JP2019088050A - モータ制御装置及びモータ制御方法 - Google Patents

モータ制御装置及びモータ制御方法 Download PDF

Info

Publication number
JP2019088050A
JP2019088050A JP2017212503A JP2017212503A JP2019088050A JP 2019088050 A JP2019088050 A JP 2019088050A JP 2017212503 A JP2017212503 A JP 2017212503A JP 2017212503 A JP2017212503 A JP 2017212503A JP 2019088050 A JP2019088050 A JP 2019088050A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
command value
voltage command
axis
value
wave control
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
JP2017212503A
Other languages
English (en)
Other versions
JP6951945B2 (ja
Inventor
健二 福田
Kenji Fukuda
健二 福田
敬夢 高田
Hiromu Takada
敬夢 高田
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Sawafuji Electric Co Ltd
Original Assignee
Sawafuji Electric Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Sawafuji Electric Co Ltd filed Critical Sawafuji Electric Co Ltd
Priority to JP2017212503A priority Critical patent/JP6951945B2/ja
Priority to DE112018005734.8T priority patent/DE112018005734T5/de
Priority to PCT/JP2018/036636 priority patent/WO2019087644A1/ja
Priority to CN201880042412.8A priority patent/CN110800206A/zh
Publication of JP2019088050A publication Critical patent/JP2019088050A/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP6951945B2 publication Critical patent/JP6951945B2/ja
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/0003—Control strategies in general, e.g. linear type, e.g. P, PI, PID, using robust control
    • H02P21/0021—Control strategies in general, e.g. linear type, e.g. P, PI, PID, using robust control using different modes of control depending on a parameter, e.g. the speed
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/05—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation specially adapted for damping motor oscillations, e.g. for reducing hunting
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/12—Stator flux based control involving the use of rotor position or rotor speed sensors
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P2209/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the waveform of the supplied voltage or current
    • H02P2209/13—Different type of waveforms depending on the mode of operation

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

【課題】制御モードの切り替え時でも指令値によるトルク制御を可能とし、切り替え時のトルク変動を抑制するとともに応答性に優れたモータ制御装置及びモータ制御方法を提供する。【解決手段】このモータ制御装置１００及びモータ制御方法は、正弦波制御モードから矩形波制御モードへの切り替え時に、正弦波制御モード時の最後の電圧位相θｖを初期電圧位相θｖ１として電圧位相設定部５０２に出力するとともに、電圧位相θｖによるトルク制御を行いながら移行電圧指令値｜Ｖａ’｜を正弦波制御モード時の最後の電圧指令値｜Ｖａ｜から矩形波形成電圧値｜Ｖａ１｜まで連続的に増加させる。これにより、生成される駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗは切り替え時の連続性が維持され、トルク変動の少ないスムーズな制御モードの切り替えを行うことができる。【選択図】図１

