JP2018098662A - レート判定装置、レート判定方法及び受信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】データ通信中にビットレートを判定することができる。
【解決手段】レート判定装置１は、ＦＳＫ変調方式で変調された伝送フレームを受信する受信部２と、受信した伝送フレームにおけるプリアンブル部の周期に基づいて、シンボルレートを検出するシンボルレート検出部３と、受信した伝送フレームの周波数偏移に基づいて、多値変調された多値シンボルを検出する多値シンボル検出部４と、検出したシンボルレート及び前記検出した多値シンボルに基づいて、ビットレートを判定するビットレート判定部５と、を備える、
【選択図】図２

Description

本発明は、レート判定装置、レート判定方法及び受信装置に関し、例えば、ＦＳＫ変調方式で変調された伝送フレームのレートを判定するレート判定装置、レート判定方法及び受信装置に関する。

近年、ＩｏＴ（Internet of Things）が大きく注目されており、様々な物がインターネット等のネットワークと通信を行うシステムが普及し始めている。一例として、スマートメータでは、各家庭の電力情報等をネットワークで自動的に収集することが可能である。

このようなシステムを実現するための無線通信技術の研究が進められている。例えば、標準化された無線通信規格である非特許文献１のＩＥＥＥ Ｓｔｄ ８０２．１５．４ｇ（以下、８０２．１５．４ｇと言う）は、スマートメータ等の利用を目的として、ＦＳＫ（Frequency Shift Keying：周波数偏移）変調方式を採用することにより低消費電力で長距離通信を可能とする規格である。その他、関連する技術として、特許文献１が知られている。

特許第４９７７８２２号公報

ＩＥＥＥ Ｓｔｄ ８０２．１５．４ｇ−２０１２

非特許文献１や特許文献１では、ＦＳＫ変調方式においてマルチビットレート通信を行うことができる。しかしながら、ビットレートを切り替える場合、非特許文献１ではデータ通信中にビットレートを判定することは困難である。このような問題を解決すべく、特許文献１よりデータ通信中にビットレートを判定する技術が提案されているが、シンボルレートが同じで、ビットレートが異なる多値の構成のマルチビットレートを判定することは困難であることを、本発明者らは見出した。

その他の課題と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。

一実施の形態によれば、レート判定装置は、受信部、シンボルレート検出部、多値シンボル検出部、ビットレート判定部を備えている。受信部は、ＦＳＫ変調方式で変調された伝送フレームを受信する。シンボルレート検出部は、受信した伝送フレームにおけるプリアンブル部の周期に基づいて、シンボルレートを検出し、多値シンボル検出部は、受信した伝送フレームの周波数偏移に基づいて、多値変調された多値シンボルを検出する。ビットレート判定部は、検出したシンボルレート及び検出した多値シンボルに基づいて、ビットレートを判定する。

前記一実施の形態によれば、データ通信中に多値のビットレートを判定することができる。

ＩＥＥＥ８０２．１５．４ｇのパケットの流れを説明するための説明図である。 実施の形態に係るレート判定装置の概要構成を示す構成図である。 実施の形態１に係るスマートメータシステムの構成例を示す構成図である。 実施の形態１に係るスマートメータシステムの他の構成例を示す構成図である。 実施の形態１に係るスマートメータの構成例を示す構成図である。 実施の形態１に係るゲートウェイの構成例を示す構成図である。 実施の形態１に係る受信器の構成例を示す構成図である。 ＩＥＥＥ８０２．１５．４ｇのフレームの構成を示す構成図である。 ＩＥＥＥ８０２．１５．４ｇのＰｒｅａｍｂｌｅ部の信号波形例を示す波形図である。 ＩＥＥＥ８０２．１５．４ｇの変調方式とアイダイアグラムの関係を説明するための説明図である。 ＩＥＥＥ８０２．１５．４ｇの各国の周波数バンドとデータレートの関係を示す表である。 ＩＥＥＥ８０２．１５．４ｇのＰＨＲ部の信号波形例を示す波形図である。 実施の形態１に係るレート検出器の構成例を示す構成図である。 実施の形態１に係るレート検出器の動作例を示すフローチャートである。 実施の形態１に係るレート検出器の動作例を示すフローチャートである。 実施の形態１に係る硬判定によるビットレート判定動作を説明するための説明図である。 実施の形態１に係る差分平均によるビットレート判定動作を説明するための説明図である。 実施の形態１に係る差分平均によるビットレート判定動作を説明するための説明図である。 実施の形態１に係る差分平均によるビットレート判定動作を説明するための説明図である。 実施の形態１に係る差分平均計算方法の一例を示すフローチャートである。 実施の形態１に係る差分平均計算方法の他の例を示すフローチャートである。 実施の形態１の効果を説明するためのパケットの流れを示す図である。 実施の形態１の効果を説明するためのパケットの流れを示す図である。 実施の形態２に係るレート検出器の構成例を示す構成図である。 実施の形態３に係るレート検出器の構成例を示す構成図である。 実施の形態３に係るレート検出器の動作例を示すフローチャートである。 実施の形態３に係るレート検出器の動作例を示すフローチャートである。

説明の明確化のため、以下の記載及び図面は、適宜、省略、及び簡略化がなされている。また、様々な処理を行う機能ブロックとして図面に記載される各要素は、ハードウェア的には、ＣＰＵ、メモリ、その他の回路で構成することができ、ソフトウェア的には、メモリにロードされたプログラムなどによって実現される。したがって、これらの機能ブロックがハードウェアのみ、ソフトウェアのみ、またはそれらの組合せによっていろいろな形で実現できることは当業者には理解されるところであり、いずれかに限定されるものではない。なお、各図面において、同一の要素には同一の符号が付されており、必要に応じて重複説明は省略されている。

（実施の形態に至る検討）
実施の形態の説明の前に、実施の形態の前提となる非特許文献１及び特許文献１について検討する。

図１は、非特許文献１の８０２．１５．４ｇのＦＳＫ規格で採用されている仕様であり、モード切り替え時（レート切り替え時）のパケットの流れを示している。８０２．１５．４ｇでは、伝送フレーム（データパケット）にビットレート情報をのせないマルチビットレート通信方式を採用しているため、送信装置と受信装置において、あらかじめ、使用するビットレートの取り決めを行ったうえで、通信する必要がある。

この例では、データ通信途中に、５０ｋｓｐｓから２００ｋｓｐｓにビットレートを変更するため、送信側よりＭｏｄｅ Ｓｗｉｔｃｈ（ＭＳ）パケットＰ（３）を受信側に送信する。Ｍｏｄｅ ＳｗｉｔｃｈパケットＰ（３）は、次のパケットのデータレート情報をのせて所定のレート（５０ｋｓｐｓ）で送信され、受信側はそのデータを解読して次のパケット受信のために必要な最適な設定を行う。

本処理は、パケット単位で切り替えを行うため、ビットレートが変更されたパケットＰ（４）の伝送のための一連の処理が終了すると、切り替え前のビットレート（５０ｋｓｐｓ）に戻る。もし、引き続きビットレート変更を行うときは、同様に、Ｍｏｄｅ ＳｗｉｔｃｈパケットＰ（５）により、ビットレート変更を伝えた後、パケットＰ（６）のデータ通信を行う必要がある。

この方法では、一旦データ通信を止めて、送受信間でＭｏｄｅ Ｓｗｉｔｃｈパケットのやり取り（制御通信）を行う必要がある。このため、通信効率が低下するという問題がある。さらに、ビットレート変更のための送受信装置の動作により、消費電力（送受信電力）が増加する。

このような問題を解決すべく、以下の実施の形態では、ビットレート変更のための制御通信を行うことなく、データ通信中に受信側でビットレートを判定する方式を提案する。

なお、特許文献１のアルゴリズムにおいては、例えば、１２００ｋｂｐｓ、２４００ｋｂｐｓ、４８００ｋｂｐｓ（以下同様に続く）のように、相互に倍数（２倍）となるビットレートを有する信号を区別することができる。しかし、特許文献１では２値のＦＳＫを対象にしているため、上記のビットレートはシンボルレートと同じ意味を持っており、例えば、シンボルレートが同じで、ビットレートが異なる２値のＦＳＫと４値のＦＳＫの場合、この方法ではビットレートを検出できない。そのため、多値のＦＳＫが使われるマルチビットレート伝送システムにはこの方式は利用できない。

以下の実施の形態では、シンボルレートが同じでビットレートが異なる（２値より大きい）多値のＦＳＫにおいても、ビットレートが検出可能な新たな方式を提案し、マルチビットレート伝送システムにおいても適応可能にする。また、２値のＦＳＫのビットレートも効率よく検出する方式を提案する。

（実施の形態の概要）
図２は、以下の実施の形態に係るレート判定装置の概要構成を示している。図２に示すように、実施の形態に係るレート判定装置１は、受信部２、シンボルレート検出部３、多値シンボル検出部４、ビットレート判定部５を備えている。

受信部２は、ＦＳＫ変調方式で変調された伝送フレームを受信する。シンボルレート検出部３は、受信した伝送フレームにおけるプリアンブル部の周期に基づいて、シンボルレートを検出する。多値シンボル検出部４は、受信した伝送フレームの周波数偏移に基づいて、（２値より大きい）多値変調された多値シンボルを検出する。ビットレート判定部５は、検出したシンボルレート及び検出した多値シンボルに基づいて、ビットレートを判定する。

このように、受信した伝送フレームからシンボルレート及び多値シンボルを検出し、検出したシンボルレート及び多値シンボルを利用することで、受信した伝送フレームのビットレートを検出することができ、データ通信中に確実にビットレートを検出することができる。

（実施の形態１）
以下、図面を参照して実施の形態１について説明する。

＜システムの構成＞
実施の形態１に係るシステムとして、ここではスマートメータシステムについて説明する。なお、スマートメータシステムは、８０２．１５．４ｇのＦＳＫ規格で通信を行うシステムの一例であり、その他の無線通信システムでもよい。

