JP2018078762A - 埋込磁石同期電動機を用いた加振制御システム - Google Patents

Abstract

【課題】インバータの電圧飽和を回避して指令通りのトルクを実現し、正しい加振を行うことができるＩＰＭＳＭを用いた加振制御システムを提供する。【解決手段】直流トルクτ0を持ち、振幅Ａτ、角周波数ωτで振動するトルク指令τ*（＝Ａτｓｉｎωτｔ＋τ0）に基づいて電流指令（ｉｄ*，ｉｑ*）を演算し、該電流指令によりＩＰＭＳＭ１０に接続されたインバータ２０を運転するシステムであり、トルク制御部３０では、電圧飽和を回避するため、電流指令は直流トルクτ0の定トルク曲線上を遷移させる。そして、定常的な銅損やモータの発熱を抑えるため、電圧が飽和していない時の制御は、電流値を最小にして銅損を低減できるＭＴＰＡの電流ベクトル特性に近い電流指令を算出し、電圧飽和が発生した場合の制御は、電流ベクトル内の定トルク曲線上を遷移し、ＩＰＭＳＭ１０の誘起電圧を最小にするＭＴＰＶの電流ベクトル特性に近い電流指令を算出する。【選択図】 図１

Description

本発明は、埋込磁石同期電動機（Ｉｎｔｅｒｉｏｒ Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｍｏｔｏｒ：以下、ＩＰＭＳＭと称することもある）のトルク制御に関し、特に電圧飽和回避手段に関する。

ＩＰＭＳＭを用いた高応答ダイナモシミュレータでは、振動を模擬した加振トルクを発生させることが求められている。加振トルクは常に電流が変化するため高速な電流応答が求められており、高応答な電流応答を実現するためには高い電圧が必要である。

以下に、ＩＰＭＳＭのトルク制御の方法について、ＩＰＭＳＭを用いたトルク加振システムの構成の一例を示す図１とともに説明する。図１において、１０は、例えば高応答ダイナモシミュレータにおける制御対象のＩＰＭＳＭ（埋込磁石同期電動機）である。

２０は、例えば３相ブリッジ接続されたＩＧＢＴなどの半導体スイッチング素子を備え、該半導体スイッチング素子がＰＷＭ制御されることによって直流電源２１の直流電力を交流電力に変換してＩＰＭＳＭ１０に供給するインバータである。

２２は、ＩＰＭＳＭ１０に接続され、一定回転速度（ω）で回転する負荷モータである。

２３は、ＩＰＭＳＭ１０の回転軸に取り付けられ、ＩＰＭＳＭ１０の磁極位置θを検出するロータリーエンコーダ（磁極位置検出器）である。

２４は、ロータリーエンコーダ２３で検出された磁極位置θから回転子速度を演算して電気角周波数ω（速度検出信号）を出力する速度演算部である。

２５は、ＩＰＭＳＭ１０とインバータ２０を結ぶ電路に介挿された電流センサ２６で検出した３相交流電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを、ロータリーエンコーダ２３で検出された磁極位置θに基づいて、２相直流であるｄ軸，ｑ軸電流ｉｄ，ｉｑに変換する３相／２相変換部である。

３０は、前記速度検出信号（ω）と、前記３相／２相変換されたｄ軸，ｑ軸電流ｉｄ，ｉｑを入力とし、与えられたトルク指令τ^*に基づいてインバータ２０の電流指令ｉｄ^*，ｉｑ^*を演算するトルク制御部である。

２７は、前記３相／２相変換されたｄ軸，ｑ軸電流ｉｄ，ｉｑを、トルク制御部３０から入力されるｄ軸，ｑ軸の電流指令ｉｄ^*，ｉｑ^*に一致させるためのｄ軸，ｑ軸電圧指令値ｖｄ^*，ｖｑ^*を、前記速度検出信号（ω）に基づいて演算する電流制御部である。

この電流制御部２７には、ｄ軸電流ｉｄとｄ軸の電流指令ｉｄ^*との差分を比例積分（ＰＩ）演算する構成が含まれている。この構成の出力を、ｄ軸ＰＩ演算出力と称する。同様に、ｑ軸電流ｉｑとｑ軸の電流指令ｉｑ^*との差分を比例積分（ＰＩ）演算する構成が含まれている。この構成の出力を、ｑ軸ＰＩ演算出力と称する。

２８は、ロータリーエンコーダ２３で検出された磁極位置θに基づいて、前記ｄ軸，ｑ軸電圧指令値ｖｄ^*，ｖｑ^*を３相交流電圧指令値ｖｕ^*，ｖｖ^*，ｖｗ^*に変換する２相／３相変換部である。