Description

本発明は、ＰＭモータの制御において、特に正弦波制御と矩形波制御の切り替え時のトルク変動を抑制したモータ制御装置及びモータ制御方法に関するものである。
多くの家電や機械設備の動力源として電動モータが使用されている。このうち、回転子側に永久磁石を設け、固定子側に電機子巻線を設け、この電機子巻線の磁界を制御することで回転子を回転させるＰＭ（Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ）モータ（永久磁石モータ）は、界磁損失が存在しないため低損失、高効率であり、近年の省エネルギー化の流れから大型の機械機器にも多く採用されている。そして、このＰＭモータの制御方法としては、先ず、外部（システムの上位の制御部等）から指示されるトルク指令値と、ＰＭモータの現在のトルクＴとに基づいて三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを生成するとともに、この三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを三角波比較して駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗを生成する。そして、この駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗによってインバータをスイッチング動作させることで流下する３相交流の駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗによって行う事が一般的である。また、この駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗの生成は、ＰＭモータの運転状況に応じて正弦波制御と矩形波制御とを切り替えて行うものが多い。この制御方法では、一般的に中・低速回転の動作領域ではモータ効率の高い正弦波パターンを用いた正弦波制御（ＰＷＭ制御）によって動作制御を行い、高速回転・高トルクの動作領域では出力電圧が高く高出力が可能な矩形波パターンを用いた矩形波制御にて動作制御を行う。
ここで、正弦波パターンとは、振幅のピークが三角波の頂点を越えない大きさの三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの三角波比較により生成される駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗのパターンである。また、矩形波パターンとは、三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗのそれぞれが電気角１周期のうちに三角波と２回交差して、Ｈｉ期間とＬｏｗ期間とが電気角１周期のうちに１回ずつ生成される駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗのパターンである。さらに、駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗのパターンには過変調パターンがあり、この過変調パターンは正弦波パターンを形成する振幅よりも大きく、矩形波パターンを形成する振幅よりも小さい三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗにより生成される駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗのパターンである。
しかしながら、正弦波制御と矩形波制御とでは同一の電圧位相であっても正弦波制御よりも矩形波制御の方が出力するトルクが大きく、単純な切り替え動作では切り替え時にトルク変動が生じ好ましいものではない。この問題点に関し下記［特許文献１］では、切り替え時の正弦波の位相と振幅とを切替初期値に設定し、また切り替え時と同等のトルクを出力する矩形波の位相を切替目標値に設定するとともに無限大の振幅を切替目標値に設定し、制御モードの切り替え時には切替初期値から切替目標値へ向けて電圧波形の位相及び振幅を同時且つ連続的に変更させる。そして、電圧波形が切替目標値となったところで矩形波制御に切り替えることで、切り替え時のトルク変動を抑制している。
特開平１１−２８５２８８号公報
しかしながら、［特許文献１］に記載の発明では、切替初期値から切替目標値への移行期間中は指令値によるトルク制御ができないため、移行期間中にトルク変動が生じる虞がある。また、移行期間中にトルク指令値が変化した場合、このトルク指令値の変化に対応できず切り替え直後にトルク変動が生じる虞がある。また、移行期間中にインバータの電源電圧やＰＭモータの回転速度に変化があった場合でも、これらの変化に対応できず移行期間中にトルク変動が生じる虞がある。さらに、移行期間中は再切り替えが出来ないため応答性が悪いという問題点がある。
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、制御モードの切り替え時でも指令値によるトルク制御を可能とし、切り替え時のトルク変動を抑制するとともに応答性に優れたモータ制御装置及びモータ制御方法の提供を目的とする。
（１）ＰＭモータ１０に３相交流の駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを流下させるインバータ２０と、前記駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、（Ｉｗ）の値を取得する駆動電流検出部１２ｕ、１２ｖと、前記ＰＭモータ１０の電気角θを取得する角度検出部１４と、前記電気角θに基づいて前記駆動電流検出部１２ｕ、１２ｖが取得した前記駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、（Ｉｗ）をｄ軸フィードバック電流値Ｉｄ、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｑに変換する３相／ｄｑ変換部２２と、外部からのトルク指令値Ｔ＊に基づいてｄ軸電流指令値Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を設定し正弦波制御モードにおけるｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑを生成する正弦波制御部４０と、外部からのトルク指令値Ｔ＊に基づいて電圧位相θｖと電圧指令値｜Ｖａ｜とを設定し矩形波制御モードにおけるｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑを生成する矩形波制御部５０と、前記ｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑの生成を前記正弦波制御部４０と前記矩形波制御部５０とで切り替える切替部２４と、前記ｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑを三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに変換するｄｑ／３相変換部３２と、前記三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗと所定の周期の三角波とを比較して前記インバータ２０をスイッチングする駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗを生成する駆動信号生成部３６と、を有するモータ制御装置において、
前記切替部２４による制御モードの切り替え時に動作するモード移行部８０をさらに有し、
前記モード移行部８０は、
正弦波制御モード時のｄ軸電圧指令値Ｖｄ’’、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ’’を極座標変換して得られる電圧位相θｖと電圧指令値｜Ｖａ｜とを初期電圧位相θｖ１と移行電圧指令値｜Ｖａ’｜の初期値として取得し、正弦波制御モードから矩形波制御モードへの切り替え時に前記矩形波制御部５０に出力するとともに、前記駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗが矩形波パターンとなる矩形波形成電圧値｜Ｖａ１｜を取得して、前記移行電圧指令値｜Ｖａ’｜を前記初期値から矩形波形成電圧値｜Ｖａ１｜へと連続的に増大させて前記矩形波制御部５０に出力し、前記移行電圧指令値｜Ｖａ’｜に基づいてｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑを生成させることを特徴とするモータ制御装置１００を提供することにより、上記課題を解決する。
（２）ＰＭモータ１０に３相交流の駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを流下させるインバータ２０と、前記駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、（Ｉｗ）の値を取得する駆動電流検出部１２ｕ、１２ｖと、前記ＰＭモータ１０の電気角θを取得する角度検出部１４と、前記電気角θに基づいて前記駆動電流検出部１２ｕ、１２ｖが取得した前記駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、（Ｉｗ）をｄ軸フィードバック電流値Ｉｄ、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｑに変換する３相／ｄｑ変換部２２と、外部からのトルク指令値Ｔ＊に基づいてｄ軸電流指令値Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を設定し正弦波制御モードにおけるｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑを生成する正弦波制御部４０と、外部からのトルク指令値Ｔ＊に基づいて電圧位相θｖと電圧指令値｜Ｖａ｜とを設定し矩形波制御モードにおけるｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑを生成する矩形波制御部５０と、前記ｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑの生成を前記正弦波制御部４０と前記矩形波制御部５０とで切り替える切替部２４と、前記ｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑを三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに変換するｄｑ／３相変換部３２と、前記三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗと所定の周期の三角波とを比較して前記インバータ２０をスイッチングする駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗを生成する駆動信号生成部３６と、を有するモータ制御装置において、
前記切替部２４による制御モードの切り替え時に動作するモード移行部８０をさらに有し、
前記モード移行部８０は、
矩形波制御モード時に前記矩形波制御部５０が出力するｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑをｄ軸電圧指令値の初期値Ｖｄ１、ｑ軸電圧指令値の初期値Ｖｑ１として前記正弦波制御部４０に出力するとともに、ｄ軸電流指令値の初期値Ｉｄ＊１及びｑ軸電流指令値の初期値Ｉｑ＊１を算出するための移行データＩｆｂを前記ｄ軸フィードバック電流値Ｉｄ、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｑに基づいて算出して前記正弦波制御部４０に出力し、
矩形波制御モードから正弦波制御モードへの切り替えの直後に前記ｄ軸電圧指令値の初期値Ｖｄ１、前記ｑ軸電圧指令値の初期値Ｖｑ１、前記ｄ軸電流指令値の初期値Ｉｄ＊１、前記ｑ軸電流指令値の初期値Ｉｑ＊１に基づいて切替時ｄ軸電圧指令値Ｖｄ、切替時ｑ軸電圧指令値Ｖｑを生成して前記ｄｑ／３相変換部３２に出力させることを特徴とするモータ制御装置１００を提供することにより、上記課題を解決する。
（３）前記モード移行部８０が、
矩形波制御モードから正弦波制御モードへの切り替え時に前記矩形波制御部５０が出力した電圧指令値｜Ｖａ｜を移行電圧指令値｜Ｖａ’｜の初期値として取得するとともに、前記駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗが正弦波パターンもしくは過変調パターンとなる正弦波モード移行電圧値｜Ｖａ２｜を取得して、前記矩形波制御モードを継続しながら前記移行電圧指令値｜Ｖａ’｜を前記初期値から前記正弦波モード移行電圧値｜Ｖａ２｜まで連続的に減少させて前記矩形波制御部５０に出力し、前記移行電圧指令値｜Ｖａ’｜に基づいてｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑを生成させ、その後、前記切替部２４が前記正弦波制御部４０による制御モードに切り替えることを特徴とする上記（２）記載のモータ制御装置１００を提供することにより、上記課題を解決する。
（４）ＰＭモータ１０に３相交流の駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを流下させるインバータ２０と、前記駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、（Ｉｗ）の値を取得する駆動電流検出部１２ｕ、１２ｖと、前記ＰＭモータ１０の電気角θを取得する角度検出部１４と、前記電気角θに基づいて前記駆動電流検出部１２ｕ、１２ｖが取得した前記駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、（Ｉｗ）をｄ軸フィードバック電流値Ｉｄ、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｑに変換する３相／ｄｑ変換部２２と、外部からのトルク指令値Ｔ＊に基づいてｄ軸電流指令値Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を設定し正弦波制御モードにおけるｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑを生成する正弦波制御部４０と、外部からのトルク指令値Ｔ＊に基づいて電圧位相θｖと電圧指令値｜Ｖａ｜とを設定し矩形波制御モードにおけるｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑを生成する矩形波制御部５０と、前記ｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑの生成を前記正弦波制御部４０と前記矩形波制御部５０とで切り替える切替部２４と、前記ｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑを三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに変換するｄｑ／３相変換部３２と、前記三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗと所定の周期の三角波とを比較して前記インバータ２０をスイッチングする駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗを生成する駆動信号生成部３６と、を有するモータ制御装置において、
前記切替部２４による制御モードの切り替え時に動作するモード移行部８０をさらに有し、
前記モード移行部８０は、
正弦波制御モード時のｄ軸電圧指令値Ｖｄ’’、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ’’を極座標変換して得られる電圧位相θｖと電圧指令値｜Ｖａ｜とを初期電圧位相θｖ１と移行電圧指令値｜Ｖａ’｜の初期値として取得し、正弦波制御モードから矩形波制御モードへの切り替え時に前記矩形波制御部５０に出力するとともに、前記駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗが矩形波パターンとなる矩形波形成電圧値｜Ｖａ１｜を取得して、前記移行電圧指令値｜Ｖａ’｜を前記初期値から矩形波形成電圧値｜Ｖａ１｜へと連続的に増大させて前記矩形波制御部５０に出力し、前記移行電圧指令値｜Ｖａ’｜に基づいてｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑを生成させ、
矩形波制御モード時には前記矩形波制御部５０が出力するｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑをｄ軸電圧指令値の初期値Ｖｄ１、ｑ軸電圧指令値の初期値Ｖｑ１として前記正弦波制御部４０に出力するとともに、ｄ軸電流指令値の初期値Ｉｄ＊１及びｑ軸電流指令値の初期値Ｉｑ＊１を算出するための移行データＩｆｂを前記ｄ軸フィードバック電流値Ｉｄ、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｑに基づいて算出して前記正弦波制御部４０に出力し、
矩形波制御モードから正弦波制御モードへの切り替え時に前記矩形波制御部５０が出力した電圧指令値｜Ｖａ｜を移行電圧指令値｜Ｖａ’｜の初期値として取得するとともに、前記駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗが正弦波パターンもしくは過変調パターンとなる正弦波モード移行電圧値｜Ｖａ２｜を取得して、前記矩形波制御モードを継続しながら前記移行電圧指令値｜Ｖａ’｜を前記初期値から前記正弦波モード移行電圧値｜Ｖａ２｜まで連続的に減少させて前記矩形波制御部５０に出力し、前記移行電圧指令値｜Ｖａ’｜に基づいてｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑを生成させ、その後、前記切替部２４が前記正弦波制御部４０による正弦波制御モードに切り替え、
前記正弦波制御モードへの切り替えの直後に前記ｄ軸電圧指令値の初期値Ｖｄ１、前記ｑ軸電圧指令値の初期値Ｖｑ１、前記ｄ軸電流指令値の初期値Ｉｄ＊１、前記ｑ軸電流指令値の初期値Ｉｑ＊１に基づいて切替時ｄ軸電圧指令値Ｖｄ、切替時ｑ軸電圧指令値Ｖｑを生成して前記ｄｑ／３相変換部３２に出力させることを特徴とするモータ制御装置１００を提供することにより、上記課題を解決する。
（５）前記三角波の立ち下がりの中央位置が前記三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの立ち上がりのゼロ位置と交差し、さらに前記三角波の周波数を前記三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの周波数の奇数の３の整数倍に維持することを特徴とする上記（１）乃至（４）のいずれかに記載のモータ制御装置１００を提供することにより、上記課題を解決する。
