JP2018046561A - 光受信機回路および光受信機 - Google Patents

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Abstract

【課題】この発明は光受信機回路（２００）に関する。
【解決手段】光受信機回路は、受信光信号を入力電流信号に変換するよう構成された光検出器（２０７）と、光検出器から入力電流信号を受信するよう入力を有し、受信入力電流信号を出力電圧信号に変換してトランスインピーダンス増幅器回路（２０１）の出力信号を生成するよう構成され、複数の利得増幅器段（２０９、２１０、２１１）を含むトランスインピーダンス増幅器回路と、受信電流信号のＤＣ成分を再生するためにトランスインピーダンス増幅器回路の出力電圧信号を受信し、対応の電流信号を出力するよう構成される直流分再生構成要素（２０５）と、プログラマブルフィードバック抵抗（２２６，２２７）を介して、トランスインピーダンス増幅器回路の等価トランスインピーダンスを、直流分再生構成要素の出力信号に基づいて制御して、入力電流信号の異なる電流範囲に対して、一定の出力電圧振幅を与えるための自動利得制御構成要素（２０４）とを備える。
【選択図】図２

Description

現状技術
本発明は、特許請求の範囲の請求項１の前文に特定されたタイプの光受信機回路と、請求項１５の前文に特定された光受信機とに関する。
現在、光通信システムは家庭内ネットワークおよび産業用途で広く使用されており、例えば、自動車産業で高速マルチメディアネットワークのために使用されるＭＯＳＴ（メディア指向システムトランスポート）技術は、プラスチックオーバーファイバ（ＰＯＦ）技術に基づいている。
例えば、ＵＳ ２０１３／０３３００８２ Ａ１に記載されているような前記光通信システムでは、発光素子である光送信機が光信号を出力し、光信号は光ファイバリンク、例えばプラスチックファイバに供給され、光ファイバリンクは光信号を受光素子である光受信機に導き、光受信機は光信号を受信する光検出器を備えている。
このような光通信システムは、とりわけ、銅を介する従来の非光通信システムに比べていくつかの利点、例えば低減衰、電磁干渉放射に対する耐性、およびより高いデータレート伝送を有する。したがって、近年、光通信システムは車内データ通信にもますます使用されている。
しかしながら、現在の光通信システムは、とりわけ、課題に苦しんでおり、それは、光通信システム、特に光受信機の性能は、数桁の大きさに亘る可能性がある受け取られる光出力の変動を適切に処理せず、光受信機の電気出力信号の望ましくないノイズ性および非線形の挙動をもたらす、というものである。
さらに、光受信機の性能は、例えば、電圧、温度の望ましくない変動、および／または局所的なプロセス変動（簡略化のため、プロセス変動とも呼ばれる）に起因して、すなわち、電子集積回路が製造されるときにおける、トランジスタのような電子構成要素の属性における自然発生的な変動に起因して低下する可能性がある。
ＵＳ ２０１３／０３３００８２ Ａ１
課題
したがって、本発明の目的は、光通信システムを改善するための手段を提供することである。例えば、この目的は、光通信システムの性能および信頼性を改善すること、特に光通信システムの光受信機の性能および信頼性を向上させることを含み得る。
解決策
本発明によれば、この目的は、請求項１に記載の光受信機回路と、請求項１５に記載の光受信機とによって達成される。有利な実施形態およびさらなる発展形態は、従属請求項の主題である。
例えば、光通信システムで使用される光受信機回路は、以下の構成要素のうちの１つ、いくつか、またはすべてを備えることができる：
・受信された光信号を入力電流信号、例えば光電流に変換するように構成された少なくとも１つの光検出器、例えばフォトダイオードと、
・トランスインピーダンス増幅器回路（ＴＩＡ）とを備え、トランスインピーダンス増幅器回路は、少なくとも１つの光検出器から入力電流信号を受信するよう入力を有し、受信された入力電流信号を出力電圧信号に変換して、トランスインピーダンス増幅器回路の出力信号を生成するように構成され、トランスインピーダンス増幅器回路は複数の利得増幅器段を含むことができ、さらに、
・直流分再生構成要素を備え、直流分再生構成要素は、受信された電流信号のＤＣ成分を再生するためにトランスインピーダンス増幅器回路の出力電圧信号を受信し、対応する電流信号を出力するように構成され、さらに、
・少なくとも１つのプログラマブルフィードバック抵抗を介して、トランスインピーダンス増幅器回路の等価トランスインピーダンスを、直流分再生構成要素によって出力される信号に基づいて制御することに対して構成され、入力電流信号の異なる電流範囲に対して、一定の出力電圧振幅を与えるための自動利得制御構成要素を備える。
本発明による光通信システムの光受信機に使用される光受信機回路は、とりわけ、光受信機の線形性が改善され、特に、入力電流信号、例えば少なくとも１つの光検出器によって生成された光電流信号の、光受信機の出力信号つまり出力電圧信号への変換の直線性が改善される、という利点を有する。特に、例えば、自動利得制御の実施は、高入力電流信号、すなわち、例えば、発生する入力光電流のうち最も小さいものよりも３、４桁またはそれ以上の大きさの高入力光電流に対するトランスインピーダンス増幅器回路出力電圧の飽和を回避することができ、それによって、出力歪みを低減することができる。例えば、最低入力光電流が１００ｎＡであれば、１ｍＡまでまたはそれ以上の入力光電流に対してトランスインピーダンス増幅器回路の出力電圧の飽和を避けることができる。
さらに、本発明による例示的な光受信機で使用される光受信機回路の設計は、入力信号の広いダイナミックレンジ、すなわち入力電流信号の広いダイナミックレンジに対して、入力信号例えば入力電流信号の、出力信号例えば出力電圧信号への前記変換に対して、高い線形性を与えることができる。
例えば、入力電流信号、例えば、光入力信号を少なくとも１つの光検出器によって光電流に変換することによって生成された光電流信号は、３桁以上変動し得、本発明による光受信機回路の設計は、入力電流信号のそのような広いダイナミックレンジであっても、トランスインピーダンス増幅器回路の出力の線形性、光受信機回路の出力の劣化を低減または回避することができる。
実際に、例示的な光受信機で使用するための光受信機回路は、特に、その自動利得制御構成要素に起因して、出力信号の一定の振幅、例えば、受信された入力電流信号または光電流信号の振幅またはレベルまたは光出力とは無関係に、出力電圧信号の一定の振幅を与えることができる。
本発明による光受信機回路は、所与の入力電流信号レベルに適合されたそれのトランスインピーダンス増幅器回路の等価トランスインピーダンスの自動調整を有利に可能にし、出力信号の所望の正確なレベル、例えば、出力電圧信号の振幅を光受信機によって取得して出力することができる。
本発明による光受信機回路の設計は、特に、複数の利得増幅器段に起因して、光受信機のより高い等価帯域幅も与える。
本発明による光受信機に使用される光受信機回路の設計は、例えばいわゆるパルス振幅変調（ＰＡＭ）技術に基づいて線形変調される発光ダイオードからの光入力信号などの高度な光変調方式を受信し処理するためにも理想的に適している。
従来の二値オンオフキーイング変調とは対照的に、パルス振幅変調（ＰＡＭ）技術では、複数のビットにマッピングされる複数の離散パルス振幅レベルを使用して情報を伝達することができる。例えば、各振幅レベルは、複数のビット、例えばビット対を表し、１つの振幅レベルが２ビット以上を送信することができ、それによって光通信システムの帯域幅効率を増加させることができる。
加えて、本発明による光受信機回路は、光通信システムの可能なさらなる後続の構成要素またはブロックのノイズ寄与を無視するのに十分高い振幅または信号対ノイズ比をともなって、入力信号、例えば入力電流信号または入力光電流信号の、出力信号、例えば出力電圧信号への変換を容易にする。
トランスインピーダンス増幅器回路の複数の利得増幅器段は、トランスインピーダンス増幅器回路の出力ノードを分離するよう、ユニティゲイン増幅器またはボルテージフォロワが後に続くことができる。
利得増幅器段の少なくともいくつかは、利得増幅器と、それぞれの利得増幅器段の利得を制御するための少なくとも１つのローカルプログラマブルフィードバック抵抗とを含むことができ、自動利得制御構成要素は、直流分再生構成要素によって出力される信号に基づいて利得増幅器段のローカルプログラマブルフィードバック抵抗の少なくともいくつかを制御するようにさらに構成される。
それぞれの利得増幅器段の利得を制御するための前記ローカルプログラマブルフィードバック抵抗は、とりわけ、光受信機回路のフィードバック安定性を保証するのに役立つことができる。
光受信機回路のトランスインピーダンス増幅器回路の等価トランスインピーダンスを制御するための少なくとも１つのプログラマブルフィードバック抵抗は、トランスインピーダンス増幅器回路の入力とトランスインピーダンス増幅器回路の出力信号との間に配置され得る。
光受信機回路は、さらに、トランスインピーダンス増幅器回路の等価トランスインピーダンスを制御するための例示的な複数のプログラマブルフィードバック抵抗をさらに備えることができ、トランスインピーダンス増幅器回路の等価トランスインピーダンスを制御するためのプログラマブルフィードバック抵抗の少なくともいくつかは、トランスインピーダンス増幅器回路の入力と異なる利得増幅器段の出力との間に接続され得る。
さらに、光受信機回路のプログラマブルフィードバック抵抗は電圧制御されることができ、自動利得制御構成要素は、いくつかまたはすべてのプログラマブルフィードバック抵抗、すなわち、例えば、それぞれの利得増幅器段の利得を制御するための少なくとも１つのローカルプログラマブルフィードバック抵抗と、直流分再生構成要素によって出力される信号に基いてトランスインピーダンス増幅器回路の等価トランスインピーダンスを制御するための少なくとも１つのプログラマブルフィードバック抵抗との両方と、通信状態にあることができることが注目される。
このようにして、例えば光受信機回路のプログラマブル抵抗の大部分またはすべてを同時に制御することができる。
例示的な光受信機回路は、トランスインピーダンス増幅器回路の入力と出力信号との間に接続され、トランスインピーダンス増幅器回路の最大等価トランスインピーダンスを制限するための固定抵抗をさらに備えることができる。
さらに、例示的な光受信機回路の直流分再生構成要素は、受信された電流信号のＤＣ成分を減算するように構成されることができ、自動利得制御構成要素は、さらに、減算されたＤＣ成分のコピーに基づいて、トランスインピーダンス増幅器回路の等価トランスインピーダンスを制御するために構成することができる。
受信された電流信号の減算されたＤＣ成分は、入力電流レベルの良好な推定値を与えることができ、受信された電流信号の減算されたＤＣ成分を直接用いて等価トランスインピーダンスを設定することにより所望の出力電圧値を得ることができる。したがって、この例示的な直流分再生構成要素の設計は、とりわけ、最大出力電圧振幅を絶えず監視するという困難な作業を省くことができる。
例示的な光受信機回路はさらに２つの光検出器を備えることができ、一方の光検出器は光信号を受信するように構成され、他方の光検出器は光信号から遮蔽され、トランスインピーダンス増幅器回路は差動トポロジーを有することができ、例えば、トランスインピーダンス増幅器回路の一方の分岐、例えば正の分岐は、光信号を受信するように構成される光検出器に接続され、トランスインピーダンス増幅器回路の他方の分岐、例えば負の分岐は、光信号から遮蔽される光検出器に接続されている。
