JP2018082579A - 制御装置、車載装置、制御方法及び充放電回路 - Google Patents

Abstract

【課題】突入電流の発生を抑止し単位容量当たりの保持電荷量を増大可能にする。
【解決手段】制御装置は、バッテリから供給された電圧が第１閾値以上の場合には、充放電回路を制御してバッテリからバックアップコンデンサに流れ込む電流を制限し、充電制御を実施する手段と、バッテリから供給された電圧が第２閾値以下の場合には、充放電回路を制御してバックアップコンデンサに蓄積された電力の放電制御を実施する手段と、を備えることを特徴とする。
【選択図】図２

Description

本発明は、制御装置、車載装置、制御方法及び充放電回路に関する。

従来から、車両に搭載可能なオーディオ・ビジュアル・ナビゲーション一体機（以下、ＡＶＮ機とも称す）等の車載装置が知られている。車載装置は、車両に搭載されたバッテリ等から供給された電力を使用し、例えば、ナビゲーション機能、オーディオ機能、画像再生機能、通信機能といった各種機能を搭乗員に提供する。各種機能は、例えば、車載装置内のプロセッサ等の、メモリ等に格納されたアプリケーションプログラム（以下、アプリとも称す）等の実行により提供される。

車載装置の、バッテリから供給される電力を受電する受電部においては、供給電力の瞬断の際の電圧低下に対応するためコンデンサ等の素子を含む充電回路を設けることが知られている。また、充電回路においては、図６に示すように、コンデンサ等の単位容量当たりに蓄えられる電荷容量を大きくする目的で、バッテリから供給される印加電圧より高い電圧に昇圧した状態で電力を蓄えるということも行われてきた。

例えば、図６の充電回路１００においては、バッテリ（ＢＡＴＴ）から受電した電力の一部は、インダクタＬ１００、ダイオード素子Ｚ１０２を介してコンデンサＣ１００に蓄積される。充電回路１００のＩＣ１００は、バッテリの出力電力を監視して瞬断の際の電圧低下を検知すると共に、電圧低下の検知の際にはＰＭＯＳ（ptype-Metal Oxide Semiconductor）等のトランジスタで構成されたスイッチング素子であるＳＷ１０２を導通させ
、コンデンサＣ１００に蓄積された電力をプロセッサ等に供給する。車載装置においては、図６のコンデンサＣ１００に蓄積された電力を使用することで、バッテリ瞬断の際の電圧低下時におけるプロセッサ等のアプリ終了処理時間に係る電力の確保が可能になる。

なお、本明細書で説明する技術に関連する技術が記載されている先行技術文献としては、以下の特許文献が存在している。

特開２０１６−０４６９９３号公報 特開２００７−１１６８８０号公報

近年の、車載装置の他機能化や処理性能の向上に伴い、バッテリ瞬断の際の電圧低下時に求められる電力エネルギーが増加する傾向にある。車載装置の受電部においては、他機能化や処理性能が向上されたプロセッサ等への、増加する電力エネルギーを供給可能な充電回路が求められている。

しかしながら、大電力のエネルギーを供給する場合には、コンデンサ容量の増大に伴って、バッテリ瞬断時にコンデンサから通電される電流量が増加するため、例えば、図６に示すスイッチング素子（ＳＷ１０２）に掛かる負担が増大することになる。スイッチング素子に流れる電流量が、スイッチング素子のＡＳＯ（Area of Safe Operation）を超える場合には、スイッチング素子が破壊される虞がある。また、コンデンサ容量の増大に伴い、バッテリ接続時におけるコンデンサＣ１００への突入電流が増大する。このため、例え
ば、バッテリ側に設けられたヒューズ等の過電流保護デバイスが機能して、ヒューズ切れを起こす虞があった。本発明の目的は、突入電流の発生を抑止し単位容量当たりの保持電荷量を増大可能にすることにある。

開示の技術の一側面は、制御装置によって例示される。すなわち、制御装置は、バッテリから供給された電圧が第１閾値以上の場合には、充放電回路を制御してバッテリからバックアップコンデンサに流れ込む電流を制限し、充電制御を実施する手段とバッテリから供給された電圧が第２閾値以下の場合には、充放電回路を制御してバックアップコンデンサに蓄積された電力の放電制御を実施する手段と、を備えることを特徴とする。

本充放電回路によれば、突入電流の発生を抑止し単位容量当たりの保持電荷量が増大可能になる。

本実施形態に係る充放電回路と制御装置のブロック構成の一例を示す図である。 本実施形態に係る制御装置の詳細な構成の一例を示す図である。 本実施形態に係る充放電回路の通常時におけるタイミングチャートの一例を示す図である。 本実施形態に係る充放電回路の電圧低下時におけるタイミングチャートの一例を示す図である。 本実施形態に係る充放電回路の充放電動作を示すダイアグラムの一例を示す図である。 従来の充電回路の構成を説明する図である。

以下、図面を参照して、一実施形態に係る充放電回路について説明する。以下の実施形態の構成は例示であり、本充放電回路は実施形態の構成には限定されない。

＜実施の形態＞
＜１．ブロック構成＞
図１は、本実施形態に係る充放電回路と制御装置のブロック構成の一例を示す図である。図１に例示の充放電回路１０は、例えば、ＡＶＮ機等の車載装置における受電部に含まれる回路である。車載装置は、受電部を介して車両に搭載されたバッテリ（ＢＡＴＴ）に接続する。受電部は、接続するバッテリから供給された電力を所定の直流電圧に変換し、車載装置が有するプロセッサ等のデバイスに供給する。車載装置内のプロセッサ等は、受電部を介して供給された電力を使用し、メモリ等に格納された各種プログラムを実行する。各種プログラムの実行により、車載装置の備えるナビゲーション機能、オーディオ機能、画像再生機能、通信機能といった各種機能が提供される。

車載装置が搭載される車両においては、例えば、エンジン始動時のクランキングの際に、バッテリ電圧の瞬断（例えば、５０ｍｓｅｃといった所定期間で電圧値が０Ｖになる）や電圧低下が生じ得る。エンジン始動のためのスタータモータといった電力負荷の高い機器が通電されるためである。

本実施形態に係る充放電回路１０は、バッテリ等から供給される供給電力の瞬断の際の電圧低下における、各種プログラム終了処理時のプロセッサ等への電力確保のためのコンデンサＣ１を備える。コンデンサＣ１は、大電力のエネルギー蓄積が可能な単位容量当た
りの保持電荷量の相対的に高いコンデンサ素子である。コンデンサＣ１として、例えば、電界コンデンサが例示される。