（６）ＰＭモータ１０に３相交流の駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを流下させるインバータ２０と、前記駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、（Ｉｗ）の値を取得する駆動電流検出部１２ｕ、１２ｖと、前記ＰＭモータ１０の電気角θを取得する角度検出部１４と、前記電気角θに基づいて前記駆動電流検出部１２ｕ、１２ｖが取得した前記駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、（Ｉｗ）をｄ軸フィードバック電流値Ｉｄ、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｑに変換する３相／ｄｑ変換部２２と、外部からのトルク指令値Ｔ＊に基づいてｄ軸電流指令値Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を設定し正弦波制御モードにおけるｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑを生成する正弦波制御部４０と、外部からのトルク指令値Ｔ＊に基づいて電圧位相θｖと電圧指令値｜Ｖａ｜とを設定し矩形波制御モードにおけるｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑを生成する矩形波制御部５０と、前記ｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑの生成を前記正弦波制御部４０と前記矩形波制御部５０とで切り替える切替部２４と、前記ｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑを三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに変換するｄｑ／３相変換部３２と、前記三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗと所定の周期の三角波とを比較して前記インバータ２０をスイッチングする駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗを生成する駆動信号生成部３６と、前記切替部２４による制御モードの切り替え時に動作するモード移行部８０と、を有するモータ制御装置１００のモータ制御方法であって、
前記モード移行部８０は、
正弦波制御モード時のｄ軸電圧指令値Ｖｄ’’、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ’’を極座標変換して得られる電圧位相θｖと電圧指令値｜Ｖａ｜とを初期電圧位相θｖ１と移行電圧指令値｜Ｖａ’｜の初期値として取得するステップと、
正弦波制御モードから矩形波制御モードへの切り替え時に、
前記初期電圧位相θｖ１と移行電圧指令値｜Ｖａ’｜の初期値とを前記矩形波制御部５０に出力するステップと、
前記駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗが矩形波パターンとなる矩形波形成電圧値｜Ｖａ１｜を取得するステップと、
前記移行電圧指令値｜Ｖａ’｜を前記初期値から矩形波形成電圧値｜Ｖａ１｜へと連続的に増大させて前記矩形波制御部５０に出力し前記移行電圧指令値｜Ｖａ’｜に基づいてｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑを生成させるステップと、を行うことを特徴とするモータ制御方法を提供することにより、上記課題を解決する。
（７）ＰＭモータ１０に３相交流の駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを流下させるインバータ２０と、前記駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、（Ｉｗ）の値を取得する駆動電流検出部１２ｕ、１２ｖと、前記ＰＭモータ１０の電気角θを取得する角度検出部１４と、前記電気角θに基づいて前記駆動電流検出部１２ｕ、１２ｖが取得した前記駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、（Ｉｗ）をｄ軸フィードバック電流値Ｉｄ、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｑに変換する３相／ｄｑ変換部２２と、外部からのトルク指令値Ｔ＊に基づいてｄ軸電流指令値Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を設定し正弦波制御モードにおけるｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑを生成する正弦波制御部４０と、外部からのトルク指令値Ｔ＊に基づいて電圧位相θｖと電圧指令値｜Ｖａ｜とを設定し矩形波制御モードにおけるｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑを生成する矩形波制御部５０と、前記ｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑの生成を前記正弦波制御部４０と前記矩形波制御部５０とで切り替える切替部２４と、前記ｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑを三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに変換するｄｑ／３相変換部３２と、前記三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗと所定の周期の三角波とを比較して前記インバータ２０をスイッチングする駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗを生成する駆動信号生成部３６と、前記切替部２４による制御モードの切り替え時に動作するモード移行部８０と、を有するモータ制御装置１００のモータ制御方法であって、
前記モード移行部８０は、
矩形波制御モード時に前記矩形波制御部５０が出力するｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑをｄ軸電圧指令値の初期値Ｖｄ１、ｑ軸電圧指令値の初期値Ｖｑ１として前記正弦波制御部４０に出力するとともに、ｄ軸電流指令値の初期値Ｉｄ＊１及びｑ軸電流指令値の初期値Ｉｑ＊１を算出するための移行データＩｆｂを前記ｄ軸フィードバック電流値Ｉｄ、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｑに基づいて算出して前記正弦波制御部４０に出力するステップを行い、
さらに、矩形波制御部モードから正弦波制御モードへの切り替えの直後に前記ｄ軸電圧指令値の初期値Ｖｄ１、前記ｑ軸電圧指令値の初期値Ｖｑ１、前記ｄ軸電流指令値の初期値Ｉｄ＊１、前記ｑ軸電流指令値の初期値Ｉｑ＊１に基づいて切替時ｄ軸電圧指令値Ｖｄ、切替時ｑ軸電圧指令値Ｖｑを生成して前記ｄｑ／３相変換部３２に出力させるステップを有することを特徴とするモータ制御方法を提供することにより、上記課題を解決する。
（８）前記モード移行部８０が、
矩形波制御モードから正弦波制御モードへの切り替え時に前記矩形波制御部５０が出力した電圧指令値｜Ｖａ｜を移行電圧指令値の初期値｜Ｖａ’｜として取得するステップと、
前記駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗが正弦波パターンもしくは過変調パターンとなる正弦波モード移行電圧値｜Ｖａ２｜を取得するステップと、
前記矩形波制御モードを継続しながら前記移行電圧指令値｜Ｖａ’｜を前記初期値から前記正弦波モード移行電圧値｜Ｖａ２｜まで連続的に減少させて前記矩形波制御部５０に出力するステップと、
前記移行電圧指令値｜Ｖａ’｜に基づいてｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑを生成させるステップと、
前記切替部２４が前記正弦波制御部４０による制御モードに切り替えるステップと、をさらに有することを特徴とする上記（７）記載のモータ制御方法を提供することにより、上記課題を解決する。
（９）ＰＭモータ１０に３相交流の駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを流下させるインバータ２０と、前記駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、（Ｉｗ）の値を取得する駆動電流検出部１２ｕ、１２ｖと、前記ＰＭモータ１０の電気角θを取得する角度検出部１４と、前記電気角θに基づいて前記駆動電流検出部１２ｕ、１２ｖが取得した前記駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、（Ｉｗ）をｄ軸フィードバック電流値Ｉｄ、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｑに変換する３相／ｄｑ変換部２２と、外部からのトルク指令値Ｔ＊に基づいてｄ軸電流指令値Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を設定し正弦波制御モードにおけるｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑを生成する正弦波制御部４０と、外部からのトルク指令値Ｔ＊に基づいて電圧位相θｖと電圧指令値｜Ｖａ｜とを設定し矩形波制御モードにおけるｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑを生成する矩形波制御部５０と、前記ｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑの生成を前記正弦波制御部４０と前記矩形波制御部５０とで切り替える切替部２４と、前記ｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑを三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに変換するｄｑ／３相変換部３２と、前記三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗと所定の周期の三角波とを比較して前記インバータ２０をスイッチングする駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗを生成する駆動信号生成部３６と、前記切替部２４による制御モードの切り替え時に動作するモード移行部８０と、を有するモータ制御装置１００のモータ制御方法であって、
前記モード移行部８０は、
正弦波制御モード時のｄ軸電圧指令値Ｖｄ’’、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ’’を極座標変換して得られる電圧位相θｖと電圧指令値｜Ｖａ｜とを初期電圧位相θｖ１と移行電圧指令値｜Ｖａ’｜の初期値として取得するステップと、
正弦波制御モードから矩形波制御モードへの切り替え時に、
前記初期電圧位相θｖ１と移行電圧指令値｜Ｖａ’｜の初期値とを前記矩形波制御部５０に出力するステップと、
前記駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗが矩形波パターンとなる矩形波形成電圧値｜Ｖａ１｜を取得するステップと、
前記移行電圧指令値｜Ｖａ’｜を前記初期値から矩形波形成電圧値｜Ｖａ１｜へと連続的に増大させて前記矩形波制御部５０に出力し前記移行電圧指令値｜Ｖａ’｜に基づいてｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑを生成させるステップと、を行い、
矩形波制御モード時には、前記矩形波制御部５０が出力するｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑをｄ軸電圧指令値の初期値Ｖｄ１、ｑ軸電圧指令値の初期値Ｖｑ１として前記正弦波制御部４０に出力するとともに、ｄ軸電流指令値の初期値Ｉｄ＊１及びｑ軸電流指令値の初期値Ｉｑ＊１を算出するための移行データＩｆｂを前記ｄ軸フィードバック電流値Ｉｄ、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｑに基づいて算出して前記正弦波制御部４０に出力するステップを行い、
さらに、矩形波制御モードから正弦波制御モードへの切り替え時に前記矩形波制御部５０が出力した電圧指令値｜Ｖａ｜を移行電圧指令値の初期値｜Ｖａ’｜として取得するステップと、
前記駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗが正弦波パターンもしくは過変調パターンとなる正弦波モード移行電圧値｜Ｖａ２｜を取得するステップと、
前記矩形波制御モードを継続しながら前記移行電圧指令値｜Ｖａ’｜を前記初期値から前記正弦波モード移行電圧値｜Ｖａ２｜まで連続的に減少させて前記矩形波制御部５０に出力するステップと、
前記移行電圧指令値｜Ｖａ’｜に基づいてｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑを生成させるステップと、
前記切替部２４が前記正弦波制御部４０による正弦波制御モードに切り替えるステップと、
前記正弦波制御モードへの切り替えの直後に前記ｄ軸電圧指令値の初期値Ｖｄ１、前記ｑ軸電圧指令値の初期値Ｖｑ１、前記ｄ軸電流指令値の初期値Ｉｄ＊１、前記ｑ軸電流指令値の初期値Ｉｑ＊１に基づいて切替時ｄ軸電圧指令値Ｖｄ、切替時ｑ軸電圧指令値Ｖｑを生成して前記ｄｑ／３相変換部３２に出力させるステップを有することを特徴とするモータ制御方法を提供することにより、上記課題を解決する。
（１０）前記三角波の立ち下がりの中央位置が前記三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの立ち上がりのゼロ位置と交差し、さらに前記三角波の周波数を前記三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの周波数の奇数の３の整数倍に維持することを特徴とする上記（６）乃至（９）のいずれかに記載のモータ制御方法を提供することにより、上記課題を解決する。
本発明に係るモータ制御装置及びモータ制御方法は、制御モードの切り替え時に矩形波制御モードによるトルク制御を行いながら、駆動信号を正弦波パターン（過変調パターン）と矩形波パターンとの間で連続的に変化させる。これにより、トルク変動の少ないスムーズな制御モードの切り替えを行うことができる。また、移行期間中にも再切り替えが可能となり応答性が高い。また、移行期間は矩形波制御モードによるトルク制御が行われるため、移行期間中にトルク指令値や電源電圧、ＰＭモータの回転速度に変化があった場合でも、これらの変化は随時反映され、制御モードの切り替え時にトルク変動を引き起こすことはない。
本発明に係るモータ制御装置のブロック図である。 モータの運転状況と制御モードの切り替えを説明する図である。 本発明に係るモータ制御装置の三角波と三相電圧指令値Ｖｕの位置関係を説明する図である。 本発明に係るモータ制御方法の矩形波制御モードへの移行時の動作を示すフローチャートである。 本発明に係るモータ制御方法の正弦波制御モードへの移行時の動作を示すフローチャートである。 本発明に係るモータ制御装置及びモータ制御方法の三角波を説明する図である。
本発明に係るモータ制御装置１００及びモータ制御方法の実施の形態について図面に基づいて説明する。ここで、図１は本発明に係るモータ制御装置１００のブロック図である。先ず、本発明に係るモータ制御装置１００は、ＰＭモータ（永久磁石モータ）１０の動作を制御するものであり、このＰＭモータ１０に３相交流の駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを流下させるインバータ２０と、この駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、（Ｉｗ）の値を取得する駆動電流検出部１２ｕ、１２ｖと、ＰＭモータ１０の電気角θを取得する角度検出部１４と、駆動電流検出部１２ｕ、１２ｖが取得した駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、（Ｉｗ）をｄ軸フィードバック電流値Ｉｄ、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｑに変換する３相／ｄｑ変換部２２と、外部（システムの上位の制御部等）から指示されるトルク指令値Ｔ＊に基づいてｄ軸電流指令値Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を設定し正弦波制御モードにおけるｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑを生成する正弦波制御部４０と、同じく外部から指示されるトルク指令値Ｔ＊に基づいて電圧位相θｖと電圧指令値｜Ｖａ｜とを設定し矩形波制御モードにおけるｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑを生成する矩形波制御部５０と、ＰＭモータ１０の制御を正弦波制御部４０と矩形波制御部５０とで切り替える切替部２４と、正弦波制御部４０もしくは矩形波制御部５０から出力されたｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値ＶｑをＵ相、Ｖ相、Ｗ相の三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに変換するｄｑ／３相変換部３２と、この三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗと所定の周期の三角波とを比較してインバータ２０をスイッチングする駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗを生成する駆動信号生成部３６と、切替部２４による制御モードの切り替え時に所定の動作を行うモード移行部８０と、を有している。
