JP2014073029A - 交流電動機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】漏れインダクタンスでの電圧降下分を演算するための理想的な電流を遅れることなく算出することができる交流電動機の制御装置を提供する。
【解決手段】本発明は、記憶手段２３９に記憶された前回の制御周期で求めた第二の積分値と第四の積分値と、今回の制御周期で求めた第一の積分値と第三の積分値と第五の積分値と第六の積分値と、を加算して次回の制御周期の開始時点から終了時点までの交流電動機５０に流れる電流の予測平均値（電流予測平均値ｉ_Ｍｐ２，ｉ_Ｔｐ２）を算出して電流制御手段１００に入力する。
【選択図】図３

Description

本発明は、インバータで交流電動機を駆動する場合において、キャリア周波数とインバータの一次周波数が比較的近い場合に交流電動機を駆動する交流電動機の制御装置に関する。

近時、インバータを用いて交流電動機を可変速制御する電力変換装置が広く用いられている。この種のインバータには、高圧の半導体素子を用いるため、例えば、半導体スイッチのスイッチング周波数が１ｋＨｚ程度に限られている電力変換装置（インバータ）や、一次周波数が比較的高い周波数となるインバータでは、インバータの出力交流電圧の一次周波数と、キャリア周波数とが近いことがある。例えば、キャリア周波数が一次周波数の１０倍程度以下となると、低次の高調波電流が無視できなくなることがあるが、それでも電流制御や検出した電流に基づいて交流電動機の速度推定を行うことがある。このような場合、検出した高調波電流に電流制御や速度推定の調節器が反応してしまい、調節器の出力にリップルが重畳してしまうことがあった。

また、過去に検出された電流を平均化して用いると、制御器に入力する高調波は低減するものの、制御周期が比較的長いため、制御遅れを無視することができず、ゲインが上げられないなどの問題があった。そのような問題を解決するため、例えば、図９（Ａ）に示すように、交流電動機に印加されているリップルの大きいｄ軸電流（図９（Ｂ）に示すように、交流電動機の磁極方向をｄ軸、このｄ軸と電気的に直交する方向をｑ軸、電圧指令値のベクトルの方向をＴ軸、このＴ軸と電気的に直交する方向をＭ軸とする）では、その予測値と、検出値とを時系列の１サンプル制御周期にわたって積算し、その平均値をＰＩ制御に入力することで調節器が反応することを抑える技術が知られている（例えば、非特許文献１参照）。なお、本願出願人においても、このようなリップルを制御する技術を先に提案している（特許文献１参照）。

具体的には、図１０に示すように、同期ＰＷＭ領域においては、高調波の影響を避けるために、１制御周期（１制御区間）を８分割し、各分割区間での電流サンプリングを行って、平均電流を求めている。なお、図１０において、区間ｋＴは今回の制御区間（平均電流予測区間）、区間（ｋ−１）Ｔは前回の割り込み区間、区間（ｋ＋１）Ｔは次回の割り込み区間である。この際、割り込み区間（ｋ−１）Ｔでは、（ｋ−１）Ｔ〜ｋＴの平均電流を検出している。また、（ｋ−１）Ｔで求めた三相の電圧指令値から、ｄｑ軸電圧ベクトルが印加される時間を求めることができる。また、ｋＴ〜（ｋ＋１）Ｔの予測電流の平均値が求まる。

この電流制御系では、電圧指令値や速度指令値に重畳されてしまうリップルを低減するために、ｋＴの割り込みでは、（ｋ−１）Ｔ〜ｋＴの平均電流の代わりに、（ｋ−１）Ｔ〜ｋＴの平均電流と、ｋＴ〜（ｋ＋１）Ｔの予測電流の２つの平均値を用いて、電流制御系で（ｋ＋１）Ｔに適した電圧指令値を作成する。また、（ｋ＋１）Ｔでは、電流の高調波の周期性を考慮して、（ｋ−１）Ｔ〜（ｋ＋１）Ｔまでの電流検出平均値を用いる。

「同期ＰＷＭ領域での交流電動機の速度センサレス制御に適した制御系の構成の検討」（菊地寿江、能登泰之、美根宏則、松本 康／平成２４年電気学会全国大会講演論文集４−１３４）

特願２０１２-０４１７９５号

ところが、一次周波数が上昇した場合には、交流電動機のインダクタンスに流れる電流によって作られる誘起電圧の大きさが増加する。この誘起電圧による漏れインダクタンスでの電圧降下をインバータ電圧によって補償できない場合は、電流制御系が共振的な応答を示し、問題となる。

すなわち、半導体スイッチのスイッチング周波数が１ｋＨｚ程度とされているように、キャリア周波数が低いインバータにおいて、外乱となって重畳されてしまう。これにより、図９（Ａ）に示すように、特に、ｄ軸電流における電流指令値に対するリップルが大きく（例えば、１制御周期で５０％以上変化する）なって、電流ベクトル（ｄ軸電流とｑ軸電流の合成値）の位相が振れ易くなるといった悪影響を及ぼす虞があった。

しかしながら、上述した文献においては、このような悪影響を有効に抑制することまではし得ないという問題が生じていた。

そこで、本発明は、電流の高調波が外乱として電流制御系や速度推定系に悪影響を及ぼすことを回避しつつ、かつ一次周波数が上昇しても、インダクタンスに流れる電流によって作られる誘起電圧を補償することで電流制御系の安定化に貢献することができる交流電動機の制御装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するため、本発明の交流電動機の制御装置は、
電圧指令値に基づいて、直流を可変電圧可変周波数の三相交流を生成して交流電動機に供給する電力変換装置と、
前記直流の電圧値を検出する直流中間電圧検出手段と、
前記三相交流の電流値を検出する電流検出手段と、
前記電流検出手段で検出した前記三相交流の電流値から回転二軸（ｄｑ軸）における電流値を算出する三相二相座標変換手段と、
回転二軸における電流指令値を作成する電流指令値作成手段と、
当該電流指令値と前記電流検出値との差分に基づいて回転二軸における電圧指令値を生成する電流制御手段と、
当該回転二軸における電圧指令値から三相の前記電圧指令値を算出し、前記電力変換装置へ出力する第１の二相三相座標変換手段と、
を有する交流電動機の制御装置であって、
次回の制御周期の開始時点の電圧位相角と前記回転二軸における電圧指令値に基づいて三相各相の電圧パルスのオンオフ時間を算出する第２の二相三相座標変換手段と、
前記三相二相座標変換手段で算出した前記回転二軸における電流値と前記第２の二相三相座標変換手段で算出した各相の電圧パルスのオンオフ時間に基づいて、次回の制御周期の開始時点から終了時点までの前記交流電動機に流れる電流の予測平均値を算出する平均電流予測手段と、を備え
前記電流制御手段は、さらに前記予測平均値を用いて前記電圧指令値を生成することを特徴とする。

