JP2018035784A - 車載エンジン制御装置 - Google Patents

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Abstract

【課題】燃料噴射用電磁弁を駆動する複数の電磁コイルに対し，急速給電を行うための昇圧回路において，車載バッテリの過電流抑制と連続ノイズの発生を防止する。
【解決手段】並列接続された急速給電用の昇圧コンデンサ112bは，第一及び第二の昇圧制御回路部110A1・110A2によって非同期に断続励磁される一対の誘導素子111aから，一対の充電ダイオード112aを介して充電され，一対の誘導素子111aに対する励磁電流の加算値が継続して所定値を超過する場合には，一方は大電流低頻度の断続動作，他方は小電流高頻度の断続動作モードに変更して，一対の誘導素子111aのインダクタンスが近似した値であっても，励磁電流の断続タイミングが不規則になるようにする。
【選択図】図１

Description

この発明は，内燃機関の燃料噴射用電磁弁を高速駆動するために，車載バッテリから昇圧された高電圧を電磁弁駆動用の電磁コイルに瞬時給電し，その後は車載バッテリの電圧によって所定期間の開弁保持制御を行なうようにした車載エンジン制御装置に関し，特には改良された昇圧制御回路部の構成に関するものである。
複数気筒エンジンの各気筒に設けられて燃料噴射用電磁弁を駆動するための複数の電磁コイルに対し，クランク角センサに応動するマイクロプロセッサによって開弁時期と開弁期間が順次選択設定されるようにした燃料噴射制御装置において，高頻度な燃料噴射と電磁弁の急速開弁を可能にするための昇圧回路には様々な方式のものがある。例えば，下記の特許文献１「車載エンジン制御装置」の図１によれば，急速給電を行うための高圧コンデンサ163は，第一及び第二の昇圧制御回路160a，160bによって交互に断続駆動される第
一及び第二の誘導素子161a，161bから第一及び第二の充電ダイオード162a，162bを介して交互に充電され，一方の誘導素子が車載バッテリ101から励磁されている期間に他方の誘
導素子に蓄積された電磁エネルギーを高圧コンデンサ163へ放出して，励磁電流の同時通
電が行われないように構成され，これにより，車載バッテリの過電流抑制と昇圧回路の発熱分散を行うようになっている。このような協働昇圧回路は，１回の給燃サイクルにおいて複数回の燃料噴射を行って，燃料の燃焼特性を向上するものに適している。
また，下記の特許文献２「車載エンジン制御装置及びその制御方法」の図２によれば，昇圧用開閉素子206によって断続励磁されて，高圧コンデンサ204を高圧充電する誘導素子202において，電流検出抵抗201Aの両端電圧に比例した誘導素子電流Ixと，高圧コンデン
サ204の分圧電圧である検出昇圧電圧Ｖxは，演算制御回路部110A内に設けられた高速Ａ／Ｄ変換器を介して昇圧制御回路部210Aに入力され，昇圧制御回路部210Aは，今回の急速励磁から次回の急速励磁までに間に合うように誘導素子電流Ｉxを調整しながら，演算制御
回路部110A内のマイクロプロセッサによって可変設定された目標とする昇圧高電圧Ｖhを
得るよう昇圧用開閉素子206の開閉制御を行ない，これにより，燃料噴射用電磁コイルの
急速励磁用高電圧を生成する昇圧回路部において，制御定数の設定を容易化し，昇圧用開閉素子206の開路時間を短縮して高頻度な充電を行うことができるようになっている。こ
のような昇圧回路は，これを一対で使用して，非同期で共通の高圧コンデンサを充電することもできるものである。
特開2011-241688号公報（図１，要約） 特開2014-211103号公報（図２，要約）
（１）従来技術の課題の説明
前記の特許文献１による車載エンジン制御装置は，第一及び第二の昇圧制御回路160a・160bに設けられた第一及び第二の昇圧用開閉素子164a・164bは，その一方が開路している期間に他方が閉路するように同期制御されていて，その結果として車載バッテリの過電流抑制と昇圧回路の発熱分散を行うようになっている。ここで，第一及び第二の誘導素子161a・161bのインダクタンスをＬ1・Ｌ2，素子抵抗をＲ1・Ｒ2，電源電圧をＶb，昇圧コンデンサ163の充電電圧をＶc，昇圧率Ｋ＝（Ｖc−Ｖb）/Ｖb，目標ピーク電流Ｉpを得るために必要とされる第一及び第二の昇圧用開閉素子164a・164bの閉路時間をＴu1・Ｔu2，励磁電流が０に減衰するために必要とされる第一及び第二の昇圧用開閉素子164a・164bの開路時間をＴd1・Ｔd2とすると，算式（１）から算式（４）が成立する。
Ｌ1×（Ｉp/Ｔu1）≒Ｖb ・・・・・・・（１）
Ｌ2×（Ｉp/Ｔu2）≒Ｖb ・・・・・・・（２）
Ｌ1×（Ｉp/Ｔd1）≒Ｖc−Ｖb＝Ｋ×Ｖb ・・・・（３）
Ｌ2×（Ｉp/Ｔd2）≒Ｖc−Ｖb＝Ｋ×Ｖb ・・・・（４）
但し，第一及び第二の誘導素子161a・161bの時定数τ1＝Ｌ1/Ｒ1とτ2＝Ｌ2/Ｒ2の値は，閉路時間Ｔu1・Ｔu2や開路時間Ｔd1・Ｔd2に比べて十分に大きな値となっていて，昇圧率Ｋは例えば（64−14）/14＝3.57である。
従って，もしも誘導素子の励磁電流が目標ピーク電流Ｉpに到達して，昇圧用開閉素子
を開路し，励磁電流がゼロになると直ちに昇圧用開閉素子を再閉路するような非同期制御を行った場合には，その断続周期Ｔ01・Ｔ02は算式（５）と算式（６）で示される。
Ｔ01＝Ｔu1＋Ｔd1＝Ｌ1×（１＋１/Ｋ）×（Ｉp/Ｖb) ・・・・（５）
Ｔ02＝Ｔu2＋Ｔd2＝Ｌ2×（１＋１/Ｋ）×（Ｉp/Ｖb) ・・・・（６）
一方，１回の断続励磁によって第一及び第二の誘導素子161a・161bに蓄積される電磁エネルギーＥ1・Ｅ2の値は算式（７）と算式（８）で示される。
Ｅ1＝Ｌ1×Ｉp2/２ ・・・・・・（７）
Ｅ2＝Ｌ2×Ｉp2/２ ・・・・・・（８）
これにより，１回の断続周期Ｔ01・Ｔ02期間における充電工率Ｗ1・Ｗ2の値は算式（９）と算式（10）で示されて，インダクタンスの相違に関わらず同一の充電工率となり，非同期制御の場合は，Ｗ1＋Ｗ2＝Ｉp×Ｖb×Ｋ/（１＋Ｋ）＝0.78×Ｉp×Ｖbとなっている。
Ｗ1＝Ｅ1/Ｔ01＝0.5×Ｉp×Ｖb×Ｋ/（１＋Ｋ） ・・・・（９）
Ｗ2＝Ｅ2/Ｔ02＝0.5×Ｉp×Ｖb×Ｋ/（１＋Ｋ） ・・・・（10）
しかし，特許文献１で示されたような同期制御を行った場合には，その断続周期Ｔ0は
算式(11)で示される値となる。
Ｔ0＝Ｔu1＋Ｔu2＝（Ｌ1＋Ｌ2）×（Ｉp/Ｖb) ・・・・（11）
従って，１回の断続周期Ｔ0期間における充電工率Ｗ1’とＷ2’の値は算式（12）と算
式（13）で示されて，同期制御の場合は，Ｗ1’＋Ｗ2’＝0.5×Ｉp×Ｖpとなっている。
Ｗ1’＝Ｅ1/Ｔ0＝0.5×[Ｌ1/（Ｌ1＋Ｌ2）]×Ｉp×Ｖb ・・・（12）
Ｗ2’＝Ｅ2/Ｔ0＝0.5×[Ｌ2/（Ｌ1＋Ｌ2）]×Ｉp×Ｖb ・・・（13）
即ち，特許文献１のように同期制御を行うと，一対の誘導素子の励磁電流が重ならない特徴があるが，放電中の誘導素子から見れば昇圧用開閉素子の開路期間が不必要に長くなるので，温度上昇は抑制されるが全体の充電工率は大幅に減少している。なお，実際には特許文献１の場合は，目標ピーク電流Ｉpを1.56倍（0.78/0.5）に大きくすれば，非同期
方式と同等の充電工率が得られ，非同期方式に比べて２倍の目標ピーク電流Ｉpが流れる
ことがない特徴がある。但し，一対の誘導素子のインダクタンスが相違していると，小さいインダクタンスの方は短い励磁期間で目標ピーク電流Ｉpに到達して，長い遮断期間（
相手の励磁期間）が与えられるので，誘導素子や昇圧用開閉素子の電力損失が小さくなるが，大きいインダクタンスの方は長い励磁期間で目標ピーク電流Ｉpに到達して，短い遮
断期間（相手の励磁期間）が与えられるので，誘導素子や昇圧用開閉素子の電力損失が大きくなって，発生熱が不均衡となる問題点がある。
一方，前記特許文献２による車載エンジン制御装置及びその制御方法では，誘導素子に対する充電電流や高圧コンデンサの充電電圧の監視制御を高速ＡＤ変換器を有するマイクロプロセッサによって行うことが開示されているものの，１個の誘導素子202の励磁電流
Ｉxが下方設定電流Ｉx1以下になると昇圧用開閉素子206が閉路し，上方設定電流Ｉx2以上
になると昇圧用開閉素子206が開路する構成となっている。従って，上方設定電流Ｉx2を
前述の目標ピーク電流Ｉpとし，下方設定電流Ｉx1≒０として，一対の昇圧回路部200Aを
非同期で駆動すると算式（１）〜算式(10)がそのまま適用されて，高頻度な燃料噴射を行うことができるようになる。非同期方式の協働昇圧回路は，充電工率は改善されるが，一対の昇圧回路のピーク電流が同時期に重なり合うと，車載バッテリに対する過電流負担が増し，昇圧制御回路に対するノイズが大きくなって，様々な微小信号の検出が困難となる問題点がある。例えば，インダクタンスの大きい方の昇圧用開閉素子の断続周期が50μsec，インダクタンスの小さい方の昇圧用開閉素子の断続周期が40μsecとした場合に，循環周期200μsecの間に一方は４周期，他方は５周期の動作を行って，その内の１周期においてピーク電流帯域の略完全重なりが発生するか，又は連続した２周期においてピーク電流帯域の一部重なり期間が発生する。
しかし，一方の昇圧用開閉素子の断続周期が50μsecで，他方の昇圧用開閉素子の断続
周期が45μsecであれば，循環周期450μsecの間に一方は９周期，他方は10周期の動作を
行って，その内の２周期においてピーク電流帯域の略完全重なりが発生するか，又は連続した３周期において，ピーク電流帯域の一部重なり期間が２回と略完全重なり期間が１回発生する。このように，一対の誘導素子のインダクタンスが接近した値になるほど循環周期が長くなって，その期間内の一部期間において，ピーク電流帯域（例えばピーク電流Ｉpの70〜100％の期間）の大半が重なり合うか，一部帯域が重なり合う状態が連続して発生することになる。逆に，インダクタンスの大きい方の昇圧用開閉素子の断続周期が50μsec，インダクタンスの小さい方の昇圧用開閉素子の断続周期が30μsecとした場合に，循環周期150μsecの間に一方は３周期，他方は５周期の動作を行って，その内の１周期においてピーク電流帯域の略完全重なりが発生する。
以上のとおり，特許文献１のように一対の昇圧回路を同期制御すれば，ピーク電流帯が重ならないようにすることができる特徴があるが，誘導素子のインダクタンスに個体バラツキがあると，誘導素子の発熱分担が不均衡となりインダクタンスの大きな誘導素子の発熱が大きくなる問題点がある。これに対し，特許文献２のように一対の昇圧回路を非同期制御すれば，インダクタンスの変動があっても，それぞれの誘導素子による充電工率を均等化することができるが，ピーク電流帯域が定期的に重なり合って，車載バッテリの過電流負担が増加するとともに，発生ノイズの増大とその除去が困難となる問題点がある。このノイズ問題は，一対の誘導素子のインダクタンスの値の接近度合が高いほど継続するので，フィルタによる除去が困難となるものである。
（２）発明の目的の説明
この発明の目的は，昇圧コンデンサに対する充電工率を高めるために，一対の誘導素子を非同期で断続制御して，共通の昇圧コンデンサを高圧充電するようにした昇圧制御回路において，適用された一対の誘導素子のインダクタンスの値が近似しているか，偏差が大きいかの多様な組み合わせ状態が発生していても，車載バッテリに対する過電流負担を軽減するとともに，発生ノイズの除去を容易にすることができる車載エンジン制御装置を提供することである。
この発明による車載エンジン制御装置は複数気筒エンジンの各気筒に設けられた燃料噴射用電磁弁を駆動するために，当該電磁弁駆動用の複数の電磁コイルに対する駆動制御回路部と，第一昇圧回路部及び第二昇圧回路部と，マイクロプロセッサを主体とする演算制御回路部とを備えた車載エンジン制御装置であって，前記第一昇圧回路部及び前記第二昇圧回路部は，互いに独立して作動する第一昇圧制御部及び第二昇圧制御部と，前記第一昇圧制御部及び前記第二昇圧制御部のそれぞれによって断続励磁される一対の誘導素子と，前記一対の誘導素子のそれぞれに直列接続された一対の充電ダイオードと，前記一対の誘
導素子のそれぞれに対する励磁電流Ｉxの遮断に伴う誘導電圧によって，前記一対の充電
ダイオードのそれぞれを介して充電され，複数回の前記断続励磁により所定の昇圧電圧Ｖhに充電される１個又は互いに並列接続された複数の昇圧コンデンサとを備え，前記第一
昇圧制御部及び前記第二昇圧制御部は，車載バッテリに接続される前記一対の誘導素子のそれぞれに直列接続されて，この一対の誘導素子のそれぞれに対する前記励磁電流Ｉxを
断続制御する一対の昇圧用開閉素子と，前記励磁電流Ｉxが流れる一対の電流検出抵抗と
を備えている。
そして，この発明の第１の発明によれば，前記一対の昇圧用開閉素子の一方又は両方が閉路駆動されてから，前記励磁電流Ｉxが目標設定電流以上となったことによって前記一
対の昇圧用開閉素子の一方又は両方の通電を遮断する一対の電流比較判定部と，前記一対の昇圧用開閉素子の一方又は両方の通電が遮断されてから，所定の設定時間或いは所定の電流減衰時間が超過したことによって，前記一対の昇圧用開閉素子の一方又は両方を再び閉路駆動する一対の開路時間制限部と，前記昇圧コンデンサの両端電圧が，所定の閾値電圧以上となったことによって，前記一対の昇圧用開閉素子の閉路駆動を禁止する昇圧比較判定部とを備え，前記開路時間制限部は，前記マイクロプロセッサから送信された前記設定時間を計時する計時回路である開路時間制限タイマ，又は前記マイクロプロセッサの内部で前記設定時間を計時する開路時間制限手段であるか，或いは，前記励磁電流Ｉxが所