前記速度演算部２４、３相／２相変換部２５、電流制御部２７、２相／３相変換部２８およびトルク制御部３０によってコントローラ１００を構成している。

前記インバータ２０は、前記３相交流電圧指令値ｖｕ^*，ｖｖ^*，ｖｗ^*およびキャリア信号により作成されたＰＷＭ制御信号によってＰＷＭ制御される。

上記のように構成されたシステムにおいて、制御対象のＩＰＭＳＭ１０は負荷モータ２２によって一定回転速度（ω）で制御されており、インバータ２０を用いて電流制御が行われる。

ＩＰＭＳＭ１０のｄ軸，ｑ軸電圧ｖｄ，ｖｑの電圧方程式、およびトルクτの式は次式で与えられる。

ここで、Ｌ_dはｄ軸インダクタンス、Ｒａは電気子巻線抵抗、Ｌ_qはｑ軸インダクタンス、ｖ₀ｄ、ｖ₀ｑはｖｄ、ｖｑの定常電圧、Ｋ_Eは誘起電圧係数、Ｐｎは極対数である。

図１の電流制御部２７では、前記ｄ軸ＰＩ演算出力と（１）、（２）式に基づいて演算したｄ軸電圧ｖｄを加算した値を、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*として出力する。同様に、前記ｑ軸ＰＩ演算出力と（１）、（２）式に基づいて演算したｑ軸電圧ｖｑを加算した値を、ｑ軸電圧指令値ｖｑ^*として出力する。

図２に加振トルク指令の一例を示す。加振トルク指令は図２のように直流トルクτ₀を持ち、振幅Ａ_τ、角周波数ω_τで振動するトルク指令τ^*として、次の（４）式で表される。

従来のＩＰＭＳＭのトルク制御の例として、最大トルク／電流（Ｍａｘｉｍｕｍ Ｔｏｒｑｕｅ ｐｅｒ Ａｍｐｅｒｅ；以下、ＭＴＰＡと称することもある）制御方式と、最大トルク／誘起電圧（Ｍａｘｉｍｕｍ Ｔｏｒｑｕｅ ｐｅｒ Ｖｏｌｔａｇｅ；以下、ＭＴＰＶと称することもある）制御方式がある。

ＭＴＰＡは同じ大きさの電流に対して発生トルクを最大にできる電流ベクトル（ｉｄ，ｉｑ）が存在することを利用する。これは電流に対して最もトルクを効率的に発生させ、常にこの条件を満たすように電流ベクトル選択する方式である。

ＭＴＰＶは同一トルク発生時にＩＰＭＳＭの誘起電圧値が最小になることを利用する。誘起電圧が最小になると鉄損も小さくすることができる。この方式は電圧に対して最もトルクを効率的に発生させ、この条件を満たすようにベクトルを制御する方式である。

これらＭＴＰＡ制御方式、ＭＴＰＶ制御方式については、例えば非特許文献１に記載されている。

武田洋次、松井信行、森本茂雄、本田幸夫、「埋込磁石同期モータの設計と制御」、オーム社、２００１年、ｐｐ．１６〜３６

ＩＰＭＳＭの制御では一般的にインバータが用いられているが、インバータの入力電圧は電源電圧によって決定するため、高速回転時、及び高い周波数指令の加振トルクに対してはインバータの出力電圧に電圧飽和が発生し、指令トルクを実現できない場合がある。

インバータの出力電圧には必ず上限があり、トルク加振時には大きな電圧を必要とするため、インバータ出力電圧が電圧飽和状態となり、所望の電圧をインバータが出力できなくなり、所望のトルクを出力できなくなることがある。

図３に、トルク指令τ^*に加振指令を入れた場合のｄ−ｑ軸座標上における電圧ベクトルと電流ベクトルの軌跡図を示す。加振トルク発生時、トルク指令τ^*はτ₀−Ａ_τからτ₀＋Ａ_τの範囲で移動するため、電流ベクトルは図３（ａ）の破線で示す曲線を描いて振動し、電圧ベクトルは図３（ｂ）の実線で示す楕円上を動く。

図３において、ＭＴＰＡ方式では電流値は最小で実現しているが、電圧指令が電圧飽和領域（図３（ｂ）のインバータ出力限界Ｖ_maxを超えた領域）にいるため、指令通りの電圧が出力不能のためトルクを指令通りに制御できず、正しい加振ができない。これはインバータの最大出力Ｖ_maxを超えているためである。そのため、いくら大きなトルク指令を出してもインバータの出力限界を超えることはできない。