例えば、８０２．１５．４ｇのＦＳＫ規格を、その他の多値ＦＳＫに拡張したシステムでも使用可能である。また、独自のＦＳＫシステムにも使用可能であるため、多くの分野で利用することができる。特に、スマートメータ、ＨＥＭＳ（Ｈｏｍｅ Ｅｎｅｒｇｙ Ｍａｎａｇｅｍｅｎｔ Ｓｙｓｔｅｍ）、産業分野などは今後データ伝送量が増え、伝送方法も多様化されると予想されるため、通信効率の良い本実施の形態を有効に利用することができる。

図３は、本実施の形態に係るスマートメータシステムの一例を示している。図３の例では、本実施の形態に係るスマートメータシステム４０は、複数のスマートメータ１０、ゲートウェイ２０、サーバ３０を備えている。

スマートメータ１０は、例えば各家庭に設置された電力メータであり、ゲートウェイ２０や中継する他のスマートメータ１０との間で無線通信を行う無線通信装置である。スマートメータ１０は、無線ネットワーク４１を介して、ゲートウェイ２０へ電力データ等を送信する。

ゲートウェイ（ゲートウェイ装置）２０は、スマートメータ１０とサーバ３０との間の通信を中継する中継装置である。ゲートウェイ２０は、サーバ３０からの指示等をスマートメータ１０へ転送し、また、スマートメータ１０からのデータ等をサーバ３０へ転送する。サーバ３０は、ゲートウェイ２０と有線ネットワーク等で接続されており、ゲートウェイ２０を介して、複数のスマートメータ１０から電力データ等を収集し、管理を行う管理装置である。

スマートメータ１０及びゲートウェイ２０は、８０２．１５．４ｇのＦＳＫ規格にしたがって無線通信を行う。複数のスマートメータ１０及びゲートウェイ２０は、無線ネットワーク４１を構成し、例えば、無線ツリーネットワーク（スター型ネットワーク）を構成する。なおメッシュネットワーク等の他のネットワークトポロジを構成してもよい。

この例では、無線ネットワーク４１の全ての領域４２に本実施の形態を適用する。すなわち、無線ネットワーク４１を構成する全てのスマートメータ１０及びゲートウェイ２０が、後述する本実施の形態に係るレート検出器を含む受信器を実装する。全てのスマートメータ１０及びゲートウェイ２０に、本実施の形態に係るレート検出器を適用することで、ビットレート変更に必要なやり取りが省略でき、状況に応じて伝送レートを変えられることで、通信効率を向上することができる。また、全ての装置の消費電力を低減することができる。

図４は、本実施の形態に係るスマートメータシステムの他の例を示している。図４に示すように、無線ネットワークの一部の装置に本実施の形態を適用してもよい。図４のスマートメータシステム４０では、ゲートウェイ２０ａ、複数のスマートメータ１０、複数のスマートメータ１０ａが無線ネットワーク４１を構成する。

この例では、無線ネットワーク４１の一部の領域４３（一部のネットワーク）におけるスマートメータ１０に、本実施の形態に係るレート検出器を適用する。他の領域（他のネットワーク）のスマートメータ１０ａ及びゲートウェイ２０ａについては、本実施の形態を適用しない。ゲートウェイ２０ａとスマートメータ１０は、８０２．１５．４ｇ規格による通信は可能である。

本実施の形態を適用しない領域の装置間、例えば、ゲートウェイ２０ａとスマートメータ１０ａとの間では、８０２．１５．４ｇ規格にしたがって、Ｍｏｄｅ Ｓｗｉｔｃｈパケットを使ってレート切り替えを行う。すなわち、ゲートウェイ２０ａ及びスマートメータ１０ａでは、既存の８０２．１５．４ｇ規格の通信が可能である。また、領域４３におけるスマートメータ１０の間では、本実施の形態を適用することで、ビットレート変更に必要なやり取りが省略でき、状況に応じて伝送レートを変えられるため、通信効率が向上できる。また、領域４３内の装置の消費電力を低減することができる。

＜スマートメータ及びゲートウェイの構成＞
図５は、図３及び図４に示した、本実施の形態に係るスマートメータ１０の構成例を示している。図５に示すように、本実施の形態に係るスマートメータ１０は、無線通信インタフェース１１、計測部１２、制御部１３、メモリ１４、表示部１５を備えている。

無線通信インタフェース１１は、ゲートウェイ２０や中継する他のスマートメータ１０との間で無線通信を行うためのインタフェースである。無線通信インタフェース１１は、８０２．１５．４ｇ規格に準拠した通信が可能であり、さらに本実施の形態に係るレート検出器を含む受信器１００を備えている。

計測部１２は、例えば電力量を計測する電力メータである。なお、計測部１２は、電力量以外のデータを取得するセンサ等でもよい。メモリ１４は、スマートメータ１０の動作に必要な制御プログラムやデータ等を記憶する。

制御部１３は、メモリ１４に記憶された制御プログラムを実行することで、計測部１２や無線通信インタフェース１１の動作を制御し、メモリ１４にデータの記憶等を行う。例えば、制御部１３は、無線通信インタフェース１１が受信したメッセージ（パケット）にしたがって、計測部１２から電力量を取得し、取得した電力量のデータを無線通信インタフェース１１から送信する。表示部１５は、ユーザインタフェースの一例であり、計測部１２が計測した電力量等をユーザに表示する。

図６は、図３に示した、本実施の形態に係るゲートウェイ２０の構成例を示している。図６に示すように、本実施の形態に係るゲートウェイ２０は、無線通信インタフェース２１、有線通信インタフェース２２、制御部２３、メモリ２４を備えている。

無線通信インタフェース２１は、スマートメータ１０との間で無線通信を行うためのインタフェースである。スマートメータ１０の無線通信インタフェース１１と同様に、無線通信インタフェース２１は、８０２．１５．４ｇ規格に準拠した通信が可能であり、さらに本実施の形態に係るレート検出器を含む受信器１００を備えている。

有線通信インタフェース２２は、サーバ３０との間で有線通信を行うためのインタフェースである。なお、有線通信に限らず、サーバ３０との間で無線通信を行ってもよい。メモリ２４は、ゲートウェイ２０の動作に必要な制御プログラムやデータ等を記憶する。

制御部２３は、メモリ２４に記憶された制御プログラムを実行することで、無線通信インタフェース２１や有線通信インタフェース２２の動作を制御し、メモリ２４にデータの記憶等を行う。例えば、制御部２３は、無線通信インタフェース２１の通信と有線通信インタフェース２２の通信との間を中継するために必要な中継（転送）処理を行う。

＜受信器の構成＞
図７は、本実施の形態に係る受信器１００の構成例を示している。受信器１００は、図５及び図６に示したように、スマートメータ１０やゲートウェイに実装される。

図７に示すように、本実施の形態に係る受信器１００は、アンテナ２０１、ＲＦ−ＡＦＥ（Analog Front End）部２１０、ＲＦ−Ｒｘ ＢＡＳＥＢＡＮＤ部（ＲＦ受信ベースバンド部）２２０、ＭＡＣ処理部２３０を備えている。ＲＦ−ＡＦＥ部２１０、ＲＦ受信ベースバンド部２２０、ＭＡＣ処理部２３０は、それぞれ別々の半導体装置（半導体チップ）であってもよいし、１つの半導体装置であってもよい。

ＲＦ−ＡＦＥ部（受信部、ＲＦ信号処理部）２１０は、アンテナ２０１を介して受信したアナログの受信信号（ＲＦ信号）を処理し、ＲＦ受信ベースバンド部２２０で処理可能な信号（ベースバンド信号）を生成する。例えば、ＲＦ−ＡＦＥ部２１０は、低雑音増幅器による増幅やミキサによるダウンコンバート等の信号処理を行う。

ＲＦ受信ベースバンド部（ベースバンド信号処理部）２２０は、ＲＦ−ＡＦＥ部２１０が処理した受信信号をビット列（パケット）に復号し、復号したビット列をＭＡＣ処理部２３０に出力する。ＭＡＣ処理部２３０は、ＲＦ受信ベースバンド部２２０が復号した受信信号（パケット）に対しＭＡＣ処理を行う。ＭＡＣ処理部２３０は、受信信号に含まれるパケットを解析し、ＭＡＣプロトコルにしたがってパケットに応じた処理を実行する。

ＲＦ受信ベースバンド部２２０は、ベースバンド処理の前処理を行うＲｘ ＦｒｏｎｔＥｎｄ部（受信フロントエンド部）２２１、ベースバンド処理の後処理を行うＲｘ ＢａｃｋＥｎｄ部（受信バックエンド部）２２２を備えている。

受信フロントエンド部２２１は、信号検出＆ＡＧＣ（Automatic Gain Control）部１２０、ＡＦＣ（Automatic Frequency Control）部１０２、レート検出器１０１を備えている。信号検出＆ＡＧＣ部１２０は、受信信号を検出し、受信信号が一定レベルの信号となるように自動利得制御を行う。ＡＦＣ部１０２は、受信信号の周波数を安定化するために自動周波数制御を行う。

レート検出器１０１は、本実施の形態の主要な特徴を備えており、後述するように、ＦＳＫ変調された受信信号からシンボルレート及びビットレートを検出する。レート検出器１０１は、検出されたビットレート（及びシンボルレート）の情報をデコーダ１０３に出力する。

受信バックエンド部２２２は、トラッキング部１０４、デコーダ１０３を備えている。トラッキング部１０４は、ＦＳＫ復調を行うために受信信号の周波数をトラッキングし、その周波数をデコーダ１０３へ出力する。デコーダ１０３は、受信信号の周波数とビットレート（及びシンボルレート）に基づいて、受信信号をビット列（パケット）にデコード（復号）する。デコーダ１０３は、デコードしたビット列をＭＡＣ処理部２３０へ出力する。