定の減衰電流値まで減衰するまでの時間を前記電流減衰時間とする減衰電流設定部であり，前記第一昇圧制御部及び前記第二昇圧制御部の一方と他方には，前記目標設定電流となる第１設定電流Ｉ1及びこの第１設定電流Ｉ1よりも大きな値である第２設定電流Ｉ2と，前記設定時間となる第１開路制限時間ｔ1及びこの第１開路制限時間ｔ1よりも長い時間である第２開路制限時間ｔ2，或いは前記減衰電流値となる第１減衰電流Ｉ01及び第２減衰電流Ｉ02とに対応し，前記第１設定電流Ｉ1と，前記第１開路制限時間ｔ1又は前記第１減衰電流Ｉ01による小電流高頻度の断続動作の第１運転モード，或いは，前記第２設定電流Ｉ２と，前記第２開路制限時間ｔ2又は前記第２減衰電流Ｉ02による大電流低頻度の断続動作の第２運転モードの何れかが選択適用され，前記第一昇圧制御部及び前記第二昇圧制御部にはさらに，前記一対の昇圧用開閉素子の開路タイミングが，継続して接近している状態を検出記憶して選択指令信号SELxを発生する同期状態検出部が設けられ，前記マイクロプロセッサは，前記選択指令信号SELxが発生するまでは，前記第一昇圧制御部と前記第二昇圧制御部を，前記第１運転モード又は前記第２運転モードのいずれかによる共通の運転モードとする初期設定部と，前記選択指令信号SELxが発生した後は，前記第一昇圧制御部と前記第二昇圧制御部を，前記第１運転モード又は第２運転モードのいずれか一方と他方の互いに異なる側による異種の運転モードとする変更設定部とを備えている。
そして，この発明の第２の発明の場合であれば，前記電流検出抵抗には前記励磁電流Ｉx及び前記昇圧コンデンサに対する充電電流Ｉcが流れるように構成されていて，前記一対の昇圧用開閉素子の一方又は両方が閉路駆動されてから，前記励磁電流Ｉxが所定の設定
電流Ｉ0以上となったことによって，前記一対の昇圧用開閉素子の一方又は両方の通電を
遮断する一対の電流比較判定部と，前記一対の昇圧用開閉素子の一方又は両方の通電が遮断されてから，前記励磁電流Ｉxが所定の減衰電流Ｉ00まで減衰したことによって，前記
一対の昇圧用開閉素子の一方又は両方を再び閉路駆動する一対の減衰電流設定部と，前記昇圧コンデンサの両端電圧が，所定の閾値電圧以上となったことによって，前記一対の昇圧用開閉素子の閉路駆動を禁止する昇圧比較判定部とを備え，前記第一昇圧制御部及び前記第二昇圧制御部にはさらに，同期状態検出部と，この同期状態検出部が発生する第一早期開路信号FR1又は第二早期開路信号FR2によって，前記励磁電流Ｉxが前記設定電流Ｉ0に到達する以前に前記一対の昇圧用開閉素子の一方を早期開路する早期遮断開閉素子とを備え，前記同期状態検出部は，前記一対の電流検出抵抗の一方の両端電圧である第一電流検出電圧Ｖc1と，他方の両端電圧である第二電流検出電圧Ｖc2との加算値を増幅した加算増幅電圧を発生する加算処理部と，前記加算処理部の前記加算増幅電圧が，加算値判定閾値
電圧を超過したことによって，前記一対の誘導素子のそれぞれに対する前記励磁電流Ｉx
の波形が同期していることを検出して，同期中検出パルスPLS0を発生する同期時点検出部と，前記第一電流検出電圧Ｖc1と前記第二電流検出電圧Ｖc2との大小比較を行って，前記同期中検出パルスPLS0が発生していて，前記大小比較の結果がＶc1＞Ｖc2であるときに前記第一早期開路信号FR1を発生する第一信号発生回路と，前記同期中検出パルスPLS0が発
生していて，前記大小比較の結果がＶc1＜Ｖc2であるときに前記第二早期開路信号FR2を
発生する第二信号発生回路とを備え，前記加算値判定閾値電圧は，前記加算増幅電圧の最大値未満の値であるとともに，前記加算増幅電圧の最大値の70％以上の値となっている。
以上のとおり，この発明の第１の発明による車載エンジン制御装置は，燃料噴射用電磁弁を駆動する電磁コイルに対して急速励磁を行うために，一対の誘導素子を断続励磁して共通の昇圧コンデンサを充電する第一昇圧回路部と第二昇圧回路部を備え，この第一昇圧回路部と第二昇圧回路部との少なくとも一方は，小電流高頻度の断続動作の第１運転モード又は大電流低頻度の断続動作の第２運転モードの選択が行えて，一対の誘導素子の断続動作が，同期状態検出部によって同期していることが検出されるまでは共通の運転モードが適用され，同期状態が検出記憶された後は，異種の運転モードが適用されるようになっている。従って，一対の誘導素子のインダクタンスが，個体バラツキ変動によって相違した値となっているときには，共通の設定電流を得るための昇圧用開閉素子の閉路時間が相違して，一対の昇圧用開閉素子の開路タイミングが，継続して接近している同期状態が発生しないので，このまま運転継続しても，一対の誘導素子の励磁電流の加算値が継続的には過大にならないが，若しも，一対の誘導素子のインダクタンスが近似した値である場合には，一対の昇圧用開閉素子の開路タイミングが，継続して接近している同期状態が発生し，このまま運転継続すると，一対の誘導素子の励磁電流の加算値が継続的に過大になる。
しかし，同期状態が検出されると一方は第１設定電流，他方は第２設定電流となるように運転モードが変更されるので，これによって同期状態を脱出し，一対の誘導素子の励磁電流の加算値が継続的に過大にならず，従って継続的な過大ノイズの発生が防止されるとともに，車載バッテリの過負荷負担が軽減される効果がある。なお，同期状態の検出を行わず，最初から異種の運転モードで運転を行った場合には，もしも大電流側のインダクタンスが小さくて，小電流側のインダクタンスが大きければ，断続周期が接近して，同期継続状態が発生する恐れがあるが，この発明によれば，予め同一の運転モードによって運転して，一対の誘導素子のインダクタンスの値が相互に近似した値であることを確認してからモード変更を行っているので，このような問題が発生することはない特徴がある。
また，この発明の第２の発明による車載エンジン制御装置では，燃料噴射用電磁弁を駆動する電磁コイルに対して急速励磁を行うために，一対の誘導素子を断続励磁して共通の昇圧コンデンサを充電する第一昇圧回路部と第二昇圧回路部を備え，この第一昇圧回路部と第二昇圧回路部とは共通の設定電流と減衰電流との間で誘導素子を断続励磁し，一対の励磁電流の加算値が所定値を超過すると，大きな励磁電流が流れている側の励磁電流を早期遮断するようになっている。これにより，一対の誘導素子に対する励磁電流の加算値が過大となる前に，目標とする設定電流に接近している側の誘導素子に対する励磁電流を早期遮断するので，加算電流は定められた判定閾値以上に増大することがなく，早期遮断された誘導素子による昇圧コンデンサに対する充電エネルギーは一時的に減少するが，閉路駆動時間が短縮されているので充電工率は低下せず，今回の早期遮断によって再閉路のタイミングに時間差が発生して，繰返して同じ誘導素子の励磁電流が早期遮断されることがない。従って，一対の誘導素子のインダクタンスに相違があっても，非同期の断続動作を行って同じ工率で昇圧コンデンサに対する充電を行うことができるとともに，大電流低頻度の断続動作と小電流高頻度の断続動作とが適時に交替することによって，一対の誘導素
子の励磁電流の加算値が過大にならず，車載バッテリの過負荷負担が軽減され，過大ノイズの発生も抑制される効果がある。
この発明の実施の形態１による車載エンジン制御装置の全体回路ブロック 図である。 図１のものの昇圧回路部の詳細制御ブロック図である。 図１のものの同期状態検出部の詳細制御ブロック図である。 図１のものの第１運転モードにおける電流波形図である 図１のものの第２運転モードにおける電流波形図である 図１のものの同期中検出パルスの説明用タイムチャートである。 図１のものの運転モード選択動作の説明用フローチャートである。 図２に代わる変形形態による昇圧回路部の詳細制御ブロック図である。 図３に代わる変形形態による同期状態検出部の詳細制御ブロック図である。 この発明の実施の形態２による車載エンジン制御装置の全体回路ブロック図である。 図８のものの昇圧回路部の詳細制御ブロック図である。 図８のものの同期状態検出部の詳細制御ブロック図である。 この発明の実施の形態３による車載エンジン制御装置の全体回路ブロック図である。 図12のものの昇圧回路部の詳細制御ブロック図である。 図12のものの昇圧制御動作の説明用フローチャートである。 図14における同期状態検出部の動作説明用フローチャートである。 図15における同期時点検出部の動作説明用フローチャートである。 図16に代わる変形形態による同期時点検出部の動作説明用フローチャートである。 実施の形態１から３に対する運転モードの選択動作に関する変形形態の動作説明用フローチャートである。 この発明の実施の形態４による車載エンジン制御装置の全体回路ブロック図である。 図19のものの昇圧回路部の詳細制御ブロック図である。 図19のものの同期状態検出部の詳細制御ブロック図である。 図19のものの第一及び第二昇圧回路部，第一早期開路信号の電流波形図である。
実施の形態１及びその変形形態
（１）構成の詳細な説明
先ず，この発明の実施の形態１による車載エンジン制御装置の全体回路ブロック図である図１と，図１のものの昇圧回路部の詳細制御ブロック図である図２について，その構成を詳細に説明する。図１において，車載エンジン制御装置100AはマイクロプロセッサCPU
を含む演算制御回路部130A主体として構成され，電気負荷群104の一部である燃料噴射用
電磁弁103の電磁コイル31〜34を気筒群別に選択駆動する駆動制御回路部120X・120Yと，
この駆動制御回路部120X・120Yに昇圧電圧Ｖhを協働して供給する第一昇圧回路部110A1と第二昇圧回路部110A2とを内蔵している。なお，車載エンジン制御装置100Aの外部に接続
されているものとして，車載バッテリ101は図示しない電源スイッチによって付勢される
電源リレーの出力接点102を介して車載エンジン制御装置100Aに対して電源電圧Ｖbを供給するようになっている。
また，車載エンジン制御装置100Aによって駆動される電気負荷群104は，例えば点火コ
イル（ガソリンエンジンの場合），吸気弁開度制御用モータなどの主機類や，排気ガスセンサ用のヒータ，負荷給電用の電源リレー，警報・表示機器などの補機類の電気負荷によって構成されている。入力センサ群105は，例えばエンジン回転速度を検出するための回転センサ，燃料噴射タイミングを決定するためのクランク角センサ，車速を検出するための車速センサなどの開閉センサであったり，アクセルペダルスイッチ，ブレーキペダルスイッチ，変速機のシフトレバー位置を検出するシフトスイッチなどのスイッチセンサと，アクセルペダルの踏込み度合を検出するアクセルポジションセンサ，吸気スロットルの弁開度を検出するスロットルポジションセンサ，エンジンに対する吸気量を検出するエアフローセンサ，排気ガスの酸素濃度を検出する排気ガスセンサ，エンジンの冷却水温センサ（水冷エンジンの場合）などのエンジンの駆動制御を行なうためのアナログセンサによって構成されている。
車載エンジン制御装置100Aの内部構成として，一対の第一昇圧回路部110A1と第二昇圧
回路部110A2は，図２で後述する一対の昇圧用開閉素子111bを含む第一昇圧制御部210A1と，第二昇圧制御部210A2によって制御される一対の誘導素子111aと，一対の充電ダイオード112aと，互いに並列接続された一対の昇圧コンデンサ112bを備え，図３で後述する同期状態検出部220Aによって連携制御されるようになっている。気筒群別に設けられた一対の駆動制御回路部120X・120Yは，それぞれが開弁保持開閉素子121jと急速励磁開閉素子122jを包含し，急速励磁開閉素子122jは昇圧コンデンサ112bから昇圧電圧Ｖhを受けて，電磁コイル31・34又は電磁コイル32・33に対して急速励磁電圧を供給するようになっている。また，開弁保持開閉素子121jは車載バッテリ101から電源電圧Ｖbを受けて，逆流防止素子125jを介して電磁コイル31・34又は電磁コイル32・33に接続されて，開弁保持電圧を供給する。
電磁コイル31・34，及び電磁コイル32・33の正側端子と車体グランド回路GNDとの間に
は，それぞれ転流回路素子126jが接続され，電磁コイル31〜34の負側端子と車体グランド回路GNDとの間には導通選択開閉素子123iが個別に接続され，電磁コイル31〜34の負側端
子と昇圧コンデンサ112bの正側端子間には，回収ダイオード124iが接続されている。なお，導通選択開閉素子123iが閉路している状態で，開弁保持開閉素子121jが通電遮断されると，電磁コイル31〜34の何れかに流れていた励磁電流は転流回路素子126jに転流減衰し，導通選択開閉素子123iが開路した場合には，電磁コイル31〜34の何れかに流れていた励磁電流が回収ダイオード124iを介して昇圧コンデンサ112bに流入し，回生充電による高速電流遮断を行うようになっている。
ゲート制御回路128は，マイクロプロセッサCPUが順次発生する気筒別の燃料噴射指令信号INJiに応動して，気筒別に設けられた導通選択開閉素子123iのいずれかを閉路駆動するとともに，この気筒が属する気筒群の急速励磁開閉素子122jを一次的に閉路駆動してから開弁保持開閉素子121jを断続駆動し，燃料噴射指令信号INJiの停止に伴って導通選択開閉素子123iと開弁保持開閉素子121jとが開路されるようになっている。演算制御回路部130Aの主体要素となるマイクロプロセッサCPUは，例えばフラッシュメモリである不揮発のプ
ログラムメモリPGM，演算処理用のＲＡＭメモリRMEM，多チャンネルAD変換器LADCと協働
するようになっている。定電圧電源140は車載バッテリ101から電源リレーの出力接点102
を介して給電されて，例えばＤＣ５Ｖの安定化された制御電圧Ｖccを発生してマイクロプロセッサCPUに給電する。
図２において，第一昇圧回路部110A1と第二昇圧回路部110A2とは，それぞれ，一対のインダクタンス素子の一方である誘導素子111aと，この誘導素子111aに直列接続された一対の充電ダイオードの一方である充電ダイオード112aと，この充電ダイオード112aから充電され，互いに並列接続された一対の昇圧コンデンサの一方である昇圧コンデンサ112bを備えている。なお，第二昇圧回路部110A2は，第一昇圧回路部110A1と同様の構成であるので
，詳細図示していない。一対の誘導素子111aはそれぞれ第一昇圧制御部210A1と，図示し
ない第二昇圧制御部210A2とによって断続励磁されるようになっている。第一昇圧制御部210A1（又は第二昇圧制御部210A2）において，昇圧用開閉素子111bと電流検出抵抗111cと
は互いに直列接続されて誘導素子111aに対する給電回路を構成し，電流検出抵抗111cの両端電圧は第一電流検出電圧Ｖc1（又は第二電流検出電圧Ｖc2）となっている。昇圧コンデンサ112bの両端電圧を分圧する昇圧分圧抵抗113a・113bは充電監視電圧Ｖfを発生すると
ともに，昇圧用開閉素子111bにはゲート抵抗114を介して第一駆動指令信号Ｄr1（又は第
二駆動指令信号Ｄr2）が与えられている。
電流比較判定部211aを構成する比較器の正端子には，正側入力抵抗211bを介して第一電流検出電圧Ｖc1が印可されるとともに，負端子には負側入力抵抗211cを介して，分圧抵抗212a・212c・212bによる制御電圧Ｖccの分圧電圧Ｖdivが印可されている。なお，中流・