本発明に係るモータ制御装置１００を構成するインバータ２０は駆動信号生成部３６から出力されるＨｉ−Ｌｏｗの駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗによってスイッチング動作して、バッテリ等の周知の直流電源部１８からの直流電力を駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗに基づく３相の交流電圧に変換して出力する。これにより、ＰＭモータ１０の電機子巻線には位相が１／３周期（２／３π（ｒａｄ））づつずれた３相の駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗがそれぞれ流下する。
また、ＰＭモータ１０は、前述のように回転子側に永久磁石を設けるとともに、固定子側に３相の電機子巻線を設け、この３相の電機子巻線に前述の駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗをそれぞれ流下させることで各電機子巻線の磁極及び磁束を連続的に変化させ、回転子を回転させるものである。尚、ＰＭモータ１０としては永久磁石を回転子に埋め込んだＩＰＭ（Ｉｎｔｅｒｉｏｒ Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ）モータを用いることが好ましい。
また、駆動電流検出部１２ｕ、１２ｖはインバータ２０のスイッチング動作によって流下する駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを非接触で取得可能な周知の電流センサを用いることができる。尚、本例では駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗのうちの２つの駆動電流Ｉｕ、Ｉｖを取得し、ｄ軸、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｄ、Ｉｑに変換する例を示している。
また、角度検出部１４としては、回転子の角度を取得可能な周知の角度センサを用いることができる。中でもレゾルバ回転角センサを用いて、ＰＭモータ１０の電気角θを取得することが特に好ましい。尚、上記の電気角θと駆動電流Ｉｕ、Ｉｖの取得は、三角波の頂点と谷の両方のタイミングで行い、三角波の半周期毎にモータ制御装置１００の各部にて使用することが好ましい。そして、角度検出部１４が取得した電気角θは角速度演算部１６にも出力され、この角速度演算部１６は入力した電気角θから電気角速度ω（ｒａｄ／ｓ）を算出し、モータ制御装置１００の各部に出力する。
また、３相／ｄｑ変換部２２は、角度検出部１４が取得したＰＭモータ１０の電気角θ（ｒａｄ）に基づいて駆動電流検出部１２ｕ、１２ｖが取得した駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、（Ｉｗ）の値に対する３相２相変換及び回転座標変換を行い、駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、（Ｉｗ）をｄ軸電流値（磁束分電流値）Ｉｄとｑ軸電流値（トルク分電流値）Ｉｑとに変換する。そして、これらをｄ軸フィードバック電流値Ｉｄ、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｑとして切替部２４に出力する。
切替部２４はＰＭモータ１０の運転状況（トルク、回転数）に応じてｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑの生成方法を切り替える切り替え回路であり、ＰＭモータ１０が中・低速回転の図２の領域Ａ（正弦波制御領域Ａ）で動作する場合には正弦波制御部４０による正弦波制御モードによってＰＭモータ１０を動作させる。また、ＰＭモータ１０が高回転速度、高トルクの図２の領域Ｂ（矩形波制御領域Ｂ）で動作する場合にはＰＭモータ１０の制御を矩形波制御部５０に切り替えて矩形波制御モードによって動作させる。尚、正弦波制御領域Ａと矩形波制御領域Ｂとの切替値（切替ラインＣ）は直流電源部１８の電圧値により変化する。この直流電源部１８の電圧値ごとの切替値は図示しないメモリ部等に予め設定しておき、切替部２４が直流電源部１８の電圧値に応じた切替値を適宜取得して用いることが好ましい。また、一致する電圧値が無い場合、前後の電圧の切替値から適切な切替値を演算等により取得して用いることが好ましい。そして、ＰＭモータ１０の運転状況（トルク、回転数）が切替値を越える場合には後述する各ステップを行い制御モードの切り替えを行う。尚、正弦波制御モードから矩形波制御モードへの切り替え時の切替値と、矩形波制御モードから正弦波制御モードへの切り替え時の切替値とにはヒステリシス幅を付与し、切替値の境界での頻繁な切り替え動作を防止することが好ましい。
次に、正弦波制御部４０の構成及び動作を説明する。尚、以下で説明する正弦波制御部４０の構成は本発明に好適な一例であるから、下記の構成に限定されるわけではなく、他の如何なる正弦波制御機構を用いても良い。
先ず、上位システムの制御部等からトルク指令値Ｔ＊が出力される。このトルク指令値Ｔ＊はＰＭモータ１０の動作目標となるトルクである。そして、このトルク指令値Ｔ＊は切替部２４が正弦波制御部４０を選択している場合、正弦波制御部４０の電流指令値設定部４０２に入力する。また、電流指令値設定部４０２にはトルク計算部４０４からＰＭモータ１０の現在のトルクＴが入力する。
ここで、トルク計算部４０４はＰＭモータ１０のモータパラメータとしての誘起電圧定数φａ、ｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑ等を有している。尚、誘起電圧定数φａ、ｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑは予め設定された固定値としても良いし、ＰＭモータ１０の温度や動作状況に応じて予め設定された適切な値を例えばデータテーブル等から適宜取得するようにしても良い。そして、トルク計算部４０４はこれらの値と、後述するｄ軸、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｄ、Ｉｑもしくは電流指令値生成部４０６から出力されるｄ軸、ｑ軸電流指令値Ｉｄ＊、Ｉｑ＊に基づいて、ＰＭモータ１０の現在のトルクＴを例えば下記式に基づいて算出する。尚、本例ではｄ軸、ｑ軸電流指令値Ｉｄ＊、Ｉｑ＊に基づいてトルクＴを算出する例を示している。
Ｔ＝Ｐ（φａＩｑ＊＋（Ｌｄ−Ｌｑ）Ｉｄ＊Ｉｑ＊） ［Ｎ・ｍ］
Ｐ：ＰＭモータの永久磁石の極対数
φａ：誘起電圧定数
Ｌｄ：ｄ軸インダクタンス
Ｌｑ：ｑ軸インダクタンス
そして、電流指令値設定部４０２はトルク指令値Ｔ＊と現在のトルクＴとに基づいてトルクＴがトルク指令値Ｔ＊をとるような電流指令値Ｉａ＊を設定し、電流指令値生成部４０６に出力する。尚、電流指令値Ｉａ＊は積分制御、比例制御などの演算により算出しても良い。また、電流指令値Ｉａ＊にはリミッタ値を設定しても良く、このリミッタ値は電気角速度ωと電源電圧Ｖｄｃとに対応した値をテーブルデータから読み出すようにしても良い。また、リミッタの最大値のみを設定して、これを用いても良い。
電流指令値生成部４０６は、例えば電流指令値設定部４０２から入力した電流指令値Ｉａ＊の電流位相角θｉをテーブルデータ等から取得して、これら電流指令値Ｉａ＊と電流位相角θｉとに基づいてｄ軸電流指令値Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を算出し、正弦波制御部４０の電圧指令値生成部４１６に出力する。このとき、モータ電圧を周知の演算式と前述のモータパラメータ（φａ、Ｌｄ、Ｌｑ）及び電気角速度ω、ｄ軸、ｑ軸電流指令値Ｉｄ＊、Ｉｑ＊より求め、このモータ電圧の大きさがＫ×Ｖｄｃ（Ｋ：電圧利用率設定値）の値を超えないようにｄ軸、ｑ軸電流指令値Ｉｄ＊、Ｉｑ＊を調整することで、正弦波制御領域と矩形波制御領域との間に過変調制御や弱め磁束制御領域を設けることが可能となり、中高速動作領域での出力向上を図ることができる。また、電圧利用率Ｋを変更することで任意の電圧利用率でｄ軸、ｑ軸電流指令値Ｉｄ＊、Ｉｑ＊を設定することができる。尚、電圧利用率Ｋを用いたｄ軸、ｑ軸電流指令値Ｉｄ＊、Ｉｑ＊の調整は、前述のモータパラメータ（φａ、Ｌｄ、Ｌｑ）と、角速度演算部１６からの電気角速度ω、直流電源部１８からの電源電圧Ｖｄｃ等に基づいた周知の電圧制御、比例制御、積分制御等により行う事が好ましい。また、電流位相角θｉに対する積分制御、比例制御などの演算により算出しても良い。さらに、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊には必要に応じて電流リミッタを設けても良い。
ここで、電圧指令値生成部４１６の好適な一例を説明する。先ず、電圧指令値生成部４１６に入力したｄ軸、ｑ軸電流指令値Ｉｄ＊、Ｉｑ＊は２分岐して、一方は非干渉制御部４１４に入力する。そして、非干渉制御部４１４にてｄ軸、ｑ軸電流指令値Ｉｄ＊、Ｉｑ＊間で干渉する速度起電力成分が算出され、ｄ軸、ｑ軸電圧指令値Ｖｄ’、Ｖｑ’として電流制御部４１０に出力される。また、ｄ軸、ｑ軸電流指令値Ｉｄ＊、Ｉｑ＊の他方は、減算部４１２においてｄ軸、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｄ、Ｉｑが減算されて変動成分ΔＩｄ、ΔＩｑとされた後、電流制御部４１０に入力する。
電流制御部４１０は、例えば電流積分制御部４１０ａと電流比例制御部４１０ｂを有しており、電流制御部４１０に入力した変動成分ΔＩｄ、ΔＩｑは２分岐して、電流積分制御部４１０ａと電流比例制御部４１０ｂのそれぞれに入力する。そして、電流積分制御部４１０ａにおいて周知の電流積分制御が施される。また、電流比例制御部４１０ｂにおいて周知の電流比例制御が施される。そして、電流積分制御部４１０ａの出力に非干渉制御部４１４からのｄ軸、ｑ軸電圧指令値Ｖｄ’、Ｖｑ’が加算された後、電流比例制御部４１０ｂからの出力が加算されｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑが生成される。このｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑは切替部２４を介して制御信号生成部３０に出力される。
尚、電流制御部４１０には、このｄ軸、ｑ軸電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑに基づく三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗがインバータ２０の出力限界となる最大電圧（１パルスの矩形波電圧となる電圧）の近傍とならないように制限するリミッタ部を設けることが好ましい。そして、このリミッタ部は電流比例制御部４１０ｂからの出力が加算される前段に設けることが好ましい。また、リミッタ部の制限電圧は後述の同期制御部４２０が設定する三角波の同期数に準じて設定することが好ましい。
また、電流比例制御部４１０ｂの出力が加算される前段のｄ軸、ｑ軸電圧指令値Ｖｄ’’、Ｖｑ’’は正弦波制御部４０の極座標変換部４１８に出力され、この極座標変換部４１８において極座標変換が施され電圧位相θｖと、電圧指令値｜Ｖａ｜とが取得される。そして、極座標変換部４１８は電圧位相θｖを同期制御部４２０とモード移行部８０とに出力する。また、電圧指令値｜Ｖａ｜を線形補正部３８とモード移行部８０とに出力する。
また、正弦波制御部４０の同期制御部４２０は、極座標変換部４１８で得られた電圧位相θｖと電気角速度ωと電気角θとから後述する三角波のキャリア設定情報Ｓｃを生成し三角波生成部３４に出力する。尚、キャリア設定情報Ｓｃに関しては後述する。
次に、矩形波制御部５０の構成及び動作を説明する。尚、以下で説明する矩形波制御部５０の構成は本発明に好適な一例であるから、下記の構成に限定されるわけではなく、他の如何なる矩形波制御機構を用いても良い。
先ず、切替部２４はＰＭモータ１０が図２の切替値（切替ラインＣ）を越えて高回転速度、高トルクの動作領域Ｂでの動作状態となると、ＰＭモータ１０の制御を正弦波制御部４０から矩形波制御部５０に切り替える。尚、このときの切り替え動作に関しては後述する。これにより、トルク指令値Ｔ＊は矩形波制御部５０の電圧位相設定部５０２に入力する。また、矩形波制御部５０のトルク計算部５０４にはｄ軸フィードバック電流値Ｉｄ、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｑが入力する。尚、トルク計算部５０４は正弦波制御部４０のトルク計算部４０４と同様にモータパラメータを有しており、これらモータパラメータとｄ軸、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｄ、ＩｑとからＰＭモータ１０の現在のトルクＴを算出して、電圧位相設定部５０２に出力する。そして、電圧位相設定部５０２は、トルク指令値Ｔ＊とトルクＴとから、ＰＭモータ１０が目標のトルクで動作するような電圧位相θｖを積分制御、比例制御などにより生成する。そして、矩形波制御部５０の電圧指令値生成部５１６と同期制御部５２０に出力する。
同期制御部５２０は電圧位相θｖと電気角速度ωと電気角θとから三角波を設定するためのキャリア設定情報Ｓｃを生成する。尚、キャリア設定情報Ｓｃに関しては後述する。また、同期制御部５２０は三角波と三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗとが、三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの１周期の間で２回交差する、即ち、三角波比較により生成される駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗが１パルスの矩形波となるような電圧指令値｜Ｖａ｜を取得し電圧指令値生成部５１６に出力する。尚、同期制御部５２０による電圧指令値｜Ｖａ｜の設定は、電圧指令値｜Ｖａ｜の値を予め三角波の同期数毎にデータテーブルに設定しておき、同期制御部５２０が三角波の同期数を決定すると同時に、この同期数と対応した電圧指令値｜Ｖａ｜を選択して設定することが好ましい。そして、同期制御部５２０はこの電圧指令値｜Ｖａ｜を電圧指令値生成部５１６、線形補正部３８に出力する。尚、この矩形波を形成する電圧指令値｜Ｖａ｜は後述の矩形波形成電圧値｜Ｖａ１｜としても利用することが好ましい。
また、電圧指令値生成部５１６は、電圧位相設定部５０２から入力した電圧位相θｖと、同期制御部５２０から入力した電圧指令値｜Ｖａ｜とから、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑを生成する。
尚、矩形波制御部５０はオフセット等による変動成分を補正する補正部７０を有していても良い。ここで、補正部７０の一例を以下に示す。尚、以下で説明する補正部７０の構成は本発明に好適な一例であるから、下記の構成に限定されるわけではい。
本例に示す補正部７０は、平滑部７２と、補正電流生成部７４と、補正電圧生成部７６と、電圧指令値補正部７８と、を有している。そして、補正部７０の平滑部７２は、切替部２４を介して入力したｄ軸、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｄ、Ｉｑを例えば移動平均処理もしくはなまし処理を行ってそれぞれ平滑化する。尚、ここでのなまし処理とは、入力信号（ｄ軸、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｄ、Ｉｑ）に対し、任意の周期ごとに下記（１）式の処理を行う事で平滑化する処理を意味する。
Ｃ＝Ｂ（１−Ｋ）＋Ｋ×Ａ・・・・（１）
ここで、Ａは入力値（ｄ軸、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｄ、Ｉｑ）であり、Ｂは直前の周期のなまし処理後の出力値であり、Ｋはなまし定数であり、Ｃが出力値（推定ｄ軸、ｑ軸電流指令値Ｉｄ＊、Ｉｑ＊）である。
この平滑化処理により、駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗのオフセットや振幅アンバランスに起因する変動成分が平滑化された疑似的な推定ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊、推定ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊が生成される。そして、これら推定ｄ軸、ｑ軸電流指令値Ｉｄ＊、Ｉｑ＊は補正電流生成部７４に出力される。
また、補正電流生成部７４にはｄ軸フィードバック電流値Ｉｄ、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｑがそれぞれ入力しており、補正電流生成部７４は平滑部７２で生成された推定ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊、推定ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊からｄ軸フィードバック電流値Ｉｄ、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｑをそれぞれ減算する。これにより、変動成分としてのｄ軸補正電流ΔＩｄ、ｑ軸補正電流ΔＩｑが生成される。そして、これらｄ軸補正電流ΔＩｄ、ｑ軸補正電流ΔＩｑを補正電圧生成部７６に出力する。尚、このｄ軸補正電流ΔＩｄ、ｑ軸補正電流ΔＩｑは、オフセットや振幅アンバランスの成分（変動成分）が平滑化した推定ｄ軸、ｑ軸電流指令値Ｉｄ＊、Ｉｑ＊からオフセットや振幅アンバランスの成分（変動成分）を含むｄ軸、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｄ、Ｉｑをそれぞれ減算したものであるから、基本的に変動成分の逆相をとる。
また、補正電圧生成部７６は、補正電流生成部７４から入力したｄ軸補正電流ΔＩｄ、ｑ軸補正電流ΔＩｑから、例えば所定の補正ゲイン（Ｋｄ、Ｋｑ）による比例制御等によりｄ軸補正電圧ΔＶｄ、ｑ軸補正電圧ΔＶｑを生成し、電圧指令値補正部７８に出力する。
電圧指令値補正部７８は、補正電圧生成部７６から入力したｄ軸補正電圧ΔＶｄ、ｑ軸補正電圧ΔＶｑを電圧指令値生成部５１６から出力したｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑにそれぞれ加算する。よってこれにより生成されたｄ軸、ｑ軸電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑには駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに生じるオフセットや振幅アンバランス成分の逆の電圧（ｄ軸、ｑ軸補正電圧ΔＶｄ、ΔＶｑ）が加味されたものとなる。そして、これらｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑは切替部２４を介して制御信号生成部３０に入力する。尚、上記の補正部７０により補正されたｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑは上記のようにオフセットや振幅アンバランス成分の逆の電圧が加味されているから、これにより駆動するＰＭモータ１０のオフセット等は補正され解消される。