代替的に、例示的な光受信機回路は差動トポロジーを有するトランスインピーダンス増幅器回路であり得、例えば、トランスインピーダンス増幅器回路の一方の分岐、例えば正の分岐は、光信号を受信するように構成される光検出器に接続され、トランスインピーダンス増幅器回路の他方の分岐、例えば負の分岐は、フォトダイオードの等価な電気的なモデル、例えば抵抗および／またはキャパシタを備える回路に接続される。
光受信機回路またはトランスインピーダンス増幅器回路のこのような例示的な差動トポロジーは、例えば、電源除去比（ＰＳＲＲ）および／または同相モード除去比（ＣＭＲＲ）および／または光受信機回路もしくはトランスインピーダンス増幅器回路の共通ノイズ耐性を改善することができるという利点を有する。
さらに、例示的な光受信機回路においては、利得増幅器段の利得を制御するためのローカルプログラマブルフィードバック抵抗の少なくともいくつかは、利得増幅器段のいくつかのローカル入力および出力に接続され得る。
加えて、利得増幅器段の利得を制御するためのローカルプログラマブルフィードバック抵抗の少なくともいくつかは、利得増幅器段のいくつかの出力を短くするように構成されることができる。
さらに、光受信機回路は、例えば、オプションで、または付加的に、トランスインピーダンス増幅器回路の最後の利得増幅器段の出力を短くするように構成することができる少なくとも１つのプログラマブルシャント抵抗を備えることができる。しかしながら、トランスインピーダンス増幅器回路の他の利得増幅器段にもシャント抵抗を用いることも考えられる。
光受信機回路は、さらに、差動対、例えばカスコード接続されたトランジスタを、抵抗負荷、Ｒｌｏａｄ、もしくは活性負荷、例えばＰチャネル金属酸化物半導体電界効果トランジスタＰＭＯＳ負荷とともに含み得る少なくとも１つの利得増幅器段を備えることができる。
カスコード接続されたトランジスタは、とりわけ、入力差動対の等価インピーダンスを増加させることができ、それによって、より高い利得を得ることができる。
加えて、光受信機回路の少なくとも１つ、いくつか、または各利得増幅器段は、光検出器の逆バイアス電圧を制御することに対して好適な信号を与えるための同相モード制御回路を含むことができる。
例示的な光受信機回路は、さらに、以下のステップの１つ、いくつか、またはすべてを実行するように構成され得る：
・少なくとも１つの光検出器によって生成された電流信号の平均電流を、例えば、直流分再生構成要素によって出力される電流のコピーに基づいて計算するステップと、
・計算された平均電流を使用して、トランスインピーダンス増幅器回路の必要な等価トランスインピーダンスを計算し、トランスインピーダンス増幅器回路の等価トランスインピーダンスを制御して、入力電流信号の異なる電流範囲に対して、一定の出力電圧振幅を与えるためのステップと、
・光受信機回路の安定性を改善するために、利得増幅器段の利得を低減するステップ。
ここで、計算された平均電流を用いてトランスインピーダンス増幅器回路の必要な等価トランスインピーダンスを計算するステップは、例えば、プログラマブルフィードバック抵抗の好適な構成を判断または計算して、トランスインピーダンス増幅器回路の等価トランスインピーダンスを制御して、入力電流信号の異なる電流範囲に対して、一定の出力電圧振幅を与えるためのステップをさらに含む。
前記ステップは、例えば、自動利得制御構成要素によって実行または制御することができる。
さらに、光受信機回路または自動利得制御構成要素は、トランスインピーダンス増幅器回路の等価トランスインピーダンスを制御するための以下のステップのうちの１つ、いくつか、またはすべてを実行するように構成することができる：
・直流分再生構成要素によって出力される電流を使用して、トランスインピーダンス増幅器回路の必要な等価トランスインピーダンスを計算するステップと、
・トランスインピーダンス増幅器回路の入力と出力との間に接続される少なくとも１つのプログラマブルフィードバック抵抗のインピーダンスを低減することによって、トランスインピーダンス増幅器回路の等価トランスインピーダンスの低減を開始するステップと、
・トランスインピーダンス増幅器回路の入力と出力との間に接続される少なくとも１つのプログラマブルフィードバック抵抗のインピーダンスが所与の最小値に設定されると、トランスインピーダンス増幅器回路の入力と異なる利得増幅器段の出力との間に接続される可能なさらなるプログラマブルフィードバック抵抗のインピーダンスを順次減少させることを、例えば、トランスインピーダンス増幅器回路の入力と最後の利得増幅器段の出力との間に接続されるプログラマブルフィードバック抵抗のインピーダンスの低減で開始することによって、行なうステップ。
さらに、光受信機回路の自動利得制御構成要素は、以下のステップを実行するようにさらに構成することができる：
・利得増幅器段の利得の制御を、利得増幅器段のローカルプログラマブルフィードバック抵抗の抵抗フィードバックをシーケンスで制御、例えば低減することによって、例えば、最後の利得増幅器段のローカルプログラマブルフィードバック抵抗の抵抗フィードバックを制御、例えば低減し始めることによって、行なうステップ。
上述の例示的なステップは、トランスインピーダンス増幅器回路の等価トランスインピーダンスを制御し、光受信機回路の安定性を改善するための例示的制御ステップおよび／または例示的シーケンスを与える。
特に、これらの例示的なステップは、光受信機回路のトランスインピーダンス増幅器回路の等価トランスインピーダンスの線形スケーリングを改善することができる。
さらに、本明細書で例示的に説明した光受信機回路の自動利得制御構成要素は、連続的かつ線形利得制御および連続的かつ線形等価トランスインピーダンス制御、すなわち、離散的ステップに基づかない線形利得および等価トランスインピーダンス制御を提供することができる。
例示的な光受信機回路では、プログラマブルフィードバック抵抗のいくつかまたは各々は、並列に接続された複数のトランジスタを備えることができ、プログラマブルフィードバック抵抗の抵抗は、それらのトランジスタのゲート電圧を介して制御され、プログラマブルフィードバック抵抗のトランジスタの一部またはすべては異なる特性を有し得、例えば、スケールまたはサイズにおいて異なり得、例えば、それらのゲート幅対ゲート長比において異なり得、例えば、それらのゲート幅対ゲート長比において、それぞれのプログラマブルフィードバック抵抗の最初のトランジスタから最後のトランジスタまで、増大し得る。
前記トランジスタの可能な異なる特性は、とりわけ、線形性の問題を低減し、フルダイナミックレンジに対してオーム領域でプログラマブルフィードバック抵抗の動作を改善することができる。
さらに、光受信機回路のプログラマブルフィードバック抵抗のトランジスタは、シーケンスで活性化されるように構成され得、例えば、それぞれのプログラマブルフィードバック抵抗の最初のトランジスタから最後のトランジスタまでシーケンスで活性化されるように構成され得ることが考えられ得る。
さらに、より小さいゲート幅対ゲート長比からより大きなゲート幅対ゲート長比へのトランジスタの順次の活性化が可能である。
光受信機回路のプログラマブルフィードバック抵抗のトランジスタのこのような例示的な順次の活性化は、等価トランスインピーダンス遷移の線形性、例えば低い等価トランスインピーダンス値から高い等価インピーダンス値への等価トランスインピーダンス遷移の線形性を改善することができる。
さらに、光受信機回路のプログラマブルフィードバック抵抗は、異なる数の前記トランジスタを、異なるトランジスタ特性、例えばスケールまたはサイズの違い、例えばゲート幅対ゲート長比の違いとともに、含むことができることが指摘される。
光受信機回路の例示的な直流分再生構成要素は順次電圧発生器を備えることができる。
例示的な順次電圧発生器は複数のスケーリングされたトランジスタを含むことができ、前記スケーリングされたトランジスタは、直流分再生構成要素のＤＣ電流出力を増加させて、例えば、連続する電圧制御ビットの組を生成して、直流分再生構成要素のＤＣ電流出力を生成することができるトランジスタのゲート電圧を制御するために構成することができる。
特に、直流分再生構成要素の任意選択肢的な順次電圧発生器は、トランスインピーダンス増幅器回路の入力から除去されるべきＤＣ入力電流成分を生成するよう、前記複数の並列のスケーリングされたトランジスタを順次活性化させることができる。
加えて、直流分再生構成要素は、トランスインピーダンス増幅器回路の出力に接続されるローパスフィルタを含むことができ、ローパスフィルタの出力は、順次電圧発生器のための入力として使用され、例えば、順次電圧発生器の出力はＤＣ電流出力を生成するいくつかの並列トランジスタのゲート電圧を制御するために用いることでき、直流分再生構成要素のＤＣ電流出力は、光受信機回路のトランスインピーダンス増幅器回路の入力に接続され得る少なくとも１つの光検出器の出力に接続されることができる。
このような例示的な直流分再生構成要素は、とりわけ、フォトダイオード出力電流のＤＣ成分を除去し、トランスインピーダンス増幅器回路に注入されるノイズを低減し、光受信機回路の改善された性能をもたらすことができる。
さらに、光受信機回路は、例えば、上述したトランスインピーダンス増幅器回路のスケーリングされたバージョンとすることができるダミートランスインピーダンス増幅器回路を含むことができる自動利得制御構成要素を備えることができる。
前記ダミートランスインピーダンス増幅器回路は、それにより、複数のダミー利得増幅器段を備え、ダミートランスインピーダンス増幅器回路は、直流分再生構成要素によって出力されるＤＣ電流のコピーを入力として受け取るように構成することができる。
任意選択肢的な例示的なダミートランスインピーダンス増幅器回路は、受信された入力電流信号を電圧信号に変換して、トランスインピーダンス増幅器回路の等価トランスインピーダンスを制御するための出力信号を生成するようにさらに構成されることができる。
したがって、各ダミー利得増幅器段は、例えば、ダミー利得増幅器と少なくとも１つのダミーローカルプログラマブルフィードバック抵抗とを含むことができる。
例えば、ダミートランスインピーダンス増幅器回路は、元のトランスインピーダンス増幅器回路よりも狭い帯域幅を有してもよいが、例えば、正しい較正を保証するために同じＤＣ特性を有することができる。
可能な例示的なダミートランスインピーダンス増幅器回路は、したがって、ダミープログラマブルフィードバック抵抗の所与のプログラミングされた状態に対する等価トランスインピーダンスが、プログラマブルフィードバック抵抗の同じプログラミングされた状態で構成されるトランスインピーダンス増幅器の等価トランスインピーダンスと同じであることができる。
その上、例示的な自動利得制御構成要素は、以下のステップの１つ、いくつか、またはすべてを実行するように構成され得る：
・直流分再生構成要素によって出力されるＤＣ電流のコピーを、ダミートランスインピーダンス増幅器回路の入力として使用して、この電流を必要なトランスインピーダンスに比例する電圧に変換するステップと、
・ダミートランスインピーダンス増幅器回路の出力を所与の基準電圧と比較し、この比較に基づいて、ゲート制御電圧の組を生成して、ダミートランスインピーダンス増幅器回路のトランスインピーダンスをダミープログラマブルフィードバック抵抗によってプログラミングするステップと、
・生成されたゲート制御電圧を用いて、トランスインピーダンス増幅器回路の等価トランスインピーダンスを、トランスインピーダンス増幅器回路の出力電圧振幅を所望の値に設定する値に設定するステップ。
加えて、元のトランスインピーダンス増幅器回路と比較して、ダミートランスインピーダンス増幅器回路のスケールを最適化して、エネルギーおよび消費電流を低減することができる。
光通信システムで使用される例示的な光受信機は、上述した構成のいずれかによる、および／または上述の例示的な特徴の任意の可能な組み合わせによる、少なくとも１つの光受信機回路を備えることができる。