下流の分圧抵抗212c・212bには，選択開閉素子213aを介して後段並列抵抗212dが並列接続され，選択開閉素子213aは選択駆動抵抗213bを介して設定電流選択信号SEL1（又は設定電流選択信号SEL2）が印可されるようになっている。昇圧比較判定部214aを構成する比較器の正端子には，正側入力抵抗214bを介して充電監視電圧Ｖfが印可されるとともに，負端
子には負側入力抵抗214cを介して，昇圧比較分圧抵抗215a・215bによる制御電圧Ｖccの分圧電圧が印可されるようになっている。なお，比較器214aの出力端子と正側入力端子との間には正帰還抵抗214dが接続されていて，充電監視電圧Ｖfが昇圧比較分圧抵抗215a・215bによる分圧電圧を超過して，比較器214aの出力論理が一旦「Ｈ」レベルになると，充電監視電圧Ｖfが例えば５％程度減少しても比較器214aの動作状態が維持され，更に充電監視電圧Ｖfが低下すると比較器214aの出力論理は「Ｌ」レベルに復帰するようになっている。
閉路指令記憶回路216aは，電源立上検出回路217が発生する起動パルスによってセット
され，この閉路指令記憶回路216aのセット出力信号は閉路禁止ゲート218aとゲート抵抗114を介して昇圧用開閉素子111bを閉路駆動するものであるが，充電監視電圧Ｖfが所定値以上であれば昇圧比較判定部214aを構成する比較器の出力論理が「Ｈ」レベルとなり，閉路禁止ゲート218aは，閉路指令記憶回路216aによる昇圧用開閉素子111bに対する第一駆動指令信号Ｄr1を停止するようになっている。しかし，昇圧電圧Ｖhが低下して比較器214aの出力論理が「Ｌ」になると，第一駆動指令信号Ｄr1が有効となり昇圧用開閉素子111bが閉路駆動される。その結果，第一電流検出電圧Ｖc1が上昇して分圧抵抗212a・212c・212bによる分圧電圧Ｖdivを超過すると，閉路指令記憶回路216aがリセットされて第一駆動指令信号Ｄr1が停止され，昇圧用開閉素子111bが開路されて，誘導素子111aに流れていた励磁電流Ｉxは昇圧コンデンサ112bに対する充電電流となって減衰開始する。
しかし，この減衰電流は電流検出抵抗111cには流れていないので，その減衰状態を検出することはできないが，閉路指令記憶回路216aがリセットされたことに伴って開路時間制限タイマ216bが起動され，所定の第１開路制限時間ｔ1が経過すると，そのタイムアップ
出力によって閉路指令記憶回路216aがセットされ，再び昇圧用開閉素子111bが閉路駆動される。なお，第一昇圧制御部210A1に設けられた開路時間制限タイマ216bには，予め所定
の第１開路制限時間ｔ1と第２開路制限時間ｔ2の値が，図示しないシリアル信号回線を用いてマイクロプロセッサCPUから送信されていて，開路時間制限タイマ216bに入力される
開路時間制限時間選択信号TIM11が論理レベル「Ｈ」となることによって第１開路制限時
間ｔ1が選択され，開路時間制限タイマ216bに入力される開路時間制限時間選択信号TIM12が論理レベル「Ｈ」となることによって第２開路制限時間ｔ2が選択されるようになって
いる。昇圧用開閉素子111bが再閉路されたことに伴って，やがて閉路指令記憶回路216aがリセットされると，再び開路時間制限タイマ216bが起動されて以下同様の動作を繰り返すことになる。なお，以下の説明において第一及び第二昇圧回路部110A1・110A2のそれぞれに対応する名称には，例えば第一及び第二駆動指令信号Ｄr1・Ｄr2などのように，第一（
first）・第二（second）の漢数字を当て，第一駆動指令信号Ｄr1に関する複数の名称に
は，例えば第１及び第２開路制限時間ｔ1・ｔ2や，第二駆動指令信号Ｄr2に関する複数の名称には，例えば第１及び第２開路制限時間ｔ1・ｔ2などのように，第１（１st）・第２（２nd）のアラビア数字を当てて区別する。
従って，第一昇圧回路部110A1を小電流高頻度の開閉動作の第１運転モードで使用した
いときには，設定電流選択信号SEL1の論理レベルを「Ｈ」にして，選択開閉素子213aを閉路することによって分圧抵抗212a・212c・212bと後段並列抵抗212dによる分圧電圧を低下させ，これにより第１設定電流Ｉ1が設定されるとともに，開路時間制限時間選択信号TIM11の論理レベルを「Ｈ」にして第１開路制限時間ｔ1を選択すればよい。また，第一昇圧回路部110A1を大電流低頻度の開閉動作の第２運転モードで使用したいときには，設定電流選択信号SEL1の論理レベルを「Ｌ」にして，選択開閉素子213aを開路することによって分圧抵抗212a・212c・212bと後段並列抵抗212dによる分圧電圧を上昇させ，これにより第２設定電流Ｉ2が設定されるとともに，開路時間制限時間選択信号TIM12の論理レベルを「Ｈ」にして第２開路制限時間ｔ2を選択すればよい。
これは，第二昇圧回路部110A2の場合も同様であって，第二昇圧回路部110A2を小電流高頻度の開閉動作の第１運転モードで使用したいときには，設定電流選択信号SEL2の論理レベルを「Ｈ」にして，選択開閉素子213aを閉路することによって分圧抵抗212a・212c・212bと後段並列抵抗212dによる分圧電圧を低下させ，これにより第１設定電流Ｉ1が設定されるとともに，開路時間制限時間選択信号TIM21の論理レベルを「Ｈ」にして第１開路制限時間ｔ1を選択すればよい。また，第二昇圧回路部110A2を大電流低頻度の開閉動作の第２運転モードで使用したいときには，設定電流選択信号SEL2の論理レベルを「Ｌ」にして，選択開閉素子213aを開路することによって分圧抵抗212a・212c・212bと後段並列抵抗212dによる分圧電圧を上昇させ，これにより第２設定電流Ｉ2が設定されるとともに，開路時間制限時間選択信号TIM22の論理レベルを「Ｈ」にして第２開路制限時間ｔ2を選択すればよい。
次に，図１のものの同期状態検出部220Aの詳細制御ブロック図である図３について，その構成を詳細に説明する。図３において，同期状態検出部220Aには電源電圧Ｖbと制御電
圧Ｖccが入力されているとともに，第一昇圧制御部210A1で生成された第一電流検出電圧
Ｖc1と，第二昇圧制御部210A2で生成された第二電流検出電圧Ｖc2と，マイクロプロセッ
サCPUから送信される監視周期SETxの設定信号が入力されており，マイクロプロセッサCPUに対しては選択指令信号SELxを送信し，電源電圧Ｖbを分圧抵抗229a・229bで分圧して得
られる電源電圧監視電圧Ｖbaが演算制御回路部130A内の多チャンネルAD変換器LADCを介してマイクロプロセッサCPUに送信されるようになっている。演算増幅器である加算処理部221aの正側入力端子は車体グランド回路GNDに接続され，負側端子には，第１入力抵抗221bを介して第一電流検出電圧Ｖc1が印可され，第２入力抵抗221cを介して第二電流検出電圧Ｖc2が印可され，負帰還抵抗221dを介して加算処理部221aの出力電圧が印可されている。その結果，第１入力抵抗221bの抵抗値と，第２入力抵抗221cの抵抗値をいずれもＲinとし，負帰還抵抗221dの抵抗値をＲoutとすると，加算処理部221aの加算出力電圧Ｖoutは算式(14)で示される。
Ｖout＝Ｇ×（Ｖc1＋Ｖc2） ・・・・・（14）
但し，増幅率Ｇ＝Ｒout/Ｒin＞＞１ である。
同期時点検出部222Aを構成する比較器（222A）の負側端子には，加算出力電圧Ｖoutが
入力され，正側端子には加算値判定閾値電圧225aが印可されている。この加算値判定閾値電圧225aの値は，加算出力電圧Ｖoutの最大値未満であって，例えば加算出力電圧Ｖoutの最大値の70％以上の値に設定されている。従って，加算出力電圧Ｖoutがこの閾値電圧を
超過すると比較器（222A）の出力論理は「Ｌ」となり，この「Ｌ」の出力論理が同期中検
出パルスPLS0となって出力されるようになっている。同期中検出パルスPLS0が発生したときに，ベース抵抗222bを介して閉路駆動される駆動トランジスタ222cは，電源電圧Ｖbを
積分抵抗222dと積分コンデンサ223cの直列回路に印可するようになっている。開路安定抵抗222eはＰＮＰ形の駆動トランジスタ222cのエミッタ端子とベースとの間に接続され，比較器（222A）の出力論理が「Ｈ」であるときに駆動トランジスタ222cを安定開路するようになっている。
なお，この実施形態における同期中検出パルスPLS0の発生期間は，電源電圧Ｖbに反比
例して減少する性質があるので，積分コンデンサ223cを電源電圧Ｖbから充電することに
よってその変動を補償して，１回の同期中検出パルスPLS0の発生に伴う積分コンデンサ223cの充電電圧を安定化するようになっている。定期リセット処理部223Aは，定期的に放電トランジスタ223bを閉路駆動して，放電トランジスタ223bに並列接続されている積分コンデンサ223cの充電電荷を放出するものとなっている。定期リセット処理部223Aは，計時クロック信号226tの発生回数を計数するクロックカウンタ226cによって構成され，このクロックカウンタ226cの設定値レジスタにはタイムアップ設定値Ｎが予めマイクロプロセッサCPUから送信格納されていて，計時クロック信号226tの計数現在値が設定値Ｎに到達するとタイムアップ出力を発生して放電トランジスタ223bを閉路駆動するとともに，クロック信号の論理が反転したときに自らの計数現在値をリセットして，再度計数動作を開始するリングカウンタを構成している。
同期時点積算処理部224aとなる後段比較器（224a）の正側入力端子には積分コンデンサ223cの両端電圧が印可され，負側入力端子には積算値判定閾値電圧225bが印可されており，この積算値判定閾値電圧225bの値は，例えば放電トランジスタ223bが前回に閉路してから次回に閉路するまでの所定の監視周期SETx内に，同期中検出パルスPLS0が所定の複数回発生していた場合の積分コンデンサ223cの充電電圧に相当した値となっている。具体的には，定期リセット処理部223Aは例えば第一駆動指令信号Ｄr1又は第二駆動指令信号Ｄr2の発生回数が５回である場合の標準的な所要時間を監視周期SETxとし，この監視周期SETxの中で同期中検出パルスPLS0が３回以上発生していると後段比較器（224a）の出力論理が「Ｈ」となって選択指令信号SELxを発生し，これを選択指令発生記憶部228Aによって記憶するようになっている。
なお，選択指令発生記憶部228Aは電源投入時に電源立上検出回路224bによって予めリセットされている。また，標準的な監視周期SETx（所要時間）とは誘導素子111aのインダクタンスが，その個体バラツキ変動の平均値となっていて，電源電圧Ｖbが例えばＤＣ１４Ｖの場合のものである。しかし，実際の監視周期SETx（所要時間）は電源電圧Ｖbに反比例して変動するので，マイクロプロセッサCPUは現在の電源電圧に対応した監視周期SETx（所要時間）となるように計数設定値Ｎを補正して，これを監視周期SETxの設定信号として定期リセット処理部223Aに送信するようになっている。
（２）作用・動作の詳細な説明
以下，図１〜図３のとおり構成された実施の形態１による車載エンジン制御装置100Aについて，第１運転モードと第２運転モードにおける電流波形図である図４Ａ・図４Ｂと，同期中検出パルスPLS0の説明用タイムチャートである図５と，運転モード選択動作の説明用フローチャートである図６とに基づいて，その作用・動作を詳細に説明する。まず，図１において，図示しない電源スイッチが閉路されると，電源リレーの出力接点102が閉路
して，車載エンジン制御装置100Aに電源電圧Ｖbが印加される。その結果，定電圧電源140が例えばＤＣ５Ｖの安定化された制御電圧Ｖccを発生して，マイクロプロセッサCPUが制
御動作を開始する。マイクロプロセッサCPUは入力センサ群105の動作状態と，不揮発性のプログラムメモリPGMに格納された制御プログラムの内容に応動して，電気負荷群104に対する負荷駆動指令信号を発生し，電気負荷群104の中の特定の電気負荷である燃料噴射用
電磁弁103に対しては，燃料噴射指令信号INJiを発生して，駆動制御回路部120X・120Yを
介して各電磁コイル31〜34を駆動し，これに先立って第一・第二昇圧回路部110A1・110A2が作動して昇圧コンデンサ112bが高圧充電されるようになっている。
図４Ａは，第一昇圧回路部110A1の設定電流選択信号SEL1の論理レベルを「Ｈ」にして
，第１設定電流Ｉ1を設定し，開路時間制限時間選択信号TIM11の論理レベルを「Ｈ」にして第１開路制限時間ｔ1を設定して，小電流高頻度の断続動作の第１運転モードを選択し
た場合の，誘導素子111aに対する励磁電流Ｉxの波形を示したものである。ここで，第１
減衰電流Ｉ01から第１設定電流Ｉ1まで上昇するのに必要な昇圧用開閉素子111bの第１閉
路時間Ｔ1と，第１設定電流Ｉ1から第１減衰電流Ｉ01まで減衰するのに必要な昇圧用開閉素子111bの開路時間である第１開路制限時間ｔ1との間には，算式（15a）〜算式（17a）
の関係がある。但し，Ｖb＝電源電圧，Ｒ＝誘導素子111aの抵抗値，Ｌ＝誘導素子111aの
インダクタンス，τ＝Ｌ/Ｒ＝誘導素子111aの時定数，Ｔ01＝Ｔ1＋ｔ1＝第１断続周期，
Ｖc＝昇圧コンデンサ112bの充電電圧，Ｋ＝（Ｖc−Ｖb）/Ｖb＝昇圧率 である。
Ｌ×（Ｉ1−Ｉ01）/Ｔ1≒Ｖb 但し，Ｉ1×Ｒ＜＜Ｖbである。
∴Ｔ1≒（Ｉ1−Ｉ01）×Ｌ/Ｖb ・・・・・・・・・・・・・・・（15a）
Ｌ×（Ｉ1−Ｉ01）/ｔ1≒Ｖc−Ｖb
∴ｔ1≒（Ｉ1−Ｉ01）×Ｌ/（Ｖc−Ｖb）＝Ｔ1/Ｋ・・・・・・・ （16a）
∴Ｔ01≒（Ｉ1−Ｉ01）×Ｌ/Ｖb×（１＋１/Ｋ） ・・・・・・・ （17a）
なお，算式(15a)は電流上昇率（Ｉ1−Ｉ01）／Ｔ1が電源電圧Ｖbに比例し，その比例係数がインダクタンスＬであることを示している。同様に，算式(16a)は電流減衰率（Ｉ1−Ｉ01）／ｔ1が逆励磁電圧（Ｖc−Ｖb）に比例し，その比例係数がインダクタンスＬであ
ることを示している。しかし，充電ダイオード112aの作用によって減衰電流（即ち，昇圧コンデンサ112bに対する充電電流）が負の値になることはない。一方，昇圧用開閉素子111bの１回の断続動作によって誘導素子111aに蓄積される電磁エナルギーをＥ1とし，これを第１断続周期Ｔ01で割った値を充電工率Ｗ1とすると，算式（18a)と算式（19a）が成立する。