また、ＭＴＰＶ方式の場合、電圧飽和は発生していないが、ＭＴＰＡ方式と比較して電流値が過大であり、ＩＰＭＳＭの銅損が大きく発生することがわかる。実際には銅損によってＩＰＭＳＭが発熱し、磁石の劣化を誘発する可能性が高い。磁石は発熱によって劣化した場合、ＩＰＭＳＭはその性能を保証できなくなる。

このようにＭＴＰＡ、ＭＴＰＶ二つの方式はそれぞれ長所と短所が存在する。そこで、加振トルク指令に対して銅損を低減しつつ、電圧飽和を発生させない電流指令が必要になる。

本発明は、上記課題を解決するものであり、その目的は、インバータの出力電圧の電圧飽和を回避して指令通りのトルクを実現し、正しい加振を行うことができる埋込磁石同期電動機を用いた加振制御システムを提供することにある。

上記課題を解決するための請求項１に記載の埋込磁石同期電動機を用いた加振制御システムは、直流トルクτ₀を持ち、振幅Ａ_τ、角周波数ω_τで振動するトルク指令τ^*（＝Ａ_τｓｉｎω_τｔ＋τ₀）に基づいて電流指令（ｉｄ^*，ｉｑ^*）を演算し、該電流指令によって、埋込磁石同期電動機に接続されたインバータを運転する、埋込磁石同期電動機を用いた加振制御システムにおいて、
前記埋込磁石同期電動機の回転速度を検出した速度検出信号（ω）と、埋込磁石同期電動機の３相電流を検出してｄ軸、ｑ軸に各々変換したｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑを入力とし、前記トルク指令τ^*に基づいてインバータの電流指令（ｉｄ^*，ｉｑ^*）を演算するトルク制御部であって、
ｄ軸−ｑ軸電流座標における、前記直流トルクτ₀を出力可能な条件を満たす定トルク曲線と最大トルク／電流（Ｍａｘｉｍｕｍ Ｔｏｒｑｕｅ ｐｅｒ Ａｍｐｅｒｅ）制御方式の電流ベクトル軌跡が示す曲線との交点を最大トルク／電流制御の制御点とし、前記定トルク曲線と最大トルク／誘起電圧（Ｍａｘｉｍｕｍ Ｔｏｒｑｕｅ ｐｅｒ Ｖｏｌｔａｇｅ）制御方式の電流ベクトル軌跡が示す曲線との交点を最大トルク／誘起電圧制御の制御点とし、最大トルク／電流制御の制御点から最大トルク／誘起電圧制御の制御点の間の定トルク曲線を、指定した分割数ｘで等間隔に分割した点を電流動作点候補（ｉｄ₀（ｎ），ｉｑ₀（ｎ））（０≦ｎ＜ｘ；ｎおよびｘは正数）として求め、
前記電流動作点候補（ｉｄ₀（ｎ），ｉｑ₀（ｎ））におけるトルク時間微分ｄτ（ｎ）／ｄｔを示す（７）式、（８）式とインバータの最大電圧Ｖ_maxを示す（９）式を用いて、インバータの最大電圧Ｖ_maxを与えたときのトルク時間微分の最大値ｄτ_max（ｎ）／ｄｔが得られる電圧ｖ_dmax(n)，ｖ_qmax(n)を、（１０）式によって求め、

（但し、ｖｄ、ｖｑは埋込磁石同期電動機のｄ軸電圧、ｑ軸電圧、Ｌｄはｄ軸インダクタンス、Ｌｑはｑ軸インダクタンス、Ｒａは電機子巻線抵抗、Ｋ_Eは誘起電圧係数、Ｐｎは埋込磁石同期電動機の極対数）
ｄ軸−ｑ軸電流座標上の、トルク指令τ^*を実現する電流指令直線を、前記電流動作点候補のうちいずれか１つに決定した定常電流動作点を用いて、トルク時間微分の最大値ｄτ_max（ｎ）／ｄｔを得る第一近似式である（１３）式によって求め、

（但しＡｄｑ（ｎ）は定常電流動作点においてｄτ_max（ｎ）／ｄｔを得る傾き）
前記（１３）式の電流指令ｉｑ^*を時間微分した後（６）式を代入することにより、前記傾きＡｄｑ（ｎ）を（１４）式のように求め、