要約すると、光通信システムで使用するための光受信機回路または光受信機の、例示的に上記された構成は、とりわけ以下の利点のいくつかまたはすべてを提供することができる：
・線形変調に基づく高速光通信に対応するために、広いダイナミックレンジの光出力入力レベル、例えば−２４ｄＢｍから０ｄＢｍ以上にわたる高帯域幅および高線形性
・自動および線形利得制御光受信機回路
・広い等価トランスインピーダンス範囲、例えば数オームから数百キロオーム、例えば５００オームから３００キロオーム
・一定の出力振幅
・安定性
・連続的な利得制御、つまり、離散的ステップに基かない
・オーム領域におけるトランジスタの動作
・入力換算ノイズを最小限に抑える
・トランスインピーダンス増幅器回路および直流分再生の閉ループ応答に対して一定の低周波コーナーを維持
・充分な差動動作により、充分な電力供給比（ＰＳＲＲ）および充分な同相モード除去比（ＣＭＲＲ）および差動ノイズ除去を保証
・技術プロセスおよび温度変動に対する適応性
・光検出器、例えばフォトダイオードで適切な逆バイアス電圧を維持するための同相モード制御、
・プログラマブルフィードバック抵抗のための順次電圧制御および入力直流分再生制御。
以下の図は例示的に示す。
光受信機回路の部品、例えば例示的なトランスインピーダンス増幅器回路および例示的なフォトダイオードの例示的な概略的な構成の図である。 光受信機回路の例示的な概略的な構成を示す図である。 光受信機回路のさらに例示的な概略的な構成の図である。 例示的な入力電流信号の例示的な時系列の図である。 利得増幅器段の例の図である。 例示的な同相モード制御回路の図である。 例示的なインピーダンス制御シーケンスの図である。 プログラマブルフィードバック抵抗の例示的な構成の図である。 例示的なプログラマブルフィードバック抵抗におけるトランジスタの例示的な活性化シーケンスの図である。 例示的な直流分再生構成要素構成の図である。 ＤＣ入力電流に依存する例示的な電圧生成シーケンスの図である。 例示的なトランスインピーダンス増幅器回路の例示的な閉ループ応答の図である。 例示的な順次電圧制御構成の図である。 自動利得制御構成要素の例示的な構成の図である。 光通信システムの例の図である。
図１は、例示的なトランスインピーダンス増幅器回路１０１および例示的なフォトダイオード１０４を含む光受信機回路の部品１００の可能な構成を例示的に示す。
特に、例示的なトランスインピーダンス増幅器回路１０１は、少なくとも１つの光検出器１０４から入力電流信号を受信するよう入力１０２とともに示され、受信された入力、例えば入力電流信号を出力電圧信号１０３に変換して、トランスインピーダンス増幅器回路の出力信号１０３を生成するように構成されている。
この例では、直流分再生構成要素および自動利得制御構成要素は示されていない。
さらに、トランスインピーダンス増幅器回路１０１は、例示的な複数の利得増幅器段、例えば、例示的な利得増幅器段１２３，１２４，１２５，１２６を含むことが例示的に示されている。他の任意の数の利得増幅器段を同様に実施することができる。
例示的な利得増幅器段１２３，１２４，１２５，１２６は、例示的な利得増幅器１１９，１２０，１２１，１２２および例示的なローカルプログラマブルフィードバック抵抗（Ｒｌｆ）１０５，１０９，１０６，１１０，１０７，１１１，１０８および１１２を含む。
さらに、トランスインピーダンス増幅器回路１０１の等価トランスインピーダンスを制御するための例示的な複数のさらなるプログラマブルフィードバック抵抗１１３、１１８、１１４、１１７、１１５および１１６が示される。
完全性を期すために、トランスインピーダンス増幅器回路１０１の入力１０２と出力すなわち出力信号１０３との間に接続されるか、またはトランスインピーダンス増幅器回路１０１の入力１０２と異なる利得増幅器段の出力との間に接続される、トランスインピーダンス増幅器回路１０１の等価トランスインピーダンスを制御するためのプログラマブルフィードバック抵抗は、グローバルプログラマブルフィードバック抵抗とも呼ばれる。
さらに、ローカルプログラマブルフィードバック抵抗１０５および１０９は、単一の／第１の利得増幅器段１２３のみを使用／有する場合に、トランスインピーダンス増幅器回路１０１の（等価）トランスインピーダンスを制御するための（グローバル）プログラマブルフィードバック抵抗としても理解できることに留意されたい。
トランスインピーダンス増幅器回路１０１の等価トランスインピーダンスを制御するための例示的なシーケンスは、
・プログラマブルフィードバック抵抗１１３，１１８，Ｒｇｆ４の抵抗を低減すること
・プログラマブルフィードバック抵抗１１４，１１７，Ｒｇｆ３の抵抗を低減すること
・プログラマブルフィードバック抵抗１１５，１１６，Ｒｇｆ２の抵抗を低減すること
・プログラマブルフィードバック抵抗１０５，１０９，Ｒｆ１の抵抗を低減することを含んでもよい。
トランスインピーダンス増幅器回路１０１の利得を制御するための例示的なシーケンスは、
・プログラマブルフィードバック抵抗１０８，１１２，Ｒｌｆ４の抵抗を低減すること
・プログラマブルフィードバック抵抗１０７，１１１，Ｒｌｆ３の抵抗を低減すること
・プログラマブルフィードバック抵抗１０６，１１０，Ｒｌｆ２の抵抗を低減すること
・プログラマブルフィードバック抵抗１０５，１０９，Ｒｆ１の抵抗を低減することを含んでもよい。
図２は、光受信機回路２００のさらなる可能な構成を示す。前記例示的な光受信機回路２００は、自動利得制御構成要素２０４および直流分再生構成要素２０５を備えることができ、前記直流分再生構成要素２０５は、とりわけ、ローパスフィルタ２０８を含むことができる。
さらに、光受信機回路２００は、入力２０２および出力２０３ならびに例示的な複数の利得増幅器段を有する例示的なトランスインピーダンス増幅器回路２０１を備え、例示的な複数の利得増幅器段からは、例示的なサブセット、すなわち利得増幅器段２０９，２１０，２１１のみが明示的に示されている。
前記利得増幅器段は、図１に示すトランスインピーダンス増幅器回路と同様に、例示的な利得増幅器２１２，２１３，２１４と、例示的なローカルプログラマブルフィードバック抵抗２１５，２１６，２１７，２１８，２１９および２２０とを備えることができる。
さらに、最後の利得増幅器段２１１の出力を短絡することができる例示的なシャントプログラマブル抵抗２２４が示されている。
また、トランスインピーダンス増幅器回路２０１は、トランスインピーダンス増幅器回路の等価トランスインピーダンスを制御するための複数のプログラマブルフィードバック抵抗、例えばグローバルプログラマブルフィードバック抵抗２２６，２２７を含んでもよく、トランスインピーダンス増幅器回路の等価トランスインピーダンスを制御するための前記プログラマブルフィードバック抵抗、例えばグローバルプログラマブルフィードバック抵抗２２６，２２７を、トランスインピーダンス増幅器回路２０１の入力２０２とトランスインピーダンス増幅器回路２０１の出力２０３との間に、またはトランスインピーダンス増幅器回路２０１の入力２０２と異なる利得増幅器段の出力との間に接続することができる。
加えて、トランスインピーダンス増幅器回路２０１の入力と出力との間に並列に接続された固定抵抗２２１，２２５を用いて、トランスインピーダンス増幅器回路２０１の等価トランスインピーダンスの最大値を制限することができる。さらに、最後の利得増幅器段２１１の出力を分離することができる例示的なバッファ２２２，２２３が示されている。
さらに、例示的な光受信機回路２００は、２つの光検出器、例えばフォトダイオード２０６，２０７を含むことができ、一方の光検出器２０７は入力光信号を受信するように構成され、他方の光検出器２０６は入力光信号から遮蔽され、トランスインピーダンス増幅器回路２０１は差動トポロジーを有することができ、トランスインピーダンス増幅器回路２０１の一方の分岐２２８、例えば正の分岐は、光信号を受信するように構成される光検出器２０７に接続され、トランスインピーダンス増幅器回路２０１の他方の分岐２２９、例えば負の分岐は、光信号から遮蔽される光検出器２０６に接続されている。しかしながら、例えば、トランスインピーダンス増幅器回路の前記可能な負の分岐は、光検出器の等価な電気的なモデル（図示せず）、例えばフォトダイオードの等価な電気的なモデル、例えば抵抗および／またはキャパシタを備える回路に接続されることもできると考えられる。
そのような可能な差動構成はとりわけ、電力供給比（ＰＳＲＲ）および同相除去比（ＣＭＲＲ）ならびに一般的なノイズ耐性を改善することができる。
上に記載されるように、自動利得制御構成要素２０４は、光受信機回路２００のいくつかまたはすべてのプログラマブルフィードバック抵抗と、すなわち、例えば、それぞれの利得増幅器段の利得を制御するためのローカルプログラマブルフィードバック抵抗２１５，２１６，２１７，２１８，２１９，２２０と、直流分再生構成要素２０５によって出力される信号に基いてトランスインピーダンス増幅器回路の等価トランスインピーダンスを制御するためのプログラマブルフィードバック抵抗２２６，２２７の一部または全部との両方と、通信状態にあることができる。
完全性を期すために、図２に示すＲｃｔｒｌ＜Ｍ＋１：Ｎ＞およびＲｃｔｒｌ＜Ｍ＋１：Ｎ＞という用語は、プログラマブルフィードバック抵抗に含まれる可能な複数のトランジスタを参照するものとして理解できることに留意されたい。前述のように、前記プログラマブルフィードバック抵抗は活性化シーケンスに従うことができ、例えば、抵抗２２６，２２７，２１９，２２０が最初に活性化され、その後抵抗２１５，２１６，２１７，２１８が活性化され得る。
図３は、本発明のいくつかの態様をよりよく理解する目的で、光受信機回路３００の可能な構成を例示している。
前記例示的な光受信機回路３００は、自動利得制御構成要素３０７および直流分再生構成要素３０８を備えることができ、前記直流分再生構成要素３０８は、とりわけ、ローパスフィルタ（図示せず）を備えることができる。
さらに、光受信機回路２００は、入力３０１および出力３０２と、例示的な利得増幅器段３１２とを有する例示的なトランスインピーダンス増幅器回路３０３を備える。
前記利得増幅器段３１２は、前述のトランスインピーダンス増幅器回路と同様に、例示的な利得増幅器３０４と、示されている例では、グローバルプログラマブルフィードバック抵抗としても機能することができる例示的なローカルプログラマブルフィードバック抵抗３０５および３０６とを備え、直流分再生構成要素３０８から出力された信号に基づいて、トランスインピーダンス増幅器回路３０３のトランスインピーダンスを制御して、入力電流信号の異なる電流範囲に対して一定の出力電圧振幅を与えることができる。
利得増幅器段の利得は、好ましくは、等価トランスインピーダンス値が高い場合に、電流−電圧トランスインピーダンス増幅器応答の最大帯域幅を得るために、十分に高くあるべきである。
好ましくは、上述したように、トランスインピーダンス増幅器回路は、したがって、２つ以上の利得増幅器段を含むことができる。
特に、および一般に、トランスインピーダンス増幅器回路の、より高い（等価）トランスインピーダンスの、より高い帯域幅は、利得増幅器段の利得増幅器の、より高い利得を必要とする、と考える。
例えば、３ｄＢポイントに対するトランスインピーダンス増幅器回路の帯域幅ω−３ｄＢは、以下のように近似することができ、
例えば、Ａ０は利得増幅器段の利得増幅器の開ループ利得であり、ＲＦはフィードバック抵抗の等価抵抗であり、ＣＦは利得増幅器の全体の等価入力キャパシタンスである。
例えば、約１５０ＭＨｚの帯域幅およびＲＦ≒２００ｋΩおよびＣＦ≒４ｐＦの例示的な値に対して、少なくとも約６０ｄＢのＤＣ利得が必要とされるであろう。
さらに、トランスインピーダンス増幅器回路３０３は、トランスインピーダンス増幅器回路の出力ノードを分離するよう、出力バッファ３１１、例えばユニティゲイン増幅器またはボルテージフォロワを含むかまたはそれが後に続くことができる。