＜フレームの構成＞
本実施の形態では、一例として８０２．１５．４ｇ規格のＦＳＫ変調方式を採用する。図８は、８０２．１５．４ｇ規格のＦＳＫフレーム（伝送フレーム）５０の構成を示している。図８の例は、データを送信するパケット（データパケット）の例であり、ＦＳＫフレーム５０は、ＳＨＲ（Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ ｈｅａｄｅｒ）部５１、ＰＨＲ（ＰＨＹ ｈｅａｄｅｒ）部５２、ＰＨＹ ｐａｙｌｏａｄ部５３を備えている。

ＳＨＲ部５１は、同期ヘッダであり、Ｐｒｅａｍｂｌｅ部、同期検出のためのＳＦＤ部を含んでいる。Ｐｒｅａｍｂｌｅ部には、２ＦＳＫの場合、０１０１＿０１０１（８ｂｉｔ ｓｅｑｕｅｎｃｅ）が設定され、４ＦＳＫの場合、０１１１＿０１１１＿０１１１＿０１１１（１６ｂｉｔ ｓｅｑｕｅｎｃｅ）が設定される。Ｐｒｅａｍｂｌｅ部及びＳＦＤ部を含むＳＨＲ部５１は、ＦＳＫのシンボル数によらず、最小周波数偏移（−ｆｄｅｖ）と最大周波数偏移（＋ｆｄｅｖ）の２値の周波数（２ＦＳＫと同様）で変調することが規定されている。すなわち、Ｐｒｅａｍｂｌｅ部を含むＳＨＲ部５１は、２値でＦＳＫ変調され、その他の部分、ＰＨＲ部５２及びＰＨＹ ｐａｙｌｏａｄ部５３（多値変調部）は、２値以上で多値変調されている。

ＰＨＲ部５２は、パケットの処理情報をのせる物理ヘッダであり、ＭＳ（Ｍｏｄｅ Ｓｗｉｔｃｈ制御）部、Ｒｅｓｅｒｖｅｄ（予約）部、ＦＣＳ（ＣＲＣタイプ）設定部、ＤＷ（Ｄａｔａ Ｗｈｉｔｅｎｉｎｇ）制御部、Ｆｒａｍｅ Ｌｅｎｇｔｈ（データ長）設定部を含んでいる。

ＭＳ部は、データパケットを送信する場合、０が設定される。ＦＣＳ設定部は、ＦＣＳフィールドの長さが設定される。ＤＷ設定部は、データにホワイトニング（スクランブル化）を使用する場合、１が設定され、ホワイトニングを使用しない場合、０が設定される。Ｆｒａｍｅ Ｌｅｎｇｔｈ設定部は、ＰＳＤＵの長さが設定される。ＰＨＹ ｐａｙｌｏａｄ部５３は、データ情報をのせるＰＳＤＵ部を含んでいる。

このように、データを送信するＦＳＫフレーム（伝送フレーム）５０は、送信データレート（ビットレート）設定部を備えていない。そのため、８０２．１５．４ｇ規格では、送受信間で通信するビットレートを予め設定する必要がある。これに対し、本実施の形態では、以下の特徴を利用することで、データ通信中にビットレートの切り替えを可能とする。

図９は、例えば３つのシンボルレート（ＲＡ：５０ｋｓｐｓ、ＲＢ：１００ｋｓｐｓ、ＲＣ：２００ｋｓｐｓ）に対するＰｒｅａｍｂｌｅ部の周波数特性である。図９に示すように、シンボルレート毎にその周期が異なっているため、受信パケット（フレーム）先頭付近でその周期が検出できれば少なくともシンボルレートを検出することができる。

一方、多値ＦＳＫでは、１シンボルで複数ビットを伝搬するため、シンボルレートを検出できたとしても、確実にビットレートを検出することはできない。上記のように、Ｐｒｅａｍｂｌｅ部は、最小周波数偏移（−ｆｄｅｖ）と最大周波数偏移（＋ｆｄｅｖ）の２値の周波数と規定されている。例えば、図１０のように、２値（２ｌｅｖｅｌ：２ＦＳＫ）と４値（４ｌｅｖｅｌ：４ＦＳＫ）では、いずれも同じ周波数（−ｆｄｅｖ、＋ｆｄｅｖ）を含んでいる。このため、Ｐｒｅａｍｂｌｅ部の周波数の検出のみでは、シンボルが２値（２ＦＳＫ）であるか、あるいは４値（４ＦＳＫ）であるか区別することはできない。

図１１は、８０２．１５．４ｇの各国の周波数バンドとデータレートの関係を示している。例えば、日本では、２００ｋｓｐｓの場合、２ＦＳＫと４ＦＳＫを使用できる。２００ｋｓｐｓで２ＦＳＫのときは２００ｋｂｐｓとなり、２００ｋｓｐｓで４ＦＳＫのときは４００ｋｂｐｓとなる。つまり、シンボル間隔（シンボルレート）が同じであるため、２００ｋｓｐｓのシンボルレートを検出できた場合でも、２ＦＳＫか４ＦＳＫか判別できなければ、ビットレートが２００ｋｂｐｓであるか、あるいは４００ｋｂｐｓであるかを検出することはできない。

同様に、欧州では、１００ｋｓｐｓの場合、２ＦＳＫと４ＦＳＫを使用できる。１００ｋｓｐｓで２ＦＳＫのときは１００ｋｂｐｓとなり、１００ｋｓｐｓで４ＦＳＫのときは２００ｋｂｐｓとなる。つまり、シンボル間隔が同じであるため、１００ｋｓｐｓのシンボルレートを検出できた場合でも、２ＦＳＫか４ＦＳＫか判別できなければ、ビットレートが１００ｋｂｐｓであるか、あるいは２００ｋｂｐｓであるかを検出することはできない。

図１２は、ＦＳＫフレームにおけるＰｒｅａｍｂｌｅ部、ＳＦＤ部、ＰＨＲ部の信号波形の例を示している。Ｐｒｅａｍｂｌｅ部及びＳＦＤ部では、上記のようにビットレートを正確に判定することができない。本実施の形態では、同じシンボルレートをもつ２値のＦＳＫと４値のＦＳＫについて、確かな４値のＦＳＫシンボルが存在する位置（ＰＨＲ部）で、４値のＦＳＫのビットレートかどうかの判定を行う。これにより、確実に多値ＦＳＫ（多値シンボル）を検出し、ビットレートを判定することができる。ＰＨＲ部には、上記のように、ＭＳ部、Ｒｅｓｅｒｖｅｄ部、ＦＣＳ設定部、ＤＷ制御部、Ｆｒａｍｅ Ｌｅｎｇｔｈ設定部が含まれる。

＜レート検出器の構成＞
図１３は、本実施の形態に係るレート検出器の構成例を示している。このレート検出器１０１は、上記のＦＳＫ変調方式の特徴を利用することで、ビットレートの判定を実現する。

図７で示したＲＦ受信ベースバンド部２２０の受信フロントエンド部２２１に、信号検出＆ＡＧＣ部１２０、レート検出器１０１を備えており、さらに受信信号をＡＤ変換するＡＤＣ（Ｉ信号のＡＤ変換器）１１０及びＡＤＣ（Ｑ信号のＡＤ変換器）１１１を備えている。ＡＤＣ１１０及び１１１は、ＲＦ受信ベースバンド部２２０の内部に備えてもよいし、外部に備えてもよい。信号検出＆ＡＧＣ部１２０は、ＡＤ変換されたＩ信号及びＱ信号の信号検出及び利得制御を行い、また、受信信号の受信信号強度（ＲＳＳＩ）を検出する。

図１３に示すように、本実施の形態に係るレート検出器１０１は、周波数偏移生成器（帯域固定）１３０、シンボルレート検出器１４０、Ｓｙｎｃ検出器１５０、多値ＦＳＫ検出器１６０、ビットレート判定器１７０を備えている。

周波数偏移生成器１３０は、受信信号から所定の周波数偏移（周波数偏移値）を生成する生成器であり、例えば受信信号の周波数偏移を予め設定された周波数の範囲とするフィルタ等である。本実施の形態では、周波数偏移生成器１３０は、固定の帯域（カットオフ周波数）が設定されている。最大のシンボルレートよりも大きい周波数をカットオフ周波数とすることで、１つのフィルタで本実施の形態を実現できる。

シンボルレート検出器１４０は、受信信号のＰｒｅａｍｂｌｅ部に基づいて、受信信号のシンボルレートを検出する。シンボルレート検出器１４０は、周波数偏移値の符号の変化点（ゼロクロス点）の時間間隔よりシンボル周期を検出するゼロクロス点検出、又は所定パターン（周期パターン）との相互相関検出を行うことで、シンボルレートを検出する。ゼロクロス点に基づいてシンボルレートを検出することで、簡易にシンボルレートを検出できる。相互相関検出に基づいてシンボルレートを検出することで、精度よくシンボルレートを検出できる。いずれかの方法でシンボルレートを検出することで、適切な方法を選択してシンボルレートを検出できる。また、ＲＳＳＩに応じていずれかの方法を選択することで、受信状況に合わせた方法でシンボルレートを検出できる。ＲＳＳＩの大小の判定は、ノイズの影響で受信性能が劣化し始める受信感度付近を基準にして、ＲＳＳＩが小さい場合、ノイズの環境で精度よくシンボルレートを検出できる相互相関検出を行い、ＲＳＳＩが大きい場合、簡易にシンボルレートを検出できるゼロクロス点検出を行うことで、最も適切な方法でシンボルレートを検出できる。

Ｓｙｎｃ検出器１５０は、シンボルレート検出後、受信信号の同期ヘッダに基づいて同期を確立する。

多値ＦＳＫ検出器（多値シンボル検出部）１６０は、同期確立後、受信信号の周波数偏移に基づいて、多値シンボル（多値ＦＳＫ）を検出する。本実施の形態では、多値ＦＳＫ検出器１６０は、硬判定計算、または、差分平均計算を行うことにより、多値シンボルを検出する。