前記傾きＡｄｑ（ｎ）を用いて（１６）式、（１７）式を演算することによって、

電流指令（ｉｄ^*，ｉｑ^*）を求めるトルク制御部を備えたことを特徴としている。

上記構成によれば、インバータの出力電圧が飽和する前は最大トルク／電流制御方式と同等に最小電流となる電流指令が得られ、電圧飽和回避時には最大トルク／誘起電圧制御方式と同等に誘起電圧を最小にする電流指令が得られる。

これによって、インバータの電圧飽和を回避することができ、トルク指令通りのトルクを出力することが可能となり、トルク応答とトルク精度が向上する。

また同時に、埋込磁石同期電動機の銅損の発生を抑制することができ、最大トルク／誘起電圧制御方式と比較して、電動機の効率を向上させることができる。

また、請求項２に記載の埋込磁石同期電動機を用いた加振制御システムは、請求項１において、前記トルク制御部は、前記（１０）式のｖ_dmax(n)，ｖ_qmax(n)、前記（１４）式の傾きＡｄｑ（ｎ）および前記（１６）式の電流指令ｉｄ^*，ｉｑ^*を各々演算するとき、ｎ＝１とすることを特徴としている。

上記構成によれば、定常電流動作点は、直流トルクτ₀を出力可能な条件を満たす定トルク曲線上の電流動作点候補（ｎ）のうち、最大トルク／電流制御の制御点に最も近い電流動作点に決定される。このため、銅損発生を抑制することができる小さい電流値となる電流指令（ｉｄ^*，ｉｑ^*）を求めることができる。

また、請求項３に記載の埋込磁石同期電動機を用いた加振制御システムは、請求項１又は２において、前記トルク制御部は、（１８）式で示される電圧飽和をしない埋込磁石同期電動機の電圧理論値の候補（ｖｄｔｈ，ｖｑｔｈ）に、

ｄ軸、ｑ軸ＰＩ演算出力を加算したｄ軸、ｑ軸電圧指令値ｖｄ^*，ｖｑ^*を、トルク指令値の１周期Ｔ_τ＝２π／ω_τにて（２０）式のように演算することでトルク１周期の電圧軌跡の大きさＶｒを求め、

前記Ｖｒにおける１周期中の最大値をＶ_rmax、電圧の最大値の目標値をＶ^* _rmax、任意のゲインをＫとし、前記定常電流動作点の移動量Δｎを床関数を用いた（２１）式によって求め、

前記求められた定常電流動作点の移動量Δｎを、トルク１周期毎に前回の動作点ｎ（ａ−１）に加えて今回の動作点ｎ（ａ）を求め、
前記ｎ（ａ）の値が変更される都度、前記（１６）式、（１７）式を再計算して電流指令（ｉｄ^*，ｉｑ^*）を求めることを特徴としている。

上記構成によれば、トルク指令が変化した場合でもその変化に応じて電圧飽和を自動的に回避することができ、詳細なパラメータ調整をしなくても、トルク指令通りのトルクが出力可能になる。

（１）請求項１〜３に記載の発明によれば、インバータの電圧飽和を回避することができ、トルク指令通りのトルクを出力することが可能となり、トルク応答とトルク精度が向上する。これによって正しい加振を行うことができる。

また同時に、埋込磁石同期電動機の銅損の発生を抑制することができ、最大トルク／誘起電圧制御方式と比較して、電動機の効率を向上させることができる。
（２）請求項２に記載の発明によれば、埋込磁石同期電動機の銅損発生抑制効果が高められる。
（３）請求項３に記載の発明によれば、トルク指令が変化した場合でもその変化に応じて電圧飽和を自動的に回避することができ、詳細なパラメータ調整をしなくても、トルク指令通りのトルクが出力可能になる。したがって加振制御システムの操作が容易となる。

本発明の一実施形態例を示す構成図。 本発明で取り扱う加振トルク指令の一例を示す波形図。 ＭＴＰＡとＭＴＰＶによる加振トルク発生時の軌跡を示し、（ａ）は電流軌跡図、（ｂ）は電圧軌跡図。 ｄ−ｑ座標軸におけるトルクと電流、電圧の関係を示し、（ａ）は定トルク時の電流ベクトル図、（ｂ）は定トルク時の電圧ベクトル図。 トルク時間微分を最大にする電圧ベクトルを示す電圧ベクトル図。 本実施形態例により求められる、トルク指令τ^*を実現する電流指令直線を示し、（ａ）は電流座標図、（ｂ）は電圧座標図。 電圧飽和の発生と飽和量を示す加振トルク１周期の電圧軌跡図。