図２に類似して、例示的な光受信機回路３００は２つの光検出器、例えばフォトダイオード３１０、３０９を備えることができ、一方の光検出器３０９は入力光信号を受信するように構成され、他方の光検出器３１０は入力光信号から遮蔽され、トランスインピーダンス増幅器回路３０３は差動トポロジーを有することができ、トランスインピーダンス増幅器回路３０３の一方の分岐、例えば正の分岐は、光信号を受信するように構成される光検出器３０９に接続され、トランスインピーダンス増幅器回路３０３の他方の分岐、例えば負の分岐は、光信号から遮蔽される光検出器３１０に接続されている。しかしながら、例えば、トランスインピーダンス増幅器回路の前記可能な負の分岐は、光検出器の等価な電気的なモデル（図示せず）、例えばフォトダイオードの等価な電気的なモデル、例えば抵抗および／またはキャパシタを備える回路に接続されることもできると考えられる。
完全性を期すために、光検出器、例えば、フォトダイオード３０９は、説明のためだけにＶＤＤに接続されているが、フォトダイオードの性質に応じて、アノードから接地などの他の接続も可能である。
図４は、例示的な入力電流信号４０１、例えば光検出器、例えばフォトダイオード（図示せず）からの例示的な光電流信号の時系列４００を示す。
この図は、所与の平均的な光学的光出力レベル（すなわち、所与のファイバ長、温度、プロセスなど）に対する送信信号の過渡的展開を示す。示される時間スケールは、例えば、１００ＭＨｚまたはＧＨｚのオーダーであり得る。
図示のように、例示的な入力電流信号４０１は、最大入力電流レベル４０２と最小入力電流レベル４０４との間で変動し得、参照番号４０３で示される平均入力電流レベルを有してもよい。
最大入力電流レベル４０２と最小入力電流レベル４０４との間の差は、入力電圧揺れまたは入力電流の変動を規定することができる。
例えば、アナログ送信の場合、これら２つの値４０２，４０４の間で送信信号は任意の値をとることができ、光受信機（回路）はそれをデジタル送信される信号として解釈することを担う。
平均電流４０３は、受信された入力信号のＤＣ成分を表す。このＤＣ成分は、必ずしも受信機において送信信号を再構築するよう必要とはされないので、例えば、図３の直流分再生構成要素３０８などの直流分再生構成要素によって除去することができる。
さらに、平均入力電流４０３は、受け取られた光電流の最大入力振幅の良好な推定を与えることができる。光伝送において、ＩｍａｘとＩｍｉｎとの間の差は、以下の関係式によって与えられる。
ＥＲは消光比として知られており、所与の通信プロトコルに対して規定することができる。
したがって、所与のＥＲについて、最大入力電流揺れの計算を、平均電流４０３を使用して、トランスインピーダンス増幅器の等価トランスインピーダンスを適応させて、トランスインピーダンス増幅器の出力において規定された出力電圧揺れを得るために、行なうことができる。
受け取った光出力のレベルに応じて、平均電流変動は３桁までの大きさまたはそれ以上になり得ることに注目することが重要である。
図５は、利得増幅器５００、例えば、第１の利得増幅器段（図示せず）の利得増幅器を示す。
この例では、利得増幅器は、カスコード接続されたトランジスタを抵抗負荷Ｒｌｏａｄ５０１とともに含むことができる。
抵抗負荷Ｒｌｏａｄの代わりに、利得、入力換算ノイズおよびコーナー変動の間の所望のバランスを最適化するときには、ＰＭＯＳ（ｐチャネル金属酸化物半導体）負荷を使用することもできる。
カスコード接続されたトランジスタは、カスコード接続されたＮＭＯＳ（ｎチャネル金属酸化物半導体）電界効果トランジスタとすることができ、それは、とりわけ、トランスインピーダンス増幅器回路（図示せず）の電流ノイズ特性を改善することができ、なぜならば、トランスインピーダンス増幅器回路の入力換算ノイズは、入力差動対の等価トランスコンダクタンスおよび等価入力キャパシタンスに反比例し得るからである。
しかしながら、ＰＭＯＳ（ｐチャネル金属酸化物半導体）電界効果トランジスタのような他のトランジスタタイプも可能である。
さらに、バイポーラ（バイポーラ接合トランジスタ技術）、ＢｉＣＭＯＳ（バイポーラ接合トランジスタ技術と相補型金属酸化物半導体技術との組み合わせ）、ＧａＡｓ（ガリウム砒素）に基づく技術などの他の技術も、利得増幅器５００の実現に使用され得る。
カスコード接続されたトランジスタは、とりわけ、より高い利得を得るために、（トランスインピーダンス増幅器回路の）入力差動対５０４，５０５の等価インピーダンスを増加させることができる。
利得増幅器の利得および出力インピーダンスは、トランスインピーダンス増幅器回路（図示せず）の等価トランスインピーダンスでスケーリングすることができる。
入力差動対のバイアス電流Ｉｂｉａｓ５０３は、とりわけ、光受信機回路における可能なプロセス／電圧／温度（ＰＶＴ）変動に沿って一定のトランスコンダクタンスを維持するトランスコンダクタンス制御回路（図示せず）から得ることができ、それによって、すべての条件下での光受信機回路の安定性制御、線形性およびノイズ性能を改善する。
言い換えれば、バイアス電流Ｉｂｉａｓ５０３は、ＰＶＴ変動と共に変動して、すべてのＰＶＴ変動に対して利得を一定に保つことを容易にし、それによって、とりわけ、閉ループ応答を容易にし、すべてのコーナーで同様の性能を維持することができる。
さらに、利得増幅器５００は、入力光検出器、すなわち入力フォトダイオードの逆バイアス電圧を制御するための同相モード制御構成要素５０２を備えることができる。これはとりわけ、出力同相電圧の制御および安定性を改善することができ、可能な後続の利得増幅器段の性能を改善することができる。
上述の構成およびトポロジーを、第１の利得増幅器段の利得増幅器に埋め込んで、トランスインピーダンス増幅器回路の入力換算ノイズを改善することができるが、他の可能な後続段も、同様の構成およびトポロジーに従うことができる。
図６は、光受信機回路（図示せず）のトランスインピーダンス増幅器回路の利得増幅器段の利得増幅器において実現することができる例示的な同相モード制御回路構成要素６００を示し、つまり、例えば、すべての利得増幅器は同相モード制御回路構成要素を有することできる。
同相モード制御回路構成要素は、入力差動対を通りトランスコンダクタンス特性および機能性を維持する電流の量に著しく影響を及ぼすことなく、バイアス電流Ｉｂｉａｓの変動を補償する働きをすることができる。
この例では、同相モード制御回路構成要素６００は、利得増幅器段（図示せず）の出力インピーダンスを変更しないようにするために、２つの大きな抵抗６０２，６０３によって、利得増幅器段（図示せず）の出力ノードをサンプリングすることができる。
前記大きな抵抗６０２，６０３は、例えば、数百キロオームから数メガオームの範囲の抵抗値を有することができる。
これにより、同相モードを基準値６０１、ＶＣＭと比較することができ、その差は、例えば１ｋＨｚトランスコンダクタンスキャパシタンスフィルタによってローパスフィルタ処理することができる。
同相モードは、次いで、出力ノードから、対応する電流を、例えばＮＭＯＳトランジスタなどのトランジスタによって減算することによって、調整することができる。
完全性を期すために、同相モード制御回路構成要素トポロジーは、提案されるトランスコンダクタンスキャパシタンス方式またはＭＯＳトランジスタに限定されず、同相モード制御回路構成要素は、上記の機能およびステップを実行する他の手段によっても実現され得ることが注記される。
図７は、安定した態様で光受信機回路（図示せず）のトランスインピーダンス増幅器回路の等価トランスインピーダンスを制御するための制御シーケンス７００の可能なステップを例示的に示す。
例示的なシーケンスステップは、例えば、自動利得制御構成要素（図示せず）によって実行することができ、以下のステップの１つ、いくつか、またはすべてを、変動するステップ順序で含み得る：
・ステップ７０１：光検出器、例えばフォトダイオードからの平均入力電流を計算する。
・ステップ７０２：計算された入力電流を用いて、必要とされるトランスインピーダンスを計算する。
・ステップ７０３：トランスインピーダンス増幅器回路のフィードバックループを開いた状態に維持しながら、トランスインピーダンス増幅器回路の入力と出力との間において接続されるプログラマブルフィードバック抵抗のインピーダンスの低減を開始することによって、トランスインピーダンス増幅器回路の等価トランスインピーダンスの低減を開始する。
・ステップ７０４：トランスインピーダンス増幅器回路の入力と出力との間に接続されるプログラマブルフィードバック抵抗のインピーダンスが所与の最小値に設定されると、最後の利得増幅器段の少なくとも１つのローカルプログラマブルフィードバック抵抗の抵抗フィードバックを低減することから始めて、利得増幅器段の抵抗フィードバックを低減する。
ステップ７０３および７０４と並行して、他の利得増幅器段の他のローカルプログラマブルフィードバック抵抗の抵抗フィードバックを低減して、他の利得増幅器段の利得を低減し、および光受信機回路のトランスインピーダンス増幅器回路の安定性をさらに制御することができる。
記載されたステップおよびシーケンスは例示的なものに過ぎず、プログラマブルフィードバック抵抗／シャント抵抗によって異なる利得増幅器段の利得を移動させることを含む他のシーケンスも考えられ、同様に、トランスインピーダンス増幅器回路の入力と出力との間のインピーダンスを低減するための他のステップおよび手段も可能である。
図８は、プログラマブルフィードバック抵抗８００、例えばローカルもしくはグローバルプログラマブルフィードバック抵抗、またはトランスインピーダンス増幅器回路の入力と出力との間に接続されたプログラマブルフィードバック抵抗の実現例を示す。
例えば、例示的な光受信機回路（図示せず）では、プログラマブルフィードバック抵抗のいくつかまたは各々は、並列に接続された複数のトランジスタ８０２，８０３，８０４，８０５を備えることができ、プログラマブルフィードバック抵抗の抵抗はそれらのトランジスタ８０６、８０７、８０８、８０９のゲート電圧を介して制御され、プログラマブルフィードバック抵抗のトランジスタ８０２，８０３，８０４，８０５の一部またはすべては異なる特性を有することができ、例えば、スケールまたはサイズにおいて異なり得、例えば、それらのゲート幅対ゲート長比８１０，８１１，８１２、例えば、それらのゲート幅対ゲート長比において、それぞれのプログラマブルフィードバック抵抗の最初のトランジスタから最後のトランジスタまで、異なり得る。
前記トランジスタの可能な異なる特性は、とりわけ、線形性の問題を低減し、フルダイナミックレンジに対してオーム領域でプログラマブルフィードバック抵抗の動作を改善することができる。
例えば、ＭＯＳトランジスタ、例えば、ＣＭＯＳトランジスタは、ＶＤＳ＜ＶＤＳ，Ｓａｔのときにオーム領域で動作し、ＶＤＳはドレイン−ソース間電圧であり、ＶＤＳ，Ｓａｔは飽和領域に入るときのドレイン−ソース電圧であり、非線形挙動が生じる。
ＶＤＳ＝ＶＧＳ−Ｖｔｈであり、ＶＧＳはゲートソース電圧であり、Ｖｔｈは閾値電圧であるので、トランジスタは、例えば、ＶＧＳ動作点を最大にするように構成および設計されて、等価インピーダンスの全範囲に対する線形性の挙動を改善することができる。
さらに、例示的なシーケンス８０１に示すように、より小さいゲート幅対ゲート長比からより大きなゲート幅対ゲート長比へのトランジスタ８０２，８０３，８０４，８０５の順次の活性化が可能である。
光受信機回路のプログラマブルフィードバック抵抗のトランジスタのこのような例示的な順次の活性化は、等価インピーダンス遷移の線形性、例えば高い等価インピーダンス値から低い等価インピーダンス値への等価インピーダンス遷移の線形性を改善することができる。