また、本実施形態に係る充放電回路１０は、接続するバッテリ（ＢＡＴＴ）とコンデンサＣ１との間に、１個のインダクタＬ１と４個のスイッチング素子ＳＷ１−ＳＷ４で構成された、Ｈ型ブリッジ回路Ｃｒ１を備える。スイッチング素子ＳＷ１−ＳＷ４は、例えば、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect-Transistor）等の半導体デ
バイスにより構成される。

そして、本実施形態に係る充放電回路１０は、Ｈ型ブリッジ回路Ｃｒ１のスイッチング素子ＳＷ１−ＳＷ４のそれぞれのオン（導通）、オフ（解放）を制御する制御回路Ｉｃ１を備える。制御回路Ｉｃ１は、例えば、スイッチング素子ＳＷ１−ＳＷ４のそれぞれのオン・オフを制御することで、通常時には接続するバッテリ（ＢＡＴＴ）の電力の一部を昇圧（例えば、１２Ｖ→２４Ｖ）して通電し、コンデンサＣ１に蓄積する（充電経路Ｗ１）。また、制御回路Ｉｃ１は、例えば、瞬断の際に電圧低下が生じた場合には、スイッチング素子ＳＷ１−ＳＷ４のそれぞれのオン・オフを制御することで、コンデンサＣ１に蓄積された電力を降圧（例えば、１０Ｖ）して通電し、電力供給経路（ＢＡＴＴラインとも称す）ＢＲ１に放電する（放電経路Ｗ２）。本実施形態に係る充放電回路１０においては、電力供給経路ＢＲ１をコンデンサＣ１への充電動作とコンデンサＣ１からの放電動作との双方向に使用可能なため、図６に示す従来のスイッチング素子（ＳＷ１０２）の削除が可能になる。充放電回路１０においては、コンデンサＣ１に蓄積された電力の放電の際に流れる電流量によって破壊されるスイッチング素子は存在しない。

本実施形態の充放電回路１０においては、制御回路Ｉｃ１は、バッテリから供給される電力、或いは、電力供給経路ＢＲ１やインダクタＬ１を流れる電流を監視し、コンデンサＣ１への電力蓄積（充電）、コンデンサＣ１に蓄積された電力の電力供給経路ＢＲ１への供給（放電）を行う。

例えば、充放電回路１０は、接続するバッテリの電力が所定の閾値以下の場合には、スイッチング素子ＳＷ１−ＳＷ４を解放状態として、コンデンサＣ１には通電しないようにスイッチング制御する。解放状態においては、接続するバッテリとコンデンサＣ１との間は絶縁状態になる。このため、バッテリ接続時の突入電流がコンデンサＣ１へ流れることはない。本実施形態の充放電回路１０においては、大電力のエネルギーが蓄積可能な容量のコンデンサＣ１であっても、バッテリ接続時の突入電流を抑止できる。

また、例えば、充放電回路１０は、バッテリから供給される電力が所定の閾値を超える場合には、バッテリから供給された電力をスイッチング素子ＳＷ１−ＳＷ４のオン・オフ期間の制御によって昇圧し、昇圧した状態で電力エネルギーをコンデンサＣ１に蓄積する。スイッチングのオン・オフ期間の制御として、例えば、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）、ＰＦＭ（Pulse Frequency Modulation）といった制御方式が例示される。バッテリから供給された電力は、スイッチングのオン・オフ期間の制御により時分割されるため、コンデンサＣ１に流れ込む突入電流が抑制できる。また、スイッチングのオン・オフ期間の制御により、充放電回路１０は、バッテリから供給された電力の直流電圧を昇圧する昇圧コンバータとして機能することが可能になる。他機能化や処理性能の向上によって増加した電力エネルギーを蓄積可能な充放電回路１０が提供できる。

また、例えば、充放電回路１０は、バッテリの瞬断の際の電圧降下を検知した場合には、スイッチング素子ＳＷ１−ＳＷ４を制御し、コンデンサＣ１に蓄積された電力を電力供給経路ＢＲ１へ放電する。放電時において、充放電回路１０は、スイッチング素子ＳＷ１−ＳＷ４のオン・オフ期間を制御することで、コンデンサＣ１に蓄積された電力を降圧し
、プロセッサ等のデバイスを作動させる直流電圧を生成する。充放電回路１０は、コンデンサＣ１に蓄積された電力（直流電圧）を降圧する降圧コンバータとして機能することが可能になる。他機能化や処理性能の向上によって増加した電力エネルギーを供給可能な充放電回路１０が提供できる。

なお、図６に示す従来の充電回路１００においては、充電回路１００に接続するバッテリからコンデンサＣ１００に流れ込むリーク電流が発生していた。コンデンサＣ１００の容量が増加する場合には、充電回路１００の暗電流に占めるリーク電流の割合が増大する傾向にあった。

図１に示す本実施形態の充放電回路１０においては、接続するバッテリの電力が所定の閾値以下の場合には、バッテリとコンデンサＣ１との間を絶縁状態にできるため、バッテリからコンデンサＣ１に流れ込むリーク電流が防止できる。本実施形態の充放電回路１０を構成に含む車載装置においては、バッテリから車載装置に流れ込む暗電流の軽減が期待できる。

＜２．詳細な構成＞
図２は、本実施形態に係る充放電回路１０の制御回路Ｉｃ１の詳細な回路構成の一例を示す図である。なお、図２に示す制御回路Ｉｃ１は、Ｈ型ブリッジ回路Ｃｒ１の４個のスイッチング素子ＳＷ１−ＳＷ４のそれぞれのオン・オフを制御可能な回路であればマイクロコントローラ（マイコン）で構成されるとしてもよい。また、制御回路Ｉｃ１は、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）、ＦＰＧＡ（Field-Programmable Gate Array）等の専用ＬＳＩ（large scale integration）等であってもよい。また、充放電回路１０は、コンデンサＣ１、Ｈ型ブリッジ回
路Ｃｒ１、制御回路ＩＣ１を組合せたＳｏＣ（System-on-a-Chip）であってもよい。