多値ＦＳＫ検出器１６０は、硬判定計算器１６１、差分平均計算器１６２、選択部１６３を備えている。硬判定計算器１６１は、受信信号の周波数偏移を硬判定する。硬判定結果に基づいて多値シンボルを検出することで、簡易に多値シンボルを検出することができる。また、受信信号の周波数偏移の絶対値を硬判定することで、さらに単純に多値シンボルを検出できる。

差分平均計算器１６２は、受信信号の周波数偏移と特定パターン（多値シンボルに対応した周波数偏移パターン）との差分平均を計算する。差分平均計算器１６２は、少なくとも受信信号と特定パターンとの差分を求め、さらにシンボル間の差分の平均を求める。差分もしくは差分平均に基づいて多値シンボルを検出することで、確実に多値シンボルを検出することができる。また、後述のように、特定パターンに含まれる複数の経路（周波数偏移経路）のうち、差分平均が最も小さい経路に基づいて、多値シンボルを検出することで、経路数が多い場合でも最適な経路に基づいて多値シンボルを検出できる。複数の経路の周波数偏移の絶対値を特定パターンとし、また、シンボルの前後で折り返したパターン（第１及び第２のシンボル間の経路と第２及び第３のシンボル間の経路を、第２のシンボルを基準に折り返したパターン）を特定パターンとすることで、予め用意（記憶）する特定パターンの情報量を効果的に削減できる。

選択部１６３は、硬判定計算または差分平均計算のいずれかを選択する。いずれかの方法で多値シンボルを検出することで、適切な方法を選択して多値シンボルを検出できる。また、ＲＳＳＩに応じていずれかの方法を選択することで、受信状況に合わせた方法で多値シンボルを検出できる。特に、ＲＳＳＩが小さい場合、差分平均計算を行い、ＲＳＳＩが大きい場合、硬判定計算を行うことで、最も適切な方法で多値シンボルを検出できる。

ビットレート判定器１７０は、シンボルレート検出結果及び多値シンボル検出結果に基づいて、受信信号のビットレートを判定（検出）する。

＜レート検出器の動作＞
図１４Ａ及び図１４Ｂのフローチャートは、図１３に示した本実施の形態に係る構成の動作を示している。図１４Ａ及び図１４Ｂに示すように、まず、信号検出＆ＡＧＣ部１２０は、ＡＤＣ１１０の出力信号（信号Ｉ）とＡＤＣ１１１の出力信号（信号Ｑ）に対し、信号検出及び利得制御を行う（Ｓ１００）。

続いて、ＡＤＣ１１０の出力信号（信号Ｉ）とＡＤＣ１１１の出力信号（信号Ｑ）を帯域固定の周波数偏移生成器１３０によりフィルタ処理を行って、サンプル毎に周波数偏移値を生成することで、シンボル周期があらわれる（Ｓ１０１）。例えば、図９で取り上げたデータレートが受信可能である場合、受信フィルタ（周波数偏移生成器１３０）は最大のシンボルレート（ＲＣ：２００ｋｓｐｓ）がカバーできるカットオフ周波数を設定する。

続いて、信号検出＆ＡＧＣ部１２０が求める受信信号強度（ＲＳＳＩ）を利用して、ノイズの影響で受信性能が劣化し始める受信感度付近を基準（Ｖｔｈ１）にして、シンボルレートの検出方法を選択する（Ｓ１０２）。シンボルレート検出器１４０は、ＲＳＳＩがある閾値（Ｖｔｈ１）未満（受信感度悪い条件）の場合、相互相関検出（Ｓ１０４）を行うことで判定精度を上げ、また、ＲＳＳＩがある閾値（Ｖｔｈ１）以上（受信感度良い条件）の場合、ゼロクロス点検出（Ｓ１０３）を行うことで演算処理を減らしながら、シンボルレートの判定を行う（Ｓ１０５）。なお、ゼロクロス点検出と相関検出の中で、どちらかの選択、又は組み合わせでシンボルレートを判定してもよい。

シンボルレート検出器１４０は、サンプル毎に周波数偏移値を入力して、既知のパターンを持つＰｒｅａｍｂｌｅ部における周期間の周波数偏移のゼロクロス点を検出し（Ｓ１０３）、検出されたゼロクロス点の間隔から、シンボル周期及びシンボルレートを判定する。また、シンボルレート検出器１４０は、Ｐｒｅａｍｂｌｅ部における相互相関検出を行い（Ｓ１０４）、期待するシンボルレート（シンボルレートＲＡ、ＲＢ、ＲＣ）との相関値を求めて周期の間隔を検出し、検出されたシンボル周期からシンボルレートを判定する。

続いて、シンボルレート検出器１４０は、判定されたシンボルレートから４ＦＳＫの可能性があるかどうか判断する（Ｓ１０６）。Ｓ１０５で判定されたシンボルレートが４値のＦＳＫと関係ない５０ｋｓｐｓ、１００ｋｓｐｓ場合、２値のＦＳＫのビットレート（４ＦＳＫの可能性はない）であると判断して、ビットレート判定器１７０は２値のビットレートを判定する（Ｓ１０７）。

一方、Ｓ１０５でシンボルレート検出器１４０により判定されたシンボルレートが４値のＦＳＫである可能性がある２００ｋｓｐｓの場合、Ｓｙｎｃ検出器１５０による同期検出後（Ｓ２００）、多値ＦＳＫ検出器１６０により確かな４値のＦＳＫシンボルが存在する位置で判定を行う。

選択部１６３は、いずれかの検出方法を予め固定で設定してもよいし、または任意の検出方法を組み合わせてもよいが、この例ではＲＳＳＩを利用して多値ＦＳＫシンボルの検出方法を切り替える（Ｓ２０１）。選択部１６３は、ＲＳＳＩがある閾値（Ｖｔｈ２）未満（受信感度悪い条件）の場合、差分平均判定方式（Ｓ２０３）を選択することで判定精度を上げ、また、ＲＳＳＩがある閾値（Ｖｔｈ２）以上（受信感度良い条件）の場合、硬判定方式（Ｓ２０２）を選択することで演算処理を減らしながら、レート判定を行う。

多値のＦＳＫ検出器１６０による一つの判定方法では、硬判定計算器１６１が硬判定計算を行い（Ｓ２０２）、各シンボルの周波数偏移値より、確かな４値のＦＳＫと推定されるシンボル数（検出回数）が閾値ＴｈＡ個以上あるかどうか判定する（Ｓ２０４）。検出回数が閾値ＴｈＡ個以上である場合、ビットレート判定器１７０は４値のＦＳＫのビットレートを判定する（Ｓ２０６）。検出回数が閾値ＴｈＡ未満の場合、指定検索期間を越えると（Ｓ２０７）、ビットレート判定器１７０は２値のＦＳＫのビットレートを判定する（Ｓ２０８）。

他の判定方法では、差分平均計算器１６２が、シンボル間の周波数偏移の経路と予め用意した特定パターンとの差分を取って、差分の平均値を計算し（Ｓ２０３）、その差分平均値が閾値ＴｈＢ未満かどうか判定する（Ｓ２０５）。差分平均値が閾値ＴｈＢ未満である場合、ビットレート判定器１７０は４値のＦＳＫのビットレートを判定する（Ｓ２０６）。差分平均値が閾値ＴｈＢ以上の場合、指定検索期間を越えると（Ｓ２０７）、ビットレート判定器１７０は２値のＦＳＫのビットレートを判定する（Ｓ２０８）。

Ｓ１０７、Ｓ２０６、Ｓ２０８でビットレートを判定した後、ビットレート判定器１７０は、デコーダ１０３にレート情報（ビットレート情報）を通知し（Ｓ３００）、処理を終了する。

＜多値ＦＳＫ判定原理＞
本実施の形態に係る硬判定計算器１６１と差分平均計算器１６２を用いた多値ＦＳＫ（多値シンボル）判定原理について説明する。

図１５は、硬判定計算器１６１による４値のＦＳＫの判定原理を示している。硬判定の計算では、シンボルの周波数偏移（ｆｄｅｖ）を閾値に基づいて硬判定する。例えば、硬判定計算器１６１は、判定Ｈ１または判定Ｈ２の方法により硬判定を行う。

硬判定計算器１６１は、各シンボルの真ん中（シンボルの周波数偏移（ｆｄｅｖ）を規定するポイント）から前後の数サンプル（サンプル数Ｎ）の周波数偏移値を平均化し、判定Ｈ１のように、平均値を閾値Ｆｔｈ１１及びＦｔｈ１２と比較することで、確かな４値のＦＳＫ（４値のシンボル）を判定する。

または、硬判定計算器１６１は、各シンボルの真ん中（シンボルの周波数偏移（ｆｄｅｖ）を規定するポイント）から前後の数サンプル（サンプル数Ｎ）の周波数偏移値を平均化し、この平均値の絶対値をとって、判定Ｈ２のように、平均値の絶対値を閾値Ｆｔｈ１１のみで簡単に比較してもよい。判定Ｈ２では、平均値が閾値Ｆｔｈ１１未満の場合、確かに４値のＦＳＫと推定されるシンボルと判断して、その数を積算しておく。

さらに、硬判定計算器１６１は、ある一定区間（８０２．１５．４ｇの場合はＰＨＲ区間）で、４値のＦＳＫと判断された数（検出回数）が、閾値ＴｈＡ個以上ある場合、４値のＦＳＫのビットレートと判定する。本方式はシンボルの周波数偏移値が上下対称である４値以降の多値にも応用可能である。

次に、差分平均計算器１６２による多値ＦＳＫ（多値シンボル）の判定原理について説明する。差分平均の計算では、シンボル間の周波数偏移（ｆｄｅｖ）の経路と特定パターンの経路との差分平均を計算する。特定パターンとは、基準となる多値ＦＳＫのシンボル間の周波数偏移の経路を示すパターンであり、この特定パターンのデータが記憶されている。例えば、差分平均計算器１６２もしくはＦＳＫ検出器１６０は、特定パターンのデータを記憶する記憶部（レジスタ等）を備えており、差分平均計算器１６２は、記憶されたデータの特定パターンと、受信信号のシンボル間の経路との差分平均を計算する。