図９は、プログラマブルフィードバック抵抗のトランジスタ（図示せず）の例示的ゲート幅対ゲート長依存９０２が実行されるときにおける、光受信機回路（図示せず）のプログラマブルフィードバック抵抗（図示せず）に対する等価インピーダンス９０１の可能な線形減少挙動９００を例示的に示す。
例えば、上述のものに類似の活性化シーケンスであり、より小さいゲート幅対ゲート長比からより大きなゲート幅対ゲート長比へのトランジスタの活性化を伴い、前記トランジスタは、プログラマブルフィードバック抵抗（図示せず）のゲート電圧９０３を制御する。
上述のプログラマブルフィードバック抵抗の設計、および十分に高い最適化されたＶＧＳ−Ｖｔｈレジームで動作するトランジスタの順次活性化は、フルダイナミックレンジにわたって良好な線形挙動を保証することができる。
完全性を期すために、示された可能な線形減少挙動９００は、トランスインピーダンス増幅器回路の等価トランスインピーダンス挙動に対しても有効であり得ることに留意されたい。
図１０ａは、可能な直流分再生構成要素構成１０００を例示しており、直流分再生構成要素は、ローパスフィルタ１００１を備えることができる。
直流分再生構成要素は、例えば、少なくとも１つの光検出器によって生成された電流信号つまり光電流の入力ＤＣ電流、すなわち平均電流Ｉａｖｇを閉ループ制御によって除去することができ、それはトランスインピーダンス増幅器回路（ＴＩＡ、図示せず）の出力電圧をローパスフィルタ処理することを伴ってＤＣ成分ＶＤＣを算出することができる。
ローパスフィルタ１００１の後には、順次電圧発生器１００２および電流源１００３が続き、それは、トランスインピーダンス増幅器入力から減算する等価ＤＣ電流を生成し、ＤＣ電圧の継続的な制御のために構成することができる順次電圧発生器によって生成される順次電圧制御電圧ＶＤＣによって制御される並列トランジスタの組によって構築することができる。
図１０ｂは、例えば、直流分再生構成要素構成１０００のような可能な直流分再生構成要素構成についての計算されたＤＣ電圧成分ＶＤＣに依存するＤＣ入力電流の線形挙動１００４を示す。
図１０ｃは、可能な直流分再生構成要素構成を伴う可能なトランスインピーダンス増幅器回路構成、例えば、直流分再生構成要素構成１０００および上述したトランスインピーダンス増幅器回路構成など、の閉ループ制御応答挙動１００６を例示的に示す。
直流分再生を伴うトランスインピーダンス増幅器回路閉ループ応答は、下側コーナー周波数または低周波数極１００５、ωｐｌが以下によって与えられ得るバンドパスフィルタを形成し得る：
Ｔｚ０は等価トランスインピーダンスであり、ｇｍ，ｃｓは電流源の等価トランスコンダクタンス、例えば図１０ａの電流源構成要素１００３の並列トランジスタの組であり、ＧＢＷＬＰＦは、ローパスフィルタの利得帯域幅積である。
前記下側コーナー周波数ωｐｌまたは低周波数極１００５は、すべての可能なトランスインピーダンス範囲に対して一定に保つことができ、それによって、とりわけ、光受信機回路によって処理される通信信号のベースライン徘徊を防止することができる。さらに、等価トランスコンダクタンスｇｍ，ｃｓは、等価トランスインピーダンスＴｚ０と共に移動することができる。
直流分再生構成要素によって生成されたＤＣ電流、すなわち直流分再生構成要素によって出力されたＤＣ電流信号は、例えば、図１０ａに示されるもののように、ＤＣ電圧出力が増加するにつれて順次活性化され得るスケーリングされたトランジスタのアレイによって生成することができる。
加えて、電流源の等価トランスコンダクタンスｇｍ，ｃｓを低減して、トランスインピーダンス増幅器の入力に注入される直流分再生の電流ノイズを低減することができる。電流源の順次電圧活性化の使用は、電流ノイズ注入を最小限にするのに役立ち得る。
記載された構成は、とりわけ、一定のＴｚ０・ｇｍ，ｃｓ積を維持することを可能にし、同時にトランスインピーダンス増幅器回路入力に注入されるノイズの量を低減することを可能にし、なぜならばこの構成で使用されるトランジスタは、例えば、図８で上述したように、それらのゲートソース電圧ＶＧＳ動作点を最大にするように構成され、設計され得るからである。
例えば、ゲートソース電圧ＶＧＳが高いほど、ｇｍ／ＩＤいわゆる反転係数が小さくなり、その結果、トランジスタのスペクトルノイズ密度が小さくなり、光受信機回路全体の性能が向上する。
完全性を期すために、使用可能なトランジスタはＭＯＳ（金属酸化物半導体）、例えばＣＭＯＳ（相補型金属酸化膜半導体）構成ベースの実現例に限定されないことに再度注意されたい。
図１１は、例えば、上述したような光受信機回路の直流分再生構成要素（図示せず）に使用可能な連続的電圧制御のための可能な順次電圧制御構成要素１１００を例示的に示す。
例示的な可能な順次電圧制御構成要素１１００は、入力電流基準Ｉｒｅｆと、ローパスフィルタ（図示せず）から来る信号Ｖｄｃとを受け取ることができ、それは、直流分再生構成要素（図示せず）の出力ＤＣ電圧に比例した電流Ｉｉｎに変換することができる。
前記変換された入力電圧依存電流Ｉｉｎは、基準電流Ｉｒｅｆのコピーのスケーリングされたもののアレイに沿って電流ミラー１１０４によってコピーすることができる。
示されているように、ダイオード接続されたトランジスタ、例えばダイオード接続されたＮＭＯＳトランジスタは、超過電流を電圧に変換し、それにより連続的なビットを構築することができ、例えばアレイに沿って最小値から最大値まで順次上昇することができる。
例えば、現在の入力電圧Ｖｄｃが小さい場合、すべての出力電圧１１０５，１１０６，１１０７は低い。
それにより、典型的な電圧は１Ｖ〜５Ｖの範囲内にあり得る。
例示的なシーケンス１１０１に示されるように、ＭＯＳトランジスタの幅対ゲート長比が異なるため、電圧Ｖｄｃが増加するにつれ、異なる出力電圧ＶＤＣ＜ｉ＞、１１０５，１１０６，１１０７（ｉは１より大きい自然数）が順次活性化される。
さらに、幅対ゲート長比の適切なサイズ決め、すなわち適切な寸法設定は、活性化シーケンスを正確に制御することができる。
図１２は自動利得制御構成要素１２００を例示的に示す。自動利得制御構成要素１２００によって実行される自動利得制御は、直流分再生構成要素（図示せず）およびダミートランスインピーダンス増幅器回路（ダミーＴＩＡ）１２０８と呼ばれる主トランスインピーダンス増幅器回路（ＴＩＡ）のスケーリングされたバージョンによって生成されたＤＣ電流１２０９に基づくことができる。
換言すれば、例示的な自動利得制御構成要素１２００は、例えば、ダミー利得増幅器１２０５およびダミープログラマブルフィードバック抵抗１２０６，１２０７を有する少なくとも１つのダミー利得増幅器段と、出力バッファとを含むことができる。
実際、ダミートランスインピーダンス増幅器回路１２０８は、例えば、主トランスインピーダンス増幅器回路（図示せず）と同数のダミー利得増幅器段と、同数のダミー利得増幅器と、同数のダミープログラマブルフィードバック抵抗とを有することができるが、それらの特性値および属性は、光受信機回路の正確な較正を容易にするために、より低い電力消費を有するが同じＤＣ特性（例えば、同じ等価ＤＣ利得および同じ等価トランスインピーダンス）を有するようにスケーリングすることができる。
さらに、少なくとも１つの光検出器によって生成された電流信号すなわち光電流のＤＣ電流すなわち平均電流Ｉａｖｇは、入力信号のＡＣ（交流）成分の振幅に比例することができる。
基準信号１２０１、例えば基準電圧は、主トランスインピーダンス増幅器回路出力（図示せず）で許容される最大出力電圧振幅を表すことができる。
ダミートランスインピーダンス増幅器回路１２０８に続く可能なブロックは、６０ｄＢまでまたはそれより大きい高い利得を有することができ、ダミートランスインピーダンス増幅器回路１２０８と基準電圧１２０１との差に比例した出力電圧を生成することができる。
前記ブロックは、順次電圧発生器１２０３をさらに備え、それは、直流分再生構成要素の可能な順次電圧発生器に類似し得る。
前記順次電圧発生器１２０３は、ダミートランスインピーダンス増幅器回路１２０８および主トランスインピーダンス増幅器回路の両方のプログラマブルフィードバック抵抗を駆動することができる電圧制御信号１２０２（Ｒｃｔｒｌ＜１：Ｎ＞）を順次形成することができる。
図１３は、光送信機１３０１と、光ファイバリンク１３０２、例えばプラスチックファイバと、光受信機１３０３とを含む光通信システム１３００の一例を示す。
この例示的な光通信システム１３００において、光送信機の発光素子、例えば、ＬＥＤ駆動回路１３０５により駆動される発光ダイオード（ＬＥＤ）１３０６が、光信号を出力し、それは、光ファイバリンク１３０２、例えばプラスチックファイバに供給され、それは光信号を受光素子、光受信機１３０３に導き、そこで光は例えばフォトダイオード１３０７によって受け取られる。フォトダイオード１３０７によって受け取られた光は光電流を生成し、それは、例えば、上述の例示的な構成に従い、それと整合するトランスインピーダンス増幅器回路（ＴＩＡ）１３０８によって、電気的な電圧出力信号１３０９に変換される。
さらに、この例示的な光通信システム１３００では、光受信機１３０３は、上述の光受信機回路の例示的な構成に従い、それと整合する光受信機回路１３０４を備える。
完全性を期すために、上述の光受信機回路の例示的な構成は、ＭＯＳ（金属酸化物半導体）構成に基づく実現例に限定されないことに留意されたい。上述の例示的な光受信機回路の構成の設計は、バイポーラ（バイポーラ接合トランジスタ技術）、ＢｉＣＭＯＳ（バイポーラ接合トランジスタ技術と相補型金属酸化物半導体技術との組み合わせ）、ＧａＡｓ（ガリウム砒素）に基づく技術などの他の技術など、任意の他の技術とも互換性がある。
１３個の図を含む１３枚のシートが続く。
参照番号は以下の構成要素を識別する。
１００ 光受信機回路の部品の例示的な概略構成
１０１ 例示的なトランスインピーダンス増幅器回路
１０２ トランスインピーダンス増幅器回路の例示的な入力／入力信号、例えば入力電流信号
１０３ トランスインピーダンス増幅器回路の例示的な出力／出力信号、例えば出力電圧信号
１０４ 例示的な光検出器、例えばフォトダイオード
１０５ 例示的なローカル／グローバルプログラマブルフィードバック抵抗
１０６ 例示的なローカルプログラマブルフィードバック抵抗
１０７ 例示的なローカルプログラマブルフィードバック抵抗
１０８ 例示的なローカルプログラマブルフィードバック抵抗
１０９ 例示的なローカル／グローバルプログラマブルフィードバック抵抗
１１０ 例示的なローカルプログラマブルフィードバック抵抗
１１１ 例示的なローカルプログラマブルフィードバック抵抗
１１２ 例示的なローカルプログラマブルフィードバック抵抗
１１３ トランスインピーダンス増幅器回路の等価トランスインピーダンスを制御するための例示的なプログラマブルフィードバック抵抗
１１４ トランスインピーダンス増幅器回路の等価トランスインピーダンスを制御するための例示的なプログラマブルフィードバック抵抗
１１５ トランスインピーダンス増幅器回路の等価トランスインピーダンスを制御するための例示的なプログラマブルフィードバック抵抗
１１６ トランスインピーダンス増幅器回路の等価トランスインピーダンスを制御するための例示的なプログラマブルフィードバック抵抗
１１７ トランスインピーダンス増幅器回路の等価トランスインピーダンスを制御するための例示的なプログラマブルフィードバック抵抗
１１８ トランスインピーダンス増幅器回路の等価トランスインピーダンスを制御するための例示的なプログラマブルフィードバック抵抗
１１９ 例示的な利得増幅器
１２０ 例示的な利得増幅器
１２１ 例示的な利得増幅器
１２２ 例示的な利得増幅器
１２３ 例示的な（第１の）利得増幅器段
１２４ 例示的な利得増幅器段
１２５ 例示的な利得増幅器段
１２６ 例示的な（最後の）利得増幅器段