以下、図面を参照しながら本発明の実施の形態を説明するが、本発明は下記の実施形態例に限定されるものではない。

本実施形態例では、本発明を図１のトルク加振システムに適用し、インバータ出力電圧の電圧飽和を回避しつつトルク応答を実現したものである。

図１において、本実施形態例のトルク制御部３０は、速度演算部２４で算出された速度検出信号（ω）と、３相／２相変換部２５で変換されたｄ軸，ｑ軸電流ｉｄ，ｉｑを入力とし、与えられたトルク指令τ^*に基づいて、以下の説明のとおりインバータ２０の電流指令ｉｄ^*，ｉｑ^*を演算する。尚、本実施形態例において、図１の、トルク制御部３０以外の構成部分は前記と同様の動作となる。

ＩＰＭＳＭで直流トルクτ₀を出力する電圧電流の条件は一点ではなく、複数存在することを利用する。直流トルクτ₀を出力可能な条件を、図４（ａ）の電流ベクトル図および図４（ｂ）の電圧ベクトル図に示す。この条件を満たす曲線を定トルク曲線（τ₀）と称する。

本実施例では、前記課題を解決するために、電圧指令を監視し、電圧飽和を回避するように電流指令はトルク曲線上を遷移させる。そして、定常的な銅損やモータの発熱を抑えるため、電圧が飽和していない時の制御は、電流値を最小にして銅損を低減できるＭＴＰＡの電流ベクトル特性に近い電流指令とし、電圧飽和が発生した場合の制御は、電流ベクトル内の定トルク曲線上を遷移し、ＩＰＭＳＭの誘起電圧を最小にするＭＴＰＶの電流ベクトル特性に近い電流指令とした。

まず、図４のｄ−ｑ軸座標において、トルク指令τ^*における直流トルクτ₀の定常電流動作点候補を求める。直流トルクτ₀を出力可能な条件を満たす定トルク曲線（τ₀）とＭＴＰＡ制御方式の電流ベクトル軌跡が示す曲線との交点をＭＴＰＡ制御点（ｉ_d0(0)，ｉ_q0(0)）とし、定トルク曲線（τ₀）とＭＴＰＶ制御方式の電流ベクトル軌跡が示す曲線との交点をＭＴＰＶ制御点（ｉ_d0(x)，ｉ_q0(x)）とする。

そして、ＭＴＰＡ制御点（ｉ_d0(0)，ｉ_q0(0)）とＭＴＰＶ制御点（ｉ_d0(x)，ｉ_q0(x)）間の長さｌを、指定した分割数ｘで等間隔に分割した定トルク曲線上の点（ｉ_d0(n)，ｉ_q0(n)）（０≦ｎ＜ｘ；ｎおよびｘは正数）を、電流動作点候補とする。

図４では、ＩＰＭＳＭの電圧方程式（前記（１）式、（２）式）を適用して、図４（ａ）の各電流動作点候補（ｉ_d0(n)，ｉ_q0(n)）に対する定常電圧候補（ｖ_0d0(n)，ｖ_0q0(n)）が図４（ｂ）のように得られる。ここでｘは任意の正数ある。

次に、動作点候補におけるトルク時間微分最大値を求める。定常トルクτ₀の電流動作点候補（ｉ_d0(n)，ｉ_q0(n)）において、インバータ出力限界Ｖ_maxの元、トルク時間微分ｄτ／ｄｔの最大値ｄτ_max(n)／ｄｔを導出する。前記（３）式によりトルク時間微分ｄτ／ｄｔは次式で得られる。

ここで、ｄ，ｑ軸電流時間微分ｄｉ_d／ｄｔ，ｄｉ_q／ｄｔは、前記（１）式より、電圧ｖｄ、ｖｑを用いて次式で与えられる。

上記（５）式、（６）式を用いて電流動作点（ｉ_d0(n)，ｉ_q0(n)）におけるトルク時間微分ｄτ_(n)／ｄｔを計算すると電圧（ｖｄ、ｖｑ）を用いて次式で表される。

ここで、各電流動作点候補ｎにおいて、トルク時間微分の最大値ｄτ_max(n)／ｄｔを得る電圧（ｖ_dmax(n)，ｖ_qmax(n)）を求める。

図５は、ｄ軸−ｑ軸電圧座標上でｎ＝１とした定常電圧候補（ｖ_0d0(1)，ｖ_0q0(1)）において、下記（９）式に示すインバータの最大電圧（インバータ出力限界）Ｖ_maxを与えた時のトルク微分の最大値ｄτ_max(n)／ｄｔが得られる電圧（ｖ_dmax(1)，ｖ_qmax(1)）を示している。