次に、同期制御部４２０、５２０が出力するキャリア設定情報Ｓｃに関して説明を行う。先ず、このキャリア設定情報Ｓｃは三角波生成部３４で生成される三角波の周波数を適切な状態に維持するものである。ここで、キャリア設定情報Ｓｃが設定する三角波は、図３中の点Ａに示すように、三角波の立ち下がりの中央位置が三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの立ち上がりのゼロ位置と交差し、さらに三角波の周波数が三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの周波数の奇数の３の整数倍、即ち、９、１５、２１、２７倍等（以後、この倍数を同期数とする）となるものである。尚、三角波の同期数は電気角速度ωに応じて設定される。また、三角波の周波数を三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの周波数の奇数の３の整数倍とする理由に関しては後述する。
尚、本例ではキャリア設定情報Ｓｃの生成に使用する電圧位相θｖとして、（電流比例制御部４１０ｂの出力加算前の）ｄ軸、ｑ軸電圧指令値Ｖｄ’’、Ｖｑ’’から求めた電圧位相θｖ、もしくは、（比例制御が行われる）補正部７０の前で分岐した電圧位相θｖを用いる。ここで、電圧位相θｖが短期的な振動成分である比例制御成分を含む場合、三角波の周期（キャリア設定情報Ｓｃ）もこの比例制御成分に応じて短期的に振動する。これは、三角波比較で生成される駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗを変動させ、出力電圧、電流、トルクの変動要因となる。しかしながら、本例では上記のように比例制御成分（短期的な振動成分）を含まない電圧位相θｖを用いてキャリア設定情報Ｓｃを設定するため、三角波及び駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗが安定し、これにより出力電圧、電流、トルクを安定化することができる。また、比例制御成分を含まない電圧位相θｖを用いることで、同期制御部４２０、５２０、電圧位相設定部５０２等の制御ゲインを大きくとることが可能となり、これらの応答性の向上を図ることができる。
そして、同期制御部４２０、５２０は電圧位相θｖと電気角θとに基づいて三角波の中央位置と三相電圧指令値Ｖｕ（Ｖｖ、Ｖｗ）のゼロ位置とが交差し、さらに三角波の周波数が設定された同期数（三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの周波数の奇数の３の整数倍）となるような三角波の周期を設定する。また、同期制御部４２０、５２０は電気角速度ωの変化に連動して周期の設定情報を変化させ、三角波を上記の状態に追従、維持させる。さらに、同期制御部４２０、５２０は電気角速度ωが予め設定された所定の値を超えた場合、同期数を１段階下げてキャリア設定情報Ｓｃを設定し出力する。また、電気角速度ωが予め設定された所定の値を下回った場合、同期数を１段階上げてキャリア設定情報Ｓｃを設定し出力する。尚、同期数を変化させる電気角速度ωの値は同期数毎にデータテーブル等に予め記憶しておき、同期制御部４２０、５２０は入力した電気角速度ωに応じて対応する同期数をデータテーブルから取得し設定を行う事が好ましい。このとき、同期数を上下する電気角速度ωにはヒステリシス幅を持たせることが好ましい。尚、これらの三角波の周期の変化と連動して、前述の補正電圧生成部７６の補正ゲイン（Ｋｄ、Ｋｑ）、平滑部７２の時定数、各制御のゲイン等は調整され再設定される。
次に、制御信号生成部３０の好適な一例を説明する。尚、以下で説明する制御信号生成部３０の構成は本発明に好適な一例であるから、下記の構成に限定されるわけではなく、他の如何なる制御信号生成機構を用いても良い。
先ず、正弦波制御部４０もしくは矩形波制御部５０から出力したｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑは制御信号生成部３０のｄｑ／３相変換部３２に入力する。尚、制御信号生成部３０は、ｄｑ／３相変換部３２の前段に矩形波制御時、過変調制御時におけるｄ軸、ｑ軸電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑ及び電圧指令値｜Ｖａ｜と、インバータ出力電圧の基本波成分との非線形性を補正するための線形補正部３８を有していても良い。尚、この線形補正部３８で用いる補正値は例えば変調率や電圧指令値｜Ｖａ｜等と対応して設定することが好ましい。
尚、本例では線形補正部３８に入力する電圧指令値｜Ｖａ｜として、（電流比例制御部４１０ｂの出力加算前の）ｄ軸、ｑ軸電圧指令値Ｖｄ’’、Ｖｑ’’から求めた電圧指令値｜Ｖａ｜、もしくは（比例制御が行われる）補正部７０よりも前段の（補正部７０のｄ軸補正電圧ΔＶｄ、ｑ軸補正電圧ΔＶｑの短期的な振動成分を含まない）同期制御部５２０が出力する電圧指令値｜Ｖａ｜（または｜Ｖａ’｜）を用いる。ここで、電圧指令値｜Ｖａ｜が短期的な振動成分である比例制御成分を含む場合、補正値がこの振動成分の影響によって変動する。これにより、後段の三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ、駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗも変動し出力電圧、電流、トルクの変動要因となる。しかしながら、本例では上記のように比例制御成分を含まない比較的安定した電圧指令値｜Ｖａ｜を基に補正値を設定するため、安定した三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ、駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗを生成でき、出力電圧、電流、トルクの安定化を図ることができる。また、比例制御成分を含まない電圧指令値｜Ｖａ｜を基に補正値を設定することで、電流比例制御部４１０ｂ、補正電圧生成部７６のゲインを大きくとることが可能となり、これらの応答性の向上を図ることができる。
また、ｄｑ／３相変換部３２には角度検出部１４からの電気角θと角速度演算部１６からの電気角速度ωが入力し、この電気角θと電気角速度ωとに基づいてインバータ２０がスイッチング動作を行う新たなタイミングの予測電気角θ’を算出し、この予測電気角θ’に基づいてｄ軸、ｑ軸電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑを三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに変換し、駆動信号生成部３６に出力する。
駆動信号生成部３６は三角波生成部３４を有しており、この三角波生成部３４には前述のキャリア設定情報Ｓｃが入力して、このキャリア設定情報Ｓｃに基づいた周期の三角波を生成する。尚、このときの三角波は同期制御部４２０、５２０からのキャリア設定情報Ｓｃによって、三角波の立ち下がりの中央位置が三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの立ち上がりのゼロ位置と交差し、さらに周波数が三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの奇数の３の整数倍の三角波となる。
そして、駆動信号生成部３６はこの三角波と三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗとをそれぞれ三角波比較する。このとき、三角波の振幅は上記のキャリア設定情報Ｓｃによって増減する。よって、三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを三角波の振幅と比例する換算係数によって調整し、この調整後の三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを用いて三角波比較を行う。これにより、Ｈｉ−Ｌｏｗの駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗが生成される。
インバータ２０は駆動信号生成部３６から出力される駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗにより内部のスイッチング素子がオン・オフし、直流電源部１８からの直流電力を駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗに基づく交流電圧に変換して出力する。これにより、ＰＭモータ１０の電機子巻線には位相が１／３周期（２／３π（ｒａｄ））づつずれた交流の駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗがそれぞれ流下する。これにより、ＰＭモータ１０がトルク指令値Ｔ＊に応じたトルクで回転動作する。
次に、本発明に係るモータ制御装置１００及びモータ制御方法の特徴部分であるモード移行部８０の動作を説明する。ここで、図４は正弦波制御モードから矩形波パターン制御モードへの切り替え時の動作フローチャートである。また、図５は矩形波制御モードから正弦波制御モードへの切り替え時の動作フローチャートである。
初めに、本発明に係るモータ制御装置１００及びモータ制御方法の第１の形態である矩形波制御モードから正弦波制御モードへの切り替え時の動作を説明する。先ず、正弦波制御モードにおいては、正弦波制御部４０がトルク指令値Ｔ＊に基づくｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑを生成し、このｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑに基づいて駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗが生成される。このときの駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗは、正弦波制御部４０が過変調制御や弱め磁束制御を可能とする場合には、正弦波パターンもしくは過変調パターンとなる。また、正弦波制御部４０が過変調制御機能もしくは弱め磁束制御機能を備えない場合には正弦波パターンとなる。そして、ＰＭモータ１０はこれら正弦波パターンもしくは過変調パターンの駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗによって動作制御される（ステップＳ１０２）。
また、このとき正弦波制御部４０の極座標変換部４１８は、前述のように電流制御部４１０における電流比例制御成分が加算される前のｄ軸、ｑ軸電圧指令値Ｖｄ’’、Ｖｑ’’を極座標変換して電圧位相θｖと電圧指令値｜Ｖａ｜とを算出する。そして、モード移行部８０はこの電圧位相θｖと電圧指令値｜Ｖａ｜とをそれぞれ取得し（ステップＳ１０４）、これを初期電圧位相θｖ１及び移行電圧指令値｜Ｖａ’｜の初期値とする（ステップＳ１０５）。尚、電圧位相θｖと電圧指令値｜Ｖａ｜は随時変動し、これに伴って初期電圧位相θｖ１、移行電圧指令値｜Ｖａ’｜の初期値も変化する。尚、上記のように初期電圧位相θｖ１及び移行電圧指令値｜Ｖａ’｜の初期値は比例制御成分を含まないｄ軸、ｑ軸電圧指令値Ｖｄ’’、Ｖｑ’’から求めたものであるから短期的な変動が少なく後述の移行期間中の出力を安定化することができる。
次に、外部からのトルク指令値Ｔ＊が増大するなどしてＰＭモータ１０の運転状況（トルク、回転数）が切替値（切替ラインＣ）を越えて矩形波制御領域Ｂとなった場合（ステップＳ１０６：Ｙｅｓ）、切替部２４は直ちにｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑの生成部を正弦波制御部４０から矩形波制御部５０に切り替える（ステップＳ１０８）。尚、モータ制御装置１００が後述の第２の形態を備えている場合には、制御部が矩形波制御部５０に切り替わることで、後述のステップＳ２０３、Ｓ２０４が行われ、矩形波制御部５０の出力するｄ軸、ｑ軸電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑがｄ軸、ｑ軸電圧指令値の初期値Ｖｄ１、Ｖｑ１として正弦波制御部４０に出力されるとともに、ｄ軸フィードバック電流値Ｉｄ、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｑに基づいて移行データＩｆｂが算出される。
また、このときモード移行部８０は初期電圧位相θｖ１を矩形波制御部５０の電圧位相設定部５０２に出力するとともに、移行電圧指令値｜Ｖａ’｜の初期値（＝｜Ｖａ｜）を同期制御部５２０に出力する（ステップＳ１１０）。
次に、モード移行部８０は同期制御部５２０から駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗが１パルスの矩形波パターンとなるような矩形波形成電圧値｜Ｖａ１｜を取得する（ステップＳ１１２）。
次に、モード移行部８０は移行電圧指令値｜Ｖａ’｜を初期値（＝｜Ｖａ｜）から矩形波形成電圧値｜Ｖａ１｜まで例えば予め設定された所定の時定数に基づいて連続的に増大させ同期制御部５２０に出力する（ステップＳ１１４〜ステップＳ１１６）。
尚、同期制御部５２０はモード移行部８０から移行電圧指令値｜Ｖａ’｜が入力している場合には、トルク指令値Ｔ＊によらず、この移行電圧指令値｜Ｖａ’｜を電圧指令値生成部５１６と切替部２４とに出力する。ただし、初期電圧位相θｖ１は矩形波制御部５０への制御部切り替え時に出力されるのみで、その後はトルク指令値Ｔ＊に応じた電圧位相θｖとなる。従って、ステップＳ１１４〜ステップＳ１１６の移行期間におけるｄ軸、ｑ軸電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑは、電圧位相θｖと移行電圧指令値｜Ｖａ’｜とに基づいて生成されるものとなる。尚、移行電圧指令値｜Ｖａ’｜の初期値は正弦波制御部４０で使用されていた正弦波パターン（もしくは過変調パターン）を形成する電圧指令値｜Ｖａ｜であり、また移行電圧指令値｜Ｖａ’｜の最終値である矩形波形成電圧値｜Ｖａ１｜は矩形波パターンを形成する電圧指令値であるから、この移行期間において駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗは電圧位相θｖによるトルク制御が行われながら正弦波パターンもしくは過変調パターンから矩形波パターンへと連続的に変化する。
そして、移行電圧指令値｜Ｖａ’｜が矩形波形成電圧値｜Ｖａ１｜以上となった場合（ステップＳ１１６：Ｙｅｓ）、モード移行部８０は移行電圧指令値｜Ｖａ’｜の出力を停止して、矩形波制御部５０による矩形波制御モードに完全に移行する（ステップＳ１１８）。これにより、矩形波制御部５０はトルク指令値Ｔ＊に応じた電圧位相θｖと矩形波形成電圧値｜Ｖａ１｜によってｄ軸、ｑ軸電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑを生成し、制御信号生成部３０側に出力する。これにより、ＰＭモータ１０は矩形波パターンの駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗにより動作制御される。
このように、本発明に係るモータ制御装置１００及びモータ制御方法では、正弦波制御モードから矩形波制御モードへ切り替える際に、電圧位相θｖによるトルク制御を行いながら駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗを正弦波パターン（もしくは過変調パターン）から矩形波パターンに連続的に変化させる。このため、トルク変動の少ないスムーズな制御モードの切り替えを行うことができる。
次に、本発明に係るモータ制御装置１００及びモータ制御方法の第２の形態である矩形波制御モードから正弦波制御モードへの切り替え時の動作を説明する。先ず、矩形波制御モードにおいては、矩形波制御部５０がトルク指令値Ｔ＊に基づくｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑを生成し、このｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑに基づいて駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗが生成される。このときの駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗは前述のように基本的に１パルスの矩形波パターンとなる。そして、ＰＭモータ１０はこの矩形波パターンの駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗによって動作制御される（ステップＳ２０２）。
この矩形波制御部５０による制御時には、矩形波制御部５０が出力するｄ軸、ｑ軸電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑが正弦波制御部４０の電圧指令値生成部４１６にｄ軸、ｑ軸電圧指令値の初期値Ｖｄ１、Ｖｑ１として直接もしくはモード移行部８０を介して出力される（ステップＳ２０３）。そして、入力したｄ軸、ｑ軸電圧指令値の初期値Ｖｄ１、Ｖｑ１には非干渉制御部４１４のｄ軸、ｑ軸間の干渉成分（ｄ軸、ｑ軸電圧指令値Ｖｄ’、Ｖｑ’）がそれぞれ減算された後、電流積分制御部４１０ａに入力して電流制御部４１０の積分値となる。ただし、矩形波制御モード時にはこの電流制御部４１０の積分値等はＰＭモータ１０の制御には関与しない。尚、この初期値Ｖｄ１、Ｖｑ１は矩形波制御部５０が出力するｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑの変動に応じて随時変化する。
また、このときモード移行部８０は３相／ｄｑ変換部２２からのｄ軸フィードバック電流値Ｉｄ、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｑを取得する。そして、ｄ軸電流指令値の初期値Ｉｄ＊１、ｑ軸電流指令値の初期値Ｉｑ＊１を算出するための移行データＩｆｂを算出する（ステップＳ２０４）。尚、この移行データＩｆｂは例えば、ｄ軸、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｄ、Ｉｑを用いて演算により求められる電流指令値設定部４０２内部、電流指令値生成部４０６内部の積分制御部の積分値等であり、矩形波制御部５０から正弦波制御部４０への切り替え直後において電流指令値設定部４０２、電流指令値生成部４０６が取得できないデータを補完するものである。尚、この移行データＩｆｂの取得は後述の移行期間にも同様に行われる。