２００ 例示的な光受信機回路
２０１ 例示的なトランスインピーダンス増幅器回路
２０２ トランスインピーダンス増幅器回路の例示的な入力／入力信号、例えば入力電流信号
２０３ トランスインピーダンス増幅器回路の例示的な出力／出力信号、例えば出力電圧信号
２０４ 例示的な自動利得構成要素
２０５ 例示的な直流分再生構成要素
２０６ 例示的なダーク（ダミー）光検出器、ダーク（ダミー）フォトダイオード、または光検出器／フォトダイオードの等価な電気的モデル
２０７ 例示的な光検出器、例えばフォトダイオード
２０８ 例示的な可能なローパスフィルタ
２０９ 例示的な（第１の）利得増幅器段
２１０ 例示的な利得増幅器段
２１１ 例示的な（最後の）利得増幅器段
２１２ 例示的な（第１の）利得増幅器
２１３ 例示的な利得増幅器
２１４ 例示的な（最後の）利得増幅器
２１５ 例示的なローカル／グローバルプログラマブルフィードバック抵抗
２１６ 例示的なローカル／グローバルプログラマブルフィードバック抵抗
２１７ 例示的なローカルプログラマブルフィードバック抵抗
２１８ 例示的なローカルプログラマブルフィードバック抵抗
２１９ 例示的なローカルプログラマブルフィードバック抵抗
２２０ 例示的なローカルプログラマブルフィードバック抵抗
２２１ トランスインピーダンス増幅器回路の入出力間の例示的な固定された（グローバル）抵抗
２２２ 例示的なユニティゲイン増幅器、例示的なバッファ
２２３ 例示的なユニティゲイン増幅器、例示的なバッファ
２２４ 例示的なシャントプログラマブル抵抗
２２５ トランスインピーダンス増幅器回路の入出力間の例示的な固定抵抗
２２６ トランスインピーダンス増幅器回路の等価トランスインピーダンスを制御するための例示的な（グローバル）プログラマブルフィードバック抵抗
２２７ トランスインピーダンス増幅器回路の等価トランスインピーダンスを制御するための例示的な（グローバル）プログラマブルフィードバック抵抗