図２において、ＢＡＴＴラインＢＵ＋Ｂには、充放電回路１０に接続するバッテリの直流電圧１２Ｖといった電力がダイオード素子Ｚ２を介して供給される。ＢＡＴＴラインＢＵ＋Ｂには、Ｈ型ブリッジ回路Ｃｒ１のスイッチング素子ＳＷ１のドレインが接続する。ＢＡＴＴラインＢＵ＋Ｂに供給されたバッテリの直流電圧１２Ｖといった電力の一部は、スイッチング素子ＳＷ１を介してＨ型ブリッジ回路Ｃｒ１に受電される。Ｈ型ブリッジ回路Ｃｒ１に受電された電力は、制御回路Ｉｃ１のＰＷＭ等のスイッチング制御により昇圧される（例えば、電圧２４Ｖ）。Ｈ型ブリッジ回路Ｃｒ１のスイッチング素子ＳＷ３のドレインは、コンデンサＣ１の正極側に接続する。制御回路Ｉｃ１のＰＷＭ等のスイッチング制御によって昇圧された電力は、スイッチング素子ＳＷ３のドレインを介してコンデンサＣ１に蓄積（“Vcharge”）される（昇圧充電）。

また、バッテリの瞬断や電圧低下時には、コンデンサＣ１に蓄積された電力がスイッチング素子ＳＷ３のドレインを介してＨ型ブリッジ回路Ｃｒ１に供給される。Ｈ型ブリッジ回路Ｃｒ１は、制御回路Ｉｃ１のＰＷＭ等のスイッチング制御によってコンデンサＣ１に蓄積された電力を降圧する（例えば、１０Ｖ）。降圧された電力は、Ｈ型ブリッジ回路Ｃｒ１のスイッチング素子ＳＷ１のドレインを介してＢＡＴＴラインＢＵ＋Ｂに供給される（降圧放電）。

図２に示す制御回路Ｉｃ１は、ＢＡＴＴラインＢＵ＋Ｂに接続する端子ＦＢ１、コンデンサＣ１の正極側に接続する端子ＦＢ２を備える。ＢＡＴＴラインＢＵ＋Ｂに供給される電力の電圧値は分圧されて端子ＦＢ１に入力される。コンデンサＣ１に蓄電された電力の電圧値は分圧されて端子ＦＢ２入力される。制御回路Ｉｃ１は、端子ＦＢ１、ＦＢ２を介して検知された電圧値に基づいて充放電動作を制御する。

また、制御回路Ｉｃ１は、Ｈ型ブリッジ回路Ｃｒ１のスイッチング素子ＳＷ１−ＳＷ４のそれぞれのゲートに接続する端子Ｇ１−Ｇ４を備える。Ｈ型ブリッジ回路Ｃｒ１のスイッチング素子ＳＷ１のゲートは端子Ｇ１に接続し、スイッチング素子ＳＷ２のゲートは端子Ｇ２に接続する。また、Ｈ型ブリッジ回路Ｃｒ１のスイッチング素子ＳＷ３のゲートは端子Ｇ３に接続し、スイッチング素子ＳＷ４のゲートは端子Ｇ４に接続する。

制御回路Ｉｃ１は、端子ＦＢ１、ＦＢ２を介して検知された電圧に応じて、端子Ｇ１−Ｇ４に出力する信号レベルをＨｉｇｈ状態（例えば、５Ｖ）、Ｌｏｗ状態（例えば、０Ｖ）に制御することで、スイッチング素子ＳＷ１−ＳＷ４のオン・オフ状態を制御する。Ｈ型ブリッジ回路Ｃｒ１のスイッチング素子ＳＷ１−ＳＷ４では、オン・オフ状態が制御されることで、コンデンサＣ１への昇圧充電、コンデンサＣ１に蓄積された電力の降圧放電が行われる。

なお、制御回路Ｉｃ１は、ＢＡＴＴラインＢＵ＋Ｂ、コンデンサＣ１の正極側に接続する入力端子ＶＩＮを備える。バッテリから供給された電力はダイオード素子Ｚ３を介して入力端子ＶＩＮに供給される。また、コンデンサＣ１に蓄電された電力の一部は、ダイオード素子Ｚ４を介して入力端子ＶＩＮに供給される。制御回路Ｉｃ１では、入力端子ＶＩＮに供給された電力に基づいて、制御回路Ｉｃ１内の能動素子の作動電力、スイッチング素子ＳＷ１−ＳＷ４を制御するための各種リファレンス電圧が生成される。

制御回路Ｉｃ１は、端子ＦＢ１、ＦＢ２を介して検知された電圧値に対して閾値判定を行うための判定回路を含む。端子ＦＢ１を介して検知された電圧値に対する判定回路は、エラーアンプとして機能するオペアンプＥＡ１、コンパレータＣＭＰ１、コンパレータＣＭＰ３を含む。また、端子ＦＢ１を介して検知された電圧値に対する判定回路は、エラーアンプとして機能するオペアンプＥＡ２、コンパレータＣＭＰ２を含む。

また、制御回路Ｉｃ１は、判定回路で閾値判定された電圧値の結果に応じて、昇圧充電および降圧放電の制御信号を生成するためのＲＳ型のフリップフロップＦＦ１−ＦＦ３、論理演算子、クロック信号を発生するＣＬＫ１を含む。ＣＬＫ１は、フリップフロップＦＦ１、ＦＦ２のセット端子Ｓに接続する。さらに、制御回路Ｉｃ１は、端子Ｇ１−Ｇ４に接続し、生成された昇圧充電および降圧放電の制御信号を端子Ｇ１−Ｇ４に出力するためのゲート制御回路ＧＣ１を含む。

制御回路Ｉｃ１において、端子ＦＢ１は、エラーアンプとして機能するオペアンプＥＡ１の反転入力端子に接続する。オペアンプＥＡ１の非反転入力端子には、閾値判定を行うための基準電圧Ｖｔｓｅｔが接続する。オペアンプＥＡ１の出力端子には、基準電圧Ｖｔｓｅｔと端子ＦＢ１で検知された電圧値との差分に基づく差分電圧値が出力される。

オペアンプＥＡ１の出力は、コンパレータＣＭＰ１の反転入力端子に接続する。コンパレータＣＭＰ１の非反転入力端子には、オフセット電圧を加算した三角波のスロープ電圧（ＳＬＯＰＥ＋ｏｆｆｓｅｔ）が接続する。コンパレータＣＭＰ１は、オペアンプＥＡ１の出力電圧とオフセット電圧を加算した三角波のスロープ電圧（ＳＬＯＰＥ＋ｏｆｆｓｅｔ）との比較を行い、比較結果を出力端子に出力する。例えば、オフセット電圧を加算した三角波のスロープ電圧（ＳＬＯＰＥ＋ｏｆｆｓｅｔ）がオペアンプＥＡ１の出力電圧より高い場合には、Ｈｉｇｈ状態（例えば、５Ｖ）の信号が出力される。一方、オフセット電圧を加算した三角波のスロープ電圧（ＳＬＯＰＥ＋ｏｆｆｓｅｔ）がオペアンプＥＡ１の出力電圧より低い場合には、Ｌｏｗ状態（例えば、０Ｖ）の信号が出力される。ＣＭＰ１の出力は、フリップフロップＦＦ３の反転出力との間で論理和演算が行われ、フリップフロップＦＦ１のリセット端子Ｒに入力される。