Ｅ1＝Ｌ×（Ｉ12−Ｉ012）/２ ・・・・・・・・・・・・・・・（18a）
Ｗ1＝Ｅ1/Ｔ01＝0.5×（Ｉ1＋Ｉ01）×Ｖb×Ｋ/（１＋Ｋ） ・・・（19a）
従って，充電工率Ｗ1は誘導素子111aのインダクタンスＬに個体バラツキ変動があって
も，一定の値となる。
図４Ｂは，第二昇圧回路部110A2の設定電流選択信号SEL2の論理レベルを「Ｌ」にして
，第２設定電流Ｉ２を設定し，開路時間制限時間選択信号TIM22の論理レベルを「Ｈ」に
して第２開路制限時間ｔ２を設定して，大電流低頻度の断続動作の第２運転モードを選択した場合の，誘導素子111aに対する励磁電流Ｉxの波形を示したものである。ここで，第
２減衰電流Ｉ02から第２設定電流Ｉ2まで上昇するのに必要な昇圧用開閉素子111bの第２
閉路時間Ｔ2と，第２設定電流Ｉ2から第２減衰電流Ｉ02まで減衰するのに必要な昇圧用開閉素子111bの開路時間である第２開路制限時間ｔ2との間には，図４Ａの場合と同様に算
式（15b）〜算式（17b）の関係がある。
∴Ｔ2≒（Ｉ2−Ｉ02）×Ｌ/Ｖb ・・・・・・・・・・・・・・・（15b）
∴ｔ2≒（Ｉ2−Ｉ02）×Ｌ/（Ｖc−Ｖb）＝Ｔ2/Ｋ・・・・・・・ （16b）
∴Ｔ02≒（Ｉ2−Ｉ02）×Ｌ/Ｖb×（１＋１/Ｋ） ・・・・・・・ （17b）
この場合でも，昇圧用開閉素子111bの１回の断続動作によって誘導素子111aに蓄積される電磁エネルギーをＥ2と，これを第２断続周期Ｔ02で割った値を充電工率Ｗ2との関係は，算式（18b)と算式（19b）で示すとおりである。
Ｅ2＝Ｌ×（Ｉ22−Ｉ022）/２ ・・・・・・・・・・・・・・・（18b）
Ｗ2＝Ｅ2/Ｔ02＝0.5×（Ｉ2＋Ｉ02）×Ｖb×Ｋ/（１＋Ｋ） ・・・ （19b）
従って，Ｉ1＋Ｉ01＝Ｉ2＋Ｉ02の関係に設定しておけば，第１運転モードに設定された第一昇圧回路部110A1の充電工率Ｗ1と，第２運転モードに設定された第二昇圧回路部110A2の充電工率Ｗ2とは等しくなっている。なお，昇圧率Ｋの値は，例えばＫ＝（64-14）/14＝3.57であり，Ｋ/（１＋Ｋ）＝0.78となっている。ここで，第一昇圧回路部110A1側の誘導素子111aのインダクタンスをＬ1，第二昇圧回路部110A1側の誘導素子111aのインダクタンスをＬ2とすると，断続周期の比率は算式（17a）と算式（17b）により算式（20）で示される。
Ｔ02/Ｔ01＝［（Ｉ2−Ｉ02）/（Ｉ1−Ｉ01）］×（Ｌ2/Ｌ1） ・・・（20）
図５（Ａ）において，上段グループの三つのタイムチャートは，第一・第二昇圧回路部110A1・110A2をともに大電流低頻度の断続動作の第２運転モードとして，双方の誘導素子111aのインダクタンスＬが一致していた場合の，一方の第一駆動指令信号Ｄr11と他方の
第二駆動指令信号Ｄr21の開閉動作状態，及びこれに伴う同期中検出パルスPLS01の発生状態を示したものである。この事例では，双方の昇圧用開閉素子111bは同期して，例えば40μsの周期で断続動作を行っており,ハッチングで示した開路動作の直前領域において一対の誘導素子111aの励磁電流Ｉxの加算値が図３における加算値判定閾値電圧225aを超過しており，これによって，昇圧用開閉素子111bの毎回の断続動作に応動して同期中検出パルスPLS01が発生している。なお，この事例において，双方のインダクタンスＬがごくわずかに相違していると，断続動作の開始後，暫時は同期中検出パルスPLS01を順次発生するが，やがては同期中検出パルスPLS01を発生しなくなり，この発生しない状態が長期間続いてから再び同期中検出パルスPLS01が順次発生する長周期反復動作状態が発生することになる。
図５（Ｂ）において，中段上側グループの三つのタイムチャートは，第一・第二昇圧回路部110A1・110A2をともに大電流低頻度の断続動作の第２運転モードとして，双方の誘導素子111aのインダクタンスＬが相違していた場合の，一方の第一駆動指令信号Ｄr12と他
方の第二駆動指令信号Ｄr22の開閉動作状態，及びこれに伴う同期中検出パルスPLS02の発生状態を示したものである。この事例では，第一駆動指令信号Ｄr12は例えば40μsの周期で断続動作を行っているのに対し,第二駆動指令信号Ｄr22は例えば35μsの周期で断続動
作を行っている。そして，この事例では，第一駆動指令信号Ｄr12の５周期毎に同期中検
出パルスPLS02が１回発生している。図５（Ｃ）において，中段下側グループの三つのタ
イムチャートは，第一駆動指令信号Ｄr13は例えば40μsの周期で断続動作を行っているのに対し,第二駆動指令信号Ｄr23は例えば30μsの周期で断続動作を行っていて，この事例
では，第一駆動指令信号Ｄr13の３周期毎に同期中検出パルスPLS03が発生している。
図５（Ｄ）において，下段グループの三つのタイムチャートは，第一駆動指令信号Ｄr14は例えば40μsの周期で断続動作を行っているのに対し,第二駆動指令信号Ｄr24は例えば25μsの周期で断続動作を行っていて，この事例では，第一駆動指令信号Ｄr14の２周期毎に同期中検出パルスPLS04が発生している。以上の説明で明らかなとおり，一対の駆動指令信号の断続周期が略等しい状態においては，同期中検出パルスPLS0は一方の駆動指令信号の開閉動作と連動して連続して発生する連続同期区間と，長期間にわたって同期中検出パルスPLS0が発生しない非同期区間が交互に発生することになる。しかし，一対の駆動指令信号の断続周期が大きく異なっていると，連続同期区間は発生しないが，同期中検出パルスPLS0の発生間隔が狭くなる頻発発生状態が発生することになる。
例えば，図５（Ｄ）の状態であれば，第一駆動指令信号Ｄr14の５周期の間に同期中検
出パルスPLS04は３回発生しているのに対し，図５（Ｂ）の状態であれば,第一駆動指令信号Ｄr12の５周期の間に同期中検出パルスPLS02は１回発生している。図３で示された同期状態検出部220Aは，図５（Ａ），図５（Ｄ）のような状態において選択指令信号SELxを発生し，図５（Ｂ），図５（Ｃ）のような状態において選択指令信号SELxを発生ないように
して，継続的な同期中検出パルスPLS0が発生しないように，第一昇圧回路部110A1と第二
昇圧回路部110A2の運転モードを選択するようになっている。なお，誘導素子111aのイン
ダクタンスの個体バラツキ変動が±15％であるとした場合，同期状態検出部220Aによって検出されるインダクタンスの接近状態は±５％程度が適している。
しかし，同期状態検出部220Aはどちらのインダクタンスが大きくて，どちらが小さいかは識別されていないので，第１運転モードと第２運転モードによる断続周期の変化を±10％程度にしておけば，最悪の組合わせとして，インダクタンスが−５％（断続周期が短い）ものの断続周期を+10％にして得られる断続周期は＋５％となり，インダクタンスが＋５％（断続周期が長い）ものの断続周期を−10％にして得られる断続周期は−５％となり，少なくとも±５％の断続周期の相違を確保することができる。逆に，インダクタンスが−５％（断続周期が短い）ものの断続周期を−10％にして得られる断続周期は-15％となり，インダクタンスが＋５％（断続周期が長い）ものの断続周期を＋10％にして得られる断続周期は＋15％となり，最悪で±15％の断続周期の相違が発生することになる。これは，インダクタンスの相違が±15％である場合で，同一運転モードで使用した場合と一致している。
図１のものの運転モード選択動作の説明用フローチャートである図６において，工程600は，マイクロプロセッサCPUの動作開始ステップであり，マイクロプロセッサCPUは動作開始工程600から動作終了工程610の間を繰返して実行している。続く工程601aは，電源投入後の初回の制御動作であるかどうかを判定し，初回動作であればYESの判定を行って工程601bへ移行し，初回動作でなければNOの判定を行って工程602aへ移行する判定ステップである。工程601bは，第一昇圧制御部210A1の設定電流選択信号SEL1の論理レベルを「Ｌ」にし，開路時間制限時間選択信号TIM12の論理レベルを「Ｈ」にして，大電流低頻度の断続動作の第２運転モードに設定するとともに，第二昇圧制御部210A2の設定電流選択信号SEL2の論理レベルを「Ｌ」にし，開路時間制限時間選択信号TIM22の論理レベルを「Ｈ」にして，大電流低頻度の断続動作の第２運転モードに設定する初期設定部となるステップである。
続く工程601cは，例えば電源電圧ＶbがＤＣ14Ｖの基準電圧であり，誘導素子111aのイ
ンダクタンスＬがその個体バラツキ変動値に対する平均値であって，第２運転モードに設定したときの第一又は第二駆動指令信号Ｄr1・Ｄｒ2の信号周期の５倍に相当した時間が
得られる監視周期SETxを送信して，定期リセット処理部223Aのクロックカウンタ226cの設定を行って，工程602aへ移行する初期設定ステップである。工程602aは，電源電圧監視電圧Ｖbaを参照して現在の電源電圧Ｖbを読み出して，工程601cで初期設定されていた監視
周期SETxを電源電圧Ｖbに反比例する値に補正する電圧補正手段となるステップである。
なお，開路時間制限タイマ216bも同様であるが，昇圧用開閉素子111bを開路したときの誘導素子111aの電流減衰特性は，安定した高電圧である昇圧コンデンサ112bの充電電圧Ｖc
と，変動する電源電圧Ｖbとの差分値で決定されるので，電源電圧Ｖbの変動の影響が少なくなり，開路時間制限タイマ216bで設定される第１開路制限時間ｔ1や第２開路制限時間
ｔ2の電圧補正は省略することもできる。
続く工程602bは，選択指令発生記憶部228Aが選択指令信号SELxの発生を記憶しているかどうかを読出して工程603へ移行するステップである。工程603は，選択指令信号SELxが発生していたときにYESの判定を行って工程604へ移行し，発生していなかったときはNOの判定を行って工程605へ移行する判定ステップである。工程604は，第一昇圧制御部210A1の
設定電流選択信号SEL1の論理レベルを「Ｈ」にし，開路時間制限時間選択信号TIM11の論
理レベルを「Ｈ」にして，小電流高頻度の断続動作の第１運転モードに設定するとともに，第二昇圧制御部210A2は現状とおりに設定電流選択信号SEL2の論理レベルを「Ｌ」にし，開路時間制限時間選択信号TIM22の論理レベルを「Ｈ」にして，大電流低頻度の断続動作の第２運転モードに設定して，工程606aへ移行する変更設定部となるステップである。工程605は，工程601b又は工程604で設定された運転モードの状態を維持しておいて，工程606aへ移行するステップである。工程606aは，燃料噴射用電磁弁103の開弁時期が到来したかどうかを判定し，開弁時期であればYESの判定を行って工程606bへ移行し，開弁時期でなければNOの判定を行って動作終了工程610へ移行する判定ステップである。工程606bでは，どの電磁コイル31〜34に通電するかを識別して，所定の開弁期間Ｔnの期間内で開弁指令信号INJnを発生して動作終了工程610へ移行するステップである。
以上の説明で明らかなとおり，実施の形態１において，昇圧制御に関するマイクロプロセッサCPUの役割は，開路時間制限タイマ216bやクロックカウンタ226cに対する設定値の
管理を行い，ハードウエアで構成された同期状態検出部220Aから得られる選択指令信号SELxによって，設定電流選択信号SEL1・SEL2を発生したり，開路時間制限時間選択信号TIM11・TIM12，TIM21・TIM22を発生して運転モードの切換えを実行することである。以上の説明では，選択指令信号SELxが発生すると，常に第一昇圧回路部110A1は第２運転モードから第１運転モードに切換り，第二昇圧回路部110A2は第２運転モードのままで運転するようになっているが，これを定期的に交替して，第一昇圧回路部110A1は第２運転モードに戻し，第二昇圧回路部110A2は第２運転モードから第１運転モードに切換えるようにしてもよく，これにより，第一昇圧回路部110A1と第二昇圧回路部110A2の温度上昇を均一化することができるものである。
また，以上の説明では，第１開路制限時間ｔ1と第２開路制限時間ｔ2の値として，誘導素子111aに流れていた励磁電流Ｉxが昇圧コンデンサ112bに放電し，その減衰電流がゼロ
になるよりは短い時間に設定されていたが，昇圧用開閉素子111bの開路時間を大きくして電流ゼロ期間を含むような設定を行うことも可能である。その場合，第１設定電流Ｉ1，
第１閉路時間Ｔ1，第１開路制限時間ｔ1≒Ｔ1/Ｋ の第１運転モードで運転した場合の充電工率Ｗ1と，第２設定電流Ｉ2，第２閉路時間Ｔ2，第２開路制限時間ｔ2＞Ｔ2/Ｋ の第２運転モードで運転した場合の充電工率Ｗ2とを一致させるための条件は，算式（21a）〜（23a），算式（21b）〜（23b）から算出される。但し，昇圧率Ｋ＝（Ｖc−Ｖb）/Ｖｂであり，例えばＫ＝（64-14）/14＝3.57となるものである。
Ｔ1＝Ｉ1×Ｌ/Ｖb ・・・（21a）
Ｅ1＝Ｌ×Ｉ12/２ ・・・（22a)
Ｗ1＝Ｅ1/（Ｔ1＋t1）・・・（23a)
Ｔ2＝Ｉ2×Ｌ/Ｖb ・・・（21b)
Ｅ2＝Ｌ×Ｉ22/２ ・・・（22b）
Ｗ2＝Ｅ2/（Ｔ2＋t2）・・・（23b）
ここで，比率γ＝Ｉ2/Ｉ1とすると，Ｔ2/Ｔ1＝γ，Ｅ2/Ｅ1＝γ2 となる。従って，Ｗ2/Ｗ1＝１とするためには算式（24）が成立する。
Ｗ2/Ｗ1＝（Ｅ2/Ｅ1）×（Ｔ1＋t1）/（Ｔ2＋ｔ2）
＝γ2×（Ｔ1＋ｔ1）/（γ×Ｔ1＋ｔ2）＝１
∴ｔ2＝γ×Ｔ1（γ−１）＋γ2×ｔ1 ・・・・・（24）
また，第１開路制限時間ｔ1は誘導素子111aに流れている電流がゼロまで減衰するに要
する時間に等しく設定されている場合であれば，ｔ1＝Ｔ1/Ｋとなるので，Ｋ＝3.57とし
た場合の算式（24）は算式(25）のとおり単純化されることになる。
ｔ2/ｔ1＝（4.57×γ−3.57）×γ ・・・・・（25）
（３）変形形態１の詳細な説明
次に，この発明の実施の形態１に対する一部の変形形態よる車載エンジン制御装置について，図２に代わる変形形態による昇圧回路部の詳細制御ブロック図である図７と，図３に代わる変形形態による同期状態検出部の詳細制御ブロック図である図８について，図２
・図３との相違点を中心にして詳細に説明する。図７において，第一昇圧回路部110AA1と第二昇圧回路部110AA2，及び同期状態検出部220AAは，図１における第一昇圧回路部110A1と第二昇圧回路部110A2，及び同期状態検出部220Aと置き換わるものであり，その主な相