本実施の形態では、この予め記憶する特定パターンのデータ量を小さくするため経路の最適化を行う。図１６は、経路の最適化による特定パターンの生成方式を示している。例えば４値のＦＳＫの場合、確かな４値のＦＳＫの周波数偏移値（ｆｄｅｖ／３、−ｆｄｅｖ／３）の前後シンボルの経路を利用する。

図１６のパターンＰ１０１のように、前後シンボル間（Ｓ１−Ｓ２−Ｓ３）の全ての経路は、シンボルＳ２のｆｄｅｖ／３前後で８個、シンボルＳ２の−ｆｄｅｖ／３前後で８個、合計１６個の経路となる。パターンＰ１０１からｆｄｅｖの絶対値を取ると、パターンＰ１０２のように半分（８個）の経路となる。

さらにパターンＰ１０２から、前のシンボル（Ｓ２−＞Ｓ１）の経路を後ろ（Ｓ２−＞Ｓ３）へ折り返すことで、さらに半分（４個）の経路ｒ１〜ｒ４のみとなる。（Ｐ１０３）この４個の経路を、差分平均で用いる特定パターンとすることで、経路を単純化することができ、記憶するデータ量を抑えることができる。本方式はシンボルの周波数偏移値が上下対称である４値以降の多値にも応用可能である。

式（１）は、図１７で示す経路ｒ２の特定パターンの生成式を示す。式（１）のように、シンボル間の時間幅を示す横軸をＸ、周波数偏移値を示す縦軸をＹとして、一次近似直線式を利用してパターンを生成する。Ｘ１とＸ２の距離は、−ｆｄｅｖ／３の前後のシンボル間距離であり、Ｙ１とＹ２の周波数偏移は、−ｆｄｅｖ／３とｆｄｅｖである。このＸ及びＹと式（１）を利用して、各サンプルに対する周波数偏移値Ｙ（ｔ）を求めて、さらに絶対値を取って特定パターンＰｔを生成する。

その他の経路に対しても同様な方法でパターンを生成することができる。表１は図１５の各経路ｒ１〜ｒ４に対するＸ，Ｙと特定パターンＰｔの関係を示す。

特定パターンの経路数は多値数によって異なる。以下に経路数の計算式を示す。式（２）は全経路数の算出式である。式（２）のように、多値数（Ｍ）、確かな多値を表すシンボル数（Ｍ−２）と基準シンボルの前後を示す（２）から、全経路数を算出できる。式（３）は、図１６で説明した本実施の形態の最小限の経路数の算出式である。式（３）のように、絶対値を取るため確かな多値のＦＳＫのシンボル数が半分減り、基準シンボルの前後を無くして算出できる。

表２は、式（２）及び式（３）による経路数の算出結果を示す。８値の場合、４値に比べて合計経路数がかなり大きくなるが、最小限経路にすることで経路が大幅に減ることがわかる。

次に、差分平均計算器１６２が行う差分平均計算の具体例について説明する。上記のように最適化された経路（時間軸上で半分に折り返した経路）を特定パターンとして使用するため、受信信号のシンボル間のデータ（周波数偏移値）を特定パターンに対応させて差分平均を求める必要がある。この例では、図１８のように、シンボルＳ１−Ｓ２−Ｓ３のデータをレジスタＲ１及びＲ２に格納することで、特定パターンとの差分平均を求める。

図１９及び式（４．１）〜式（４．４）は、４値のＦＳＫの場合の差分平均計算方法及び計算式を示している。

まず、処理Ｓ１０において、差分平均計算器１６２は、特定パターンＰｔを利用して差分を取るため、図１８のようにシンボルＳ１からシンボルＳ２までのサンプルを配列（レジスタ）Ｒ１に格納する。格納が終わったら、シンボルＳ２を基点にしてシンボルＳ１までのサンプルを折り返す必要があるため、配列Ｒ１の順番を反転して（Ｓ２〜Ｓ１の順に）配列（レジスタ）Ｒ２に格納する。また、同時に、シンボルＳ２からシンボルＳ３までのサンプルを配列Ｒ１に格納する（格納したＲ１のデータは次のシンボルの計算で使用する）。

続いて、処理Ｓ１１において、差分平均計算器１６２は、配列Ｒ２のデータとシンボルＳ２からシンボルＳ３までのデータについて、式（４．１）より予め用意している特定パターンＰｔと差分を取って全経路（４経路）の平均値ｄ１、ｄ２を求める。式（４．１）において、Ｔはシンボル間の時間、Ｒ２（ｔ）は配列Ｒ２（Ｓ２〜Ｓ１）のデータ、Ｒ１（ｔ）はシンボルＳ２〜Ｓ３のデータ、ｄ１（ｉ）はシンボルＳ１〜Ｓ２の経路ｉの差分平均、ｄ２（ｉ）はシンボルＳ２〜Ｓ３の経路ｉの差分平均である。

続いて、処理Ｓ１２において、差分平均計算器１６２は、式（４．２）より、Ｓ１１で求めた全経路の差分平均値ｄ１、ｄ２より最も値が小さい最小経路（最小差分平均値）ｄ１ｍｉｎ、ｄ２ｍｉｎを求める。続いて、処理Ｓ１３において、差分平均計算器１６２は、式（４．３）より、Ｓ１２で求めたシンボルＳ１〜Ｓ２とシンボルＳ２〜Ｓ３の最小経路の差分値ｄ１ｍｉｎ，ｄ２ｍｉｎを平均して、シンボルＳ１からシンボルＳ３までの差分平均値ｄｍｉｎを求める。

続いて、処理Ｓ１４において、差分平均計算器１６２は、式（４．４）より、差分平均値ｄｍｉｎと閾値ＴＨｖａｌを比較する。差分平均値ｄｍｉｎが閾値ＴＨｖａｌより小さい場合は、ｆｌａｇ＝１として（Ｓ１５）、４値のＦＳＫのビットレートを判定する（Ｓ１６）。差分平均値ｄｍｉｎが閾値ＴＨｖａｌ以上の場合、ｆｌａｇ＝０として（Ｓ１７）、次のシンボルに進んで、処理Ｓ１１から繰り返して処理を行う。一定区間の間ｆｌａｇ＝０である場合（Ｓ１８）、２値のＦＳＫのビットレートを判定する（Ｓ１９）。

差分平均計算器１６２の計算は、シンボルの周波数偏移値が上下対称である４値以降の多値にも応用可能である。図２０及び式（５．１）〜式（５．５）は、多値のＦＳＫの場合の差分平均計算方法及びその計算の一般式を示している。基本的な演算方法は図１９及び式（４．１）〜式（４．４）と同様であるが、例えば８値のＦＳＫなら４値と８値に対する特定パターンを求めてそれぞれ差分平均値を求める必要がある。

まず、図１９と同様に処理Ｓ１０を行った後、処理Ｓ２１において、差分平均計算器１６２は、配列Ｒ２のデータとシンボルＳ２からシンボルＳ３までのデータについて、式（５．１）より予め用意している各値の特定パターンＰｔ（ｊ）と差分を取って各値の経路の平均値ｄ１（ｊ）、ｄ２（ｊ）を求める。（ｊ）は、ＦＳＫのＭ値（例えば、４値、８値）に対応したインデックス（ｉｄｘ）である。同時に、シンボルＳ２からシンボルＳ３までのサンプルを配列Ｒ１に格納する。

続いて、処理Ｓ２２において、差分平均計算器１６２は、式（５．２）より、Ｓ２１で求めた各値の全経路の差分平均値ｄ１（ｊ）、ｄ２（ｊ）より各値の最小経路ｄ１（ｊ）ｍｉｎ、ｄ２（ｊ）ｍｉｎを求める。続いて、処理Ｓ２３において、差分平均計算器１６２は、式（５．３）より、Ｓ２２で求めた各値の最小経路の差分値ｄ１ｍｉｎ，ｄ２ｍｉｎを平均して、シンボルＳ１からシンボルＳ３までの各値の差分平均値ｄ（ｊ）ａｖｅを求める。続いて、処理Ｓ２４において、差分平均計算器１６２は、式（５．４）より、Ｓ２３で求めた各値の差分平均値ｄ（ｊ）ａｖｅのうち、最小の差分平均値ｄｍｉｎと各値を示すｉｄｘを求める。

続いて、処理Ｓ２５において、差分平均計算器１６２は、式（５．５）より、差分平均値ｄｍｉｎと閾値ＴＨｖａｌを比較する。差分平均値ｄｍｉｎが閾値ＴＨｖａｌより小さい場合は、ｆｌａｇ＝ｉｄｘとして（Ｓ２６）、ｉｄｘに基づいてビットレートを判定する（Ｓ２７）。ｉｄｘ＝１の場合、４値のＦＳＫのレートと判断し、ｉｄｘ＝２の場合は、８値のＦＳＫのレートと判断する。

差分平均値ｄｍｉｎが閾値ＴＨｖａｌ以上の場合、ｆｌａｇ＝０として（Ｓ２８）、次のシンボルに進んで、処理Ｓ２１から繰り返して処理を行う。一定区間の間ｆｌａｇ＝０である場合（Ｓ２９）、２値のＦＳＫのレートを判定する（Ｓ３０）。

＜実施の形態１の効果＞
以上のように、本実施の形態では、伝送フレームにビットレート情報をのせないＦＳＫ変調方式を使う通信システムにおいて、既知パターンを使うＰｒｅａｍｂｌｅ部のシンボル周期に基づいてビットレート（シンボルレート）判定を行う。Ｐｒｅａｍｂｌｅ部のシンボル周期の検出方法として、周期間のゼロクロス点を検出する方法、又は、相互相関値を求めて周期の間隔を検出する方法を採用し、検出されたシンボル周期からビットレートを判定する。これにより、Ｐｒｅａｍｂｌｅ部のみで、ビットレート（シンボルレート）を検出することができる。