これは、（７）式、（９）式においてラグランジュ未定係数法を適用して、次式で得られる。

次に、前記（１０）式を（７）式に代入してトルク時間微分最大値ｄτ_max(n)／ｄｔが次式で得られる。

（１１）式は、ｎにおける最大トルク微分ｄτ_max(n)／ｄｔを示している。ｎが大きくなると共にｄτ_max(n)／ｄｔも増加する。

続いて定常電流動作点（ｉ_d0(n)，ｉ_q0(n)）を決定する。ここでは、前記各電流動作点候補のうち、いずれか１つを定常電流動作点に決定する。

また、トルク指令τ^*の時間微分ｄτ^*／ｄｔは次式で表される。

ここで、図６（ａ）にトルク指令τ^*を実現する電流座標上の電流指令直線を示す。図６（ａ）はｄ軸−ｑ軸電流座標上における、トルク指令曲線（τ₀＋Ａ_τ，τ₀，τ₀−Ａ_τ）、電流動作点候補のｎをｎ＝１とした定常電流動作点（ｉ_d0(1)，ｉ_q0(1)）および電流指令直線（破線）の関係を示し、図６（ｂ）はｄ軸−ｑ軸電圧座標上における、図６（ａ）の電流指令に対応した定常電圧（ｖ_0d0(1)，ｖ_0q0(1)）を示している。

前記（３）式では、トルクτはｉｑと比例関係であることを示している。したがって、前記（１２）式は電流座標上においてトルク加振指令１周期における電流の変動量と比例する。すなわち、図６（ａ）における電流指令直線（破線）およびトルク曲線τ₀＋Ａ_τの交差点Ａと、電流指令直線（破線）およびトルク曲線τ₀−Ａ_τの交差点Ｂとの間の電流変化量に相当する。

最後にトルク指令τ^*を実現する電流座標上の電流指令直線を求める。本実施例による、トルク指令τ^*に対応した電流指令直線は図６（ａ）の破線となり、トルク指令τ^*に対応した電流指令を前記（２）式に代入すると図６（ｂ）のように電圧座標が求められる。

電流指令直線は電流動作点（ｉ_d0(n)，ｉ_q0(n)）においてトルク時間微分の最大値ｄτ_max(n)／ｄｔを得る第一近似式として、次式で与える。

（１３）式のＡ_dq(n)は、定常電流動作点（ｉ_d0(n)，ｉ_q0(n)）において最大トルク微分ｄτ_max(n)／ｄｔを得る傾きと定義する。（１３）式の電流指令を時間微分した後、前記（６）式を代入することで傾きＡ_dq(n)は次式のように求められる。

前記（３）式、（１３）式、（１４）式において、ｉｄ^*，ｉｑ^*について解くと、電圧飽和を発生させず、電圧飽和を回避するトルク指令τ^*を実現するための電流指令ｉｄ^*，ｉｑ^*が次式（（１６）式、（１７）式）で得られる（（３）式は、変形した下記（１５）式を用いる）。

尚、（１０）式、（１４）式、（１６）式に適用する動作点ｎは、１≦ｎ＜ｘの範囲内の任意の正数でよい。ただし、ＩＰＭＳＭの銅損の低減効果を考えると、ｎ＝１であることが望ましい。

すなわち、前記ｎ＝１とした場合、図４（ａ）に示す、定トルク曲線上の電流動作点候補（ｎ）のうち、ＭＴＰＡの制御点（ｉ_d0(0)，ｉ_q0(0)）に最も近い（ｉ_d0(1)，ｉ_q0(1)）に決定されるので、銅損発生を抑制できる小さい電流値となる電流指令ｉｄ^*，ｉｑ^*が求められることになる。

以上のように本実施例１によれば、インバータ出力電圧の電圧飽和を回避することができるので、トルク指令通りのトルクが出力可能になる。したがってトルク応答とトルク精度が向上する。

また、電圧飽和前はＭＴＰＡ制御と同等の制御を行い電圧飽和回避時のみＭＴＰＶの制御に近づけるため、ＩＰＭＳＭの銅損の発生を抑制しつつ電圧飽和を回避できる。

また、銅損の発生を抑制しているため、ＭＴＰＶ制御方式と比較してモータ効率向上が可能である。

実施例１では、前記（４）式に示すトルク指令値τ^*が変化した場合に、動作点（図６（ａ）の（ｉ_d0(1)，ｉ_q0(1)））を変更することができないため、電圧飽和を回避できない場合がある。したがって、トルク指令値τ^*が変化する度に、詳細なパラメータ調整が必要となるため、加振制御システムの操作が容易でなくなる問題がある。