３００ 例示的な光受信機回路
３０１ トランスインピーダンス増幅器回路の例示的な入力／入力信号、例えば入力電流信号
３０２ トランスインピーダンス増幅器回路の例示的な出力／出力信号、例えば出力電圧信号
３０３ 例示的なトランスインピーダンス増幅器回路
３０４ 例示的な利得増幅器
３０５ 例示的な（ローカル／グローバル）プログラマブルフィードバック抵抗
３０６ 例示的な（ローカル／グローバル）プログラマブルフィードバック抵抗
３０７ 例示的な自動利得構成要素
３０８ 例示的な直流分再生構成要素
３０９ 例示的な光検出器、例えばフォトダイオード
３１０ 例示的なダーク（ダミー）光検出器、ダーク（ダミー）フォトダイオード、または光検出器／フォトダイオードの等価な電気的モデル
３１１ 例示的な出力バッファ

４００ 例示的な入力電流信号の例示的な時系列
４０１ 例示的な入力電流信号、例えば光電流信号
４０２ 例示的な最大入力電流レベル、例示的な最大入力電流信号
４０３ 例示的な平均入力電流レベル、例示的な平均入力電流信号
４０４ 例示的な最小入力電流レベル、例示的な最小入力電流信号

５００ 例示的な利得増幅器、例えば第１の利得増幅器段の例示的な利得増幅器
５０１ 例示的な抵抗負荷、例えばカスコード接続されたトランジスタの抵抗負荷
５０２ 例示的な同相モード制御構成要素
５０３ 例示的なバイアス電流
５０４ 差動入力対の例示的な部品
５０５ 差動入力対の例示的な部品

５０２ 例示的な同相モード制御回路構成要素
６０１ 例示的な基準値
６０２ 例示的な（第１の）大きな抵抗、出力同相モードを計算する例示的な抵抗
６０３ 例示的な（第２の）大きな抵抗、出力同相モードを計算する例示的な抵抗

７００ 例示的な制御シーケンス
７０１ 例示的な制御シーケンスステップ
７０２ 例示的な制御シーケンスステップ
７０３ 例示的な制御シーケンスステップ
７０４ 例示的な制御シーケンスステップ

８００ プログラマブルフィードバック抵抗の例示的な実現例
８０１ ゲート幅対ゲート長比の例示的なサイズ決め
８０２ 例示的なトランジスタ
８０３ 例示的なトランジスタ
８０４ 例示的なトランジスタ
８０５ 例示的なトランジスタ
８０６ プログラマブル抵抗の例示的なゲート制御電圧
８０７ プログラマブル抵抗の例示的なゲート制御電圧
８０８ プログラマブル抵抗の例示的なゲート制御電圧
８０９ プログラマブル抵抗の例示的なゲート制御電圧
８１０ 例示的なゲート幅対ゲート長比
８１１ 例示的なゲート幅対ゲート長比
８１２ 例示的なゲート幅対ゲート長比

９００ 等価インピーダンスの線形減少の例示的な挙動
９０１ プログラマブルフィードバック抵抗の例示的な等価インピーダンス
９０２ プログラマブル抵抗の例示的なトランジスタ寸法依存性
９０３ プログラマブルフィードバック抵抗の例示的なゲート制御電圧

１０００ 例示的な直流分再生構成要素構成
１００１ 例示的なローパスフィルタ
１００２ 例示的な順次電圧発生器
１００３ 例示的な順次電流源構成要素、例えば並列のトランジスタの組
１００４ ＤＣ入力電流の例示的な挙動
１００５ 例示的な低周波数極
１００６ 例示的な閉ループ制御応答挙動

１１００ 例示的な順次電圧制御構成要素
１１０１ ゲート幅対ゲート長比の例示的な依存性
１１０２ 例示的な入力電流基準Ｉｒｅｆ
１１０３ ローパスフィルタからの例示的な信号
１１０４ 例示的な電流ミラー
１１０５ 例示的な出力電圧
１１０６ 例示的な出力電圧
１１０７ 例示的な出力電圧

１２００ 例示的な自動利得制御構成要素
１２０１ 例えば主トランスインピーダンス増幅器回路出力で許容される最大出力電圧振幅を表す、例示的な基準信号

１２０２ 例示的な電圧制御信号
１２０３ 例示的な順次電圧発生器
１２０４ 例示的な出力バッファ
１２０５ 例示的なダミー利得増幅器
１２０６ 例示的なダミープログラマブルフィードバック抵抗
１２０７ 例示的なダミープログラマブルフィードバック抵抗
１２０８ 例示的なダミートランスインピーダンス増幅器回路
１２０９ 直流分再生構成要素によって生成される例示的なＤＣ（ダミー）電流信号

１３００ 例示的な光通信システム
１３０１ 例示的な光送信機
１３０２ 例示的な光ファイバリンク
１３０３ 例示的な光受信機
１３０４ 例示的な光受信機回路
１３０５ 例示的なＬＥＤドライバ回路
１３０６ 例示的な発光素子、例えば発光ダイオード（ＬＥＤ）
１３０７ 例示的な光検出器、例えばフォトダイオード
１３０８ 例示的なトランスインピーダンス増幅器回路
１３０９ 例示的な出力信号、例えば電圧出力

Claims (15)