次に、外部からのトルク指令値Ｔ＊が減少するなどしてＰＭモータ１０の運転状況（トルク、回転数）が切替値（切替ラインＣ）を越えて正弦波制御領域Ａとなった場合（ステップＳ２０６：Ｙｅｓ）、モード移行部８０はこの時に同期制御部５２０が出力した電圧指令値｜Ｖａ｜を取得する。そして、この電圧指令値｜Ｖａ｜を移行電圧指令値｜Ｖａ’｜の初期値とする（ステップＳ２０８）。また、モード移行部８０は駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗが正弦波パターン（もしくは過変調パターン）をとるような正弦波モード移行電圧値｜Ｖａ２｜を取得する（ステップＳ２１０）。尚、正弦波モード移行電圧値｜Ｖａ２｜は例えば正弦波制御モードにおける電圧指令値｜Ｖａ｜の上限値（電流制御部４１０のリミッタ部のリミッタ値）等の予め設定された固定値を用いることが好ましい。
次に、モード移行部８０は移行電圧指令値｜Ｖａ’｜を初期値（＝｜Ｖａ｜）から正弦波モード移行電圧値｜Ｖａ２｜まで例えば予め設定された所定の時定数に基づいて連続的に減少させ同期制御部５２０に出力する（ステップＳ２１２〜ステップＳ２１６）。尚、この移行期間中においても矩形波制御部５０が出力する初期値Ｖｄ１、Ｖｑ１は正弦波制御部４０に継続して出力され（ステップＳ２１４）、また移行データＩｆｂは随時更新される（ステップＳ２１５）。
尚、同期制御部５２０は前述と同様にモード移行部８０から移行電圧指令値｜Ｖａ’｜が入力している場合には、トルク指令値Ｔ＊によらず、この移行電圧指令値｜Ｖａ’｜を電圧指令値生成部５１６と切替部２４とに出力する。従って、ステップＳ２１２〜ステップＳ２１６の移行期間におけるｄ軸、ｑ軸電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑは、前述と同様に電圧位相θｖと移行電圧指令値｜Ｖａ’｜とに基づいて生成されるものとなる。そして、移行電圧指令値｜Ｖａ’｜の初期値（＝｜Ｖａ｜）は矩形波制御時の電圧指令値であり、また移行電圧指令値｜Ｖａ’｜の最終値である正弦波モード移行電圧値｜Ｖａ２｜は正弦波パターンもしくは過変調パターンを形成する電圧指令値であるから、この移行期間において駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗは電圧位相θｖによるトルク制御が行われながら矩形波パターンから過変調パターンもしくは正弦波パターンへと連続的に変化する。また、この移行期間においてトルク指令値Ｔ＊や電源電圧Ｖｄｃ、電気角速度ωに変化があった場合でも、これらの変化はトルク制御及び移行データＩｆｂに随時反映される。
そして、移行電圧指令値｜Ｖａ’｜が正弦波モード移行電圧値｜Ｖａ２｜以下となった場合（ステップＳ２１６：Ｙｅｓ）、モード移行部８０は移行電圧指令値｜Ｖａ’｜の出力を停止するとともに、切替部２４はｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑの生成部を矩形波制御部５０から正弦波制御部４０に切り替える（ステップＳ２１８）。また、このときモード移行部８０は移行データＩｆｂを正弦波制御部４０の電流指令値設定部４０２、電流指令値生成部４０６に出力する（ステップＳ２２０）。これにより、電流指令値設定部４０２、電流指令値生成部４０６は移行データＩｆｂに基づいてｄ軸電流指令値の初期値Ｉｄ＊１、ｑ軸電流指令値の初期値Ｉｑ＊１を算出し、電圧指令値生成部４１６に出力する。
また、電圧指令値生成部４１６にはｄ軸、ｑ軸電圧指令値の初期値Ｖｄ１、Ｖｑ１が入力しｄ軸、ｑ軸の電流積分制御の積分値となっているから、よって正弦波制御部４０への切り替え直後においては、これらｄ軸、ｑ軸電圧指令値の初期値Ｖｄ１、Ｖｑ１、ｄ軸電流指令値の初期値Ｉｄ＊１、ｑ軸電流指令値の初期値Ｉｑ＊１に基づいて切替時ｄ軸電圧指令値Ｖｄ、切替時ｑ軸電圧指令値Ｖｑが生成され制御信号生成部３０側に出力される（ステップＳ２２２）。これにより、正弦波制御部４０への切り替え直後は、切替時ｄ軸電圧指令値Ｖｄ、切替時ｑ軸電圧指令値Ｖｑに基づく駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、ＳｗによりＰＭモータ１０の制御が行われる。
その後、モータ制御装置１００は正弦波制御部４０による正弦波制御モードに完全に移行する（ステップＳ２２４）。これにより、正弦波制御部４０はトルク指令値Ｔ＊に応じたｄ軸電流指令値Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊によってｄ軸、ｑ軸電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑを生成し、制御信号生成部３０側に出力する。これにより、ＰＭモータ１０は正弦波パターンもしくは過変調パターンの駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗにより動作制御される。
このように、本発明に係るモータ制御装置１００及びモータ制御方法では、矩形波制御モードから正弦波制御モードへ切り替える際に、電圧位相θｖによるトルク制御を行いながら駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗを矩形波パターンから正弦波パターン（もしくは過変調パターン）に連続的に変化させ、正弦波パターン（もしくは過変調パターン）となったところで正弦波制御モードへの切り替えを行う。また、正弦波制御モードへの切り替え直後にはモード移行時の最後の値（ｄ軸電圧指令値の初期値Ｖｄ１、ｑ軸電圧指令値の初期値Ｖｑ１、ｄ軸電流指令値の初期値Ｉｄ＊１、ｑ軸電流指令値の初期値Ｉｑ＊１）に基づいて切替時ｄ軸、ｑ軸電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑが生成され、ＰＭモータ１０の動作制御が行われる。このため、制御部の切り替えの前後で制御値が連続しトルク変動の少ないスムーズな制御モードの切り替えを行うことができる。
また、本発明に係るモータ制御装置１００及びモータ制御方法では、モード切り替え時の移行期間中は移行電圧指令値｜Ｖａ’｜に基づいた矩形波制御部５０による制御が行われる。従って、移行期間中にＰＭモータ１０の運転状況が変化し再切り換えが必要となった場合でも、そのまま再切り換え動作に移行することができる。特に第１の形態及び第２の形態の双方を備えたモータ制御装置１００では、例えば、正弦波制御モードから矩形波制御モードへの切り替え動作中に正弦波制御モードへ再切り替えが生じた場合、そのままステップＳ２０８〜ステップＳ２１６に移行し、矩形波制御部５０による移行動作を経た後、ステップＳ２１８〜ステップＳ２２４により正弦波制御モードへの切り替えを行うことができる。また、矩形波制御モードから正弦波制御モードへの切り替え動作中に矩形波制御モードへ再切り替えが生じた場合、そのままステップＳ１１０〜ステップＳ１１６に移行した後、矩形波制御部５０による矩形波制御モードでの制御を継続することができる。このように、本発明に係るモータ制御装置１００及びモータ制御方法では、移行期間中においても制御モードの再切り替えに対応することができる他、移行期間中もトルク指令値Ｔ＊に基づいた電圧位相θｖによってトルク制御が行われるため、応答性に優れた動作制御を行うことができる。
尚、モータ制御装置１００の正弦波制御部４０が過変調制御や弱め磁束制御に対応し、且つ、過変調パターンの制御領域で矩形波制御部５０と同等の矩形波形成電圧値｜Ｖａ１｜の電圧出力が可能な場合、即ち正弦波モード移行電圧値｜Ｖａ２｜と矩形波形成電圧値｜Ｖａ１｜とが略同等な場合には上記のステップＳ２０８〜ステップＳ２１６の制御は省略しても良い。この場合でも、矩形波制御モードから正弦波制御モードへ切り替え直後には切替時ｄ軸、ｑ軸電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑが生成され、トルク変動の少ないスムーズな制御モードの切り替えを行うことができる。
次に、本発明に係るモータ制御装置１００及びモータ制御方法の三角波に関して説明を行う。本発明に用いる三角波は前述のように三角波の立ち下がりの中央位置が三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの立ち上がりのゼロ位置と交差し、さらに三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの周波数の奇数の３の整数倍の周波数のものとする。先ず、三角波の周波数が三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの周波数の３の整数倍ではない場合、駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗの波形がＵ相、Ｖ相、Ｗ相でそれぞれ異なるものとなり、ＰＭモータ１０を円滑に制御することができない。よって、三角波の周波数は三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの周波数の３の整数倍とする。
次に、奇数の３の整数倍とする理由を説明する。ここで、図６（ａ１）に三角波の周波数を三相電圧指令値Ｖｕ（Ｖｖ、Ｖｗ）の６倍（偶数の３の整数倍）としたときの三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖとの三角波比較の模式図を示す。また、図６（ａ２）、（ａ３）にこの三角波比較により生成される駆動信号Ｓｕ、Ｓｖを示す。さらに、図６（ａ４）にこのときのＵ相―Ｖ相間の出力線間電圧Ｖｕｖを示す。また、図６（ｂ１）に三角波の周波数を三相電圧指令値Ｖｕ（Ｖｖ、Ｖｗ）の９倍（奇数の３の整数倍）としたときの三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖとの三角波比較の模式図を示す。また、図６（ｂ２）、（ｂ３）にこの三角波比較により生成される駆動信号Ｓｕ、Ｓｖを示す。さらに、図６（ｂ４）にこのときのＵ相―Ｖ相間の出力線間電圧Ｖｕｖを示す。
先ず、三角波の周波数を三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの偶数の３の整数倍とした場合、図６（ａ１）の一点鎖線で示す部位では三相電圧指令値Ｖｕのゼロ位置と三角波の中央位置とが双方とも立ち下がりの領域で交差する。このような場合、三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの振幅によっては、三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗと三角波との傾きが部分的に近似する（両者が重なる）可能性が有る。そしてこのような場合には、駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗが正弦波パターン（過変調パターン）から矩形波パターンに変化する際に不連続もしくは急激な変化が生じる可能性が有り、トルク変動の原因となる。
しかしながら、三角波の周波数を三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの奇数の３の整数倍とした場合、図６（ｂ１）の一点鎖線で示すように、三相電圧指令値Ｖｕの立ち下り領域でのゼロ位置は三角波の立ち上がりの中央位置で交差する。即ち、奇数の３の整数倍の場合には、基本的に三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの立ち下り領域でのゼロ位置は三角波の立ち上がり領域で交差し、三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの立ち上がり領域でのゼロ位置は三角波の立ち下がり領域で交差する。このため、駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗの連続性は良好に維持され、安定した駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗを生成することができる。
また、三角波の周波数を三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの偶数の３の整数倍とした場合、例えば図６（ａ４）では、出力線間電圧Ｖｕｖの波形が上下で非対称となる。このように、出力線間電圧の波形の対称性が確保されない場合、駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗにオフセット成分や歪みを発生させる虞がありＰＭモータ１０の制御信号として好ましいものではない。
しかしながら、三角波の周波数を三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの奇数の３の整数倍とした場合には、図６（ｂ４）に示すように、出力線間電圧Ｖｕｖの波形は上下及び左右で対称となる。同様に出力線間電圧Ｖｖｗ、Ｖｗｕも対称性を備え、ＰＭモータ１０の安定した制御が可能となる。
以上のように、本発明に係るモータ制御装置１００及びモータ制御方法は、正弦波制御モードから矩形波制御モードへの切り替え時に、正弦波制御モード時の最後の電圧位相θｖを初期電圧位相θｖ１として電圧位相設定部５０２に出力するとともに、電圧位相θｖによるトルク制御を行いながら移行電圧指令値｜Ｖａ’｜を正弦波制御モード時の最後の電圧指令値｜Ｖａ｜から矩形波形成電圧値｜Ｖａ１｜まで連続的に増加させる。これにより、生成される駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗは切り替え時の連続性が維持されたまま正弦波パターン（もしくは過変調パターン）から矩形波パターンへ連続的に変化する。このため、トルク変動の少ないスムーズな制御モードの切り替えを行うことができる。
また、矩形波制御モードから正弦波制御モードへの切り替え時は、切り替えの直後に矩形波制御モード時の最後のｄ軸、ｑ軸電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑ及び最後のｄ軸、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｄ、Ｉｑに基づく切替時ｄ軸電圧指令値Ｖｄ、切替時ｑ軸電圧指令値Ｖｑが生成され制御信号生成部３０に出力される。これにより、生成される駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗは切り替え時の連続性が維持され、トルク変動の少ないスムーズな制御モードの切り替えを行うことができる。
さらに、矩形波制御モードから正弦波制御モードへの切り替え時に、移行電圧指令値｜Ｖａ’｜を矩形波制御モード時の最後の電圧指令値｜Ｖａ｜から正弦波モード移行電圧値｜Ｖａ２｜まで連続的に減少させて出力する構成では、駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗが矩形波パターンから正弦波パターン（もしくは過変調パターン）へ連続的に変化し、正弦波パターン（もしくは過変調パターン）への移行が完了した時点で正弦波制御部４０に切り替わる。そして、切り替わり直後に前述の切替時ｄ軸電圧指令値Ｖｄ、切替時ｑ軸電圧指令値Ｖｑが出力され、その後、正弦波制御モードに完全に移行する。これにより、正弦波制御部４０が過変調制御機能を備えない場合でも切り替え時の駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗの連続性が維持され、トルク変動の少ないスムーズな制御モードの切り替えを行うことができる。
またさらに、本発明に係るモータ制御装置１００及びモータ制御方法は、切り替え時の移行期間中もトルク指令値Ｔ＊に基づいた電圧位相θｖによってトルク制御が行われる。これにより、移行期間中においてトルク指令値Ｔ＊や電源電圧Ｖｄｃ、電気角速度ωに変化があった場合でも、これらの変化はトルク制御に随時反映され、トルク変動の少ない応答性に優れた動作制御を行うことができる。また、移行期間中の制御は矩形波制御部５０が行うため、移行期間中に制御モードの再切り換えが必要となった場合でも、そのまま再切り換え動作に移行することができる。
さらに、本発明に係るモータ制御装置１００及びモータ制御方法では、三角波として立ち下がりの中央位置が三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの立ち上がりのゼロ位置と交差し、さらに三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの周波数の奇数の３の整数倍の周波数のものを用いる。この構成では、三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの立ち下り領域でのゼロ位置は三角波の立ち上がり領域で交差し、三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの立ち上がり領域でのゼロ位置は三角波の立ち下がり領域で交差する。このため、駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗが正弦波パターン（過変調パターン）から矩形波パターンへの変化の際の連続性が良好に維持され安定した駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗを生成することができる。また、出力線間電圧Ｖｕｖ、Ｖｖｗ、Ｖｗｕは対称性を備え、ＰＭモータ１０の安定した制御が可能となる。
尚、本例で示したモータ制御装置１００及びモータ制御方法は一例であり、制御信号生成部３０、正弦波制御部４０、矩形波制御部５０等の各部の構成、動作、各ステップの構成等は本発明の要旨を逸脱しない範囲で変更して実施することが可能である。
１０ ＰＭモータ
１２ｕ、１２ｖ 駆動電流検出部
１４ 角度検出部
２０ インバータ
２２ ３相／ｄｑ変換部
２４ 切替部
３２ ｄｑ／３相変換部
３６ 駆動信号生成部
４０ 正弦波制御部
５０ 矩形波制御部
８０ モード移行部
１００ モータ制御装置
θ 電気角
θｖ 電圧位相
θｖ１ 初期電圧位相
Ｉｄ ｄ軸フィードバック電流値
Ｉｑ ｑ軸フィードバック電流値
Ｉｄ＊ ｄ軸電流指令値
Ｉｑ＊ ｑ軸電流指令値
Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ 駆動電流
Ｉｆｂ 移行データ
｜Ｖａ｜ 電圧指令値
｜Ｖａ１｜ 矩形波形成電圧値
｜Ｖａ２｜ 正弦波モード移行電圧値
｜Ｖａ’｜ 移行電圧指令値
Ｖｄ ｄ軸電圧指令値
Ｖｑ ｑ軸電圧指令値
Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ 電圧指令値（３相）
Ｔ＊ トルク指令値
Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗ 駆動信号