違点として，図１・図２の場合には昇圧用開閉素子111bの開路時間を決定するために開路時間制限タイマ216bが使用されているのに対し，図７では減衰電流を直接検出する方式が採用されていて，電流検出抵抗111cには昇圧用開閉素子111bが閉路したときの誘導素子111aの励磁電流Ｉxと，昇圧用開閉素子111bを開路したときの誘導素子111aから昇圧コンデンサ112bに至る充電電流Ｉcとが流れるように，昇圧用開閉素子111bと昇圧コンデンサ112bの共通下流位置，又は誘導素子111aの上流位置に接続されている。それ以外の誘導素子111a，昇圧用開閉素子111b，充電ダイオード112a，昇圧コンデンサ112bに対する駆動回路部分と，昇圧比較判定部214aに関する前後の入出力信号回路は図２の場合と同様である。
電流比較判定部211aを構成する比較器の正端子には，正側入力抵抗211bを介して第一電流検出電圧Ｖc1が印可されるとともに，負端子には負側入力抵抗211cを介して，分圧抵抗212a・212c・212bによる制御電圧Ｖccの分圧電圧Ｖdivが印可されるようになっている。
なお，中流の分圧抵抗212cには，選択開閉素子213aを介して中段並列抵抗212eが並列接続され，選択開閉素子213aは選択駆動抵抗213bを介して設定電流選択信号SEL1（又は設定電流選択信号SEL2）が印可されるようになっている。また，比較器211aの出力端子と正側入力端子との間には正帰還抵抗211dが接続されていて，誘導素子111aに対する励磁電流Ｉx
が例えば第１設定電流Ｉ1に到達すると，第一電流検出電圧Ｖc1が分圧抵抗212a〜212cに
よる分圧電圧Ｖdivを超過して，比較器211aの出力論理が一旦「Ｈ」レベルになる。この
出力論理が一旦「Ｈ」レベルになると，第一電流検出電圧Ｖc1が例えば第１減衰電流Ｉ01に対応した電圧に低下するまでは比較器211aの動作状態が維持され，更に第一電流検出電圧Ｖc1が低下すると比較器211aの出力論理は「Ｌ」レベルに復帰するようになっている。
上段の分圧抵抗212aには切換トランジスタ218cが並列接続されていて，この切換トランジスタ218cは，論理積回路218bの出力が論理レベル「Ｌ」となったときに，ベース抵抗218dを介して駆動されるようになっている。この切換トランジスタ218cが閉路駆動されている状態で，設定電流選択信号SEL1（又はSEL2)の論理レベルが「Ｌ」のときは，分圧電圧Ｖdivは分圧抵抗212c・212bによる小電圧Ｖ1となり，設定電流選択信号SEL1（又はSEL2)の論理レベルが「Ｈ」のときは，分圧電圧Ｖdivは分圧抵抗212c・212bと中段並列抵抗212eとによる大電圧Ｖ2となる。論理積回路218bは，設定電流選択信号SEL１（又はSEL2)の論理レベルが「Ｈ」となって，大電流低頻度の開閉動作の第２運転モードが選択されているときであって，しかも，励磁電流Ｉxが第２設定電流Ｉ2まで増加して，比較器211aの出力がハイレベル「Ｈ」になったことによって，その出力論理が「Ｈ」となり，その結果切換トランジスタ218cが開路し，分圧電圧Ｖdivを最小レベルに低下させるようになっている。これにより，第１設定電流Ｉ1＜第２設定電流Ｉ2であり，第１減衰電流Ｉ01＞第２減衰電流Ｉ02である関係が得られるようになっている。
これは，第二昇圧回路部110AA2の場合も同様であって，第二昇圧回路部110AA2を小電流高頻度の開閉動作の第１運転モードで使用したいときには，設定電流選択信号SEL2の論理レベルを「Ｌ」にして，選択開閉素子213aを開路することによって分圧抵抗212c・212bによる分圧電圧Ｖdivを低下させ，これにより第１設定電流Ｉ1が設定される。そして，第１減衰電流Ｉ01は正帰還抵抗211dによるヒステリシス特性によって，第１設定電流Ｉ1より
も小さな値に設定されることになる。また，第二昇圧回路部110AA2を大電流低頻度の開閉動作の第２運転モードで使用したいときには，設定電流選択信号SEL2の論理レベルを「Ｈ」にして，選択開閉素子213aを閉路することによって分圧抵抗212c・212bと中段並列抵抗212eによる分圧電圧Ｖdivを上昇させ，これにより第２設定電流Ｉ2が設定される。そして，第２減衰電流Ｉ02は正帰還抵抗211dによるヒステリシス特性と，切換トランジスタ218cによって，第１減衰電流I01よりも小さな値に設定されることになる。
以上の制御動作を理論的に説明すると，電流検出抵抗111cの抵抗値Ｒ111c＝Ｒ0，正側
入力抵抗211bと正帰還抵抗211dの抵抗値Ｒ211b・Ｒ211dを，それぞれＲb・Ｒdとし，分圧抵抗212a〜212cの抵抗値Ｒ212a〜Ｒ212cを，Ｒ212a＝Ｒa，Ｒ212b＝Ｒbb，Ｒ212c＝Ｒcとし，中段の分圧抵抗212cと中段並列抵抗212eの並列合成抵抗Ｒ212c／／Ｒ212eをＲecとすると，まず，分圧電圧Ｖdivで総称されている下段の分圧抵抗212bの両端電圧は，切換ト
ランジスタ218cと選択開閉素子213aの動作状態に応じて算式（26a）（26b)（26c)で示さ
れる。
切換トランジスタ218cが閉路し，選択開閉素子213aが開路しているとき
Ｖdiv＝Ｖ1＝Ｖcc×Ｒbb/（Ｒc＋Ｒbb） ・・・・（26a）
切換トランジスタ218cが閉路し，選択開閉素子213aが閉路しているとき
Ｖdiv＝Ｖ2＝Ｖcc×Ｒbb/（Ｒec＋Ｒbb）＞Ｖ1 ・・・・（26b）
切換トランジスタ218cが開路し，選択開閉素子213aが閉路しているとき
Ｖdiv＝Ｖ2’＝Ｖcc×Ｒbb/（Ｒa＋Rec＋Ｒbb）＜Ｖ2 ・・・・（26c）
なお，第１設定電流Ｉ1と第２設定電流Ｉ2の値は，算式(26a)（26b)を参照して算式（27a)（27b)によって決定される。
Ｒ0×Ｉ1＝Ｖ1 ∴Ｉ1＝Ｖcc/Ｒ0×［Ｒbb/（Ｒc＋Ｒbb）] ・・・・（27a）
Ｒ0×Ｉ2＝Ｖ2 ∴Ｉ2＝Ｖcc/Ｒ0×［Ｒbb/（Rec＋Ｒbb）] ・・・・（27b）
また，算式（26b)と算式（26c)によって，算式（26bc)の関係が成立している。
α＝Ｖ2’/Ｖ2＝（Ｒec＋Ｒbb）/（Ｒa＋Rec＋Ｒbb） ・・・・・・・（26bc)
一方，励磁電流Ｉxが第１設定電流Ｉ1に到達して，比較器211aの出力電圧が０Ｖから制御電圧Ｖcc＝５Ｖに変化し，これによって昇圧用開閉素子111bが開路されて昇圧コンデンサ112bに対する充電が開始し，その充電電流が第１減衰電流Ｉ01まで減衰したときには算式（28）が成立する。
（Ｖcc−Ｖ1）/Ｒd＝（Ｖ1−Ｒ0×Ｉ01）/Ｒb ・・・・・・・（28）
ここで，Ｒd＞＞Ｒbとすることによって算式（28a）が得られる。
Ｉ01＝Ｉ1−（Ｖcc/Ｒ0）×（Ｒb/Ｒd） ・・・・・・・・・・・（28a）
同様に，励磁電流Ｉxが第２設定電流Ｉ２に到達して，比較器211aの出力電圧が０Ｖか
ら制御電圧Ｖcc＝５Ｖに変化し，これによって昇圧用開閉素子111bが開路されて昇圧コンデンサ112bに対する充電が開始し，その充電電流が第２減衰電流Ｉ02まで減衰したときには算式（2９）が成立する。
（Ｖcc−Ｖ2’）/Ｒd＝（Ｖ2’−Ｒ0×Ｉ02）/Ｒb ・・・・・・・（29）
ここで，Ｒd＞＞Ｒbとし，算式（26bc)によて，Ｖ2’＝α×Ｖ2とするることによって
算式（29a）が得られる。
Ｉ02＝αＩ2−（Ｖcc/Ｒ0）×（Ｒb/Ｒd） ・・・・・・・・・・・（29a）
従って，αＩ2＜Ｉ1となるように定数αを設定しておけば，Ｉ02＜Ｉ01の関係が成立し，Ｉ2＞Ｉ1でありながらも，等価工率の条件式Ｉ1＋Ｉ01＝Ｉ2＋Ｉ02を満たすことができるものであり，減衰電流の値を決定するための正帰還抵抗211dは，減衰電流設定部の主要要素となっている。
図８において，同期状態検出部220AAの骨格構成は，図３で示された同期状態検出部220Aと同様であるが，その相違点は定期リセット処理部223AAにある。従って，加算処理部221aは図３の場合と同様に第１入力抵抗221b，第２入力抵抗221c，負帰還抵抗221d，比較器221aを含んでおり，同期時点検出部222Aや積分コンデンサ223cに対する充放電回路，或いは同期時点積算処理部224aと選択指令発生記憶部228Aも同様に構成されている。しかし，定期リセット処理部223AAは，クロックカウンタ226cの計数入力が計時クロック信号226tに代わって第一駆動指令信号Ｄr1（又は，第二駆動指令信号Ｄr2であってもよい）が使用され，クロックカウンタ226cの計数入力回路にはゲート回路226bと初回記憶回路226fが設けられている。この初回記憶回路226fは，同期時点検出部222Aが同期中検出パルスPLS0を発生したことによってセットされて，そのセット出力によってゲート回路226bが開き，クロックカウンタ226cは第一駆動指令信号Ｄr1の論理レベルが「Ｈ」から「Ｌ」に変化した回数，即ち昇圧用開閉素子111bの開路動作回数を計数することができるようになっている。
クロックカウンタ226cは，その計数値が予め設定されている設定値２に到達するとカウントアップ出力を発生して，ベース抵抗226dを介して放電トランジスタ223bを閉路駆動するとともに，初回記憶回路226fをリセットしてクロックカウンタ226cの計数動作を停止し，クロックカウンタ226cの計数現在値は第一駆動指令信号Ｄr1の論理レベルが「Ｌ」から「Ｈ」に変化した時点で，リセット回路226gを介して初期化されるようになっている。クロックカウンタ226cが初回の計数を行うのは，同期中検出パルスPLS0が発生した直後の時点であり，この時点から第一駆動指令信号Ｄr1の１周期が完了して，再びその論理が「Ｈ」から「Ｌ」に変化すると計数値は２となって，ここでクロックカウンタ226cはカウントアップすることになる。従って，クロックカウンタ226cによる監視周期SETxは，ほぼ第一駆動指令信号Ｄr1の断続周期Ｔ01に相当しており，この監視周期SETxの間に再度同期中検出パルスPLS0が発生すると，初回の同期中検出パルスPLS0と合わせて駆動トランジスタ222cの閉路回数は２回となり，これにより積分コンデンサ223cの両端電圧が積算値判定閾値電圧225bを超過して選択指令信号SELxが発生することになる。
そして，２回目の同期中検出パルスPLS0が発生しなかったときには，放電トランジスタ223bが閉路して，積分コンデンサ223cの電荷が放出され，クロックカウンタ226cの計数現在値も初期化されてから以下同様の動作を繰り返し，その後の初回の同期中検出パルスPLS0の発生によってクロックカウンタ226cの計数動作が再開することになる。以上の説明で明らかなとおり，図３で示された同期状態検出部220Aは，第一駆動指令信号Ｄr1又は第二駆動指令信号Ｄr2の発生回数が５回である場合の標準的な所要時間を監視周期SETxとし，この監視周期SETxの中で同期中検出パルスPLS0が３回以上発生していると選択指令信号SELxを発生するマクロ監視方式であって，同期状態の判定をマイクロプロセッサCPUと共同して行うのに適している。しかし，図８で示された同期状態検出部220AAは，初回の同期中検出パルスPLS0が発生した時点を起点として，第一駆動指令信号Ｄr1又は第二駆動指令信号Ｄr2の１周期を経過した時点を監視周期SETxとして，この監視周期SETxの中で同期中検出パルスPLS0が２回以上発生していると選択指令信号SELxを発生するミクロ監視方式であって，同期状態の判定をマイクロプロセッサCPUに依存しないで，ハードウエア側単独で行うのに適している。
なお，図８のような，積分コンデンサ223cと同期時点積算処理部224aを用いた場合には，励磁電流波形の重なり度合の長短によって同期中検出パルスPLS0の幅が変化するので，短小パルス２個分で幅広パルス１個分と看做す必要があり，監視周期SETxとしては２周期としておくのが無難である。この場合、クロックカウンタ226cの設定値は３となる。
但し，監視周期SETxを１周期にしておいた場合に，短小パルス２個で選択指令信号SELxが発生しない事態が発生しても，引き続く監視動作の中で選択指令信号SELxが発生することになる。そして，選択指令信号SELxが発生するまでは，設定電流選択信号SEL1・SEL2は共に論理レベル「Ｈ」にして大電流低頻度の断続動作の共通の運転モードとし，選択指令信号SELxが発生すると，設定電流選択信号SEL1の論理レベル「Ｌ」にして，小電流高頻度の断続動作の異種の運転モードに移行するようになっている。以上のとおり，実施の形態１の変形形態においては，図８の選択指令発生記憶部228Aの出力によって，設定電流選択信号SEL1・SEL2が図７の選択開閉素子213aに直接入力されている。従って，昇圧制御に関する制御は全てハードウエアで実行されていて，マイクロプロセッサCPUは関与していない
が，選択指令信号SELxを一旦マイクロプロセッサCPUに送信し，マイクロプロセッサCPUによって設定電流選択信号SEL1・SEL2を発生して運転モードの切換えを行うようにしてもよい。
（４）実施の形態１及びその変形形態の要点と特徴
以上の説明で明らかなとおりこの発明の実施の形態１及びその変形形態による車載エンジン制御装置は，複数気筒エンジンの各気筒に設けられた燃料噴射用電磁弁103を駆動す
るために，当該電磁弁駆動用の複数の電磁コイル31〜34に対する駆動制御回路部120X・120Yと，第一昇圧回路部110A1・110AA1及び第二昇圧回路部110A2・110AA2と，マイクロプロセッサCPUを主体とする演算制御回路部130Aとを備えた車載エンジン制御装置100Aであって，前記第一昇圧回路部110A1・110AA1及び前記第二昇圧回路部110A2・110AA2は，互いに独立して作動する第一昇圧制御部210A1・210AA1及び第二昇圧制御部210A2・210AA2と，前記第一昇圧制御部210A1・210AA1及び前記第二昇圧制御部210A2・210AA2のそれぞれによって断続励磁される一対の誘導素子111aと，前記一対の誘導素子111aのそれぞれに直列接続された一対の充電ダイオード112aと，前記一対の誘導素子111aのそれぞれに対する励磁電流Ｉxの遮断に伴う誘導電圧によって，前記一対の充電ダイオード112aのそれぞれを介して充電され，複数回の前記断続励磁により所定の昇圧電圧Ｖhに充電される１個又は互いに並列接続された複数の昇圧コンデンサ112bとを備えている。