そこで実施例２では、トルク指令値τ^*や回転速度（ω）が途中で変化した場合にも電圧飽和を発生させず、動作点を変更することができるように構成した。

ＩＰＭＳＭの電圧方程式（（１）式、（２）式）を変形すると、電圧飽和をしないＩＰＭＳＭの電圧理論値の候補ｖ_dth，ｖ_qthが次式のように得られる。

この電圧にｄ軸、ｑ軸ＰＩ演算出力を加算したｄ軸、ｑ軸電圧指令値ｖｄ^*，ｖｑ^*をトルク指令値の１周期

にて演算することで、図７の楕円に示す加振トルク１周期の電圧軌跡を得ることができる。図７は、ｄ軸−ｑ軸電圧座標上の定トルク曲線τ₀、加振トルク１周期での電圧Ｖ_r、インバータの最大電圧（インバータ出力限界）Ｖ_maxの関係を示している。

電圧の大きさＶ_rは次式で表現できる。

図７において、電圧Ｖ_rのうちＶ_maxを超えて電圧飽和を発生させる電圧がΔＶであり、Ｖ_rにおける１周期中の最大値をＶ_rmaxとする。また、電圧の最大値Ｖ_max（インバータが出力可能な電圧）の目標値をＶ^* _rmaxとする。Ｖ_rmaxがこの目標値Ｖ^* _rmaxに到達するよう、任意のゲインをＫとして次のように動作点の移動量Δｎを決める。

（２１）式は床関数を用いて、Ｋ（Ｖ_rmax−Ｖ^* _rmax）を整数に変換している。

前記Ｖ_rmaxがＶ^* _rmaxを超えている場合は、動作点の移動量Δｎは正となり、動作点が増加（例えば図４（ｂ）の（ｖ_0d0(1)，ｖ_0q0(1)）から（ｖ_0d0(2)，ｖ_0q0(2)）の方向へ移動）し、電圧飽和を回避する。

一方、Ｖ_rmaxがＶ^* _rmaxより小さい場合は、動作点の移動量Δｎは負となり、動作点が減少（例えば図４（ａ）の（ｉ_d0(2)，ｉ_q0(2)）から（ｉ_d0(1)，ｉ_q0(1)）の方向へ移動）し、銅損を低減する。

この移動量Δｎを次式に示すように１周期ごとに以前の動作点ｎ（ａ−１）に加えていくことで、今回の動作点ｎ（ａ）が求められる（ａは任意の自然数である）。

さらに、ｎ（ａ）の値が変わるたびに、（１３）〜（１５）式に従って（１６）式のように電流指令ｉｄ^*，ｉｑ^*を再計算する。

この動作によって、やがてΔｎ＝０となってｎ（ａ）の値は収束する。

したがって、トルク指令値τ^*が変化しても電圧飽和が回避される。

なお、トルク指定値τ^*の変化では、直流トルクτ₀が変化する場合もある。直流トルクτ₀が変化する場合は、変化したτ₀の値に適合した定トルク曲線上の定常電流動作点（ｉ_d0(n)，ｉ_q0(n)）を求めておく必要がある。これらの定常電流動作点（ｉ_d0(n)，ｉ_q0(n)）に基づいて、前記（１６）式により電流指令値（ｉｄ^*，ｉｑ^*）を演算する。

以上のように本実施例２によれば、トルク指令が変化した場合でもその変化に応じて電圧飽和を自動的に回避するため、詳細なパラメータ調整をしなくても、トルク指令通りのトルクが出力可能になる。したがって、加振制御システムの操作が容易となる。

１０…ＩＰＭＳＭ
２０…インバータ
２１…直流電源
２２…負荷モータ
２３…ロータリーエンコーダ
２４…速度演算部
２５…３相／２相変換部
２６…電流センサ
２７…電流制御部
２８…２相／３相変換部
３０…トルク制御部

Claims (3)