また、端子ＦＢ１は、コンパレータＣＭＰ３の非反転入力端子に接続する。コンパレータＣＭＰ３の反転入力端子には、基準電圧Ｖｔｆｂが接続する。コンパレータＣＭＰ３は、端子ＦＢ１で検知された電圧値と基準電圧Ｖｔｆｂとの比較を行い、比較結果を出力端子に出力する。例えば、端子ＦＢ１で検知された電圧値が基準電圧Ｖｔｆｂより高い場合には、Ｈｉｇｈ状態（例えば、５Ｖ）の信号が出力される。一方、端子ＦＢ１で検知された電圧値が基準電圧Ｖｔｆｂより低い場合には、Ｌｏｗ状態（例えば、０Ｖ）の信号が出力される。ＣＭＰ３の出力は、フリップフロップＦＦ３のセット端子Ｓに入力される。なお、フリップフロップＦＦ３のリセット端子Ｒには、コンデンサＣ１への電力の蓄積を開始するための充電開始信号ＵＶＬＯが接続される。

制御回路Ｉｃ１の端子ＦＢ２は、エラーアンプとして機能するオペアンプＥＡ２の反転入力端子に接続する。オペアンプＥＡ２の非反転入力端子には、充電時のパルス幅の基準となる基準電圧Ｖ１が接続する。オペアンプＥＡ２の出力端子には、基準電圧Ｖ１と端子ＦＢ２で検知された電圧値との差分に基づく差分電圧値が出力される。

オペアンプＥＡ２の出力は、コンパレータＣＭＰ２の反転入力端子に接続する。コンパレータＣＭＰ２の非反転入力端子には、オフセット電圧を加算した三角波のスロープ電圧（ＳＬＯＰＥ＋ｏｆｆｓｅｔ）が接続する。コンパレータＣＭＰ２は、オペアンプＥＡ２の出力電圧とオフセット電圧を加算した三角波のスロープ電圧（ＳＬＯＰＥ＋ｏｆｆｓｅｔ）との比較を行い、比較結果を出力端子に出力する。

コンパレータＣＭＰ２では、オフセット電圧を加算した三角波のスロープ電圧（ＳＬＯＰＥ＋ｏｆｆｓｅｔ）がオペアンプＥＡ２の出力電圧より高い場合には、Ｈｉｇｈ状態（例えば、５Ｖ）の信号が出力端子に出力される。また、オフセット電圧を加算した三角波のスロープ電圧（ＳＬＯＰＥ＋ｏｆｆｓｅｔ）がオペアンプＥＡ２の出力電圧より低い場合には、Ｌｏｗ状態（例えば、０Ｖ）の信号が出力端子に出力される。ＣＭＰ２の出力は、フリップフロップＦＦ３の正転出力に基づく信号との間で論理和演算が行われ、フリップフロップＦＦ２のリセット端子Ｒに入力される。

フリップフロップＦＦ１−ＦＦ３では、セット端子Ｓおよびリセット端子Ｒに入力された信号の、２値のステータス（例えば、Ｈｉｇｈ状態（５Ｖ）、Ｌｏｗ状態（０Ｖ））に基づいて決定された論理値のステータス信号が正転出力端子Ｑ、反転出力端子Ｑ￣に出力される。

例えば、フリップフロップＦＦ３では、端子ＦＢ１で検知された電圧値と基準電圧Ｖｔｆｂとの比較によって決定されたステータス値と、充電開始信号ＵＶＬＯのステータス値とに基づいて決定された論理値のステータス信号が正転出力端子Ｑ、反転出力端子Ｑ￣に出力される。
同様にして、フリップフロップＦＦ１では、端子ＦＢ１で検知された電圧値に基づいて決定されたステータス値とフリップフロップＦＦ３の反転出力端子Ｑ￣から出力されるステータス値との論理和演算で決定された論理値、および、クロック信号のステータス値によって決定された２値のステータス信号が正転出力端子Ｑ１、反転出力端子Ｑ１￣に出力される。
フリップフロップＦＦ２では、端子ＦＢ２で検知された電圧値に基づくステータス値と端子ＦＢ１で検知された電圧値に基づくステータス値との論理和演算で決定された論理値、および、クロック信号のステータス値によって決定された２値のステータス信号が正転出力端子Ｑ２、反転出力端子Ｑ２￣に出力される。

フリップフロップＦＦ１の正転出力端子Ｑ１からゲート制御信号ＰＷＭ１が出力され、反転出力端子Ｑ１￣からゲート制御信号ＰＷＭ２が出力される。また、フロップフロップ
ＦＦ２の正転出力端子Ｑ２からゲート制御信号ＰＷＭ４が出力され、反転出力端子Ｑ２￣からゲート制御信号ＰＷＭ３が出力される。ゲート制御信号ＰＷＭ１−ＰＷＭ４は、ゲート制御回路ＧＣ１に入力される。ゲート制御回路ＧＣ１は、入力された各ゲート制御信号ＰＷＭ１−ＰＷＭ４に基づいて、Ｈ型ブリッジ回路Ｃｒ１のスイッチング素子ＳＷ１−ＳＷ４のオン・オフ状態を切替える論理信号を端子Ｇ１−Ｇ４に出力する。

＜３．タイミングチャート＞
以下、図３、４に示すタイミングチャートを参照し、制御回路Ｉｃ１の充電動作、放電動作を説明する。なお、図３、４に示すタイミングチャートにおいて、縦軸は制御回路Ｉｃ１内の各ステータス信号のレベルを表し、横軸は時間を表す。
（通常時動作）
図３は、通常時における制御回路Ｉｃ１のタイミングチャートの一例を示す図である。通常時においては、充放電回路１０に接続するバッテリの直流電圧（例えば、１２Ｖ）の電力がＢＡＴＴラインＢＵ＋Ｂに供給される。制御回路Ｉｃ１は、端子ＦＢ１を介してＢＡＴＴラインＢＵ＋Ｂに供給された直流電圧を検知する。