特に、前記平均電流予測手段は、
前記各相の電圧パルスのオンオフ時間に基づいて演算した１制御周期内で出力される、ゼロ電圧ベクトルでない２種類の電圧ベクトルのうち第一の電圧ベクトルによって前記交流電動機に流れる電流の前記第一の電圧ベクトルが出力されてから次回の制御周期の終了時点までの第一の積分値を算出する手段と、
前記第一の電圧ベクトルによって前記交流電動機に流れる電流の次回の制御周期の終了時点から次々回の制御周期の終了時点までの第二の積分値を算出する手段と、
前記２種類の電圧ベクトルのうち第二の電圧ベクトルによって前記交流電動機に流れる電流の第二の電圧ベクトルが出力されてから次回の制御周期の終了時点までの第三の積分値を算出する手段と、
前記第二の電圧ベクトルによって前記交流電動機に流れる電流の次回の制御周期の終了時点から次々回の制御周期の終了時点までの第四の積分値を算出する手段と、
前記第二の積分値と前記第四の積分値とを記憶する記憶手段と、
今回の制御周期におけるサンプリングで検出された電流値によって前記交流電動機に流れる電流の次回の制御周期開始時点から終了時点までの第五の積分値を算出する手段と、
今回の制御周期での誘起電圧によって前記交流電動機に流れる電流の次回の制御周期開始時点から終了時点までの第六の積分値を算出する手段と、
を備え、
前記記憶手段に記憶された前回の制御周期で求めた前記第二の積分値と前記第四の積分値と、今回の制御周期で求めた前記第一の積分値と前記第三の積分値と前記第五の積分値と前記第六の積分値とを加算して、次回の制御周期の開始時点から終了時点までの前記交流電動機に流れる電流の予測平均値を算出することを特徴とする。

キャリア周波数とインバータ周波数との比率が１０倍以上となるインバータにあっては、電流に含まれるリップルが少ないために問題は発生し難いが、例えば、半導体のスイッチング周波数が１ｋＨｚ程度に限られているインバータや、数ｋＨｚのインバータ周波数を必要とする極数の多い高速モータでは、キャリア周波数と一次周波数とが近くなって制御遅れの影響を無視することができなくなる。そこで、時系列における制御周期の現時点から次の周期までの電流の平均値を予測することは可能であったものの、次の周期の開始から終了までの期間には対応できないために、漏れインダクタンスでの電圧降下分を演算するための電流は理想的な電流よりも１サンプル遅れた平均値となっていた。

本発明の交流電動機の制御装置によれば、次の制御周期の開始から終了までの電流を連続的に積分した値から平均値を予測し、その予測した平均値により漏れインダクタンスでの電圧降下分を演算することで漏れインダクタンスでの電圧降下分を演算するための理想的な電流を遅れることなく算出することが可能となった。

また、本発明の交流電動機の制御装置は、前記第二の積分値及び第四の積分値を算出する手段は、第一の電圧ベクトルの出力及び第二の電圧ベクトルの出力が終了してから、次の制御周期が開始し、かつ、終了するまでの１周期の間で前記電圧ベクトルの影響により前記交流電動機に流れる電流の任意時刻電流の瞬時値を連続的に積分した結果に基づくことにより、次の周期での前回値として容易に利用することが可能となり、サンプリングができなかった際の対応を可能とすることができる。

さらに、本発明の交流電動機の制御装置は、次回の制御周期の開始時点から終了時点までの交流電動機に流れる電流の予測平均値を記憶する手段を備え、前記記憶手段により前回の制御周期で求めた電流の予測平均値により、電流補償信号を算出し、前記電流制御手段に入力することを特徴とする。これにより、リップルの悪影響を受け難くすることができる。

また、本発明の交流電動機の制御装置は、前記電流制御手段は、次回の制御周期の開始時点から終了時点までの前記交流電動機に流れる電流の予測平均値を用いて、前記交流電動機のインダクタンスでの電圧降下分を演算し、電圧指令値を作成することにより、制御遅れの影響を受け難くすることができる。

本発明は、キャリア周波数が低いインバータにおいても、電流の高調波が外乱として電流制御系や速度推定系に悪影響を及ぼすことを回避しつつ、かつ一次周波数が上昇しても、インダクタンスに流れる電流によって作られる誘起電圧を補償することで電流制御系の安定化に貢献することができる交流電動機の制御装置を提供することができる。

本発明の一実施形態に係る交流電動機の制御装置の機能ブロック図である。 本発明の一実施形態に係る電流制御手段の内部構成の説明図である。 本発明の一実施形態に係る平均電流予測手段の内部構成の説明図である。 本発明の一実施形態に係る電流積算手段（１）の内部構成の説明図である。 本発明の一実施形態に係る電流積算手段（２）の内部構成の説明図である。 本発明の一実施形態に係るパルス幅演算手段におけるスイッチング時間と電圧ベクトルの期間幅との時間関係の説明図である。 本発明の一実施形態に係る電流積算手段（３−１）の内部構成の説明図である。 本発明の一実施形態に係る電流積算手段の積分対象区間の説明図である。 （Ａ）はｄ軸電流波形と電流指令値との関係を示すグラフ図、（Ｂ）はｄｑ軸とＭＴ軸との関係を示す説明図である。 従来の交流電動機の制御例を示す説明図である。

以下、本発明の一実施形態に係る交流電動機の制御装置について、図面を参照しながら説明する。

図１は、本発明の一実施形態に係る交流電動機の制御装置の機能ブロック図である。詳細は後述するが、概略的にはこの図に示すように、交流電動機の制御装置は、直流電源１０、インバータ（電力変換装置）２０、直流中間電圧検出手段３０、電流検出手段４０、交流電動機（誘導機）５０、キャリア信号発生手段６０、電流指令値作成手段７０、磁束推定手段８０、すべり周波数作成手段９０、電流制御手段１００、二相三相座標変換手段１１０、電圧指令値補償手段１１１、二相三相座標変換手段（２）１１２、速度推定器１２０、積分器１３０、三相二相座標変換手段１４０、ｄｑ軸電圧軸座標変換手段１５０、電圧軸ｄｑ軸座標変換手段１６０、電流指令値補償手段１７０、検出電流平均化手段１８０、平均電流予測手段２００、を備える。

図１の構成において、電流制御手段１００は、基本的には電流指令値作成手段７０から出力される回転二軸における電流指令値、すなわちｑ軸電流指令値ｉ_q ^*及びｄ軸電流指令値ｉ_d ^*が、検出されたｑ軸電流ｉ_q及びｄ軸電流ｉ_dと夫々一致するように電圧指令値ｖ_d ^*，ｖ_q ^*を調節して出力する。この電圧指令値ｖ_d ^*，ｖ_q ^*は、二相三相座標変換手段１１０によって三相インバータ電圧指令値に変換され、インバータ２０に入力される。