1. 直流トルクτ₀を持ち、振幅Ａ_τ、角周波数ω_τで振動するトルク指令τ^*（＝Ａ_τｓｉｎω_τｔ＋τ₀）に基づいて電流指令（ｉｄ^*，ｉｑ^*）を演算し、該電流指令によって、埋込磁石同期電動機に接続されたインバータを運転する、埋込磁石同期電動機を用いた加振制御システムにおいて、
   前記埋込磁石同期電動機の回転速度を検出した速度検出信号（ω）と、埋込磁石同期電動機の３相電流を検出してｄ軸、ｑ軸に各々変換したｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑを入力とし、前記トルク指令τ^*に基づいてインバータの電流指令（ｉｄ^*，ｉｑ^*）を演算するトルク制御部であって、
   ｄ軸−ｑ軸電流座標における、前記直流トルクτ₀を出力可能な条件を満たす定トルク曲線と最大トルク／電流（Ｍａｘｉｍｕｍ Ｔｏｒｑｕｅ ｐｅｒ Ａｍｐｅｒｅ）制御方式の電流ベクトル軌跡が示す曲線との交点を最大トルク／電流制御の制御点とし、前記定トルク曲線と最大トルク／誘起電圧（Ｍａｘｉｍｕｍ Ｔｏｒｑｕｅ ｐｅｒ Ｖｏｌｔａｇｅ）制御方式の電流ベクトル軌跡が示す曲線との交点を最大トルク／誘起電圧制御の制御点とし、最大トルク／電流制御の制御点から最大トルク／誘起電圧制御の制御点の間の定トルク曲線を、指定した分割数ｘで等間隔に分割した点を電流動作点候補（ｉｄ₀（ｎ），ｉｑ₀（ｎ））（０≦ｎ＜ｘ；ｎおよびｘは正数）として求め、
   前記電流動作点候補（ｉｄ₀（ｎ），ｉｑ₀（ｎ））におけるトルク時間微分ｄτ（ｎ）／ｄｔを示す（７）式、（８）式とインバータの最大電圧Ｖ_maxを示す（９）式を用いて、インバータの最大電圧Ｖ_maxを与えたときのトルク時間微分の最大値ｄτ_max（ｎ）／ｄｔが得られる電圧ｖ_dmax(n)，ｖ_qmax(n)を、（１０）式によって求め、
   

   

   

   

   

   （但し、ｖｄ、ｖｑは埋込磁石同期電動機のｄ軸電圧、ｑ軸電圧、Ｌｄはｄ軸インダクタンス、Ｌｑはｑ軸インダクタンス、Ｒａは電機子巻線抵抗、Ｋ_Eは誘起電圧係数、Ｐｎは埋込磁石同期電動機の極対数）
   ｄ軸−ｑ軸電流座標上の、トルク指令τ^*を実現する電流指令直線を、前記電流動作点候補のうちいずれか１つに決定した定常電流動作点を用いて、トルク時間微分の最大値ｄτ_max（ｎ）／ｄｔを得る第一近似式である（１３）式によって求め、
   

   

   （但しＡｄｑ（ｎ）は定常電流動作点においてｄτ_max（ｎ）／ｄｔを得る傾き）
   前記（１３）式の電流指令ｉｑ^*を時間微分した後（６）式を代入することにより、前記傾きＡｄｑ（ｎ）を（１４）式のように求め、
   

   

   

   前記傾きＡｄｑ（ｎ）を用いて（１６）式、（１７）式を演算することによって、
   

   

   

   電流指令（ｉｄ^*，ｉｑ^*）を求めるトルク制御部を備えたことを特徴とする埋込磁石同期電動機を用いた加振制御システム。
2. 前記トルク制御部は、前記（１０）式のｖ_dmax(n)，ｖ_qmax(n)、前記（１４）式の傾きＡｄｑ（ｎ）および前記（１６）式の電流指令ｉｄ^*，ｉｑ^*を各々演算するとき、ｎ＝１とすることを特徴とする請求項１に記載の埋込磁石同期電動機を用いた加振制御システム。
3. 前記トルク制御部は、（１８）式で示される電圧飽和をしない埋込磁石同期電動機の電圧理論値の候補（ｖｄｔｈ，ｖｑｔｈ）に、
   

   

   ｄ軸、ｑ軸ＰＩ演算出力を加算したｄ軸、ｑ軸電圧指令値ｖｄ^*，ｖｑ^*を、トルク指令値の１周期Ｔ_τ＝２π／ω_τにて（２０）式のように演算することでトルク１周期の電圧軌跡の大きさＶｒを求め、
   

   

   前記Ｖｒにおける１周期中の最大値をＶ_rmax、電圧の最大値の目標値をＶ^* _rmax、任意のゲインをＫとし、前記定常電流動作点の移動量Δｎを床関数を用いた（２１）式によって求め、
   

   

   前記求められた定常電流動作点の移動量Δｎを、トルク１周期毎に前回の動作点ｎ（ａ−１）に加えて今回の動作点ｎ（ａ）を求め、
   前記ｎ（ａ）の値が変更される都度、前記（１６）式、（１７）式を再計算して電流指令（ｉｄ^*，ｉｑ^*）を求めることを特徴とする請求項１又は２に記載の埋込磁石同期電動機を用いた加振制御システム。

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