＣ１０として、略同じ容量のコンデンサ、すなわち、共に４７０ｐＦの容量のコンデンサを接続した場合の波形である。図６（Ｃ）は実施例２の電源装置（図５）において、コンデンサＣ１０として４７０ｐＦを接続し、コンデンサＣ９を接続しなかった場合（Ｃ９なし）の波形である。図６（Ｄ）は実施例２の電源装置（図５）において、コンデンサＣ９として４７０ｐＦの容量のコンデンサを接続し、コンデンサＣ１０を接続しなかった場合（Ｃ１０なし）の波形である。図６（Ｅ）は実施例２の電源装置（図５）において、コンデンサＣ９もコンデンサＣ１０も共に接続しなかった場合（Ｃ９なし、Ｃ１０なし）の波形である。各条件における出力電圧（出力１のテスターによる観測値）は、各グラフの右上に記載している。
実施例２では、コンデンサＣ９及びコンデンサＣ１０に共に接続していたので、実施例２の電源装置の動作波形は図６（Ｂ）のグラフに相当する。出力電圧は、従来例の図６（Ａ）の２０９Ｖに比べて図６（Ｂ）の実施例２では、３３９Ｖに上昇している。続いて図６（Ｃ）に注目する。図６（Ｃ）ではコンデンサＣ９が存在しないため、Ｙ部のインピーダンスが高く、ＦＥＴＱ１のターンオフ後のリンギングのピーク電圧が非常に高くなっている。一方、Ｘ部は、コンデンサＣ１０が存在することにより、さほど大きな変化はしていない。Ｙ部のピーク電圧がこのように大きくなると当然出力電圧も増加することとなり、（Ａ）〜（Ｅ）の中で最も高い出力電圧を実現している（８０１Ｖ）。ただし、（Ｃ）の懸念点として、例えば、Ｙ部におけるピーク電圧が高いためＦＥＴＱ１に加わる電圧も高くなること、リンギングの周波数が高いためノイズが増加するおそれがあること、出力電圧が高いため多段増幅回路の各部品の耐圧も高い部品が必要になること、等が挙げられる。
続いて図６（Ｄ）に注目する。図６（Ｄ）では、コンデンサＣ１０が存在しないため、Ｘ部のインピーダンスが高くなっている。したがって、本来であれば図６（Ｃ）のＹ部のように高いピーク値を持つリンギングをするところである。しかし、ツェナー電圧Ｖｚが２８ＶのツェナーダイオードＺＤ９が接続されているため、直流電圧Ｖｃｃの電圧１２Ｖと合わせて４０Ｖ以上の部分がクランプされた形となっている。そのため、出力電圧も従来例の（Ａ）に比べれば高いが、（Ｃ）よりは低い値となっている（２４３Ｖ）。
続いて図６（Ｅ）に注目する。（Ｅ）ではコンデンサＣ９もコンデンサＣ１０も共に接続されていないが、ツェナーダイオードＺＤ９及びＦＥＴＱ１には寄生容量があるため、共振自体は行われる。しかし、それらの寄生容量はとても小さいため、寄生容量による共振の周波数が高く、ノイズ面での懸念が大きい。同じく、寄生容量が小さいため、蓄えられるエネルギーも小さく、Ｙ部のリンギングのピーク電圧は高いが（Ｃ）程ではない。そのため、出力電圧も（Ｃ）よりは小さくなっている（６５２Ｖ）。
以上より、高い出力電圧だけが欲しいのであれば（Ｃ）の回路がよいが、部品の耐圧とノイズ面で懸念がある。また、部品点数を削減したいのであれば（Ｅ）がよいが、（Ｃ）と同じくＦＥＴＱ１の耐圧とノイズ面で懸念がある。また、（Ｃ）と（Ｅ）は共に部品の寄生容量のばらつきの影響を受けやすい。寄生容量は絶対値が小さいため、わずかでもずれると波形と出力電圧への影響も大きく、ばらつきの大きい電源回路となってしまう。
そのため容量素子を接続し、Ｙ部の電圧と周波数を意図的に抑えた図６（Ｂ）の回路がバランスのよい状態といえる。ただし、コンデンサＣ９とコンデンサＣ１０の容量を大きくしすぎると、当然ながらＸ部、Ｙ部の波形がなまり、ピーク電圧が低くなってしまうため出力電圧も低くなる。そのため電源装置の設計時においては、ＦＥＴＱ１の耐圧、ノイズ、出力電圧のバランスを見ながら最適な容量値を探すのがよい。以上、実施例３によれば、簡易な構成（低コストの部品を追加するだけ）で電源装置の最大出力電圧を向上させることができる。
実施例１〜３で説明した電源装置は、例えば画像形成装置の高電圧を必要とするユニットへ電力を供給する電源として適用可能である。以下に、実施例１〜３の電源装置が適用される画像形成装置の構成を説明する。
［画像形成装置の構成］