インバータ２０は、この電圧指令値とキャリア信号発生手段６０から出力されたキャリア信号とによって、直流電源１０から供給される直流電圧を可変電圧可変周波数の三相の交流電圧に変換して交流電動機５０に供給する。

本発明の主たる特徴は、次の制御周期の開始時点から終了時点までの交流電動機５０に流れる電流の予測平均値を算出する平均電流予測手段２００と、この予測平均値を用いて電圧指令値を生成する電流制御手段１００の機能にあるが、以下、本制御装置の概要を説明しながら、これらの機能については詳述する。

直流電源１０は、線路を介してインバータ２０に直流電圧を供給する。また、前記線路に取り付けられた直流中間電圧検出手段３０は、後述する二相三相座標変換手段１１０、二相三相座標変換手段（２）１１２、および平均電流予測手段２００に検出した直流電圧値を与える。なお、直流電源１０は、例えば、商用交流電源からの交流電圧を直流電圧に変換したものであっても良い。

このインバータ２０は、交流電動機５０にＰＷＭ変調された三相の交流電圧を供給している。具体的には、インバータ２０は、二相三相座標変換手段１１０から出力される電圧指令値（三相インバータ電圧指令値）を入力し、この電圧指令値に基づいてキャリア信号発生手段６０から得られたキャリア信号との三角波比較を行い、直流電源１０から供給される直流電圧をスイッチングすることでＰＷＭ変調された三相の交流電圧を交流電動機５０に供給する。

また、インバータ２０と交流電動機５０との間の交流線路に取り付けられた電流検出手段４０は、インバータ２０から交流電動機５０に流れる三相電流ｉ_u，ｉ_v，ｉ_wを検出し、この検出値を三相二相座標変換手段１４０へ出力する。

一方、積分器１３０は、速度推定器１２０の出力（速度推定値ω_rest）とすべり周波数作成手段９０の出力（すべり周波数ω_se）との和である一次周波数ω₁を積分して角度θを出力する。本実施の形態においては、制御周期の開始時点だけではなく、制御周期中においても逐次積分動作を行っている。

三相二相座標変換手段１４０は、前記積分器１３０から与えられた角度θを用いて、電流検出手段４０で検出された三相電流ｉ_u，ｉ_v，ｉ_wをｄｑ軸上の値（ｄ軸電流ｉ_dとｑ軸電流ｉ_q）へと変換する。なお、本実施の形態においては、制御周期の開始時点だけではなく、制御周期中においても逐次変換を行っている。

電流指令値作成手段７０は、交流電動機５０の使用に基づく所定のｄ軸電流指令値ｉ_d ^*と、発生トルクの大きさに応じてｑ軸電流指令値ｉ_q ^*を作成し、電流制御手段１００へ出力する。

ｄ軸電流より交流電動機５０のｄ軸磁束を推定する磁束推定手段８０は、推定されたｄ軸磁束（以下、「推定ｄ軸磁束」という。）Φ_dをすべり周波数作成手段９０と電流制御手段１００へ出力する。本実施の形態においては、電流指令値作成手段７０から出力されたｄ軸電流指令値ｉ_d ^*をｄ軸電流として用いる。

すべり周波数作成手段９０は、前記磁束推定手段８０から出力された推定ｄ軸磁束Φ_dと前記電流指令値作成手段７０から出力されたｑ軸電流指令値ｉ_q ^*とからすべり周波数ω_seを演算する。なお、推定ｄ軸磁束Φ_d及びすべり周波数ω_seの作成方法とは、例えば、杉本英彦，小山正人，玉井伸三（著）「ＡＣサーボシステムの理論と設計の実際」、総合電子出版社、１９９０、ｐ．１２１、ｐ．１０２などに記載されているため、その詳細な説明は省略する。

さて電流制御手段１００は、図２に示すように、電流指令値補償手段１７０の出力（電流補償値ｉ_d ^'）と、電流指令値ｉ_q ^*，ｉ_d ^*及び検出電流ｉ_q，ｉ_dと、電圧軸ｄｑ軸座標変換手段１６０の出力ｉ_dp2，ｉ_qp2と、磁束推定手段８０から出力された推定ｄ軸磁束Φ_dと、を入力とし、電流の偏差をＰＩ調節器を用いて制御することで電圧指令値ｖ_d ^*，ｖ_q ^*を調節する。なお、Ｐ制御に代入するｄ軸電流補償値をｄ軸検出電流の代わりに使用している。また、電流制御手段１００は、電圧指令値のベクトルの間の角度を負荷角δとして出力する。この負荷角δは、ｄｑ軸電圧軸座標変換手段１５０と、電圧軸ｄｑ軸座標変換手段１６０と、に出力する。

本実施の形態においては、電圧軸ｄｑ軸座標変換手段１６０は、その出力ｉ_dp2，ｉ_dq2を、電流制御手段１００に対する漏れインダクタンスでの電圧降下を補償するための非干渉項に入力する。

速度推定器１２０は、式１に示すように、電流制御手段１００から出力された電圧指令値ｖ_d ^*，ｖ_q ^*と、三相二相座標変換手段１４０から出力されたｑ軸電流ｉ_qとを用い、また電流指令値補償手段１７０からの出力ｉ_d ^'をｄ軸電流として用いて速度推定値ω_restを推定する。

式１

ここで、Φ_qは推定ｑ軸磁束、Φ_dは推定ｄ軸磁束、Ｒ_sは一次抵抗、Ｒ_rは二次抵抗、Ｌ_sは一次インダクタンス、Ｌ_rは二次インダクタンス、σは漏れ係数、ω₁は一次周波数、Ｋ_ωeは速度推定器の制御応答を決めるゲイン、である。

二相三相座標変換手段１１０は、ｄｑ軸の電圧指令値ｖ_d ^*，ｖ_q ^*を固定座標系の三相の電圧指令値に変換する。また、二相三相座標変換手段１１０は、直流中間電圧検出手段３０から入力された直流電圧の値を用いて三相の電圧指令値を除算して、インバータ２０に与える三相インバータ電圧指令値に変換する。また、三相インバータ電圧指令値に現在の制御周期の時間を掛けることで、三相のパルスがスイッチングを行う時刻ｉ_u，ｉ_v，ｉ_wを算出している。

電圧指令値補償手段１１１は、前回の制御周期で出力された電圧指令値ｖ_d ^*，ｖ_q ^*と、今回の制御周期の割り込み時点で判明した検出値ｉ_d（ｋ），ｉ_q（ｋ）と、を用いて電圧指令値ｖ_d ^*，ｖ_q ^*を補償した電圧補償値ｖ_d ^*＊，ｖ_q ^**を式２のように演算する。