端子ＦＢ１を介して検知された電圧はオペアンプＥＡ１に入力され、基準電圧Ｖｔｓｅｔとの差分電圧が出力端子に出力される（図３の“ＥＡ１”）。基準電圧Ｖｔｓｅｔは、コンデンサＣ１に蓄積された電力の放電時におけるＢＡＴＴラインＢＵ＋Ｂの電圧（例えば、１０．５Ｖ）に相当する。オペアンプＥＡ１の出力端子には、基準電圧Ｖｔｓｅｔと端子ＦＢ１で検知された電圧値との差分に基づく差分電圧値（１．５Ｖ＝１２Ｖ−１０．５Ｖ）が出力される。通常時においては、オペアンプＥＡ１の出力端子に出力される差分電圧値は、図３に示すようにＨｉｇｈ状態が継続する。

ＣＭＰ１においては、オペアンプＥＡ１の出力電圧とオフセット電圧を加算した三角波のスロープ電圧（ＳＬＯＰＥ＋ｏｆｆｓｅｔ）とが比較される。通常時においては、ＣＭＰ１の出力端子にはＬｏｗ状態の信号が出力される。オフセット電圧を加算した三角波のスロープ電圧（ＳＬＯＰＥ＋ｏｆｆｓｅｔ）がオペアンプＥＡ１の出力電圧より高いためである。ＣＭＰ１の出力とフリップフロップＦＦ３の反転出力端子Ｑ￣出力との間で論理和演算が行われ、フリップフロップＦＦ１のリセット端子Ｒに入力される。

通常時においては、フリップフロップＦＦ１のリセット端子Ｒには、ＣＭＰ１の出力端子のＬｏｗ状態の信号が継続して入力される。フリップフロップＦＦ１の正転出力端子Ｑ１には、セット端子Ｓに入力されたクロック信号ＣＬＫ１のＬｏｗ状態で決定された論理値が継続して出力される。図３に示すように、フリップフロップＦＦ１の正転出力端子Ｑ１には、Ｌｏｗ状態の論理値（以下、論理値Ｌとも称す）が継続して出力され、反転出力端子Ｑ１￣にはＨｉｇｈ状態の論理値（以下、論理値Ｈとも称す）が継続して出力される。

端子ＦＢ２を介して検知された電圧はオペアンプＥＡ２に入力され、基準電圧Ｖ１との差分に基づく差分電圧が出力端子に出力される（図３の“ＥＡ２”）。基準電圧Ｖ１は、ゲート制御信号ＰＷＭ３、ＰＷＭ４のパルス幅の基準となる電圧値である。通常時においては、端子ＦＢ２を介して検知された電圧値に応じた差分電圧値がオペアンプＥＡ２の出力端子に出力される。

ＣＭＰ２においては、オペアンプＥＡ２の出力電圧とオフセット電圧を加算した三角波のスロープ電圧（ＳＬＯＰＥ＋ｏｆｆｓｅｔ）とが比較される。通常時においては、オペアンプＥＡ２の出力電圧に応じて、Ｈｉｇｈ状態からＬｏｗ状態、Ｌｏｗ状態からＨｉｇｈ状態に変化するパルス信号がＣＭＰ２の出力端子に出力される。

フリップフロップＦＦ２においては、セット端子Ｓに入力されたクロック信号ＣＬＫ１の論理値、リセット端子Ｒに入力された信号の論理値に基づくパルス信号が正転出力端子Ｑ２、反転出力端子Ｑ２￣に出力される。図３に示すように、正転出力端子Ｑ２から出力されるパルス信号は、セット端子Ｓに入力されるクロック信号ＣＬＫ１の立ち上がりに同期する。

図３に示すように、フリップフロップＦＦ２の反転出力端子Ｑ２￣から出力されるパルス信号によってゲート制御信号ＰＷＭ３が生成される。同様にして、フリップフロップＦＦ２の正転出力端子Ｑ２から出力されるパルス信号によってゲート制御信号ＰＷＭ４が生成される。

ゲート制御回路ＧＣ１は、入力されたゲート制御信号ＰＷ３を端子Ｇ３に出力し、ゲート制御信号ＰＷ４を端子Ｇ４に出力する。また、ゲート制御回路ＧＣ１は、入力されたゲート制御信号ＰＷＭ１、ＰＷＭ２に基づいて、通常時においては、論理値Ｈとなるステータス信号を端子Ｇ１に出力し、論理値Ｌとなるステータス信号を端子Ｇ２に出力する。

スイッチング素子ＳＷ１は、ゲートに入力された論理値Ｈのステータス信号に従って、ドレイン−ソース間を導通させる。スイッチング素子ＳＷ２は、ゲートに入力された論理値Ｌのステータス信号に従って、ドレイン−ソース間を解放する。スイッチング素子ＳＷ３は、ゲートに入力されたゲート制御信号ＰＷＭ３のオン期間に従ってドレイン−ソース間を導通させると共に、ゲート制御信号ＰＷＭ３のオフ期間に従ってドレイン−ソース間を解放する。スイッチング素子ＳＷ４は、ゲートに入力されたゲート制御信号ＰＷＭ４のオン期間に従ってドレイン−ソース間を導通させると共に、ゲート制御信号ＰＷＭ４のオフ期間に従ってドレイン−ソース間を解放する。

ＢＡＴＴラインＢＵ＋Ｂに供給されたバッテリの電力の一部は、導通されたスイッチング素子ＳＷ１、インダクタＬ１、スイッチング素子ＳＷ３を介してコンデンサＣ１に蓄電（充電）される。

（電圧低下時動作）
図４は、電圧低下時における制御回路Ｉｃ１のタイミングチャートの一例を示す図である。充放電回路１０を搭載する車両においては、例えば、エンジン始動時のクランキングを契機に、５０ｍｓｅｃといった所定期間で継続するバッテリの電圧低下が生じ得る。クランキングにおけるバッテリ電圧は、０Ｖにまで低下する場合がある。充放電回路１０の制御回路Ｉｃ１においては、上記バッテリ電圧値の低下を端子ＦＢ１を介して検知する。そして、充放電回路１０は、ＢＡＴＴラインＢＵ＋Ｂに供給された直流電圧が所定値（基準電圧Ｖｔｓｅｔ）を下回る場合には、コンデンサＣ１に蓄電された電力をＢＡＴＴラインＢＵ＋Ｂに放電するよう制御する。