また、本実施の形態では、シンボル周期の検出において、受信信号強度（ＲＳＳＩ）を利用し、ゼロクロス点検出と相互相関検出を使い分ける。ＲＳＳＩがある閾値未満（受信感度悪い条件）の場合、相互相関検出を行うことで判定精度を上げ、ＲＳＳＩある閾値以上（受信感度良い条件）の場合、ゼロクロス点検出を行うことで演算処理を減らしながら、レート判定を行う。これにより、最適な方法でビットレート（シンボルレート）を検出することができる。

さらに、本実施の形態では、シンボルレートが同じである多値のＦＳＫ（Ｍ値のＦＳＫ、Ｍ＞＝４）を使うマルチビットレート通信システムの場合、Ｐｒｅａｍｂｌｅ部ではビットレートの判定ができないため、確かなＭ値のシンボルが存在する位置で判定を行う。これにより、多値のＦＳＫのビットレートを判定することができる。

また、本実施の形態では、ビットレートの判定方法として、シンボルの周波数偏移値より、確かなＭ値のＦＳＫと判断されるシンボル数が閾値ＴｈＡ個以上ある場合、Ｍ値のＦＳＫのビットレートと判定する硬判定方式と、シンボル間の周波数偏移の経路と予め用意した特定パターンとの差分を取ってその差分の平均値が閾値ＴｈＢ未満の場合、Ｍ値のＦＳＫのビットレートと判定する差分平均判定方式を採用する。これにより、確実に多値のＦＳＫのビットレートを判定することができる。

さらに、本実施の形態では、ビットレートの判定において、ＲＳＳＩを利用して、硬判定方式と差分平均判定方式を使い分ける。ＲＳＳＩがある閾値未満（受信感度悪い条件）の場合、差分平均判定方式を使用することで判定精度を上げ、ある閾値以上（受信感度良い条件）の場合、硬判定方式を使用することで演算処理を減らしながら、レート判定を行う。これにより、最適な方法で多値のＦＳＫのビットレートを判定することができる。

特に、上記の構成では、図１３のシンボルレート検出器１４０による２値のＦＳＫのビットレート判定と、そして多値のＦＳＫ検出器１６０による４値以上のＦＳＫのビットレート判定より、データ通信中にレート判定を実現できる。これにより、データレート切り替え制御が省略されるため通信効率を向上することができる。また、ＲＳＳＩを使って最適な機能選択が可能であるため、効果的にビットレートを判定することができる。さらに、４値以降の多値のビットレートにも簡単に応用できるためシステム拡張が容易である。

このように、本実施の形態では、受信フレームを利用して、ビットレートを判定することで、ビットレート変更に必要なやり取りが省略でき、その分通信効率を上げることができる。さらに、ビットレート変更のためのやり取りで使われる電力消費量が削減できる効果がある。バッテリ駆動による長期間運用が必要なスマートメータシステムでは、よりその効果があらわれる。

図２１（ａ）のように、８０２．１５．４ｇのＦＳＫ規格の場合、データ通信途中に、ビットレート変更のため、送信側よりＭｏｄｅ Ｓｗｉｔｃｈ（ＭＳ）パケットＰ（３）に、次のパケットのビットレート情報をのせて送信し、受信側はそのデータを解読して、次のパケット受信のために必要な最適な設定を行う。これはパケット単位で行われるため、ビットレートが変更されたパケットＰ（４）の伝送の一連の処理が終了すると、切り替え前のビットレートに戻る。引き続きデータレート変更の際は、同様にパケットＰ（５）により、ビットレート変更を伝え、パケットＰ（６）のデータ通信を行う必要がある。

これに対して、本実施の形態では、図２１（ｂ）のように、Ｍｏｄｅ ＳｗｉｔｃｈパケットＰ（３）、Ｐ（５）が省略され、パケットＰ（２）後にＰ（４）、パケットＰ（６）の通信が行われるので通信効率が上がる。また、Ｍｏｄｅ ＳｗｉｔｃｈパケットＰ（３）、パケットＰ（５）の送受信処理がなくなる分、動作電力が削減できる。もし、パケットＰ（３）、パケットＰ（５）のＰｒｅａｍｂｌｅ長が長いと、電力削減効果はさらに上がる。さらに、ビットレート切り替え制御がなくなるので、制御に掛るオーバーヘッドがなくなる。

また、伝搬状況が変わる可能性がある環境において、伝搬状況が悪くなると送信側より段階的にビットレートを下げていくことができる。これは、ＷｉＦｉ通信において、一般的に用いられている手法である。ここで、前記手法を８０２．１５．４ｇのＦＳＫに適用する場合を考える。図２２（ａ）のように、基本レートに最大のビットレート（４００ｋｂｐｓ）を使用したネットワークを想定すると、伝搬状況が悪い環境においては、最大ビットレートでのＭｏｄｅ Ｓｗｉｔｃｈ（ＭＳ）パケット伝送を行えず、ビットレートを下げることを通信相手に伝えることができない。そのため、前記環境下では、通信を行うことができず、ネットワークの再構築が必要となる。これに対して、本実施の形態では、図２２（ｂ）のように、リトライ時にビットレート切り替えができ、環境にあった最適なビットレートで通信できる。

（実施の形態２）
以下、図面を参照して実施の形態２について説明する。

図２３は、本実施の形態に係るレート検出器の構成例を示している。図２３の構成は、実施の形態１の図１３を改良した構成である。

図２３に示すように、本実施の形態に係るレート検出器は、実施の形態１の図１３の構成と比べて、周波数偏移生成器１３１及びシンボルレート検出器１４１のみが異なっている。その他の構成は実施の形態１と同様である。周波数偏移生成器（複数の帯域固定）１３１は、実施の形態１では１つの帯域に固定で設定されていたが、本実施の形態では、複数の帯域に固定で設定されている。例えば、複数のフィルタにより構成されている。

周波数偏移生成器１３１は、低速のシンボルレートを受信時、帯域外のノイズの影響を低減させるため、対応するキャリア周波数で受信可能なシンボルレート毎に、最適なフィルタを設ける。例えば、図９で取り上げたデータレートが受信可能である場合、それぞれのシンボルレートの周波数に最適なフィルタを設けて（シンボルレートＲＡ用、ＲＢ用、ＲＣ用）、フィルタ処理を行い、サンプル毎に周波数偏移値を生成することで、シンボル周期があらわれる。

また、シンボルレート検出器１４１は、周波数偏移生成器１３１の複数の帯域（フィルタ）に対応して、シンボルレートを検出する。例えば、複数の検出器により構成されている。（複数の）シンボルレート検出器１４１は、各フィルタの出力に対し、実施の形態１と同様に、Ｐｒｅａｍｂｌｅ部におけるゼロクロス点検出又は相互相関検出によりシンボル周期を検出し、検出されたシンボル周期からシンボルレートを判定する。

実施の形態１の図１３の帯域固定の周波数偏移生成器１３０は、複数のシンボルレートを検出できるように受信フィルタは最大のシンボルレートがカバーできるカットオフ周波数を設定していた。このため、もし最小のシンボルレートが受信された場合、カットオフ周波数が広い分、帯域外のノイズの影響を受けることになり、受信感度付近で判定精度劣化が発生する。これに対し、本実施の形態では、図２３の帯域固定の周波数偏移生成器１３１のように、対応するキャリア周波数で受信可能なシンボルレート毎に最適なフィルタを設けるため、データレート判定精度をより向上することができる。
（実施の形態３）

以下、図面を参照して実施の形態３について説明する。図２４は、本実施の形態に係るレート検出器の構成例を示している。

図２４の構成は、実施の形態１の図１３を改良した構成である。本実施の形態では、ＲＦ−ＡＦＥ部２１０のフィルタの帯域を可変（アナログ可変フィルタ）とし、また、レート検出器の周波数偏移生成器の帯域も可変（デジタル可変フィルタ）とする。

図２４に示すように、ＲＦ−ＡＦＥ部（アナログ部）２１０は、ＬＮＡ（低雑音増幅器）１８１、ミキサ１８２、可変フィルタ１８３、アンプ１８４及び１８５を備えている。

ＬＮＡ１８１は、受信信号（ＲＦ信号）を低雑音で増幅し、ミキサ１８２は、増幅された信号をダウンコンバートする。可変フィルタ１８３は、ダウンコンバートされた信号に対し設定された帯域でフィルタ処理を行い、アンプ１８４及び１８５は、フィルタ処理後のＩ信号及びＱ信号用を増幅する。

例えば、図９で取り上げたデータレートが受信可能である場合、アナログ部の可変フィルタ１８３と、帯域可変の周波数偏移生成器１３２の可変フィルタは、最大のシンボルレートがカバーできるようには２００ｋｓｐｓのカットオフ周波数で初期設定しておいて、サンプル毎に周波数偏移値を生成する。

シンボルレート検出器１４２は、サンプル毎に周波数偏移値を入力して、実施の形態１と同様に、Ｐｒｅａｍｂｌｅ部におけるゼロクロス点検出又は相互相関検出により２００ｋｓｐｓのシンボルレートに合わせて相関値を求めてシンボルレートを検出する。シンボルレート検出器１４２は、もし、２００ｋｓｐｓが検出できない場合、制御信号ｆｓｅｔ１により周波数偏移生成器１３２の可変フィルタを１００ｋｓｐｓのカットオフ周波数に切り替えるように通知する。

周波数偏移生成器（帯域可変）１３２は、シンボルレート検出器１４２から切り替え通知を受けると、１００ｋｓｐｓにフィルタの帯域を切り替える。その後、シンボルレート検出器１４２は、ゼロクロス点検出又は相関検出により１００ｋｓｐｓのシンボル周期を検出する。期待するシンボルレートが検出できるまでか、あるいは切り替え可能な最小のシンボルレート（５０ｋｓｐｓ）まで繰り返す。