式２

ただし、ｉ_d（ｋ）は今回の制御周期で制御に用いるｄ軸電流の検出値（電流値）、ｉ_d（ｋ−１）は前回の制御周期で制御に用いられたｄ軸電流の検出値、ｉ_q（ｋ）は今回の制御周期で制御に用いるｑ軸電流の検出値（電流値）、ｉ_q（ｋ−１）は前回の制御周期で制御に用いられたｑ軸電流の検出値、Ｋ_cd，Ｋ_cqは電圧補償値の制御ゲイン、である。

具体的には、電圧指令値補償手段１１１で演算される電圧補償値ｖ_d ^**，ｖ_q ^**の制御ゲインＫ_cd，Ｋ_cqは、電圧指令値ｖ_d ^*，ｖ_q ^*を電流（検出値）で偏微分した値に基づいて定められる。例えば、本実施の形態の場合は、Ｐ制御及びＩ制御のゲインに時間を掛けた値に基づいて定められ、今回の制御周期で作成される電圧指令値ｖ_d ^*，ｖ_q ^*にほぼ一致する値となるように制御調整される。

二相三相座標変換手段（２）１１２は、二相三相座標変換手段１１０とほぼ同様な動作を行っているが、積分器から与えられる角度から式３に示す演算を行って次の制御周期で用いられる角度θ₁を算出している。

式３

ただし、ω₁は一次周波数、Ｔは制御周期、θ₀は現在の制御周期で座標変換に用いられている角度、である。二相三相座標変換手段（２）１１２は、このθ₁と、電圧指令値補償手段１１１が出力した電圧補償値ｖ_d ^**，ｖ_q ^**と、を用いて座標変換を行う。そして、三相のパルスがスイッチングを行う時刻（三相パルススイッチング時間ｔ_u，ｔ_v，ｔ_w）を算出している。

ｄｑ軸電圧軸座標変換手段１５０は、電流制御手段１００が出力している負荷角δを入力とし、ｄｑ軸電流ｉ_d，ｉ_qを、電圧指令値ｖ_d ^*，ｖ_q ^*のベクトルの方向をＴ軸、それと直交する方向をＭ軸とするＭＴ軸へ変換する回転座標変換を行い、ＭＴ軸電流ｉ_M，ｉ_Tを出力する。

具体的には、ｄｑ軸電圧軸座標変換手段１５０は、式４の回転座標変換を用いている。

式４

検出電流平均化手段１８０は、キャリア周期の開始から終了までの間、複数回検出を行い、キャリア周期の開始〜終了までの検出電流の平均値を演算する。具体的には、検出電流平均化手段１８０は、三相二相座標変換手段１４０から出力されたｄ軸電流ｉ_dと、キャリア信号発生手段６０が生成するキャリア信号（図１では接続関係を省略）と、図示を略するタイマーからのカウント値と、により、キャリア周期の開始から終了までの期間における座標変換後のｄ軸電流ｉ_dの変化から、所定のカウント値毎に複数回の検出を行い、キャリア周期の開始〜終了までの積算値を求める。このような動作をするため、タイマーはキャリア周期に比べて十分に短い周期の信号とする。ｄ軸電流ｉ_dは高調波を含んでいるため、周期は４倍以上に設定する。そして、検出電流平均化手段１８０は、キャリア信号の開始点でないときには、タイマーからの信号を受けると、新しいｄ軸電流ｉ_dを、これまで積算した値に加算し、キャリア信号の開始点（終了点）となった時点では、これまで積算された信号を積算回数で除算して平均値を求め、平均ｄ軸電流（１）ｉ_dave1と、平均ｄ軸電流（２）ｉ_dave2として、電流指令値補償手段１７０に出力する。

平均電流予測手段２００は、図３に示すように、パラメータ行列演算手段（１）２０１、パラメータ行列演算手段（２）２０２、ＭＴ軸誘起電圧演算手段２０３、図８（Ｃ）に示す第五の積分値を算出する電流積算手段（１）２１０、図８（Ｄ）に示す第六の積分値を算出する電流積算手段（２）２２０、図８（Ａ）の下段に示す第一の積分値及び第二の積分値を算出する電流積算手段（３−１）２３０、図８（Ｂ）の下段に示す第三の積分値及び第四の積分値を算出する電流積算手段（３−２）２４０、パルス幅演算手段２０４、各電流積算手段２１０，２２０，２３０，２４０からの出力値を加算して次の制御周期の開始時点から終了時点までの交流電動機５０に流れる電流の電流予測平均値ｉ_Mp2，ｉ_Tp2を求める加算手段２５０、記憶手段２６０、を備えている。なお、図８については後述する。

パラメータ行列演算手段（１）２０１は、式５に示すように、交流電動機のパラメータ行列Ａを演算している。パラメータ行列演算手段（２）２０２は、式６に示すように、制御周期Ｔと制御周期２周期分２Ｔに対するパラメータ行列Ａの行列指数関数を演算している。

式５

式６

電流積算手段（１）２１０は、図４に示すように、初期値演算手段２１１、電流積算手段２１３、記憶手段２１２、スイッチ２１４、を備える。

始めに、電流積算手段（１）２１０が動作を始めた１回目の制御周期での動作を説明する。初期値演算手段２１１は、式７に示す演算を行い、電流積算値の初期値ｉ_Mavei0，ｉ_Tavei0を求める。

式７

ただし、ｉ_Mはキャリア信号の山谷のピークの時点でサンプリングされたＭ軸電流、ｉ_Tはキャリア信号の山谷のピークの時点でサンプリングされたＴ軸電流、ｉ_Mavei0はｉ_Mの影響で発生する電流予測値の初期値、ｉ_Tavei0はｉ_Tの影響で発生する電流予測値の初期値、である。

初期値演算手段２１１から出力された初期値ｉ_Mavei0，ｉ_Tavei0は、記憶手段２１２に保存される。また、スイッチ２１４によって、初回の平均電流ｉ_Maveis，ｉ_Taveisとして出力される。

次に、初回以降の動作について述べる。電流積算手段２１３は、式８に示す演算を行って、現制御周期の始まりから２制御周期分先までｉ_M，ｉ_Tの影響で発生する電流予測値の平均値ｉ_Maveik，ｉ_Taveikを求める。

式８

ただし、Ｉは２行２列の単位行列であるとする。

次に、記憶手段２１２に保存されている平均電流ｉ_Maveis，ｉ_Taveisの前回値をｉ_Maveik-1，ｉ_Taveik-1と呼ぶことにする。新たに算出されたｉ_Maveik，ｉ_Taveikと、ｉ_Maveik-1，ｉ_Taveik-1の差分を演算し、スイッチ２１４ではこの演算結果を出力している。従って平均電流ｉ_Maveis，ｉ_Taveisは式９のように演算される。