オペアンプＥＡ１に入力される端子ＦＢ１を介して検知された電圧は、例えば、クランキング直後の電圧値から時間の経過に伴って低下する。このため、制御回路Ｉｃ１においては、端子ＦＢ１を介して検知された低下する電圧値と基準電圧Ｖｔｓｅｔとの差分に基づく差分電圧が出力端子に出力される。

オペアンプＥＡ１の出力電圧とオフセット電圧を加算した三角波のスロープ電圧（ＳＬＯＰＥ＋ｏｆｆｓｅｔ）とを比較するＣＭＰ１においては、オペアンプＥＡ１の出力電圧に応じて、Ｈｉｇｈ状態からＬｏｗ状態、該Ｌｏｗ状態からＨｉｇｈ状態に変化するパルス信号が出力端子に出力される。

なお、電圧低下時においては、フリップフロップＦＦ３のリセット端子Ｒに接続される
充電開始信号ＵＶＬＯはオフ（論理値Ｌ）になる。フリップフロップＦＦ３の正転出力端子Ｑ、反転出力端子Ｑ￣には、セット端子Ｓに入力されるステータス信号の論理値に応じた論理値の信号が出力される。

フリップフロップＦＦ１においては、セット端子Ｓに入力されたクロック信号ＣＬＫ１の論理値、リセット端子Ｒに入力された信号の論理値に基づくパルス信号が正転出力端子Ｑ１、反転出力端子Ｑ１￣に出力される。図４に示すように、正転出力端子Ｑ１から出力されるパルス信号は、セット端子Ｓに入力されるクロック信号ＣＬＫ１の立ち上がりに同期する。

図４に示すように、フリップフロップＦＦ１の正転出力端子Ｑ１から出力信号によって、ゲート制御信号ＰＷＭ１が生成される。同様にして、フリップフロップＦＦ１の反転出力端子Ｑ１￣から出力されるパルス信号によってゲート制御信号ＰＷＭ２が生成される。

コンデンサＣ１が充電された状態では、端子ＦＢ２で検知される電圧値はオペアンプＥＡ２の非反転入力端子に接続された基準電圧Ｖ１を超えるため、オペアンプＥＡ２から出力される差分電圧値は負値となる。コンパレータＣＭＰ２の出力端子からは、Ｈｉｇｈ状態の信号が継続して出力される。フリップフロップＦＦ２のリセット端子Ｒに入力された信号がＨｉｇｈ状態を継続する場合には、フリップフロップＦＦ２の正転出力端子Ｑ２には、セット端子Ｓに入力されたクロック信号ＣＬＫ１のＬｏｗ状態で決定された論理値が継続して出力される。

図４に示すように、フリップフロップＦＦ２の正転出力端子Ｑ２には、論理値Ｌのステータス信号が継続して出力され、反転出力端子Ｑ２￣には論理値Ｈのステータス信号が継続して出力される。フリップフロップＦＦ２の反転出力端子Ｑ２￣から出力されるステータス信号によってゲート制御信号ＰＷＭ３が生成される。また、フリップフロップＦＦ２の正転出力端子Ｑ２から出力されるステータス信号によってゲート制御信号ＰＷＭ４が生成される。

ゲート制御回路ＧＣ１は、入力されたゲート制御信号ＰＷＭ１を端子Ｇ３に出力し、ゲート制御信号ＰＷＭ２を端子Ｇ４に出力する。また、ゲート制御回路ＧＣ１は、入力されたゲート制御信号ＰＷＭ３、ＰＷＭ４に基づいて、論理値Ｈとなるステータス信号を端子Ｇ１に出力し、論理値Ｌとなるステータス信号を端子Ｇ２に出力する。

スイッチング素子ＳＷ１は、ゲートに入力された論理値Ｈのステータス信号に従って、ドレイン−ソース間を導通させる。スイッチング素子ＳＷ２は、ゲートに入力された論理値Ｌのステータス信号に従って、ドレイン−ソース間を解放する。スイッチング素子ＳＷ３は、ゲートに入力されたゲート制御信号ＰＷＭ１のオン期間に従ってドレイン−ソース間を導通させると共に、ゲート制御信号ＰＷＭ１のオフ期間に従ってドレイン−ソース間を解放する。スイッチング素子ＳＷ４は、ゲートに入力されたゲート制御信号ＰＷＭ２のオン期間に従ってドレイン−ソース間を導通させると共に、ゲート制御信号ＰＷＭ２のオフ期間に従ってドレイン−ソース間を解放する。

電圧低下時には、コンデンサＣ１に蓄電された電力エネルギーは、導通されたスイッチング素子ＳＷ１、インダクタＬ１、スイッチング素子ＳＷ３を介してＢＡＴＴラインＢＵ＋Ｂに供給（解放）される。

＜４．全体動作＞
図５は、充放電回路１０の充放電動作を示すダイアグラムの一例を示す図である。図５に示すダイアグラムにおいて、縦軸は電圧値を表し、横軸は経過時間を表す。図５のグラ
フｇ１は、充放電回路１０にバッテリから供給される電力の電圧変化を表し、グラフｇ２は、ＢＡＴＴラインＢＵ＋Ｂの電圧変化を表す。グラフｇ３は、コンデンサＣ１に蓄積される電力の電圧変化を表す。なお、グラフｇ１において、ｇ１ａは、クランキングといったバッテリの電圧低下発生時を表す。

また、図５において、ＵＶＬＯ＋、ＵＶＬＯ−は、それぞれ制御回路Ｉｃ１において、充放電動作を停止するための閾値を表す。Ｖｔは、基準電圧Ｖｔｆｂで決定されるＢＡＴＴラインＢＵ＋Ｂの電圧閾値を表し、Ｖｓｅｔは、基準電圧Ｖｔｓｅｔで決定される放電時のＢＡＴＴラインＢＵ＋Ｂの電圧閾値を表す。

図５のグラフｇ１に示すように、バッテリから充放電回路１０に供給される直流電圧は、０Ｖを開始電圧としてバッテリが供給可能な電圧（例えば、１２Ｖ）の間で増加する。充放電回路１０は、例えば、端子ＦＢ１を介し、ＢＡＴＴラインＢＵ＋Ｂの電圧が充電動作を開始するための閾値ＵＶＬＯ＋を超えることを検知する。ＢＡＴＴラインＢＵ＋Ｂの電圧が充電動作を開始するための閾値ＵＶＬＯ＋を超えたときには、フリップフロップＦＦ３のリセット端子Ｒに充電開始を示す論理値が入力される。