  1. 光受信機回路（２００）であって、
    受信された光信号を入力電流信号に変換するように構成された少なくとも１つの光検出器（２０７）と、
    トランスインピーダンス増幅器回路（２０１）とを備え、前記トランスインピーダンス増幅器回路（２０１）は、前記少なくとも１つの光検出器（２０７）から前記入力電流信号を受信するよう入力を有し、前記受信された入力電流信号を出力電圧信号に変換して、前記トランスインピーダンス増幅器回路（２０１）の出力信号を生成するように構成され、前記トランスインピーダンス増幅器回路は複数の利得増幅器段（２０９、２１０、２１１）を含み、前記光受信機回路はさらに、
    直流分再生構成要素（２０５）を備え、前記直流分再生構成要素（２０５）は、前記受信された電流信号のＤＣ成分を再生するために前記トランスインピーダンス増幅器回路（２０１）の出力電圧信号を受信し、対応する電流信号を出力するように構成され、前記光受信機回路はさらに、
    少なくとも１つのプログラマブルフィードバック抵抗（２２６，２２７）を介して、前記トランスインピーダンス増幅器回路の等価トランスインピーダンスを、前記直流分再生構成要素（２０５）によって出力される信号に基づいて制御して、前記入力電流信号の異なる電流範囲に対して、一定の出力電圧振幅を与えるための自動利得制御構成要素（２０４）を備える、光受信機回路（２００）。
  2. 前記利得増幅器段（２０９，２１０，２１１）の少なくともいくつかは、利得増幅器（２１２，２１３，２１４）と、それぞれの利得増幅器段（２０９，２１０，２１１）の利得を制御するための少なくとも１つのローカルプログラマブルフィードバック抵抗（２１５，２１６，２１７，２１８，２１９，２２０）とを含み、前記自動利得制御構成要素（２０４）は、前記直流分再生構成要素（２０５）によって出力される信号に基づいて、前記利得増幅器段の前記ローカルプログラマブルフィードバック抵抗（２１５，２１６，２１７，２１８，２１９，２２０）の少なくともいくつかを制御するようにさらに構成され、および／または、
    前記トランスインピーダンス増幅器回路（２０１）の等価トランスインピーダンスを制御するための前記少なくとも１つのプログラマブルフィードバック抵抗（２２６，２２７）は、前記トランスインピーダンス増幅器回路の入力と前記トランスインピーダンス増幅器回路の出力信号との間に配置される、請求項１に記載の光受信機回路（２００）。
  3. 前記トランスインピーダンス増幅器回路（２０１，１０１）の等価トランスインピーダンスを制御するための複数のプログラマブルフィードバック抵抗（２２６，２２７，２１５，２１６，１０５，１０９，１１３，１１４，１１５，１１６，１１７，１１８）を含み、前記トランスインピーダンス増幅器回路の等価トランスインピーダンスを制御するための前記プログラマブルフィードバック抵抗の少なくともいくつか（２１５，２１６，１０５，１０９，１１４，１１５，１１６，１１７）は、前記トランスインピーダンス増幅器回路の入力と、異なる利得増幅器段（１２３，１２４，１２５，１２６）の出力との間に接続される、請求項１または２に記載の光受信機回路（２００）。
  4. 前記トランスインピーダンス増幅器回路の入力と出力信号との間に接続され、前記トランスインピーダンス増幅器回路の最大等価トランスインピーダンスを制限するための固定抵抗（２２１，２２５）をさらに備え、および／または
    前記直流分再生構成要素（２０５）は、受信された電流信号のＤＣ成分を減算するように構成され、前記自動利得制御構成要素（２０４）は、前記減算されたＤＣ成分のコピーに基づいて、前記トランスインピーダンス増幅器回路（２０１）の等価トランスインピーダンスを制御するために構成される、請求項１〜３のいずれかに記載の光受信機回路（２００）。
  5. 前記光受信機回路は２つの光検出器（２０６、２０７）を備え、一方の光検出器（２０７）は前記光信号を受信するように構成され、他方の光検出器（２０６）は前記光信号から遮蔽され、前記トランスインピーダンス増幅器回路（２０１）は差動トポロジーを有し、前記トランスインピーダンス増幅器回路の一方の分岐、例えば正の分岐（２２８）は、前記光信号を受信するように構成される前記光検出器（２０７）に接続され、前記トランスインピーダンス増幅器回路の他方の分岐、例えば負の分岐（２２９）は、前記光信号から遮蔽される前記光検出器（２０６）に接続され、または、
    前記光受信機回路は差動トポロジーを有するトランスインピーダンス増幅器回路を備え、前記トランスインピーダンス増幅器回路の一方の分岐、例えば正の分岐は、前記光信号を受信するように構成される前記光検出器に接続され、前記トランスインピーダンス増幅器回路の他方の分岐、例えば負の分岐は、フォトダイオードの等価な電気的なモデル、例えば抵抗および／またはキャパシタを備える回路に接続される、請求項１〜４のいずれかに記載の光受信機回路（２００）。
  6. 前記利得増幅器段の利得を制御するためのローカルプログラマブルフィードバック抵抗の少なくともいくつか（２１７，２１８，２１９，２２０）は、前記利得増幅器段のいくつかのローカル入力およびローカル出力に接続され、および／または前記利得増幅器段の利得を制御するための前記ローカルプログラマブルフィードバック抵抗の少なくともいくつかは、前記利得増幅器段のいくつかの出力（２２４）を短くするように構成されている、請求項１〜５のいずれかに記載の光受信機回路（２００）。
  7. 前記少なくとも１つの利得増幅器段は、差動対、例えばカスコード接続されたトランジスタを、抵抗負荷（５０１）、Ｒｌｏａｄ、もしくは活性負荷、例えばＰチャネル金属酸化物半導体電界効果トランジスタＰＭＯＳ負荷とともに含み、および／または、
    少なくとも１つ、いくつか、または各利得増幅器段は、前記光検出器の逆バイアス電圧を制御することに対して好適な信号を与えるための同相モード制御回路（５０２）を含む、請求項１〜６のいずれかに記載の光受信機回路（２００）。
  8. 前記光受信機回路は、
    前記少なくとも１つの光検出器によって生成された電流信号の平均電流を、例えば、前記直流分再生構成要素（２０５）によって出力される電流のコピーに基づいて計算するステップと、
    計算された平均電流を使用して、前記トランスインピーダンス増幅器回路の必要な等価トランスインピーダンスを計算し、前記トランスインピーダンス増幅器回路（２０１）の等価トランスインピーダンスを制御して、前記入力電流信号の異なる電流範囲に対して、一定の出力電圧（２０３）振幅を与えるためのステップと、
    前記利得増幅器段（２０９、２１０、２１１）の利得を低減するステップ、の１つ、いくつか、またはすべてを実行するように構成される、請求項１〜７のいずれかに記載の光受信機回路（２００）。
  9. 前記自動利得制御構成要素（２０４）は、前記トランスインピーダンス増幅器回路（２０１）の等価トランスインピーダンスを制御するための以下のステップ（７０２，７０３，７０４）：
    前記直流分再生構成要素（２０５）によって出力される電流を使用して、前記トランスインピーダンス増幅器回路（２０１）の必要な等価トランスインピーダンスを計算するステップと、
    前記トランスインピーダンス増幅器回路（２０１）の入力と出力との間に接続される前記少なくとも１つのプログラマブルフィードバック抵抗（２２５，２２６）のインピーダンスを低減することによって、前記トランスインピーダンス増幅器回路の等価トランスインピーダンスの低減を開始するステップと、
    前記トランスインピーダンス増幅器回路の入力と出力との間に接続される前記少なくとも１つのプログラマブルフィードバック抵抗（２２６，２２７）のインピーダンスが所与の最小値に設定されると、前記トランスインピーダンス増幅器回路の入力と異なる利得増幅器段（２１５，２１６）の出力との間に接続される可能なさらなるプログラマブルフィードバック抵抗のインピーダンスを順次減少させることを、例えば、前記トランスインピーダンス増幅器回路の入力と最後の利得増幅器段の出力との間に接続されるプログラマブルフィードバック抵抗のインピーダンスの低減を開始することによって行なうステップ、の１つ、いくつか、またはすべてを実行するように構成される、請求項２〜８のいずれかに記載の光受信機回路（２００）。
  10. 前記自動利得制御構成要素（２０４）は、さらに、
    前記利得増幅器段（２０９、２１０、２１１）の利得制御を、例えば、前記利得増幅器段のローカルプログラマブルフィードバック抵抗の抵抗フィードバックまたはシャント抵抗（２１７，２１８，２１９，２２０，２２４）をシーケンスで制御、例えば低減することによって、例えば、最後の利得増幅器段のローカルプログラマブルフィードバック抵抗（２１９，２２０）の抵抗フィードバックを制御、例えば低減し始めることによって行なうステップを実行するよう構成される、請求項１〜９のいずれかに記載の光受信機回路（２００）。
  11. 前記プログラマブルフィードバック抵抗（２１５，２１６，２１７，２１８，２１９，２２０，２２４，２２５，２２６）のうちのいくつかまたは各々は、並列に接続されている複数のトランジスタ（８０２，８０３，８０４，８０５）を備え、前記ローカルプログラマブルフィードバック抵抗の抵抗は、それらのトランジスタのゲート電圧（８０６，８０７，８０８，８０９）を介して制御され、プログラマブルフィードバック抵抗のトランジスタの一部またはすべては異なる特性を有し、例えば、スケールまたはサイズにおいて異なり、例えば、それらのゲート幅対ゲート長比において異なり、例えば、それらのゲート幅対ゲート長比において、それぞれのプログラマブルフィードバック抵抗の最初のトランジスタから最後のトランジスタまで、増大する、請求項１〜１０のいずれかに記載の光受信機回路（２００）。
  12. プログラマブルフィードバック抵抗のトランジスタは、シーケンス（９００）で活性化されるように構成され、例えば、それぞれのプログラマブルフィードバック抵抗の最初のトランジスタから最後のトランジスタまでシーケンスで活性化されるように構成される、請求項１〜１１のいずれかに記載の光受信機回路（２００）。
  13. 前記直流分再生構成要素（２０５）は、順次電圧発生器（１００２）を含み、前記順次電圧発生器の出力は、複数のスケーリングされたトランジスタ（１００３）を含む電流源を駆動し、前記スケーリングされたトランジスタは、前記直流分再生構成要素のＤＣ電流出力を増加させるためにシーケンスで活性化されるように構成され、例えば、前記直流分再生構成要素は、前記トランスインピーダンス増幅器回路（２０３）の出力に接続されるローパスフィルタ（１００１）を含み、前記ローパスフィルタ（１１０３）の出力は、前記順次電圧発生器（１００２）の入力として使用され、前記直流分再生構成要素のＤＣ電流出力は、前記トランスインピーダンス増幅器回路（２０１）の入力（２２８）に接続された前記少なくとも１つの光検出器（２０７）の出力に接続され、
    前記自動利得制御構成要素（２０４）は、請求項１〜１２のいずれか一項に記載の前記トランスインピーダンス増幅器回路（２０１）のスケーリングされたバージョンであるダミートランスインピーダンス増幅器回路（１２０８）を含み、前記ダミートランスインピーダンス増幅器回路（１２０８）は複数のダミー利得増幅器段（１２０５）を含み、前記ダミートランスインピーダンス増幅器回路（１２０８）は、前記直流分再生構成要素（１２０９）によって出力されるＤＣ電流のコピーを入力として受け取るように構成され、前記ダミートランスインピーダンス増幅器回路は、受信された入力電流信号を電圧信号に変換して、前記トランスインピーダンス増幅器回路の等価トランスインピーダンスを制御するための出力信号（１２０２）を生成するようにさらに構成され、各ダミー利得増幅器段は、例えば、ダミー利得増幅器と少なくとも１つのダミーローカルプログラマブルフィードバック抵抗とを含む、請求項１〜１２のいずれかに記載の光受信機回路（２００）。
  14. 前記ダミートランスインピーダンス増幅器回路（１２０８）は、前記ダミープログラマブルフィードバック抵抗（１２０６，１２０７）の所与のプログラミングされた状態に対する等価トランスインピーダンスが、前記プログラマブルフィードバック抵抗の同じプログラミングされた状態で構成された前記トランスインピーダンス増幅器の等価トランスインピーダンスと同じであり、前記自動利得制御構成要素は、
    前記直流分再生構成要素（１２０９）によって出力されるＤＣ電流のコピーを、前記ダミートランスインピーダンス増幅器回路の入力として使用して、この電流を必要なトランスインピーダンスに比例する電圧に変換するステップと、
    前記ダミートランスインピーダンス増幅器回路の出力を所与の基準電圧（１２０１）と比較し、この比較に基づいて、ゲート制御電圧の組（１２０２）を生成して、前記ダミートランスインピーダンス増幅器回路のトランスインピーダンスを前記ダミープログラマブルフィードバック抵抗によってプログラミングするステップと、
    生成されたゲート制御電圧（１２０２）を用いて、前記トランスインピーダンス増幅器回路（２０１）の等価トランスインピーダンスを、前記トランスインピーダンス増幅器回路の出力電圧振幅（２０３）を所望の値に設定する値に設定するステップ、の１つ、いくつか、またはすべてを実行するように構成される、請求項１〜１３のいずれかに記載の光受信機回路（２００）。
  15. 請求項１〜１４の１つに記載の少なくとも１つの光受信機回路（１３０４）を備える光通信システム（１３００）で用いられる光受信機（１３０３）。
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