Claims (10)

  1. ＰＭモータに３相交流の駆動電流を流下させるインバータと、
    前記駆動電流の値を取得する駆動電流検出部と、
    前記ＰＭモータの電気角を取得する角度検出部と、
    前記電気角に基づいて前記駆動電流検出部が取得した前記駆動電流をｄ軸フィードバック電流値、ｑ軸フィードバック電流値に変換する３相／ｄｑ変換部と、
    外部からのトルク指令値に基づいてｄ軸電流指令値、ｑ軸電流指令値を設定し正弦波制御モードにおけるｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値を生成する正弦波制御部と、
    外部からのトルク指令値に基づいて電圧位相と電圧指令値とを設定し矩形波制御モードにおけるｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値を生成する矩形波制御部と、
    前記ｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値の生成を前記正弦波制御部と前記矩形波制御部とで切り替える切替部と、
    前記ｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値を三相電圧指令値に変換するｄｑ／３相変換部と、
    前記三相電圧指令値と所定の周期の三角波とを比較して前記インバータをスイッチングする駆動信号を生成する駆動信号生成部と、を有するモータ制御装置において、
    前記切替部による制御モードの切り替え時に動作するモード移行部をさらに有し、
    前記モード移行部は、
    正弦波制御モード時のｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値を極座標変換して得られる電圧位相と電圧指令値とを初期電圧位相と移行電圧指令値の初期値として取得し、正弦波制御モードから矩形波制御モードへの切り替え時に前記矩形波制御部に出力するとともに、前記駆動信号が矩形波パターンとなる矩形波形成電圧値を取得して、前記移行電圧指令値を前記初期値から矩形波形成電圧値へと連続的に増大させて前記矩形波制御部に出力し、前記移行電圧指令値に基づいてｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値を生成させることを特徴とするモータ制御装置。
  2. ＰＭモータに３相交流の駆動電流を流下させるインバータと、
    前記駆動電流の値を取得する駆動電流検出部と、
    前記ＰＭモータの電気角を取得する角度検出部と、
    前記電気角に基づいて前記駆動電流検出部が取得した前記駆動電流をｄ軸フィードバック電流値、ｑ軸フィードバック電流値に変換する３相／ｄｑ変換部と、
    外部からのトルク指令値に基づいてｄ軸電流指令値、ｑ軸電流指令値を設定し正弦波制御モードにおけるｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値を生成する正弦波制御部と、
    外部からのトルク指令値に基づいて電圧位相と電圧指令値とを設定し矩形波制御モードにおけるｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値を生成する矩形波制御部と、
    前記ｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値の生成を前記正弦波制御部と前記矩形波制御部とで切り替える切替部と、
    前記ｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値を三相電圧指令値に変換するｄｑ／３相変換部と、
    前記三相電圧指令値と所定の周期の三角波とを比較して前記インバータをスイッチングする駆動信号を生成する駆動信号生成部と、を有するモータ制御装置において、
    前記切替部による制御モードの切り替え時に動作するモード移行部をさらに有し、
    前記モード移行部は、
    矩形波制御モード時に前記矩形波制御部が出力するｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値をｄ軸電圧指令値の初期値、ｑ軸電圧指令値の初期値として前記正弦波制御部に出力するとともに、ｄ軸電流指令値の初期値及びｑ軸電流指令値の初期値を算出するための移行データを前記ｄ軸フィードバック電流値、ｑ軸フィードバック電流値に基づいて算出して前記正弦波制御部に出力し、
    矩形波制御モードから正弦波制御モードへの切り替えの直後に前記ｄ軸電圧指令値の初期値、前記ｑ軸電圧指令値の初期値、前記ｄ軸電流指令値の初期値、前記ｑ軸電流指令値の初期値に基づいて切替時ｄ軸電圧指令値、切替時ｑ軸電圧指令値を生成して前記ｄｑ／３相変換部に出力させることを特徴とするモータ制御装置。
  3. 前記モード移行部が、
    矩形波制御モードから正弦波制御モードへの切り替え時に前記矩形波制御部が出力した電圧指令値を移行電圧指令値の初期値として取得するとともに、前記駆動信号が正弦波パターンもしくは過変調パターンとなる正弦波モード移行電圧値を取得して、前記矩形波制御モードを継続しながら前記移行電圧指令値を前記初期値から前記正弦波モード移行電圧値まで連続的に減少させて前記矩形波制御部に出力し、前記移行電圧指令値に基づいてｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値を生成させ、その後、前記切替部が前記正弦波制御部による制御モードに切り替えることを特徴とする請求項２記載のモータ制御装置。
  4. ＰＭモータに３相交流の駆動電流を流下させるインバータと、
    前記駆動電流の値を取得する駆動電流検出部と、
    前記ＰＭモータの電気角を取得する角度検出部と、
    前記電気角に基づいて前記駆動電流検出部が取得した前記駆動電流をｄ軸フィードバック電流値、ｑ軸フィードバック電流値に変換する３相／ｄｑ変換部と、
    外部からのトルク指令値に基づいてｄ軸電流指令値、ｑ軸電流指令値を設定し正弦波制御モードにおけるｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値を生成する正弦波制御部と、
    外部からのトルク指令値に基づいて電圧位相と電圧指令値とを設定し矩形波制御モードにおけるｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値を生成する矩形波制御部と、
    前記ｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値の生成を前記正弦波制御部と前記矩形波制御部とで切り替える切替部と、
    前記ｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値を三相電圧指令値に変換するｄｑ／３相変換部と、
    前記三相電圧指令値と所定の周期の三角波とを比較して前記インバータをスイッチングする駆動信号を生成する駆動信号生成部と、を有するモータ制御装置において、
    前記切替部による制御モードの切り替え時に動作するモード移行部をさらに有し、
    前記モード移行部は、
    正弦波制御モード時のｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値を極座標変換して得られる電圧位相と電圧指令値とを初期電圧位相と移行電圧指令値の初期値として取得し、正弦波制御モードから矩形波制御モードへの切り替え時に前記矩形波制御部に出力するとともに、前記駆動信号が矩形波パターンとなる矩形波形成電圧値を取得して、前記移行電圧指令値を前記初期値から矩形波形成電圧値へと連続的に増大させて前記矩形波制御部に出力し、前記移行電圧指令値に基づいてｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値を生成させ、
    矩形波制御モード時には前記矩形波制御部が出力するｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値をｄ軸電圧指令値の初期値、ｑ軸電圧指令値の初期値として前記正弦波制御部に出力するとともに、ｄ軸電流指令値の初期値及びｑ軸電流指令値の初期値を算出するための移行データを前記ｄ軸フィードバック電流値、ｑ軸フィードバック電流値に基づいて算出して前記正弦波制御部に出力し、
    矩形波制御モードから正弦波制御モードへの切り替え時に前記矩形波制御部が出力した電圧指令値を移行電圧指令値の初期値として取得するとともに、前記駆動信号が正弦波パターンもしくは過変調パターンとなる正弦波モード移行電圧値を取得して、前記矩形波制御モードを継続しながら前記移行電圧指令値を前記初期値から前記正弦波モード移行電圧値まで連続的に減少させて前記矩形波制御部に出力し、前記移行電圧指令値に基づいてｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値を生成させ、その後、前記切替部が前記正弦波制御部による正弦波制御モードに切り替え、
    前記正弦波制御モードへの切り替えの直後に前記ｄ軸電圧指令値の初期値、前記ｑ軸電圧指令値の初期値、前記ｄ軸電流指令値の初期値、前記ｑ軸電流指令値の初期値に基づいて切替時ｄ軸電圧指令値、切替時ｑ軸電圧指令値を生成して前記ｄｑ／３相変換部に出力させることを特徴とするモータ制御装置。
  5. 前記三角波の立ち下がりの中央位置が前記三相電圧指令値の立ち上がりのゼロ位置と交差し、
    さらに前記三角波の周波数を前記三相電圧指令値の周波数の奇数の３の整数倍に維持することを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれかに記載のモータ制御装置。
  6. ＰＭモータに３相交流の駆動電流を流下させるインバータと、
    前記駆動電流の値を取得する駆動電流検出部と、
    前記ＰＭモータの電気角を取得する角度検出部と、
    前記電気角に基づいて前記駆動電流検出部が取得した前記駆動電流をｄ軸フィードバック電流値、ｑ軸フィードバック電流値に変換する３相／ｄｑ変換部と、
    外部からのトルク指令値に基づいてｄ軸電流指令値、ｑ軸電流指令値を設定し正弦波制御モードにおけるｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値を生成する正弦波制御部と、
    外部からのトルク指令値に基づいて電圧位相と電圧指令値とを設定し矩形波制御モードにおけるｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値を生成する矩形波制御部と、
    前記ｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値の生成を前記正弦波制御部と前記矩形波制御部とで切り替える切替部と、
    前記ｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値を三相電圧指令値に変換するｄｑ／３相変換部と、
    前記三相電圧指令値と所定の周期の三角波とを比較して前記インバータをスイッチングする駆動信号を生成する駆動信号生成部と、
    前記切替部による制御モードの切り替え時に動作するモード移行部と、を有するモータ制御装置のモータ制御方法であって、
    前記モード移行部は、
    正弦波制御モード時のｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値を極座標変換して得られる電圧位相と電圧指令値とを初期電圧位相と移行電圧指令値の初期値として取得するステップと、
    正弦波制御モードから矩形波制御モードへの切り替え時に、
    前記初期電圧位相と移行電圧指令値の初期値とを前記矩形波制御部に出力するステップと、
    前記駆動信号が矩形波パターンとなる矩形波形成電圧値を取得するステップと、
    前記移行電圧指令値を前記初期値から矩形波形成電圧値へと連続的に増大させて前記矩形波制御部に出力し前記移行電圧指令値に基づいてｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値を生成させるステップと、を行うことを特徴とするモータ制御方法。
  7. ＰＭモータに３相交流の駆動電流を流下させるインバータと、
    前記駆動電流の値を取得する駆動電流検出部と、
    前記ＰＭモータの電気角を取得する角度検出部と、
    前記電気角に基づいて前記駆動電流検出部が取得した前記駆動電流をｄ軸フィードバック電流値、ｑ軸フィードバック電流値に変換する３相／ｄｑ変換部と、
    外部からのトルク指令値に基づいてｄ軸電流指令値、ｑ軸電流指令値を設定し正弦波制御モードにおけるｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値を生成する正弦波制御部と、
    外部からのトルク指令値に基づいて電圧位相と電圧指令値とを設定し矩形波制御モードにおけるｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値を生成する矩形波制御部と、
    前記ｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値の生成を前記正弦波制御部と前記矩形波制御部とで切り替える切替部と、
    前記ｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値を三相電圧指令値に変換するｄｑ／３相変換部と、
    前記三相電圧指令値と所定の周期の三角波とを比較して前記インバータをスイッチングする駆動信号を生成する駆動信号生成部と、
    前記切替部による制御モードの切り替え時に動作するモード移行部と、を有するモータ制御装置のモータ制御方法であって、
    前記モード移行部は、
    矩形波制御モード時に前記矩形波制御部が出力するｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値をｄ軸電圧指令値の初期値、ｑ軸電圧指令値の初期値として前記正弦波制御部に出力するとともに、ｄ軸電流指令値の初期値及びｑ軸電流指令値の初期値を算出するための移行データを前記ｄ軸フィードバック電流値、ｑ軸フィードバック電流値に基づいて算出して前記正弦波制御部に出力するステップを行い、
    さらに、矩形波制御部モードから正弦波制御モードへの切り替えの直後に前記ｄ軸電圧指令値の初期値、前記ｑ軸電圧指令値の初期値、前記ｄ軸電流指令値の初期値、前記ｑ軸電流指令値の初期値に基づいて切替時ｄ軸電圧指令値、切替時ｑ軸電圧指令値を生成して前記ｄｑ／３相変換部に出力させるステップを有することを特徴とするモータ制御方法。
  8. 前記モード移行部が、
    矩形波制御モードから正弦波制御モードへの切り替え時に前記矩形波制御部が出力した電圧指令値を移行電圧指令値の初期値として取得するステップと、
    前記駆動信号が正弦波パターンもしくは過変調パターンとなる正弦波モード移行電圧値を取得するステップと、
    前記矩形波制御モードを継続しながら前記移行電圧指令値を前記初期値から前記正弦波モード移行電圧値まで連続的に減少させて前記矩形波制御部に出力するステップと、
    前記移行電圧指令値に基づいてｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値を生成させるステップと、
    前記切替部が前記正弦波制御部による制御モードに切り替えるステップと、をさらに有することを特徴とする請求項７記載のモータ制御方法。
  9. ＰＭモータに３相交流の駆動電流を流下させるインバータと、
    前記駆動電流の値を取得する駆動電流検出部と、
    前記ＰＭモータの電気角を取得する角度検出部と、
    前記電気角に基づいて前記駆動電流検出部が取得した前記駆動電流をｄ軸フィードバック電流値、ｑ軸フィードバック電流値に変換する３相／ｄｑ変換部と、
    外部からのトルク指令値に基づいてｄ軸電流指令値、ｑ軸電流指令値を設定し正弦波制御モードにおけるｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値を生成する正弦波制御部と、
    外部からのトルク指令値に基づいて電圧位相と電圧指令値とを設定し矩形波制御モードにおけるｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値を生成する矩形波制御部と、
    前記ｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値の生成を前記正弦波制御部と前記矩形波制御部とで切り替える切替部と、
    前記ｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値を三相電圧指令値に変換するｄｑ／３相変換部と、
    前記三相電圧指令値と所定の周期の三角波とを比較して前記インバータをスイッチングする駆動信号を生成する駆動信号生成部と、
    前記切替部による制御モードの切り替え時に動作するモード移行部と、を有するモータ制御装置のモータ制御方法であって、
    前記モード移行部は、
    正弦波制御モード時のｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値を極座標変換して得られる電圧位相と電圧指令値とを初期電圧位相と移行電圧指令値の初期値として取得するステップと、
    正弦波制御モードから矩形波制御モードへの切り替え時に、
    前記初期電圧位相と移行電圧指令値の初期値とを前記矩形波制御部に出力するステップと、
    前記駆動信号が矩形波パターンとなる矩形波形成電圧値を取得するステップと、
    前記移行電圧指令値を前記初期値から矩形波形成電圧値へと連続的に増大させて前記矩形波制御部に出力し前記移行電圧指令値に基づいてｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値を生成させるステップと、を行い、
    矩形波制御モード時には、前記矩形波制御部が出力するｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値をｄ軸電圧指令値の初期値、ｑ軸電圧指令値の初期値として前記正弦波制御部に出力するとともに、ｄ軸電流指令値の初期値及びｑ軸電流指令値の初期値を算出するための移行データを前記ｄ軸フィードバック電流値、ｑ軸フィードバック電流値に基づいて算出して前記正弦波制御部に出力するステップを行い、
    さらに、矩形波制御モードから正弦波制御モードへの切り替え時に前記矩形波制御部が出力した電圧指令値を移行電圧指令値の初期値として取得するステップと、
    前記駆動信号が正弦波パターンもしくは過変調パターンとなる正弦波モード移行電圧値を取得するステップと、
    前記矩形波制御モードを継続しながら前記移行電圧指令値を前記初期値から前記正弦波モード移行電圧値まで連続的に減少させて前記矩形波制御部に出力するステップと、
    前記移行電圧指令値に基づいてｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値を生成させるステップと、
    前記切替部が前記正弦波制御部による正弦波制御モードに切り替えるステップと、
    前記正弦波制御モードへの切り替えの直後に前記ｄ軸電圧指令値の初期値、前記ｑ軸電圧指令値の初期値、前記ｄ軸電流指令値の初期値、前記ｑ軸電流指令値の初期値に基づいて切替時ｄ軸電圧指令値、切替時ｑ軸電圧指令値を生成して前記ｄｑ／３相変換部に出力させるステップを有することを特徴とするモータ制御方法。
  10. 前記三角波の立ち下がりの中央位置が前記三相電圧指令値の立ち上がりのゼロ位置と交差し、
    さらに前記三角波の周波数を前記三相電圧指令値の周波数の奇数の３の整数倍に維持することを特徴とする請求項６乃至請求項９のいずれかに記載のモータ制御方法。
JP2017212503A 2017-11-02 2017-11-02 モータ制御装置及びモータ制御方法 Active JP6951945B2 (ja)