そして，前記第一昇圧制御部210A1・210AA1及び前記第二昇圧制御部210A2・210AA2は，車載バッテリ101に接続される前記一対の誘導素子111aのそれぞれに直列接続されて，こ
の一対の誘導素子111aのそれぞれに対する前記励磁電流Ｉxを断続制御する一対の昇圧用
開閉素子111bと，前記励磁電流Ｉxが流れる一対の電流検出抵抗111cとを備えるとともに
，前記一対の昇圧用開閉素子111bの一方又は両方が閉路駆動されてから，前記励磁電流Ｉxが目標設定電流以上となったことによって前記一対の昇圧用開閉素子111bの一方又は両
方の通電を遮断する一対の電流比較判定部211aと，前記一対の昇圧用開閉素子111bの一方又は両方の通電が遮断されてから，所定の設定時間或いは所定の電流減衰時間が超過したことによって，前記一対の昇圧用開閉素子111bの一方又は両方を再び閉路駆動する一対の開路時間制限部と，前記昇圧コンデンサ112bの両端電圧が，所定の閾値電圧以上となったことによって，前記一対の昇圧用開閉素子111bの閉路駆動を禁止する昇圧比較判定部214aとを備えている。
そしてまた，前記開路時間制限部は，前記マイクロプロセッサCPUから送信された前記
設定時間を計時する計時回路である開路時間制限タイマ216b，又は（変形形態においては）前記励磁電流Ｉxが所定の減衰電流値まで減衰するまでの時間を前記電流減衰時間とする減衰電流設定部211dであり，前記第一昇圧制御部210A1・210AA1及び前記第二昇圧制御部210A2・210AA2の一方と他方には，前記目標設定電流となる第１設定電流Ｉ1及びこの第１設定電流Ｉ1よりも大きな値である第２設定電流Ｉ2と，前記設定時間となる第１開路制限時間ｔ1及びこの第１開路制限時間ｔ1よりも長い時間である第２開路制限時間ｔ2，或いは前記減衰電流値となる第１減衰電流Ｉ01及び第２減衰電流Ｉ02とに対応し，前記第１設定電流Ｉ1と，前記第１開路制限時間ｔ1又は前記第１減衰電流Ｉ01による小電流高頻度の断続動作の第１運転モード，或いは，前記第２設定電流Ｉ２と，前記第２開路制限時間ｔ2又は前記第２減衰電流Ｉ02による大電流低頻度の断続動作の第２運転モードの何れかが選択適用され，前記第一昇圧制御部210A1・210AA1及び前記第二昇圧制御部210A2・210AA2にはさらに，前記一対の昇圧用開閉素子111bの開路タイミングが，継続して接近している状態を検出記憶して選択指令信号SELxを発生する同期状態検出部220A・220AAが設けられ，前記マイクロプロセッサCPUは，前記選択指令信号SELxが発生するまでは，前記第一昇圧制御部210A1・210AA1と前記第二昇圧制御部210A2・210AA2を，前記第１運転モード又は前記第２運転モードのいずれかによる共通の運転モードとする初期設定部601bと，前記選択指令信号SELxが発生した後は，前記第一昇圧制御部210A1・210AA1と前記第二昇圧制御部210A2・210AA2を，前記第１運転モード又は第２運転モードのいずれか一方と他方の互いに異なる側による異種の運転モードとする変更設定部604とを備えている。
前記第１設定電流Ｉ1において一方の前記昇圧用開閉素子111bが開路されてから，前記
第１開路制限時間ｔ1が経過した時点で一方の前記昇圧用開閉素子111bが再閉路されたと
きには，一方の前記誘導素子111aの前記励磁電流Ｉxは第１減衰電流Ｉ01となり，前記第
２設定電流Ｉ2において他方の前記昇圧用開閉素子111bが開路されてから，前記第２開路
制限時間ｔ2が経過した時点で他方の前記昇圧用開閉素子111bが再閉路されたときには，
他方の前記誘導素子111aの前記励磁電流Ｉxは第２減衰電流Ｉ02となり，前記第１設定電
流Ｉ1と前記第１減衰電流Ｉ01の加算値Ｉ1＋Ｉ01と，前記第２設定電流Ｉ2と前記第２減
衰電流Ｉ02の加算値Ｉ2＋Ｉ02とは，第２設定電流Ｉ2＞第１設定電流Ｉ1の関係と，第１
減衰電流Ｉ01＞第２減衰電流Ｉ02の関係を満たす条件のもとで接近近似している。
以上のとおり，この発明の請求項２に関連し，昇圧用開閉素子が再閉路するときに減衰電流があり，第１設定電流Ｉ1と第１減衰電流Ｉ01の加算値Ｉ1＋Ｉ01と，第２設定電流Ｉ2と第２減衰電流Ｉ02の加算値Ｉ2＋Ｉ02とは接近近似し，Ｉ2＞Ｉ1，Ｉ01＞Ｉ02の関係が成立するようになっている。この場合，１回の断続動作によって昇圧コンデンサに放出される一方の誘導素子の電磁エネルギーは，（Ｉ12−Ｉ012）に比例し，断続周期は（Ｉ1−Ｉ01）に比例しているので，昇圧コンデンサに対する充電工率は（Ｉ12−Ｉ012）/（Ｉ1
−Ｉ01）＝（Ｉ1＋Ｉ01）となって，第１設定電流Ｉ1と第１減衰電流Ｉ01の加算値に比例することになる。これは他方の誘導素子についても同様であり，他方の誘導素子による昇圧コンデンサに対する充電工率は，第２設定電流Ｉ2と第２減衰電流Ｉ02の加算値（Ｉ2＋Ｉ02）に比例することになる。従って，設定電流が大きい方の誘導素子は低頻度の開閉周期となり，設定電流が小さい方の誘導素子は高頻度の開閉周期となることによって，第１設定電流Ｉ1又は第２設定電流Ｉ2による昇圧コンデンサに対する１回の充電エネルギーを断続周期で割って得られる充電工率を一定にすることができ，どちらの運転モードで運転しても，昇圧コンデンサに対する充電工率は変化しないようにすることができる特徴がある。これは，実施の形態２及び実施の形態３についても同様である。
前記同期状態検出部220A・220AAは，前記一対の電流検出抵抗111cの一方の両端電圧で
ある第一電流検出電圧Ｖc1と，他方の両端電圧である第二電流検出電圧Ｖc2との加算値を増幅した加算増幅電圧を発生する加算処理部221aと，前記加算処理部221aの前記加算増幅電圧が，加算値判定閾値電圧225aを超過したことによって前記一対の誘導素子111aのそれぞれに対する前記励磁電流Ｉxの波形が同期した同期時点を検出して，同期中検出パルスPLS0を発生する同期時点検出部222Aと，前記同期中検出パルスPLS0の発生回数が，積算値
判定閾値電圧225bによって定まる所定値を超過したことによって，前記同期時点が継続発生していることを判定して，前記選択指令信号SELxを生成し，この選択指令信号SELxを選択指令発生記憶部228Aによって記憶する同期時点積算処理部224aと，前記同期時点積算処理部224aによって積算される前記同期中検出パルスPLS0の発生回数を定期的にリセットして，前記同期時点検出部222Aによる前記同期中検出パルスPLS0の発生頻度が少ないときには，前記同期中検出パルスPLS0の発生回数が前記積算値判定閾値電圧225bを超過しないようにする定期リセット処理部223A・223AAとを備え，前記同期時点積算処理部224aは，前
記同期時点検出部222Aが前記同期中検出パルスPLS0を発生したときに，積分抵抗222dを介して充電される積分コンデンサ223cを備え，この積分コンデンサ223cの両端電圧が，前記積算値判定閾値電圧225bを超過したときに前記同期時点が継続発生していると判定し，前記定期リセット処理部223A・223AAは，前記積分コンデンサ223cを定期的に強制放電させ
，前記加算値判定閾値電圧225aは，前記加算増幅電圧の最大値未満の値であるとともに，前記加算増幅電圧の最大値の70％以上の値であり，前記積算値判定閾値電圧225bは，前記定期リセット処理部223A・223AAによる前回の強制放電から次回の強制放電までの期間内
において，前記積分コンデンサ223cに対する所定の複数回の最大時間幅の充電が行われたときの充電電圧に相当する。
以上のとおり，この発明の請求項３に関連し，同期状態検出部は，一対の誘導素子に対
する励磁電流の加算値が，加算値判定閾値電圧を超過したことによって同期中検出パルスを発生する同期時点検出部と，同期時点の発生に伴って充電され，定期リセット処理部によって定期的に強制放電される積分コンデンサの両端電圧が，積算値判定閾値電圧を超過したときに同期状態が発生していることを判定する同期時点積算処理部と，これに応動する選択指令発生記憶部によって構成されている。従って，一対の昇圧用開閉素子の開路タイミングが接近しているかどうかを，開路直前状態における励磁電流のピーク値の加算値の大小によって判定し，この状態が継続しているかどうかによって同期状態の判定を行うことができる特徴がある。また，電流波形の重なり期間が短いと加算電流が加算値判定閾値電圧を超過している時間が短かくなって，積分コンデンサに対する１回の充電電圧は小さくなり，電流波形の重なり期間が長いと加算電流が加算値判定閾値電圧を超過している時間が長くなって，積分コンデンサに対する１回の充電電圧は大きくなるので，重なり状態の発生回数を単純計数することに比べて高精度に重なり状態を検出することができる特徴がある。
前記積分コンデンサ223cには，前記同期時点検出部222Aの前記同期中検出パルスPLS0に応動する駆動トランジスタ222cと，前記積分抵抗222dを介して前記車載バッテリ101の電
源電圧Ｖbが印可されるようになっている。以上のとおり，この発明の請求項４に関連し
，同期時点が検出されたときには車載バッテリの電源電圧から積分抵抗を介して積分コンデンサが充電されるようになっている。従って，加算処理部による加算増幅電圧が加算値判定閾値電圧を超過している期間は，車載バッテリの電源電圧に反比例するが，積分コンデンサに対する充電電流はこの電源電圧に比例しているので，電源電圧の変動があっても，１回の同期時点の発生による積分コンデンサの充電電圧は変化せず，正確に同期状態の判定を行うことができる特徴がある。
前記定期リセット処理部223Aは，計時クロック信号226tを計数するクロックカウンタ226cを備え，前記クロックカウンタ226cは，前記共通の運転モードにおける，前記第一駆動指令信号Ｄr1又は前記第二駆動指令信号Ｄr2の指令信号の発生周期に対する５倍の周期に相当した時間を監視周期SETxとして作動して，この監視周期SETxに到達する都度に，前記同期時点積算処理部224aによって積算される前記同期中検出パルスPLS0の発生回数を定期的に強制リセットし，前記クロックカウンタ226cはさらに，前記強制リセットの実行完了に伴って，自らの計時現在値をリセットして，少なくとも前記選択指令信号SELxが発生するまでは，引き続き次回の計時動作を反復実行し，前記同期時点積算処理部224aは，前回の前記強制リセットから今回の前記強制リセットが行われるまでに，前記同期中検出パルスPLS0の発生回数が３回以上であることによって前記選択指令信号SELxを発生するようになっている。
以上のとおり，この発明の請求項10に関連し，定期リセット処理部は昇圧用開閉素子の駆動指令信号の５倍周期に相当する監視周期SETxによって同期時点積算処理部による同期中検出パルスPLS0の発生積算値又は発生回数を定期的にリセットし，同期時点積算処理部は，前回の前記強制リセットから今回の前記強制リセットが行われるまでに，前記同期中検出パルスPLS0の発生回数が３回以上であることによって前記選択指令信号SELxを発生するようになっている。従って，第２運転モードにおける昇圧用開閉素子の駆動指令信号の５倍周期の時間帯における同期中検出パルスPLS0の発生回数が，駆動指令信号の発生回数の半数以上である３回以上であったことにより，第一駆動指令信号Ｄr1と第二駆動指令信号Ｄr2の周期が接近して，一対の誘導素子の励磁電流の加算値が過大となる状態が継続していることを判定することができる特徴がある。
前記定期リセット処理部223AAは，前記一対の昇圧用開閉素子111bを閉路駆動するため
の第一駆動指令信号Ｄr1又は第二駆動指令信号Ｄr2の発生回数を計数するクロックカウンタ226cを備え，前記クロックカウンタ226cは，前記共通の運転モードにおいて前記同期中
検出パルスPLS0が発生した以降において，前記第一駆動指令信号Ｄr1又は前記第二駆動指令信号Ｄr2のいずれか一方が新たに１回発生するまでの時間を監視周期SETxとして作動して，この監視周期SETxに到達する都度に，前記同期時点積算処理部224aによって積算される前記同期中検出パルスPLS0の発生回数を定期的に強制リセットし，前記クロックカウンタ226cはさらに，前記強制リセットの実行完了に伴って，自らの計時現在値をリセットして，少なくとも前記選択指令信号SELxが発生するまでは，その後に発生する前記同期中検出パルスPLS0の発生記憶以降においても計時動作を反復実行し，前記同期時点積算処理部224aは，前回の前記強制リセットから今回の前記強制リセットが行われるまでに，前記同期中検出パルスPLS0の発生回数が２回以上であることによって前記選択指令信号SELxを発生するようになっている。
以上のとおり，この発明の請求項11に関連し，定期リセット処理部は今回の同期中検出パルスPLS0が発生した以降において，昇圧用開閉素子の駆動指令信号の１周期又は２周期に相当するリセット周期によって同期時点積算処理部又は同期時点積算処理部部による同期中検出パルスPLS0の発生積算値又は発生回数を定期的にリセットし，同期時点積算処理部は，前回の前記強制リセットから今回の前記強制リセットが行われるまでに，前記同期中検出パルスPLS0の発生回数が２回以上であることによって前記選択指令信号SELxを発生するようになっている。従って，前回の同期中検出パルスPLS0が発生してから，第一駆動指令信号Ｄr1又は第二駆動指令信号Ｄr2の２周期が経過するまでに，次回の同期中検出パルスPLS0が発生したことにより，第一駆動指令信号Ｄr1と第二駆動指令信号Ｄr2の周期が接近して，一対の誘導素子の励磁電流の加算値が過大となる状態が継続していることを判定することができる特徴がある。なお，実施の形態１と形態２のように，積分コンデンサを用いた同期時点積算処理部を用いた場合には，励磁電流波形の重なり度合の長短によって同期中検出パルスPLS0の幅が変化するので，短小パルス２個分で幅広パルス１個分と看做して２周期２回以上とし，実施の形態３のような同期回数カウンタを用いた場合には１周期２回以上で判定するのが望ましい。
前記クロックカウンタ226cは，前記計時クロック信号226tを計数することによって，前記第一駆動指令信号Ｄr1又は前記第二駆動指令信号Ｄr2の発生回数を監視する場合のものであって，前記演算制御回路部130Aは，前記マイクロプロセッサCPUと協働するプログラ