画像形成装置の一例として、レーザビームプリンタを例にあげて説明する。図７に電子写真方式のプリンタの一例であるレーザビームプリンタの概略構成を示す。レーザビームプリンタ３００は、静電潜像が形成される像担持体としての感光ドラム３１１、感光ドラム３１１を一様に帯電する帯電部３１７（帯電手段）、感光ドラム３１１に形成された静電潜像をトナーで現像する現像部３１２（現像手段）を備えている。そして、感光ドラム３１１に現像されたトナー像をカセット３１６から供給された記録材としてのシート（不図示）に転写部３１８（転写手段）によって転写して、シートに転写したトナー像を定着器３１４で定着してトレイ３１５に排出する。この感光ドラム３１１、帯電部３１７、現像部３１２、転写部３１８が画像形成部である。
また、レーザビームプリンタ３００は、実施例１〜３で説明した電源装置４００を備えている。電源装置４００は、例えば帯電部３１７に必要な電圧や、現像部３１２、転写部３１８等に必要な高電圧を供給するための高圧電源である。なお、実施例１〜３の電源装置４００を適用可能な画像形成装置は、図７に例示したものに限定されず、例えば複数の画像形成部を備える画像形成装置であってもよい。更に、感光ドラム３１１上のトナー像を中間転写ベルトに転写する一次転写部と、中間転写ベルト上のトナー像をシートに転写する二次転写部を備える画像形成装置であってもよい。
レーザビームプリンタ３００は、画像形成部による画像形成動作や、シートの搬送動作を制御するコントローラ３２０を備えている。例えば、コントローラ３２０が、ＦＥＴＱ１に入力１（図１参照）としてパルス信号を入力してもよい。以上、実施例４によれば、簡易な構成で最大出力電圧を向上した電源装置を画像形成装置の電源装置（高圧電源装置）として適用することができる。
Ｃ１〜Ｃ８ コンデンサ
Ｄ１〜Ｄ８ ダイオード
Ｄ９ ダイオード
Ｌ１ コイル
Ｑ１ ＭＯＳＦＥＴ

Claims (8)

  1. インダクタと、
    前記インダクタの他端に接続され、入力されたパルス信号に応じてオン又はオフすることにより前記インダクタを駆動するスイッチング素子と、
    前記インダクタの両端に接続され、ダイオードとコンデンサとを有する整流部を複数有し、前記インダクタに誘起された電圧を増幅する多段整流回路部と、
    を備え、昇圧された出力電圧を出力する電源装置であって、
    電圧源と前記インダクタの一端との間に接続され、前記インダクタの一端との接続点における電圧を前記電圧源の電圧よりも上昇させるように接続された整流素子又はスイッチング素子を備えることを特徴とする電源装置。
  2. 前記整流素子又はスイッチング素子に並列に接続された第１の容量素子と、
    前記インダクタの他端とグランドとの間に接続された第２の容量素子と、
    を備えることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
  3. 前記第１の容量素子と前記第２の容量素子は、略同じ容量であることを特徴とする請求項２に記載の電源装置。
  4. 前記整流素子又はスイッチング素子に並列に接続された第１の容量素子を備えることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
  5. 前記インダクタの他端とグランドとの間に接続された第２の容量素子を備えることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
  6. 前記整流素子又はスイッチング素子は、ダイオードであり、
    前記ダイオードは、アノード端子が前記電圧源に接続され、カソード端子が前記インダクタの一端に接続されていることを特徴とする請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の電源装置。
  7. 前記整流素子又はスイッチング素子は、ツェナーダイオードであり、
    前記ツェナーダイオードは、アノード端子が前記電圧源に接続され、カソード端子が前記インダクタの一端に接続されていることを特徴とする請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の電源装置。
  8. 記録材に画像を形成する画像形成手段と、
    前記画像形成手段を制御するコントローラと、
    請求項１から請求項７のいずれか１項に記載の電源装置と、
    を備えることを特徴とする画像形成装置。
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