もし、期待するシンボルが５０ｋｓｐｓで、そのシンボルレートが検出できた場合、シンボルレート検出器１４２は、制御信号ｆｓｅｔ２により可変フィルタ１８３に５０ｋｓｐｓのカットオフ周波数に切り替えるように通知する。可変フィルタ１８３は、この切り替え通知を受けると、５０ｋｓｐｓにフィルタの帯域を切り替える。シンボルレート検出のための受信フィルタのカットオフ周波数の変更はＰｒｅａｍｂｌｅ部内で行われる。

もし、期待するシンボルが２００ｋｓｐｓで、そのシンボルレートが検出できた場合、２値のビットレート（２００ｋｂｐｓ）か、４値のビットレート（４００ｋｂｐｓ）の判断を行うため、Ｓｙｎｃ検出器１５０の同期の後、確かな４値のＦＳＫが存在する位置で多値ＦＳＫ検出器１６０より検出を行う。多値ＦＳＫ検出器１６０の検出方法は、実施の形態１と同じである。

ビットレート判定器１７１は、ビットレートを判定した後、制御信号ｆｓｅｔ３により周波数偏移生成器１３２の可変フィルタを確定したビットレートに合わせた最適なフィルタに切り替えることも可能にする。

図２５Ａ及び図２５Ｂのフローチャートは、図２４の本実施の形態に係る構成の動作を示している。

まず、受信フィルタ（ステップＳ１１０のアナログ部の可変フィルタ１８３とステップＳ１１１のデジタル部の周波数偏移生成器１３２の可変フィルタ）は最大のシンボルレート（２００ｋｓｐｓ）がカバーできるようにカットオフ周波数を初期設定しておく。

アナログ部の可変フィルタ１８３のフィルタ処理（Ｓ１１０）後、受信信号はデジタル部に入力され、信号検出＆ＡＧＣ１２０は、信号検出及びＡＧＣ処理を行って受信信号の振幅の最適化とともにＲＳＳＩ値を求める（Ｓ１００）。ＡＧＣ処理後、周波数偏移生成器１３２は、デジタル受信信号をフィルタ処理して（Ｓ１１１）、サンプル毎に周波数偏移値を生成する（Ｓ１０１）。

次に、シンボルレート検出器１４２は、ＲＳＳＩ値を使ってシンボルレート検出方法を選択する（Ｓ１０２）。シンボルレート検出器１４２は、ＲＳＳＩ値が閾値（Ｖｔｈ１）以上の場合、ゼロクロス点の周期を検出し（Ｓ１０３）、ＲＳＳＩ値が閾値（Ｖｔｈ１）未満の場合、相関検出より相関ピーク値の周期を検出し（Ｓ１０４）、シンボルレートの判定を行う（Ｓ１０５）。

次に、シンボルレート検出器１４２は、判定されたシンボルレートが期待レート（初期設定レート：２００ｋｓｐｓ）かどうかを判断し（Ｓ１１２）、シンボルレートが期待レートではない場合、次の切り替え対象レート（一段低いシンボルレート：１００ｋｓｐｓ）があるかどうか確認する（Ｓ１１３）。次の切り替え対象レートがある場合、シンボルレート検出器１４２は、デジタル可変フィルタ（周波数偏移生成器１３２）を１００ｋｓｐｓ用に切り替えて（Ｓ１１１）、ステップＳ１０１からステップＳ１１２まで繰り返し処理を行う。

ステップＳ１１２の期待レート（１００ｋｓｐｓ）の判定で、シンボルレートが期待レートではない場合、シンボルレート検出器１４２は、次に切り替え対象レート（一段低いシンボルレート：５０ｋｓｐｓ）を確認して（Ｓ１１３）、次の切り替え対象レートがある場合、デジタル可変フィルタ（周波数偏移生成器１３２）を５０ｋｓｐｓ用に切り替えて（Ｓ１１１）、ステップＳ１０１からステップＳ１１２まで繰り返し処理を行う。もし、ステップＳ１０９で次に切り替え可能なレートがないと判断される場合は、レート判定処理を終了する。

例えば、受信シンボルレートが５０ｋｓｐｓの場合、ステップＳ１１２において５０ｋｓｐｓを検出すると、シンボルレート検出器１４２は、４値のＦＳＫの可能性がないと判断して（Ｓ１０６）、２値のビットレートを判定した後（Ｓ１０７）、アナログ可変フィルタ１８３を５０ｋｓｐｓに切り替える（Ｓ１１４）。さらに、ビットレート判定器１７０は、デコーダ１０３にレート情報（ビットレート）を通知し（Ｓ３００）、処理を終了する。

アナログ可変フィルタの初期設定は、最大シンボルレートに合わせられているため、それより小さいシンボルレートと判定された場合に、切り替えを行う。

例えば、受信シンボルレートが２００ｋｓｐｓの場合、ステップＳ１１２において２００ｋｓｐｓを検出すると、シンボルレート検出器１４２は、４ＦＳＫの可能性があると判断して（Ｓ１０６）、Ｓｙｎｃ検出器１５０がＳｙｎｃ検出した後（Ｓ２００）、４値のビットレート判定処理に進む。

Ｓｙｎｃ検出した後、多値ＦＳＫ検出器１６０は、ＲＳＳＩ値を使って、レート判定方法を選択する（Ｓ２０１）。多値ＦＳＫ検出器１６０は、ＲＳＳＩ値が閾値（Ｖｔｈ２）以上の場合、硬判定計算方法で確かな４値のＦＳＫシンボルを検出して（Ｓ２０２）、その検出回数と閾値Ａと比較して（Ｓ２０４）、検出回数が閾値Ａ以上ある場合、４値のＦＳＫのビットレート（４００ｋｂｐｓ）と判定して（Ｓ２０６）、デジタル可変フィルタを確定データレート（４００ｋｂｐｓ）に合わせて最適なフィルタに切り替える（Ｓ２１０）。

もし、ＲＳＳＩ値が閾値（Ｖｔｈ２）未満の場合、多値ＦＳＫ検出器１６０は、差分平均計算方法よりシンボル間の周波数偏移の経路と予め用意した特定パターンとの差分を求めてその平均値を出力して（Ｓ２０３）、平均値と閾値Ｂを比較して、（Ｓ２０５）、平均値が閾値Ｂ未満の場合、４値のＦＳＫのビットレート（４００ｋｂｐｓ）と判定して（Ｓ２０６）、デジタル可変フィルタを確定データレート（４００ｋｂｐｓ）に合わせて最適なフィルタに切り替える（Ｓ２１０）。

もし、ステップＳ２０４、又はステップＳ２０５でＮＯと判定される場合、４値のＦＳＫのシンボル検出のための指定検出区間を超えたかどうかを判定して（Ｓ２０７）、ＹＥＳの場合は、２値のＦＳＫのレート（２００ｋｂｐｓ）と判定する（Ｓ２０８）。その後、デジタル可変フィルタを確定データレート（２００ｋｂｐｓ）に合わせて最適なフィルタに切り替える（Ｓ２１０）。さらに、ビットレート判定器１７０は、デコーダ１０３にレート情報（ビットレート）を通知し（Ｓ３００）、処理を終了する。

以上のように、本実施の形態では、帯域可変の周波数偏移生成器１３２の可変フィルタのカットオフ周波数を受信可能な最大のシンボルレート用に設定から徐々に低いレートに切り替えることで、シンボルレートの検出時間が短縮できるメリットがある。また、１つの可変フィルタを複数の帯域に合わせて切り替えることができるため、回路規模を増やせずに最適な受信フィルタが実現できて、帯域外のノイズの影響を抑えることができる。したがって、受信感度付近で判定精度改善がより期待できる。

なお、上述したプログラムは、様々なタイプの非一時的なコンピュータ可読媒体（ｎｏｎ−ｔｒａｎｓｉｔｏｒｙ ｃｏｍｐｕｔｅｒ ｒｅａｄａｂｌｅ ｍｅｄｉｕｍ）を用いて格納され、コンピュータに供給することができる。非一時的なコンピュータ可読媒体は、様々なタイプの実体のある記録媒体（ｔａｎｇｉｂｌｅ ｓｔｏｒａｇｅ ｍｅｄｉｕｍ）を含む。非一時的なコンピュータ可読媒体の例は、磁気記録媒体（例えばフレキシブルディスク、磁気テープ、ハードディスクドライブ）、光磁気記録媒体（例えば光磁気ディスク）、ＣＤ−ＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）ＣＤ−Ｒ、ＣＤ−Ｒ／Ｗ、半導体メモリ（例えば、マスクＲＯＭ、ＰＲＯＭ（Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ ＲＯＭ）、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ ＰＲＯＭ）、フラッシュＲＯＭ、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ））を含む。また、プログラムは、様々なタイプの一時的なコンピュータ可読媒体（ｔｒａｎｓｉｔｏｒｙ ｃｏｍｐｕｔｅｒ ｒｅａｄａｂｌｅ ｍｅｄｉｕｍ）によってコンピュータに供給されてもよい。一時的なコンピュータ可読媒体の例は、電気信号、光信号、及び電磁波を含む。一時的なコンピュータ可読媒体は、電線及び光ファイバ等の有線通信路、又は無線通信路を介して、プログラムをコンピュータに供給できる。

以上、本発明者によってなされた発明を実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は既に述べた実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々の変更が可能であることはいうまでもない。

上記の実施形態の一部又は全部は、以下の付記のようにも記載されうるが、以下には限られない。

（付記１）
ＦＳＫ変調方式で変調されたＲＦ信号を受信し、前記受信したＲＦ信号を処理するＲＦ信号処理部と、
前記処理後の受信信号をパケットに復号するベースバンド信号処理部と、
前記パケットに応じた処理を実行するＭＡＣ処理部と、
を備え、
前記ベースバンド信号処理部は、
前記受信信号の周波数偏移を生成する周波数偏移生成部と、
前記受信信号に含まれる伝送フレームにおけるプリアンブル部の周期に基づいて、シンボルレートを検出するシンボルレート検出部と、
前記伝送フレームの周波数偏移に基づいて、多値変調された多値シンボルを検出する多値シンボル検出部と、
前記検出したシンボルレート及び前記検出した多値シンボルに基づいて、ビットレートを判定するビットレート判定部と、
前記判定されたビットレートにしたがって前記伝送フレームを復号するデコード部と、
を備える、受信装置。