ムメモリPGMを備え、前記プログラムメモリPGMは，前記監視周期SETxに対する電圧補正手段602aとなる制御プログラムを包含し，前記監視周期SETxの値は，前記車載バッテリ101
の電源電圧Ｖbの分圧電圧である電源電圧監視電圧Ｖbaの値に反比例した値となるように
前記電圧補正手段602aによって補正されている。以上のとおり，この発明の請求項12に関連し，同期中検出パルスの発生回数を定期的に監視する監視周期SETxの値は，電源電圧に反比例した値となっている。従って，マイクロプロセッサが駆動指令信号を発生しない形式のものであって，しかも監視周期SETxの設定を計時クロック信号に依存しているものにおいて，電源電圧に反比例する駆動指令信号の周期に対応して監視周期SETxの設定値を補正することによって，駆動指令信号の発生回数に応動する監視周期SETxを得ることができる特徴がある。
前記第一昇圧回路部110A1及び前記第二昇圧回路部110A2が前記一対の開路時間制限部として，前記開路時間制限タイマ216bを有するものにおいて，前記一対の開路時間制限部によって設定される前記第１開路制限時間ｔ1及び前記第２開路制限時間ｔ2の値は，前記車載バッテリ101の電源電圧Ｖbの分圧電圧である電源電圧監視電圧Ｖbaの値に反比例した値となるように電圧補正手段602aによって補正されている。以上のとおり，この発明の請求項13に関連し，一対の開路時間制限部によって設定される第１開路制限時間ｔ1及び第２
開路制限時間ｔ2の値は，電源電圧Ｖbに反比例した値となるように補正されている。従って，開路時の減衰電流検出回路を持たない形式のものにおいて，電源電圧に反比例する電流減衰時間に対応して開路制限時間を設定することにより，目標とする減衰電流に到達し
た時点で昇圧用開閉素子を再閉路することができる特徴がある。これは，実施の形態１〜３の全てについて同様である。
前記一対の電流検出抵抗111cのそれぞれは，前記一対の誘導素子111a又は前記一対の充電ダイオード112aのそれぞれの上流位置に接続されるか，或いは，前記一対の昇圧用開閉素子111bと一対設けられる前記昇圧コンデンサ112bのそれぞれの下流位置に接続されていて，前記一対の電流検出抵抗111cのそれぞれが前記一対の昇圧用開閉素子111bのそれぞれの下流位置に接続されている場合には，前記昇圧コンデンサ112bは一対で構成されて，一対の前記昇圧コンデンサ112bのそれぞれが前記一対の電流検出抵抗111cのそれぞれの上流位置に接続されており，
前記一対の電流検出抵抗111cのそれぞれには，前記一対の昇圧用開閉素子111bのそれぞれが閉路したときに，前記一対の誘導素子111aのそれぞれに流れる励磁電流Ｉxと，前記
一対の昇圧用開閉素子111bのそれぞれが開路したときに，前記一対の誘導素子111aのそれぞれから前記一対の昇圧コンデンサ112bのそれぞれに流れる充電電流Ｉcとが流入し，前
記一対の電流比較判定部211aを構成する一対の比較器の正側入力端子のそれぞれには，正側入力抵抗211bを介して前記励磁電流Ｉx又は前記充電電流Ｉcと前記電流検出抵抗111cの抵抗値との積で定まる電流検出電圧Ｖc1・Ｖc2が入力され，前記一対の比較器の負側入力端子のそれぞれには，前記励磁電流Ｉxのピーク値となる目標設定電流Ｉ1・Ｉ2に比例し
た比較設定電圧Ｖdivが入力されているともに，前記一対の比較器のそれぞれの出力電圧
は正帰還抵抗211dを介してそれぞれの前記正側入力端子に接続されていて，前記一対の昇圧用開閉素子111bのいずれか一方が閉路して，これにより通電駆動される前記誘導素子111aの前記電流検出電圧Ｖc1・Ｖc2が前記比較設定電圧Ｖdiv以上になると，前記一方の昇圧用開閉素子111bが開路し，これにより前記充電電流Ｉcが減少して前記所定の減衰電流Ｉ01・Ｉ02以下に減衰すると前記一方の昇圧用開閉素子111bが再閉路し，前記所定の減衰電流Ｉ01・Ｉ02の値は，前記正側入力抵抗211bの抵抗値Ｒbと，前記正帰還抵抗211dの抵抗値Ｒdとの比率の大小によって調整され，前記正帰還抵抗211dは減衰電流設定部を構成している。
以上のとおり，この発明の請求項17に関連し，昇圧用開閉素子を断続制御する電流比較判定部は，誘導素子に流れる励磁電流Ｉx及び昇圧コンデンサに対する充電電流Ｉcの値に比例した電流検出電圧Ｖc1・Ｖc2が，目標設定電流に比例した比較設定電圧Ｖdiv以上に
なると昇圧開閉素子を開路し，これにより，充電電流Ｉcが所定の減衰電流以下に減衰す
ると昇圧用開閉素子を再閉路し，所定の減衰電流の値は電流比較判定部に設けられた正帰還抵抗を含む減衰電流設定部によって設定されるようになっている。従って，昇圧用開閉素子を再閉路するときの減衰電流の値を正確に設定することができるとともに，マイクロプロセッサの制御動作に依存しないで誘導素子の断続制御を行うことができる特徴がある。
実施の形態２
（１）構成及び作用・動作の詳細な説明
以下，この発明の実施の形態２による車載エンジン制御装置の全体回路ブロック図である図９と，図９のものの昇圧回路部の詳細制御ブロック図である図10について，図１のものとの相違点を中心にしてその構成を詳細に説明する。なお，各図において同一符号は同一又は相当部分を示し，大文字のアルファベットは実施の形態によって変化する対応部分を示している。図９において，車載エンジン制御装置100Ｂを構成する第一昇圧回路部110B1と第二昇圧回路部110B2及び同期状態検出部220Bと，駆動制御回路部120X・120Yと演算制御回路部130B及び定電圧電源140とは，図１の場合と全く同様に構成されていて，その外部には，車載バッテリ101，電源リレーの出力接点102，電磁コイル31〜34を有する燃料噴射用電磁弁103，電気負荷群104，入力センサ群105が同様に接続されている。その主な相違点は，第一昇圧回路部110B1と第二昇圧回路部110B2のそれぞれに設けられた第一昇圧制御部210B1と第二昇圧制御部210B2とを連携する同期状態検出部220Bに関するものであって，後述するこの同期状態検出部220Bにおける同期時点検出部222Bの検出方式が異なっている。
図10において，第二昇圧回路部110B2と第一昇圧回路部110B1とは，それぞれ，図２の場合と同様に，一対のインダクタンス素子の一方である誘導素子111aと，この誘導素子111aに直列接続された一対の充電ダイオードの一方である充電ダイオード112aと，この充電ダイオード112aから充電され，互いに並列接続された一対の昇圧コンデンサの一方である昇圧コンデンサ112bを備えている。なお，第一昇圧回路部110B1は，第二昇圧回路部110B2と同様の構成であるので，詳細図示していない。一対の誘導素子111aはそれぞれ第二昇圧制御部210B2と，図示しない第一昇圧制御部210B1とによって断続励磁されるようになっている。第二昇圧制御部210B2（又は第一昇圧制御部210B1）の構成も，図２における第二昇圧制御部210A2（又は第一昇圧制御部210A1）と同様であって，昇圧用開閉素子111b，電流検出抵抗111c，電流比較判定部211a，昇圧比較判定部214a，開路時間制限タイマ216b，選択開閉素子213aなどの主要要素とその付随回路によって構成されている。
次に，図９のものの同期状態検出部220Bの詳細制御ブロック図である図11について，図３のものとの相違点を中心にしてその構成を詳細に説明する。その主な相違点は，同期時点検出部222Bにおける同期時点の検出方式の相違と，定期リセット処理部223Bの計時方式の相違であり，同期時点積算処理部224a，選択指令発生記憶部228B，積分コンデンサ223cとその充放電回路は図３の場合と同様に構成されている。但し，積分コンデンサ223cに対する充電用の電圧は，電源電圧Ｖbから制御電圧Ｖccに変更されており，これは同期時点
の検出方式の相違によるものである。図11において，同期時点検出部222Bは一対のパルス発生回路227a・227bと論理結合回路227cによって構成されており，パルス発生回路227aは，一方の昇圧用開閉素子111bに対する第一駆動指令信号Ｄr1の論理レベルが「Ｈ」から「Ｌ」に変化した後の第１所定時間の間で論理レベルが「Ｈ」となるパルス信号を発生し，この第１所定時間は開路時間制限タイマ216bによる第１開路制限時間ｔ1に相当しているものである。
パルス発生回路227bは，他方の昇圧用開閉素子111bに対する第二駆動指令信号Ｄr2の論理レベルが「Ｈ」から「Ｌ」に変化した後の第２所定時間の間で論理レベルが「Ｈ」となるパルス信号を発生し，この第２所定時間は開路時間制限タイマ216bによる第２開路制限時間ｔ2に相当しているものである。論理結合回路227cは，一対のパルス発生回路227a・227bの出力論理が共に「Ｈ」である優勢論理のときに，論理レベルが「Ｌ」となる否定論
理積回路であって，この「Ｌ」の論理結合回路227cの出力信号が同期中検出パルスPLS0となるものである。従って，図３における同期中検出パルスPLS0は，第一及び第二駆動指令信号Ｄr1・Ｄr2が，互いに接近した状態で論理レベル［Ｈ」から論理レベル「Ｌ」に変化すると，それらの変化の直前に加算電流が過大となって検出されるものであるのに対し，図11の場合には，第一及び第二駆動指令信号Ｄr1・Ｄr2が，互いに接近した状態で論理レベル［Ｈ」から論理レベル「Ｌ」に変化すると，それらの変化直後に発生する所定時間幅のパルス信号の重なりよって検出されるものとなっている。従って，図11のものでは同期中検出パルスPLS0のパルス幅は電源電圧Ｖbの変動の影響が少ないので，積分コンデンサ223cに対する電源電圧としては，安定化された制御電圧Ｖccが使用されている。
定期リセット処理部223Bは，図８の定期リセット処理部223AAと同様に構成されていて
，クロックカウンタ226cの計数入力が計時クロック信号226tに代わって第一駆動指令信号Ｄr1（又は，第二駆動指令信号Ｄr2であってもよい）が使用され，クロックカウンタ226cの計数入力回路にはゲート回路226bと初回記憶回路226fが設けられている。この初回記憶回路226fは，同期時点検出部222Bが同期中検出パルスPLS0を発生したことによってセットされて，そのセット出力によってゲート回路226bが開き，クロックカウンタ226cは第一駆
動指令信号Ｄr1の論理レベルが「Ｈ」から「Ｌ」に変化した回数，即ち昇圧用開閉素子111bの閉路駆動回数を計数することができるようになっている。クロックカウンタ226cは，その計数値が予め設定されている設定値２に到達するとカウントアップ出力を発生して，ベース抵抗226dを介して放電トランジスタ223bを閉路駆動するとともに，初回記憶回路226fをリセットしてクロックカウンタ226cの計数動作を停止し，クロックカウンタ226cの計数現在値は第一駆動指令信号Ｄr1の論理レベルが「Ｌ」から「Ｈ」に変化した時点で，リセット回路226gを介して初期化されるようになっている。
クロックカウンタ226cが初回の計数を行うのは，同期中検出パルスPLS0が発生した直後の時点であり，この時点から第一駆動指令信号Ｄr1の１周期が完了して，再びその論理が「Ｈ」から「Ｌ」に変化すると計数値は２となって，ここでクロックカウンタ226cはカウントアップ出力を発生することになる。従って，クロックカウンタ226cによる監視周期SETxは，ほぼ第一駆動指令信号Ｄr1の断続周期Ｔ01に相当しており，この監視周期SETxの間に再度同期中検出パルスPLS0が発生すると，初回の同期中検出パルスPLS0と合わせて駆動トランジスタ222cの閉路回数は２回となり，これにより積分コンデンサ223cの両端電圧が積算値判定閾値電圧225bを超過して選択指令信号SELxが発生することになる。そして，２回目の同期中検出パルスPLS0が発生しなかったときには，放電トランジスタ223bが閉路して，積分コンデンサ223cの電荷が放出され，クロックカウンタ226cの計数現在値も初期化されてから以下同様の動作を繰り返し，その後の初回の同期中検出パルスPLS0の発生によってクロックカウンタ226cの計数動作が再開することになる。
なお，図11のような，積分コンデンサ223cと同期時点積算処理部224aを用いた場合には，第一及び第二駆動指令信号Ｄr1・Ｄr2のそれぞれが開路指令状態となった直後に発生する所定時間幅のパルス信号の重なり度合の長短によって同期中検出パルスPLS0の幅が変化するので，短小パルス２個分で幅広パルス１個分と看做す必要があり，監視周期SETxとしては２周期としておくのが無難である。この場合、クロックカウンタ226cの設定値は３となる。但し，監視周期SETxを１周期にしておいた場合に，短小パルス２個で選択指令信号SELxが発生しない事態が発生しても，引き続く監視動作の中で選択指令信号SELxが発生することになる。また，クロックカウンタ226cの計数入力として，論理和素子226aを介して第一駆動指令信号Ｄr1と第二駆動指令信号Ｄr2の両方の信号を計数するようにして．カウントアップのための設定値を４としておいてもよい。但し，同期状態を判定するための同期中検出パルスPLS0の発生回数は２回以上である。
次に，図９〜図10のとおり構成された実施の形態２による車載エンジン制御装置100Bについて，実施の形態１における運転モード選択動作の説明用フローチャートである図６に基づいて，その作用・動作を詳細に説明する。なお，第１運転モードと第２運転モードにおける電流波形図は図４Ａ・図４Ｂで説明したとおりであり，同期中検出パルスPLS0の説明用タイムチャートである図５についても，その概念は共通のものである。但し，図５においては，同期中検出パルスPLS0の発生タイミングが，第一・第二駆動指令信号Ｄr1・Ｄr2の変化直前で示されているが，実施の形態２の場合では，第一・第二駆動指令信号Ｄr1・Ｄr2の論理レベルが「Ｌ」に変化した直後の位置に移動されることになる。
図６において，実施の形態２においてはクロックカウンタ226cが計時クロック信号226tを計数していないので，工程601cにおける監視周期SETxの設定が不要となり，従って，工程602aにおける監視周期SETxの補正も不要である。また，昇圧コンデンサ112bに対する充電電流Ｉcの減衰特性も，電源電圧Ｖbの変動の影響が少ないので，そのような観点では工程601cと工程602aとが不要となっている。その他は図６で説明したとおりである。以上の説明で明らかなとおり，実施の形態２において，昇圧制御に関するマイクロプロセッサCPUの役割は，開路時間制限タイマ216bに対する設定値の管理を行い，ハードウエアで構成された同期状態検出部220Bから得られる選択指令信号SELxによって，設定電流選択信号SEL1・SEL2を発生したり，開路時間制限時間選択信号TIM11・TIM12，TIM21・TIM22を発生して運転モードの切換えを実行することである。