式９

式８は、現制御周期の始まりから２制御周期分先まで積分を行った値であり、記憶手段２１２に保存されている値は、現制御周期から１制御周期分まで積分を行った値である。初回の時のみ、式７を演算することで、次回以降は、式８と式９の計算で次の制御周期におけるｉ_M，ｉ_Tの影響で発生する電流予測値の平均値を演算している。なお、記憶手段２１２を用いなくても初期値演算手段２１１の単体でも同様に平均電流ｉ_Maveis，ｉ_Taveisを演算することができるが、この場合には演算量が増えるため、一旦記憶手段２１２に記憶するのが好ましい。

次に、ＭＴ軸誘起電圧演算手段２０３は、一次周波数と推定ｄ軸磁束Φ_dと負荷角δを入力とし、誘起電圧を式１０のように演算し、電流積算手段（２）２２０へ入力している。

式１０

次に、電流積算手段（２）２２０の説明を行う。電流積算手段（２）２２０の構成図を図５に示す。初期値演算手段２２１、記憶手段２２２、電流積算手段２２３、スイッチ２２４、を備える。

始めに、電流積算手段（２）２２０が動作を始めた１回目の制御周期での動作を説明する。初期値演算手段２２１は、式１１に示す演算を行い、電流積算値の初期値ｉ_Maveφ0，ｉ_Taveφ0を求める。

式１１

ただし、ｉ_Maveφ0はｅ_Mの影響で発生する電流の平均値の予測値の初期値、ｉ_Taveφ0はｅ_Tの影響で発生する電流の平均値の予測値の初期値、である。

初期値演算手段によって格納されたｉ_Maveφ0，ｉ_Taveφ0は、記憶手段２２２に保存される。また、スイッチ２２４によって、選択され、初回のｉ_Maveφ，ｉ_Taveφとして出力される。

次に、初回以降の動作について述べる。電流積算手段２２３は、式１２に示す演算を行って、現制御周期の始まりから２制御周期分先までの予測積算値を求める。ｅ_M，ｅ_Tの影響で発生する電流予測値の平均値を演算する。

式１２

次に、記憶手段２２２に保存されているｉ_Maveφ，ｉ_Taveφの前回値をｉ_Maveφk-1，ｉ_Taveφk-1と呼ぶことにする。新たに算出されたｉ_Maveφ，ｉ_Taveφとｉ_Maveφk-1，ｉ_Taveφk-1との差分を演算し、スイッチ２２４ではこの演算結果を出力している。従ってｉ_Maveφ，ｉ_Taveφは式１３のように演算される。

式１３

電流積算手段（２）２２０は、電流積算手段（１）２１０と同様に初回のみ、初期値演算手段で演算を行い、初回以降は、式１２と式１３の演算を行うことで電流の平均値を予測している。やはり電流積算手段（１）２１０と同様に、初期値演算手段単体で同様な機能が実現できるが、演算量は増える。

次に、パルス幅演算手段２０４について説明する。パルス幅演算手段２０４は、二相三相座標変換手段（２）１１２の出力の、三相のパルス電圧がスイッチングする時間ｔ_u，ｔ_v，ｔ_wから制御周期内に出力される２種類の電圧ベクトルのそれぞれの幅と、電圧ベクトルの出力終了時点から制御周期の終了時点までの時間を算出している。

三相のパルスのうち１相だけがパルスＯＮされている期間を第一の電圧ベクトルが出力されている期間とし、２相がパルスＯＮとなっている期間を第二の電圧ベクトルが出力されている期間とする。

パルス幅演算手段２０４は、スイッチング時間ｔ_u，ｔ_v，ｔ_wに基づいて、第一の電圧ベクトルの期間幅ｔ_p1と、第一の電圧ベクトルの期間が終了してから制御周期が終わるまでの時間ｔ_q1と、第二の電圧ベクトルの期間幅ｔ_p2と、第二の電圧ベクトルの期間が終了してから制御周期が終わるまでの時間ｔ_q2と、を演算する。図６にこれらスイッチング時間ｔ_u，ｔ_v，ｔ_wと各電圧ベクトルの期間幅ｔ_p1，ｔ_q1，ｔ_p2，ｔ_q2との関係を示す。パルス幅演算手段２０４は、これらのｔ_p1〜ｔ_q2を電流積算手段（３−１）２３０と、電流積算手段（３−２）２４０と、に供給している。

電流積算手段（３−１）２３０は、図７に示すように、パラメータ行列演算手段２３１、パラメータ行列演算手段２３２、パラメータ行列演算手段２３３、電流積算手段２３４、電流積算手段２３５．パラメータ行列演算手段２３６、パラメータ行列演算手段２３７、電流積算手段２３８、記憶手段２３９を備える。なお、電流積算手段（３−２）２４０は、電流積算手段（３−１）２３０と入力がパルス幅演算手段２０４の電圧ベクトルの期間幅ｔ_p1，ｔ_q1から、パルス幅演算手段２０４の電圧ベクトルの期間幅ｔ_p2，ｔ_q2となっているだけで、同様の動作をする。

以下の説明では、電流積算手段（３−２）２４０も共通の動作を行うので、入力の変数ｔ_p1，ｔ_p2をｔ_pで、入力の変数ｔ_q1，ｔ_q2をｔ_qで、それぞれ読み変えて説明を行う。

パラメータ行列演算手段２３１は、式１４のように演算を行い、行列Ｃをパラメータ行列演算手段２３２、パラメータ行列演算手段２３３．電流積算手段２３４に供給している。

式１４

また、パラメータ行列演算手段２３２は、式１５のように演算を行い、行列ｅ^Ctpを電流積算手段２３４及び電流積算手段２３５に入力している。

式１５

パラメータ行列演算手段２３３は、式１６の演算を行っている。行列Ｆは、電流積算手段２３４に供給される。

式１６

電流積算手段２３４は、行列Ｆ，Ｃ,ｅ^Ctpを入力として、式１７の演算を行い、電流の平均値ｉ_Mavevs1，ｉ_Tavevs1を算出している。

式１７

ただし、Ｅ_dcはインバータの直流電圧に対応ずる値、φはＭＴ軸座標系からみた電圧ベクトルが出力された時の電圧位相角とする。

パラメータ行列演算手段２３６は、パルス幅演算手段の出力ｔ_qと行列Ａとを入力とし、式１８のように演算を行い、行列Ｇを出力する。

式１８

電流積算手段２３５は、式１９のように演算を行い電流の平均値ｉ_Mavevs2，ｉ_Tavevs2を求めている。

式１９

パラメータ行列演算手段２３７は、パルス幅演算手段の出力ｔ_qと行列Ａとを入力とし、式２０のように演算を行い、行列Ｈを出力する。

式２０

電流積算手段２３８は、式２１に示す演算によって、電流の平均値ｉ_Mavevs3，ｉ_Tavevs3を求めている。

式２１

式２１は、電圧ベクトルがＯＦＦとなった後の電流の予測値の平均値であるが、次の制御周期が開始し、さらに終了するまでの１周期の間、電圧ベクトルの影響によって流れる電流を積算している。この値は、記憶手段２３９に記憶される。