（付記２）
前記周波数偏移生成部は、固定された帯域でフィルタ処理を行うフィルタを含み、
前記フィルタのカットオフ周波数は、前記受信信号の最大のシンボルレートよりも大きい周波数である、
付記１に記載の受信装置。

（付記３）
前記周波数偏移生成部は、複数の固定された帯域でそれぞれフィルタ処理を行う複数のフィルタを含み、
前記複数のフィルタのカットオフ周波数は、それぞれ前記受信信号の複数のシンボルレートに対応した周波数である、
付記１に記載の受信装置。

（付記４）
前記ＲＦ信号処理部は、帯域が可変のアナログ可変フィルタを含み、
前記周波数偏移生成部は、帯域が可変のデジタル可変フィルタを含み、
前記アナログ可変フィルタ及び前記デジタル可変フィルタの帯域は、前記受信信号の最大のシンボルレートよりも大きい周波数に初期設定され、前記シンボルレートまたは前記ビットレートの検出結果に応じて低い周波数に切り替えられる、
付記１に記載の受信装置。

（付記５）
前記アナログ可変フィルタの帯域は、前記検出されたシンボルレートに合わせて切り替えられる、
付記４に記載の受信装置。

（付記６）
前記デジタル可変フィルタの帯域は、前記検出されたビットレートに合わせて切り替えられる、
付記４に記載の受信装置。

（付記７）
ネットワークを構成する複数の無線通信装置を備え、
前記複数の無線通信装置は、付記１に記載の受信装置を備える、
無線通信システム。

（付記８）
複数のネットワークを構成する複数の無線通信装置を備え、
前記複数のネットワークのうちの一つのネットワークを構成する複数の無線通信装置は、付記１に記載の受信装置を備える、
無線通信システム。

（付記９）
前記複数の無線通信装置は、送信するパケットごとにビットレートを指定し、指定したビットレートに対応したＦＳＫ変調方式で、前記伝送フレームを変調する、
付記７または８に記載の無線通信システム。

（付記１０）
前記複数の無線通信装置は、ＩＥＥＥ ８０２．１５．４ｇのＦＳＫ変調方式に準拠している、
付記７または８に記載の無線通信システム。

（付記１１）
前記複数の無線通信装置は、スマートメータである、
付記７または８に記載の無線通信システム。

１ レート判定装置
２ 受信部
３ シンボルレート検出部
４ 多値シンボル検出部
５ ビットレート判定部
１０、１０ａ スマートメータ
１１ 無線通信インタフェース
１２ 計測部
１３ 制御部
１４ メモリ
１５ 表示部
２０、２０ａ ゲートウェイ
２１ 無線通信インタフェース
２２ 有線通信インタフェース
２３ 制御部
２４ メモリ
３０ サーバ
４０ スマートメータシステム
４１ 無線ネットワーク
４２、４３ 領域
５０ ＦＳＫフレーム
５１ ＳＨＲ部
５２ ＰＨＲ部
５３ ＰＨＹ ｐａｙｌｏａｄ部
１００ 受信器
１０１ レート検出器
１０２ ＡＦＣ部
１０３ デコーダ
１０４ トラッキング部
１２０ 信号検出＆ＡＧＣ部
１３０、１３１、１３２ 周波数偏移生成器
１４０、１４１、１４２ シンボルレート検出器
１５０ Ｓｙｎｃ検出器
１６０ 多値ＦＳＫ検出器
１６１ 硬判定計算器
１６２ 差分平均計算器
１６３ 選択部
１７０、１７１ ビットレート判定器
１８１ ＬＮＡ
１８２ ミキサ
１８３ 可変フィルタ
１８４、１８５ アンプ
２０１ アンテナ
２１０ ＲＦ−ＡＦＥ部
２２０ 受信ベースバンド部
２２１ 受信フロントエンド部
２２２ 受信バックエンド部
２３０ ＭＡＣ処理部

Claims (20)

1. ＦＳＫ変調方式で変調された伝送フレームを受信する受信部と、
   前記受信した伝送フレームにおけるプリアンブル部の周期に基づいて、シンボルレートを検出するシンボルレート検出部と、
   前記受信した伝送フレームの周波数偏移に基づいて、多値変調された多値シンボルを検出する多値シンボル検出部と、
   前記検出したシンボルレート及び前記検出した多値シンボルに基づいて、ビットレートを判定するビットレート判定部と、
   を備える、レート判定装置。
2. 前記多値シンボル検出部は、前記検出する多値シンボルに対応した特定周波数偏移パターンと前記伝送フレームにおける受信周波数偏移との差分に基づいて、前記多値シンボルを検出する、
   請求項１に記載のレート判定装置。
3. 前記多値シンボル検出部は、シンボル間における、前記特定周波数偏移パターンと前記受信周波数偏移との差分の平均に基づいて、前記多値シンボルを検出する、
   請求項２に記載のレート判定装置。
4. 前記特定周波数偏移パターンは、シンボル間の周波数の組み合わせに対応した複数の周波数偏移経路を含み、
   前記多値シンボル検出部は、前記複数の周波数偏移経路のうち、前記受信周波数偏移との差分の平均が最も小さい周波数偏移経路に基づいて、前記多値シンボルを検出する、
   請求項３に記載のレート判定装置。
5. 前記特定周波数偏移パターンに含まれる複数の周波数偏移経路は、複数の周波数偏移の絶対値の経路である、
   請求項４に記載のレート判定装置。
6. 前記特定周波数偏移パターンに含まれる複数の周波数偏移経路は、第１のシンボルと第２のシンボルとの間の複数の周波数偏移経路と、前記第２のシンボルと第３のシンボルとの間の複数の周波数偏移経路とを、前記第２のシンボルを基準に折り返した経路である、
   請求項４に記載のレート判定装置。
7. 前記多値シンボル検出部は、前記伝送フレームの周波数偏移の硬判定結果に基づいて、前記多値シンボルを検出する、
   請求項１に記載のレート判定装置。
8. 前記多値シンボル検出部は、前記伝送フレームの周波数偏移の絶対値の硬判定結果に基づいて、前記多値シンボルを検出する、
   請求項７に記載のレート判定装置。
9. 前記多値シンボル検出部は、前記検出する多値シンボルに対応した特定周波数偏移パターンと前記伝送フレームにおける受信周波数偏移との差分、または、前記伝送フレームの周波数偏移の硬判定結果のいずれかに基づいて、前記多値シンボルを検出する、
   請求項１に記載のレート判定装置。
10. 前記多値シンボル検出部は、前記伝送フレームの受信信号強度に応じて、前記差分または前記硬判定結果のいずれかに基づいて、前記多値シンボルを検出する、
    請求項９に記載のレート判定装置。
11. 前記多値シンボル検出部は、前記受信信号強度が閾値よりも小さい場合、前記差分に基づいて前記多値シンボルを検出し、前記受信信号強度が前記閾値よりも大きい場合、前記硬判定結果に基づいて前記多値シンボルを検出する、
    請求項１０に記載のレート判定装置。
12. 前記伝送フレームは、２値で変調されたプリアンブル部と、２値以上で変調された多値変調部を含み、
    前記多値シンボル検出部は、前記多値変調部の周波数偏移に基づいて、前記多値シンボルを検出する、
    請求項１に記載のレート判定装置。
13. 前記多値変調部は、物理ヘッダ部と物理ペイロード部を含み、
    前記多値シンボル検出部は、前記物理ヘッダ部の周波数偏移に基づいて、前記多値シンボルを検出する、
    請求項１２記載のレート判定装置。
14. 前記シンボルレート検出部は、前記プリアンブル部における周波数偏移のゼロクロス点に基づいて、前記シンボルレートを検出する、
    請求項１に記載のレート判定装置。
15. 前記シンボルレート検出部は、前記プリアンブル部における所定の周期パターンとの相互相関値に基づいて、前記シンボルレートを検出する、
    請求項１に記載のレート判定装置。
16. 前記シンボルレート検出部は、前記プリアンブル部における周波数偏移のゼロクロス点、または、前記プリアンブル部における所定の周期パターンとの相互相関値のいずれかに基づいて、前記シンボルレートを検出する、
    請求項１に記載のレート判定装置。
17. 前記シンボルレート検出部は、前記伝送フレームの受信信号強度に応じて、前記ゼロクロス点または前記相互相関値のいずれかに基づいて、前記シンボルレートを検出する、
    請求項１６に記載のレート判定装置。
18. 前記シンボルレート検出部は、前記受信信号強度が閾値よりも小さい場合、前記相互相関値に基づいて前記シンボルレートを検出し、前記受信信号強度が前記閾値よりも大きい場合、前記ゼロクロス点に基づいて前記シンボルレートを検出する、
    請求項１７に記載のレート判定装置。
19. ＦＳＫ変調方式で変調された伝送フレームを受信し、
    前記受信した伝送フレームにおけるプリアンブル部の周期に基づいて、シンボルレートを検出し、
    前記受信した伝送フレームの周波数偏移に基づいて、多値変調された多値シンボルを検出し、
    前記検出したシンボルレート及び前記検出した多値シンボルに基づいて、ビットレートを判定する、
    レート判定方法。
20. ＦＳＫ変調方式で変調された伝送フレームを受信する受信部と、
    前記受信した伝送フレームにおけるプリアンブル部の周期に基づいて、シンボルレートを検出するシンボルレート検出部と、
    前記受信した伝送フレームの周波数偏移に基づいて、多値変調された多値シンボルを検出する多値シンボル検出部と、
    前記検出したシンボルレート及び前記検出した多値シンボルに基づいて、ビットレートを判定するビットレート判定部と、
    前記判定されたビットレートにしたがって前記伝送フレームを復号するデコード部と、
    を備える、受信装置。

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