なお、図５に示すように、バッテリ接続時からＢＡＴＴラインＢＵ＋Ｂの電圧が充電動作を開始するための閾値ＵＶＬＯ＋を超えるまでの期間では、充放電回路１０の動作は停止状態にある。停止状態においては、ＢＡＴＴラインＢＵ＋ＢとコンデンサＣ１との間は絶縁状態にある。このため、バッテリ接続時の突入電流がコンデンサＣ１に流れることはない。

ＢＡＴＴラインＢＵ＋Ｂの電圧が充電動作を開始するための閾値ＵＶＬＯ＋を超えた場合には、充放電回路１０の充電動作が開始される（充電モード）。図２、３等を用いて説明したように、大容量のコンデンサＣ１を充電するためのパルス信号（ＰＷＭ３、ＰＷＭ４）が生成され、ゲート制御回路ＧＣ１を介しＨ型ブリッジ回路Ｃｒ１に出力される。

ゲート制御回路ＧＣ１の端子Ｇ３は、Ｈ型ブリッジ回路Ｃｒ１のスイッチング素子ＳＷ３のゲートに接続し、端子Ｇ４は、スイッチング素子ＳＷ４のゲートに接続する。また、ゲート制御回路ＧＣ１の端子Ｇ１は、Ｈ型ブリッジ回路Ｃｒ１のスイッチング素子ＳＷ１に接続し、端子Ｇ２はスイッチング素子ＳＷ２のゲートに接続する。

Ｈ型ブリッジ回路Ｃｒ１のスイッチング素子ＳＷ１は、ゲートに入力された論理値Ｈのステータス信号に従って、ドレイン−ソース間を導通させる。同様にしてスイッチング素子ＳＷ２は、ゲートに入力された論理値Ｌのステータス信号に従って、ドレイン−ソース間を解放する。スイッチング素子ＳＷ３は、ゲートに入力されたゲート制御信号ＰＷＭ３のオン期間に従ってドレイン−ソース間を導通させると共に、ゲート制御信号ＰＷＭ３のオフ期間に従ってドレイン−ソース間を解放する。スイッチング素子ＳＷ４は、ゲートに入力されたゲート制御信号ＰＷＭ４のオン期間に従ってドレイン−ソース間を導通させると共に、ゲート制御信号ＰＷＭ４のオフ期間に従ってドレイン−ソース間を解放する。

スイッチング素子ＳＷ１を介してインダクタＬ１に蓄えられた電力エネルギーは、スイッチング素子ＳＷ３、ＳＷ４のスイッチングを介して、大容量のコンデンサＣ１を充電する（グラフｇ３）。大容量のコンデンサＣ１を充電する電力は、スイッチング素子ＳＷ３、ＳＷ４のスイッチングのオン・オフ期間により時分割される。このため、充電時に大容量のコンデンサＣ１に流れ込む突入電流は抑制される。充放電回路１０においては、増大した突入電流により、バッテリ側に設けられたヒューズ等の過電流保護デバイスが機能してヒューズ切れが生ずることはない。

図５のグラフｇ１のｇ１ａに示すタイミングで、クランキングといったバッテリの電圧低下を引き起こす事象が生じたと想定する。バッテリから充放電回路１０に供給される直流電圧は、ｇ１ａに示す電圧値から０Ｖまで降下すると想定する。バッテリの電圧低下に伴い、ＢＡＴＴラインＢＵ＋Ｂの電圧が降下する。充放電回路１０は、例えば、ＢＡＴＴラインＢＵ＋Ｂの電圧が電圧閾値Ｖｔを超えた後に、再び、電圧閾値Ｖｔを下回ることを検知する。充放電回路１０は、例えば、ＢＡＴＴラインＢＵ＋Ｂの電圧が電圧閾値Ｖｔを下回る場合には、図２、３を用いて説明した充電モードを停止する。充放電回路１０の制御回路Ｉｃ１においては、充電モードにおけるＨ型ブリッジ回路Ｃｒ１へのスイッチング制御は、停止状態になる。

電圧低下を引き起こす事象が生じたＢＡＴＴラインＢＵ＋Ｂの電圧は、時間の経過と共に電圧閾値Ｖｔからさらに低下し、電圧閾値（基準電圧）Ｖｓｅｔに到達する。充放電回路１０は、ＢＡＴＴラインＢＵ＋Ｂの電圧が電圧閾値Ｖｔを下回り、電圧閾値Ｖｓｅｔになることを検知する。充放電回路１０は、例えば、端子ＦＢ１、ＦＢ２を介してＢＡＴＴラインＢＵ＋Ｂの電圧を検知し、電圧閾値Ｖｔを下回り、電圧閾値Ｖｓｅｔになることを検知する。

充放電回路１０は、例えば、ＢＡＴＴラインＢＵ＋Ｂの電圧が電圧閾値Ｖｓｅｔに合致することを契機として、コンデンサＣ１に蓄電された電力エネルギーのＢＡＴＴラインＢＵ＋Ｂへの放電を開始する（放電モード）する。充放電回路１０は、例えば、図４に示すゲート制御信号ＰＷＭ１、ＰＷＭ２のオン・オフ期間の期間幅を制御し、コンデンサＣ１からＢＡＴＴラインＢＵ＋Ｂに放電される電力エネルギーを制御する。充放電回路１０は、コンデンサＣ１からＢＡＴＴラインＢＵ＋Ｂに放電される電力エネルギーを制御することで、ＢＡＴＴラインＢＵ＋Ｂの電圧値が基準電圧Ｖｓｅｔを下回らないように制御する。

コンデンサＣ１に蓄積された電力エネルギーは、充放電回路１０の放電モードに応じて低下する。充放電回路１０による放電モードの動作期間は、例えば、コンデンサＣ１に蓄電された電力（端子ＦＢ２により検知）エネルギーが、放電動作を停止するための閾値：ＵＶＬＯ−に到達するまで継続される。充放電回路１０は、コンデンサＣ１に蓄電された電力（端子ＦＢ２により検知）エネルギーが、閾値：ＵＶＬＯ−への到達後、放電モードによるスイッチング制御を停止する。