なお、図８に積分対象としている期間を示す。図８において、図８（Ａ）の上段は第１の電圧ベクトルの波形図、下段は第一の積分値及び第二の積分値として平均値を求める区間と第一の電圧ベクトルの影響で流れる電流との関係を示すイメージ波形図を示す。図８（Ｂ）の上段は第２の電圧ベクトルの波形図、下段は第三の積分値及び第四の積分値として平均値を求める区間と第二の電圧ベクトルの影響で流れる電流との関係を示すイメージ波形図を示す。また、図８（Ｃ）は第五の積分値として平均値を求める区間と現在検出した電流の影響でさらに流れる電流を示すイメージ波形図、図８（Ｄ）は第六の積分値として平均値を求める区間と現在検出した誘起電圧の影響でさらに流れる電流を示すイメージ波形図、図８（Ｅ）は第１の電圧ベクトルの波形図と第二の積分値で用いる前回値との関係を示す波形図、図８（Ｆ）は第２の電圧ベクトルの波形図と第四の積分値で用いる前回値との関係を示す波形図である。

記憶手段２３９は、電流積算手段２３８の出力（平均値ｉ_Mavevs3，ｉ_Tavevs3）を記憶しておき、次回の制御周期での演算で用いる。従って、今回の演算で用いる値は、電流積算手段２３８の前回の制御周期での値である。記憶手段２３９は、この前回の制御周期の値を、電流の平均値ｉ_Mavevs4，ｉ_Tavevs4として出力する。

最後に、式２２を演算することにより、外部に出力するｉ_Mvs1，ｉ_Tvs1を演算している。

式２２

以上をまとめると、平均電流予測手段２００では、
電流積算手段（１）２１０は、キャリアの開始時点で流れている電流の影響で、次の制御周期で流れる電流の積算値から平均値（平均電流ｉ_Maveis，ｉ_Taveis）を演算している。
電流積算手段（２）２２０は、二次磁束による誘起電圧の影響で、次の制御周期で流れる電流の積算値から平均値（平均電流ｉ_Maveφ，ｉ_Taveφ）を演算している。
電流積算手段（３−１）２３０は、第一の電圧ベクトルの影響で、次の制御周期で流れる電流の積算値から平均値（平均電流ｉ_Mvs1，ｉ_Tvs1）を演算している。
電流積算手段（３−２）２４０は、第二の電圧ベクトルの影響で流れる電流の積算値から平均値（平均電流ｉ_Mvs2，ｉ_Tvs2）を演算している。

このようにして、図３に示すように、各電流が流れる要因ごとの平均電流として、電流積算手段（１）２１０で求めた平均電流ｉ_Maveis，ｉ_Taveisと、電流積算手段（２）２２０で求めたｉ_Maveφ，ｉ_Taveφと、電流積算手段（３−１）２３０で求めたｉ_Mvs1，ｉ_Tvs1と、電流積算手段（３−２）２４０で求めたｉ_Mvs2，ｉ_Tvs2と、を加算手段２５０で加算することにより、次の制御周期の開始時点から終了時点までの交流電動機に流れる電流の電流予測平均値ｉ_Mp2，ｉ_Tp2を求めている。また、記憶手段２６０は、その電流予測平均値ｉ_Mp2，ｉ_Tp2を記憶し、次の周期でｉ_Mp1，ｉ_Tp1として１つ前の制御周期の演算結果を出力している。従って、ｉ_Mp1，ｉ_Tp1は、現在の制御周期から次の演算周期までの電流の予測した平均値に相当する。

次に、平均電流予測手段２００は次の周期の開始から終了までの平均電流（平均値）を求める演算に関して説明を行う。式２３は、ＭＴ軸上の電流の瞬時値の式である。制御区間の始まりをｔ＝０とした場合に、ｔ＝ε経過したときの電流ｉ_M，ｉ_Tの値である。なお、式２３の右辺の各入力項は、電流の物理量を持つ項から成り立っており、右辺第一入力項は割り込み時の電流、右辺第二入力項は誘起電圧、右辺第三入力項はＭＴ軸電圧である。

式２３

ただし、τ：τ＝０〜τ＝εまでの積分に用いられる変数で時間を表す。

現在の制御周期の始まりで演算した電流、誘起電圧、インバータ電圧から次の周期の開始から終了時点での電流の平均値を求めるには電流ｉ_M，ｉ_Tの瞬時値の関数を次の制御区間について積分した式２４を演算する必要がある。

式２４

ただし、Ｖ_Mkは現在の制御周期で出力されるＭ軸電圧の時間に関する関数、Ｖ_Mk+1は次の制御周期で出力されるＭ軸電圧の時間に関する関数、Ｖ_tkは現在の制御周期で出力されるＴ軸電圧の時間に関する関数、Ｖ_Tk+1は次の制御周期で出力されるＴ軸電圧の時間に関する関数である。

式２４の中で、右辺第一項の積分結果と、右辺第二項の積分結果とは、前述の式７、式１１に対応する。また、電流積算手段の前回値を用いることで、電流積算手段（１）２１０と電流積算手段（２）２２０とでは、演算量を減らしつつ、同様な演算結果を得ている。

右辺第四項は、積分区間が次の１制御周期となっており、積分に使用される電圧の関数も次の積分区間の関数となっており、全体的な積分区間が１制御分移動したのみで、上述した特許文献１に示される式１６の右辺第三項の積分結果と同じ結果となる。

本実施の形態においては、次の制御周期の始まり時点での電流は不明であるので、特許文献１の場合とは異なり、平均電流を求める対象の制御区間の前で出力された電圧ベクトルの影響を考慮する必要がある。そのために、右辺第三項が必要となる。

右辺第三項は、現在の制御周期で出力された電圧指令値ｖ_d ^*，ｖ_q ^*の影響で、次の制御区間の開始から終了までの期間に流れる電流の予測値の平均値である。積分区間の期間では、すでに電圧ベクトルがＯＦＦしている。そこで、電圧ベクトルがＯＦＦしてからの積分を考える。パルス幅ｔ_ｐで、出力されたときの電圧位相角がφの電圧ベクトルがＯＦＦする時点での電圧ベクトルの影響で流れた電流は式２５で表される。