Priority Applications (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2017212503A JP6951945B2 (ja) 2017-11-02 2017-11-02 モータ制御装置及びモータ制御方法
DE112018005734.8T DE112018005734T5 (de) 2017-11-02 2018-10-01 Motorsteuervorrichtung und Motorsteuerverfahren
PCT/JP2018/036636 WO2019087644A1 (ja) 2017-11-02 2018-10-01 モータ制御装置及びモータ制御方法
CN201880042412.8A CN110800206A (zh) 2017-11-02 2018-10-01 电机控制装置和电机控制方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2017212503A JP6951945B2 (ja) 2017-11-02 2017-11-02 モータ制御装置及びモータ制御方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2019088050A true JP2019088050A (ja) 2019-06-06
JP6951945B2 JP6951945B2 (ja) 2021-10-20

Family

ID=66331773

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2017212503A Active JP6951945B2 (ja) 2017-11-02 2017-11-02 モータ制御装置及びモータ制御方法

Country Status (4)

Country Link
JP (1) JP6951945B2 (ja)
CN (1) CN110800206A (ja)
DE (1) DE112018005734T5 (ja)
WO (1) WO2019087644A1 (ja)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN112994560A (zh) * 2019-12-16 2021-06-18 山东大学 方波电机矢量控制算法

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2000050686A (ja) * 1998-07-29 2000-02-18 Toyota Motor Corp 交流電動機の駆動制御装置
JP2011115033A (ja) * 2009-11-30 2011-06-09 Aisin Aw Co Ltd 電動機駆動装置の制御装置
JP2014082865A (ja) * 2012-10-16 2014-05-08 Mitsubishi Heavy Ind Ltd モータシステム、モータ制御装置、プログラム、及び、モータ制御方法

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3633270B2 (ja) 1998-03-26 2005-03-30 トヨタ自動車株式会社 モータ制御装置およびモータ制御方法
JP4353304B2 (ja) * 2008-02-19 2009-10-28 トヨタ自動車株式会社 モータ駆動制御装置
JP2010178444A (ja) * 2009-01-28 2010-08-12 Toyota Motor Corp 回転電機制御システム
JP2010183661A (ja) * 2009-02-03 2010-08-19 Toyota Motor Corp 回転電機制御システム
JP2013005618A (ja) * 2011-06-17 2013-01-07 Toyota Motor Corp インバータ制御装置および車両
CN103648832B (zh) * 2011-07-14 2015-07-29 丰田自动车株式会社 车辆的驱动装置

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2000050686A (ja) * 1998-07-29 2000-02-18 Toyota Motor Corp 交流電動機の駆動制御装置
JP2011115033A (ja) * 2009-11-30 2011-06-09 Aisin Aw Co Ltd 電動機駆動装置の制御装置
JP2014082865A (ja) * 2012-10-16 2014-05-08 Mitsubishi Heavy Ind Ltd モータシステム、モータ制御装置、プログラム、及び、モータ制御方法

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN112994560A (zh) * 2019-12-16 2021-06-18 山东大学 方波电机矢量控制算法

Also Published As

Publication number Publication date
CN110800206A (zh) 2020-02-14
WO2019087644A1 (ja) 2019-05-09
JP6951945B2 (ja) 2021-10-20
DE112018005734T5 (de) 2020-07-23

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US8102141B2 (en) Inverter device
JP4205157B1 (ja) 電動機の制御装置
JP5916526B2 (ja) 電力変換器制御装置および多重巻線型電動機駆動装置
JP2011120322A (ja) 電動機駆動装置の制御装置
US20120032620A1 (en) Control device
US20160352269A1 (en) Apparatus for controlling rotary electric machine
JP7126910B2 (ja) モータ制御装置及びモータ制御方法
JP2012235659A (ja) 回転機の制御装置
JP7094859B2 (ja) モータ制御装置及びモータ制御方法
JP5790390B2 (ja) 交流モータの制御装置および制御方法
CN109104134B (zh) 交流旋转电机的控制装置
JP6293401B2 (ja) 空気調和機のモータ制御装置及び空気調和機
WO2019087644A1 (ja) モータ制御装置及びモータ制御方法
JP5135794B2 (ja) モータ制御方法
JP3586593B2 (ja) モータ制御装置
JP7042568B2 (ja) モータ制御装置及びモータ制御方法
JP5549537B2 (ja) 回転機の制御装置
JP2017205017A (ja) 空気調和機のモータ制御装置及び空気調和機
JP5326444B2 (ja) 回転機の制御装置
JP2014087233A (ja) ３相交流モータの制御装置及び制御方法
JP6513161B1 (ja) 回転電機の制御装置
JP2020031469A (ja) モータ駆動制御装置
JP7189075B2 (ja) 電動機駆動制御装置および該方法ならびに電動機駆動制御システム
JPH11164597A (ja) 誘導電動機のベクトル制御装置
JP2022134403A (ja) インバータの制御装置

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20201002

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20210914

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20210927

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Ref document number: 6951945

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150