なお、充放電回路１０においては、ゲート制御信号ＰＷＭ１、ＰＷＭ２のオン・オフ期間の期間幅が制御される。充放電回路１０においては、コンデンサＣ１に蓄電された電力エネルギーが、基準電圧Ｖｓｅｔを下回った以降の期間においても、コンデンサＣ１に蓄積された電力エネルギーを使用した放電動作が維持される（例えば、基準電圧Ｖｓｅｔへの到達時から閾値：ＵＶＬＯ−に至るまでの期間）。充放電回路１０においては、例えば、充放電回路１０に接続する、ＢＡＴＴラインＢＵ＋Ｂを介して直流電圧が供給されるプロセッサ等の動作可能電圧に到達するまで期間、コンデンサＣ１に蓄積された電力エネルギーを用いての電力供給が可能になる。

＜５．変形例＞
実施形態においては、充放電回路１０は、車載装置の受電部に設けられるとして説明した。充放電回路１０を備える装置は、例えば、航空機、船舶、鉄道車両等に搭載される装置の受電部に含まれるとしてもよい。航空機、船舶、鉄道車両等に設けられた所定電圧のバッテリ等の直流電力が一次電源として使用可能であればよい。

実施形態で説明した充放電回路１０は、昇圧電力をコンデンサＣ１等に蓄積し、該蓄積した昇圧電力を降圧して使用する形態である。充放電回路１０は、例えば、コンデンサＣ
１に充電する際に限定してパルス幅制御（ＰＷＭ制御）を行うことで昇圧動作を行うとしてもよい。コンデンサＣ１に昇圧して蓄積された電力は、例えば、降圧用のＤＣ−ＤＣコンバータ等を介して使用されるとしてもよい。また、実施形態の充放電回路１０の放電動作は降圧動作としたが、昇降圧動作としてもよい。

実施形態で説明した充放電回路１０は、ＢＡＴＴラインＢＵ＋Ｂに供給される電圧を検知するとした。変形例では、例えば、Ｈ型ブリッジ回路Ｃｒ１のインダクタＬ１を流れる電流を比較対象として検知し、検知された電流値に対して電流ＳＬＯＰＥで充放電のタイミング制御を行う形態としてもよい。また、充放電回路１０は、Ｈ型ブリッジ回路Ｃｒ１のスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ４を削減するとしてもよい。スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ４を削減した場合であっても、ＢＡＴＴラインＢＵ＋ＢとコンデンサＣ１との間を絶縁状態にする制御が可能である。変形例においてもバッテリ接続時の突入電流がコンデンサＣ１に流れることはなく、バッテリからコンデンサＣ１に流れ込むリーク電流が防止できる。また、コンデンサＣ１に蓄積される電力はパルス幅制御で行われるため、充電時に大容量のコンデンサＣ１に流れ込む突入電流は抑制される。

１０ 充放電回路
１００ 充電回路
Ｃ１、Ｃ１００ コンデンサ
ＣＬＫ１ クロック信号
ＣＭＰ１、ＣＭＰ２、ＣＭＰ３ コンパレータ
Ｃｒ１ Ｈ型ブリッジ回路
ＥＡ１、ＥＡ２ オペアンプ
ＦＦ１、ＦＦ２、ＦＦ３ フリップフロップ
ＧＣ１ ゲート制御回路
Ｉｃ１ 制御回路
Ｌ１、Ｌ１００ インダクタ
ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４、ＳＷ１０１、ＳＷ１０２ スイッチング素子
Ｚ１、Ｚ２、Ｚ３、Ｚ４、Ｚ１０１、Ｚ１０２、Ｚ１０３ ダイオード素子

Claims (7)

1. バッテリから供給された電圧が第１閾値以上の場合には、充放電回路を制御して前記バッテリからバックアップコンデンサに流れ込む電流を制限し、充電制御を実施する手段と、
   前記バッテリから供給された電圧が第２閾値以下の場合には、前記充放電回路を制御して前記バックアップコンデンサに蓄積された電力の放電制御を実施する手段と、
   を備えることを特徴とする制御装置。
2. 前記充放電回路は、少なくとも、前記バッテリにソースが接続する第１スイッチと、前記第１スイッチのドレインに入力側が接続するインダクタと、前記インダクタの出力側にドレインが接続すると共にソースが前記バックアップコンデンサの入力側に接続する第２スイッチとを含み、
   前記充電制御を実施する手段は、前記バッテリから供給された電圧が前記第１閾値を超えたときに、前記第１スイッチを通電すると共に、前記第２スイッチをスイッチング動作させて前記バックアップコンデンサへの充電制御を行う、請求項１に記載の制御装置。
3. 前記充電制御を実施する手段は、前記バッテリから供給された電圧が前記第２閾値を超えて第３閾値を下回るときに、前記バックアップコンデンサへの充電制御を停止する、請求項２に記載の制御装置。
4. 前記充放電回路は、少なくとも、前記バッテリにソースが接続する第１スイッチと、前記第１スイッチのドレインに入力側が接続するインダクタと、前記インダクタの出力側にドレインが接続すると共にソースが前記バックアップコンデンサの入力側に接続する第２スイッチとを含み、
   前記放電制御を実施する手段は、前記バッテリから供給された電圧が第３閾値を下回り、且つ、前記第２閾値以下のときには、前記第１スイッチを通電すると共に、前記第２スイッチをスイッチング動作させて前記バックアップコンデンサに蓄積されたエネルギーの放電制御を行う、請求項１に記載の制御装置。
5. 制御装置を有する車載装置において、
   前記制御装置は、
   バッテリから供給された電圧が第１閾値以上の場合には、充放電回路を制御して前記バッテリからバックアップコンデンサに流れ込む電流を制限し、充電制御を実施する手段と、
   前記バッテリから供給された電圧が第２閾値以下の場合には、前記充放電回路を制御して前記バックアップコンデンサに蓄積された電力の放電制御を実施する手段と、
   を備えることを特徴とする車載装置。
6. バッテリに接続する充放電回路の制御方法において、
   前記バッテリから供給された電圧が第１閾値以上の場合には、充放電回路を制御して前記バッテリからバックアップコンデンサに流れ込む電流を制限し、充電制御を実施すると共に、
   前記バッテリから供給された電圧が第２閾値以下の場合には、前記充放電回路を制御して前記バックアップコンデンサに蓄積された電力の放電制御を実施する、
   ことを特徴とする制御方法。
7. 少なくとも、バッテリにソースが接続する第１スイッチと、
   前記第１スイッチのドレインに入力側が接続するインダクタと、
   前記インダクタの出力側にドレインが接続すると共にソースがバックアップコンデンサ
   の入力側に接続する第２スイッチと、
   を備えることを特徴とする充放電回路。

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