式２５

ただし、ｉ_M0，ｉ_T0は電圧ベクトルの影響で交流電動機に流れる電流の電圧ベクトルがＯＦＦする時点での瞬時値である。従って、この電圧ベクトルの影響で次の周期に流れる電流の平均値は式２６のように求められる。

式２６

式２６の結果は、式２０を式２１に代入したものに等しいことが分かる。また、本実施の形態では、この右辺第三項に当たる電流の平均値は、記憶手段２３９に保存しておき、次の周期で前回値として用いている。

平均電流予測手段２００は、以上の処理によって求めた現在の制御周期から次の演算周期までの電流予測平均値ｉ_Mp1，ｉ_Tp1と次の制御周期の開始時点から終了時点までの電流予測平均値ｉ_Mp2，ｉ_Tp2を電圧軸ｄｑ軸座標変換手段１６０に渡す。

次に、電圧軸ｄｑ軸座標変換手段１６０の説明を行う。電圧軸ｄｑ軸座標変換手段１６０は、ＭＴ軸からｄｑ軸への座標変換を行い、平均電流予測手段２００が出力するｉ_Mp1，ｉ_Tp1をｄｑ軸の平均予測電流ｉ_dp1，ｉ_qp1に、ｉ_mp2，ｉ_Tp2をｄｑ軸の平均予測電流ｉ_dp2，ｉ_qp2にそれぞれ変換する。具体的には，式４の逆回転座標変換を用いて変換を行う。

また，得られた平均予測電流ｉ_dp2，ｉ_qp2を電流制御手段１００に供給し、平均予測電流ｉ_dp1，ｉ_qp1を電流指令値補償手段１７０に入力する。

本実施の形態では、次の周期の開始から終了までの期間の電流予測値の平均値ｉ_dp2，ｉ_qp2を電流制御手段１００に入力し、また電流制御手段１００では、この電流の値によって漏れインダクタンスでの電圧降下に相当する値を生成している。このため、制御遅れの影響を受け難くすることができる。

電流指令値補償手段１７０には、電圧軸ｄｑ軸座標変換手段１６０によって座標変換したＭＴ軸の平均予測電流ｉ_Mp，ｉ_Tpに対するｄｑ軸の平均予測電流ｉ_dp，ｉ_qpのうちｄ軸平均予測電流ｉ_dpが入力される。また、電流指令値補償手段１７０には、検出電流平均化手段１８０が出力している平均ｄ軸電流（１）ｉ_dave1と、平均ｄ軸電流（２）ｉ_dave2と、電流指令値作成手段７０から出力されたｄ軸電流指令値ｉ_d ^*と、が入力される。電流指令値補償手段１７０は、補償用電流ｉ_d ^'を電流制御手段１００と速度推定器１２０とに出力する。

このように、インバータの一次周波数とキャリア周波数とが近い場合に、直接的に次の周期の開始から終了までの電流の平均値を予測する手段を提供する。また、予測した電流を用いて非干渉項を補償する。

すなわち、本発明の交流電動機の制御装置にあっては、三相の交流電流を検出する電流検出手段４０と、交流電動機５０に可変電圧可変周波数の交流電圧を与えるインバータ２０と、直流中間電圧を検出する直流中間電圧検出手段３０と、三相の交流電流を回転二軸（ｄｑ軸）に変換する二相三相座標変換手段１１０と、電流指令値作成手段７０と、モータ軸束を推定する磁束推定手段８０と、電流指令値ｉ_q ^*，ｉ_d ^*と電流検出値の差分から電圧指令値ｖ_d ^*，ｖ_q ^*を作成する電流制御手段１００と、電圧指令値ｖ_d ^*，ｖ_q ^*のｄｑ軸の値から三相の電圧指令値（三相インバータ電圧指令値）を算出する二相三相座標変換手段１１０と、電圧指令値の座標変換手段により、次の制御周期の開始時点の電圧位相角に基づいた三相の電圧指令値を演算する二相三相座標変換手段（２）１１２と、三相の電圧指令値から各相のパルス電圧がオンオフする時間に基づいて演算した１制御区間内で出力されるゼロ電圧ベクトルでない第一の電圧ベクトルによって交流電動機に流れる電流の第一の電圧ベクトルが出力されてから次回の制御区間の終了時点までの第一の積分値を算出する電流積算手段（３−１）２３０と、次回の制御区間の終了時点から次々回の制御区間の終了時点までの第二の積分値を算出する電流積算手段２３８と、第二の電圧ベクトルによって交流電動機に流れる電流の第二の電圧ベクトルが出力されてから次回の制御区間の終了時点までの第三の積分値を算出する電流積算手段（３−２）２４０と、次回の制御区間の終了時点から次々回の制御区間の終了時点までの第四の積分値を算出する電流積算手段（３−２）２４０と、第二の積分値と第四の積分値とを記憶する記憶手段（２３９）と、今回の制御割り込みで検出された電流値ｉ_d（ｋ），ｉ_q（ｋ）によって交流電動機に流れる電流の次回の制御周期開始時点から終了時点までの第五の積分値を算出する電流積算手段（１）２１０と、今回の制御周期での誘起電圧によって交流電動機に流れる電流の次回の制御周期開始時点から終了時点までの第六の積分値を算出する電流積算手段（２）２２０と、を備え、記憶手段２３９に記憶された前回の制御周期で求めた第二の積分値と第四の積分値と、今回の制御周期で求めた第一の積分値と第三の積分値と第五の積分値と第六の積分値とを加算し、この結果をもとに次回の制御周期の開始時点から終了時点までの交流電動機５０に流れる電流のｄｑ軸における予測平均値（ｉ_dp2，ｉ_qp2）を算出して電流制御手段１００に入力する。

これにより、漏れインダクタンスでの電圧降下分を演算するための理想的な電流を遅れることなく算出することが可能となった。

また、第二の積分値及び第四の積分値を算出する電流積算手段２３８は、第一の電圧ベクトルの出力及び第二の電圧ベクトルの出力が終了してから、次の制御周期が開始し、かつ、終了するまでの１周期の間で電圧ベクトルの影響により交流電動機５０に流れる電流の任意時刻電流の瞬時値を連続的に積分した結果に基づくこととすることにより、次の周期での前回値として容易に利用することが可能となり、サンプリングができなかった際の対応を可能とすることができる。

さらに、平均電流予測手段２００は、次回の制御周期の開始時点から終了時点までの交流電動機５０に流れる電流の予測平均値ｉ_Mp2，ｉ_Tp2を記憶する記憶手段２６０を備え、記憶手段２６０により前回の制御周期で求めた電流の予測平均値ｉ_Mp1，ｉ_Tp1により、電流補償信号を算出して電流制御手段１００に入力することにより、前回値が現在の制御割り込みの開始から終了までの電流平均値に相当するため、リップルの悪影響を受け難くすることができる。

しかも、電流制御手段１００は、次回の制御周期の開始移転から終了時点までの交流電動機５０に流れる電流の予測平均値を用いて、交流電動機５０のインダクタンスでの電圧降下分を演算し、電圧指令値ｖ_d ^*，ｖ_q ^*を作成することにより、制御遅れの影響を受け難くすることができる。

なお、上述した実施形態は本発明の交流電動機の制御装置における好適な具体例であり、本発明の要旨を逸脱しない範囲で種々変形して実現することができる。また、本実施形態における構成要素は適宜、既存の構成要素等との置き換えが可能であり、かつ、他の既存の構成要素との組合せを含む様々なバリエーションが可能である。たとえば、平均電流予測手段２００は、電圧軸ｄｑ軸座標変換手段１６０やｄｑ軸電圧軸座標変換手段１５０と一体で実現しても良いし、さらに、二相三相座標変換手段（２）１１２や電圧指令値補償手段１１１と一体で実現しても良い。

１０ 直流電源
２０ インバータ（電力変換装置）
３０ 直流中間電圧検出手段
４０ 電流検出手段
５０ 交流電動機
６０ キャリア信号発生手段
７０ 電流指令値作成手段
８０ 磁束推定手段
９０ 周波数作成手段
１００ 電流制御手段
１１０ 二相三相座標変換手段（座標変換手段）
１１２ 二相三相座標変換手段（２）
１２０ 速度推定器
１３０ 積分器
１４０ 三相二相座標変換手段
１５０ ｄｑ軸電圧軸座標変換手段
１６０ 電圧軸ｄｑ軸座標変換手段
１７０ 電流指令値補償手段
１８０ 検出電流平均化手段
２００ 平均電流予測手段
２１０ 電流積算手段（１）
２２０ 電流積算手段（２）
２３０ 電流積算手段（３−１）
２３８ 電流積算手段
２１２，２２２，２３９，２６０ 記憶手段
２４０ 電流積算手段（３−２）

Claims (4)

1. 電圧指令値に基づいて、直流を可変電圧可変周波数の三相交流を生成して交流電動機に供給する電力変換装置と、
   前記直流の電圧値を検出する直流中間電圧検出手段と、
   前記三相交流の電流値を検出する電流検出手段と、
   前記電流検出手段で検出した前記三相交流の電流値から回転二軸（ｄｑ軸）における電流値を算出する三相二相座標変換手段と、
   回転二軸における電流指令値を作成する電流指令値作成手段と、
   当該電流指令値と前記電流検出値との差分に基づいて回転二軸における電圧指令値を生成する電流制御手段と、
   当該回転二軸における電圧指令値から三相の前記電圧指令値を算出し、前記電力変換装置へ出力する第１の二相三相座標変換手段と、
   を有する交流電動機の制御装置であって、
   次回の制御周期の開始時点の電圧位相角と前記回転二軸における電圧指令値に基づいて三相各相の電圧パルスのオンオフ時間を算出する第２の二相三相座標変換手段と、
   前記三相二相座標変換手段で算出した前記回転二軸における電流値と前記第２の二相三相座標変換手段で算出した各相の電圧パルスのオンオフ時間に基づいて、次回の制御周期の開始時点から終了時点までの前記交流電動機に流れる電流の予測平均値を算出する平均電流予測手段と、を有する交流電動機の制御装置であって、
   前記平均電流予測手段は、
   前記各相の電圧パルスのオンオフ時間に基づいて演算した１制御周期内で出力される、ゼロ電圧ベクトルでない２種類の電圧ベクトルのうち第一の電圧ベクトルによって前記交流電動機に流れる電流の前記第一の電圧ベクトルが出力されてから次回の制御周期の終了時点までの第一の積分値を算出する手段と、
   前記第一の電圧ベクトルによって前記交流電動機に流れる電流の次回の制御周期の終了時点から次々回の制御周期の終了時点までの第二の積分値を算出する手段と、
   前記２種類の電圧ベクトルのうち第二の電圧ベクトルによって前記交流電動機に流れる電流の第二の電圧ベクトルが出力されてから次回の制御周期の終了時点までの第三の積分値を算出する手段と、
   前記第二の電圧ベクトルによって前記交流電動機に流れる電流の次回の制御周期の終了時点から次々回の制御周期の終了時点までの第四の積分値を算出する手段と、
   前記第二の積分値と前記第四の積分値とを記憶する記憶手段と、
   今回の制御周期におけるサンプリングで検出された電流値によって前記交流電動機に流れる電流の次回の制御周期開始時点から終了時点までの第五の積分値を算出する手段と、
   今回の制御周期での誘起電圧によって前記交流電動機に流れる電流の次回の制御周期開始時点から終了時点までの第六の積分値を算出する手段と、
   を備え、
   前記記憶手段に記憶された前回の制御周期で求めた前記第二の積分値と前記第四の積分値と、今回の制御周期で求めた前記第一の積分値と前記第三の積分値と前記第五の積分値と前記第六の積分値とを加算して、次回の制御周期の開始時点から終了時点までの前記交流電動機に流れる電流の予測平均値を算出し、
   前記電流制御手段は、さらに前記予測平均値を用いて前記電圧指令値を生成することを特徴とする交流電動機の制御装置。
2. 請求項１に記載の交流電動機の制御装置において、
   前記第二の積分値を算出する手段及び前記第四の積分値を算出する手段は、それぞれ前記第一の電圧ベクトルの出力及び前記第二の電圧ベクトルの出力が終了してから、次の制御周期が開始し、かつ、終了するまでの１周期の間で前記電圧ベクトルの影響により前記交流電動機に流れる電流の任意時刻電流の瞬時値を連続的に積分した結果に基いて積分値を算出することを特徴とする交流電動機の制御装置。
3. 請求項１又は２に記載の交流電動機の制御装置において、
   前記平均電流予測手段は、さらに、
   次回の制御周期の開始時点から終了時点までの前記交流電動機に流れる電流の予測平均値を記憶する手段を備え、
   前記記憶手段により前回の制御周期で求めた電流の予測平均値により、電流補償信号を算出し、前記電流制御手段に入力することを特徴とする交流電動機の制御装置。
4. 請求項１乃至３のいずれか一項に記載の交流電動機の制御装置において、
   前記電流制御手段は、次回の制御周期の開始移転から終了時点までの前記交流電動機に流れる電流の予測平均値を用いて、前記交流電動機のインダクタンスでの電圧降下分を演算し、当該電圧降下分を用いて前記電圧指令値を生成することを特徴とする交流電動機の制御装置。