（２）実施の形態２の要点と特徴
以上の説明で明らかなとおりこの発明の実施の形態２による車載エンジン制御装置は，複数気筒エンジンの各気筒に設けられた燃料噴射用電磁弁103を駆動するために，当該電
磁弁駆動用の複数の電磁コイル31〜34に対する駆動制御回路部120X・120Yと，第一昇圧回路部110B1及び第二昇圧回路部110B2と，マイクロプロセッサCPUを主体とする演算制御回
路部130Bとを備えた車載エンジン制御装置100Bであって，前記第一昇圧回路部110B1及び
前記第二昇圧回路部110B2は，互いに独立して作動する第一昇圧制御部210B1及び第二昇圧制御部210B2と，前記第一昇圧制御部210B1及び前記第二昇圧制御部210B2のそれぞれによ
って断続励磁される一対の誘導素子111aと，前記一対の誘導素子111aのそれぞれに直列接続された一対の充電ダイオード112aと，前記一対の誘導素子111aのそれぞれに対する励磁電流Ｉxの遮断に伴う誘導電圧によって，前記一対の充電ダイオード112aのそれぞれを介
して充電され，複数回の前記断続励磁により所定の昇圧電圧Ｖhに充電される１個又は互
いに並列接続された複数の昇圧コンデンサ112bとを備えている。
そして，前記第一昇圧制御部210B1及び前記第二昇圧制御部210B2は，前記車載バッテリ101に接続される前記一対の誘導素子111aのそれぞれに直列接続されて，この一対の誘導
素子111aのそれぞれに対する前記励磁電流Ｉxを断続制御する一対の昇圧用開閉素子111b
と，前記励磁電流Ｉxが流れる一対の電流検出抵抗111cとを備えるとともに，前記一対の
昇圧用開閉素子111bの一方又は両方が閉路駆動されてから，前記励磁電流Ｉxが目標設定
電流以上となったことによって前記一対の昇圧用開閉素子111bの一方又は両方の通電を遮断する一対の電流比較判定部211aと，前記一対の昇圧用開閉素子111bの一方又は両方の通電が遮断されてから，所定の設定時間が超過したことによって，前記一対の昇圧用開閉素子111bの一方又は両方を再び閉路駆動する一対の開路時間制限部と，前記昇圧コンデンサ112bの両端電圧が，所定の閾値電圧以上となったことによって，前記一対の昇圧用開閉素子111bの閉路駆動を禁止する昇圧比較判定部214aとを備えている。
そしてまた，前記開路時間制限部は，前記マイクロプロセッサCPUから送信された前記
設定時間を計時する計時回路である開路時間制限タイマ216bであり，前記第一昇圧制御部210B1及び前記第二昇圧制御部210B2の一方と他方には，前記目標設定電流となる第１設定電流Ｉ1及びこの第１設定電流Ｉ1よりも大きな値である第２設定電流Ｉ2と，前記設定時
間となる第１開路制限時間ｔ1及びこの第１開路制限時間ｔ1よりも長い時間である第２開路制限時間ｔ2とに対応し，前記第１設定電流Ｉ1と前記第１開路制限時間ｔ1による小電
流高頻度の断続動作の第１運転モードであるか，或いは前記第２設定電流Ｉ２と前記第２開路制限時間ｔ2による大電流低頻度の断続動作の第２運転モードの何れかが選択適用さ
れ，前記第一昇圧制御部210B1及び前記第二昇圧制御部210B2にはさらに，前記一対の昇圧用開閉素子111bの開路タイミングが，継続して接近している状態を検出記憶して選択指令信号SELxを発生する同期状態検出部220Bが設けられ，前記マイクロプロセッサCPUは，前
記選択指令信号SELxが発生するまでは，前記第一昇圧制御部210B1と前記第二昇圧制御部210B2を，前記第１運転モード又は前記第２運転モードのいずれかによる共通の運転モードとする初期設定部601bと，前記選択指令信号SELxが発生した後は，前記第一昇圧制御部210B1と前記第二昇圧制御部210B2を，前記第１運転モード又は第２運転モードのいずれか一方と他方の互いに異なる側による異種の運転モードとする変更設定部604とを備えている。
前記同期状態検出部220Bは，前記一対の昇圧用開閉素子111bのそれぞれを閉路駆動するための第一駆動指令信号Ｄr1及び第二駆動指令信号Ｄr2のそれぞれが，開路指令状態となったときに所定時間幅のパルス信号を発生する一対のパルス発生回路227a・227bと，この一対のパルス発生回路が発生する一対の前記パルス信号が共に優勢論理であるときに，同期中検出パルスPLS0を発生する論理結合回路227cとを備えた同期時点検出部222Bと，前記同期中検出パルスPLS0の発生回数が積算値判定閾値電圧225cによって定まる所定値を超過したことによって，前記一対の昇圧用開閉素子111bの開路タイミングの同期時点が継続発生していることを判定して，前記選択指令信号SELxを生成し，この選択指令信号SELxを選択指令発生記憶部228Bによって記憶する同期時点積算処理部224aと，前記同期時点積算処理部224aによって積算される前記同期中検出パルスPLS0の発生回数を定期的にリセットして，前記同期時点検出部222Bによる前記同期中検出パルスPLS0の発生頻度が少ないときには，前記同期中検出パルスPLS0の発生回数が所定の前記積算値判定閾値電圧225cを超過しないようにする定期リセット処理部223Bを備え，前記同期時点積算処理部224aは，前記同期時点検出部222Bが前記同期中検出パルスPLS0を発生したときに，積分抵抗222dを介して充電される積分コンデンサ223cを備え，この積分コンデンサ223cの両端電圧が，前記積算値判定閾値電圧225cを超過したときに前記同期時点が継続発生していると判定し，前記定期リセット処理部223Bは，前記積分コンデンサ223cを定期的に強制放電させ，前記一対のパルス発生回路227a・227bが発生する前記パルス信号の時間幅は，前記第１開路制限時間ｔ1以上で，前記第２開路制限時間ｔ2以下の値であり，前記積算値判定閾値電圧225cは，前記定期リセット処理部223Bによる前回の強制放電から次回の強制放電までの期間内において，前記積分コンデンサ223cに対する所定の複数回の最大時間幅の充電が行われたときの充電電圧に相当するものである。
以上のとおり，この発明の請求項５に関連し，同期状態検出部は，一対の昇圧用開閉素子のそれぞれの開路時に所定時間幅のパルス信号を発生し，一対のパルス信号が共に優勢であることによって同期中検出パルスを発生する同期時点検出部と，同期時点の発生に伴って充電され，定期リセット処理部によって定期的に強制放電される積分コンデンサの両端電圧が，判定閾値電圧を超過したときに同期状態が発生していることを判定する同期時点積算処理部と，これに応動する選択指令発生記憶部によって構成されている。従って，一対の昇圧用開閉素子の開路タイミングが接近しているかどうかを，開路直後に発生するパルス信号の重なり状態によって判定し，この状態が継続しているかどうかによって同期状態の判定を行うことができる特徴がある。また，開路時間制限部が，第１開路制限時間ｔ1と第２開路制限時間ｔ2を発生するものにおいては，これをそのまま一対のパルス発生回路として使用することができる特徴がある。また，一対のパルス信号の重なり期間が短いと積分コンデンサに対する１回の充電電圧は小さくなり，パルス信号の重なり期間が長いと積分コンデンサに対する１回の充電電圧は大きくなるので，重なり状態の発生回数を単純計数することに比べて高精度に重なり状態を検出することができる特徴がある。
前記積分コンデンサ223cには，前記同期時点検出部222Bの前記同期中検出パルスPLS0に応動する駆動トランジスタ222cと，前記積分抵抗222dを介して前記車載バッテリ101の電
源電圧Ｖbから定電圧電源140を介して得られる安定化された制御電圧Ｖccが印可されるようになっている。以上のとおり，この発明の請求項６に関連し，同期時点が検出されたときには安定化された制御電圧から積分抵抗を介して積分コンデンサが充電されるようになっている。従って，１回の同期時点の発生による積分コンデンサの充電電圧は，一対のパルス信号の重なり期間に比例し，電源電圧の変動とこれに伴う励磁電流の立上り特性の変動の影響を受けることがなく，正確に同期状態の判定を行うことができる特徴がある。
前記定期リセット処理部223Bは，前記一対の昇圧用開閉素子111bを閉路駆動するための第一駆動指令信号Ｄr1又は第二駆動指令信号Ｄr2の発生回数を計数するクロックカウンタ226cを備え，前記クロックカウンタ226cは，前記共通の運転モードにおいて前記同期中検出パルスPLS0が発生した以降おいて，前記第一駆動指令信号Ｄr1又は前記第二駆動指令信号Ｄr2のいずれか一方が新たに１回又は２回発生するまでの時間を監視周期SETxとして作動して，この監視周期SETxに到達する都度に，前記同期時点積算処理部224aによって積算
される前記同期中検出パルスPLS0の発生回数を定期的に強制リセットし，前記クロックカウンタ226cはさらに，前記強制リセットの実行完了に伴って，自らの計時現在値をリセットして，少なくとも前記選択指令信号SELxが発生するまでは，その後に発生する前記同期中検出パルスPLS0の発生記憶以降においても計時動作を反復実行し，前記同期時点積算処理部224aは，前回の前記強制リセットから今回の前記強制リセットが行われるまでに，前記同期中検出パルスPLS0の発生回数が２回以上であることによって前記選択指令信号SELxを発生するようになっている。
以上のとおり，この発明の請求項11に関連し，定期リセット処理部は今回の同期中検出パルスPLS0が発生した以降において，昇圧用開閉素子の駆動指令信号の１周期又は２周期に相当する監視周期SETxによって同期時点積算処理部による同期中検出パルスPLS0の発生積算値を定期的にリセットし，同期時点積算処理部は，前回の前記強制リセットから今回の前記強制リセットが行われるまでに，前記同期中検出パルスPLS0の発生回数が２回以上であることによって前記選択指令信号SELxを発生するようになっている。従って，前回の同期中検出パルスPLS0が発生してから，第一駆動指令信号Ｄr1又は第二駆動指令信号Ｄr2の２周期が経過するまでに，次回の同期中検出パルスPLS0が発生したことにより，第一駆動指令信号Ｄr1と第二駆動指令信号Ｄr2の周期が接近して，一対の誘導素子の励磁電流の加算値が過大となる状態が継続していることを判定することができる特徴がある。なお，実施の形態１と形態２のように，積分コンデンサを用いた同期時点積算処理部を用いた場合には，励磁電流波形の重なり度合の長短によって同期中検出パルスPLS0の幅が変化するので，短小パルス２個分で幅広パルス１個分と看做して２周期２回以上とし，実施の形態３のような同期回数カウンタを用いた場合には１周期２回以上で判定するのが望ましい。
実施の形態３及び各実施の形態に対する変形形態
（１）形態３の構成及び作用・動作の詳細な説明
以下，この発明の実施の形態３による車載エンジン制御装置の全体回路ブロック図である図12と，図12のものの昇圧回路部の詳細制御ブロック図である図13について，図１のものとの相違点を中心にしてその構成を詳細に説明する。なお，各図において同一符号は同一又は相当部分を示し，大文字のアルファベットは実施の形態によって変化する対応部分を示している。図12において，車載エンジン制御装置100Cを構成する第一昇圧回路部110C1及び第二昇圧回路部110C2と，駆動制御回路部120X・120Yと演算制御回路部130C及び定電圧電源140とは，図１の場合と全く同様に構成されていて，その外部には，車載バッテリ101，電源リレーの出力接点102，電磁コイル31〜34を有する燃料噴射用電磁弁103，電気負荷群104，入力センサ群105が同様に接続されている。その主な相違点は，図１で図示されている同期状態検出部220Aが廃止されて，演算制御回路部130C内の昇圧制御プログラムCNTによって実行されていることであり，演算制御回路部130Cは，多チャンネルAD変換器LADCに加えて，入力チャンネルごとにＡＤ変換を行う高速ＡＤ変換器HADCを備えている。
図13において，第一昇圧回路部110C1と第二昇圧回路部110C2とは，それぞれ，図２の場合と同様に，一対のインダクタンス素子の一方である誘導素子111aと，この誘導素子111aに直列接続された一対の充電ダイオードの一方である充電ダイオード112aと，この充電ダイオード112aから充電され，互いに並列接続された一対の昇圧コンデンサの一方である昇圧コンデンサ112bを備えている。なお，第二昇圧回路部110C2は，第一昇圧回路部110C1と同様の構成であるので，詳細図示していない。一対の誘導素子111aはそれぞれ第一昇圧制御部210C1と，図示しない第二昇圧制御部210C2とによって断続励磁されるようになっている。第一昇圧制御部210C1（又は第二昇圧制御部210C2）において，昇圧用開閉素子111bと電流検出抵抗111cとは誘導素子111aの下流位置に接続されており，昇圧コンデンサ112bの負側端子は車体グランド回路GNDに接続されるか，電流検出抵抗111cの上流位置に接続さ
れるようになっている。一方の昇圧用開閉素子111bは，第一駆動指令信号Ｄr1の論理レベルが「Ｈ」のときに，ゲート抵抗114を介して閉路駆動され，他方の昇圧用開閉素子111b
は第二駆動指令信号Ｄr2によって駆動され，各駆動指令信号はマイクロプロセッサCPUか
ら送信されるようになっている。
一対の増幅器219aは，それぞれ一対の電流検出抵抗111cの両端電圧を増幅して，第一又は第二電流検出増幅電圧Ｖc11・Ｖc21として演算制御回路部130Cに設けられた高速ＡＤ変換器HADCに入力するようになっている。なお，増幅器219aの出力端子には負帰還分圧抵抗219b・219cが接続されているとともに，正側入力端子は電流検出抵抗111cの上流端子に接続され，負側入力端子は負帰還分圧抵抗219b・219cによる分圧電圧が印可されている。その結果，電流検出抵抗111cの両端電圧に対する第一又は第二電流検出増幅電圧Ｖc11・Ｖc21の増幅倍率は，（Ｒ219b＋Ｒ219c）/Ｒ219c≒Ｒ219b/Ｒ219cとなっている。但し，Ｒ219b，Ｒ219cは負帰還分圧抵抗219b・219cの抵抗値である。昇圧コンデンサ112bの正側端子と車体グランド回路GNDとの間に接続された昇圧分圧抵抗113a・113bによる分圧電圧は充電監視電圧Ｖfとして高速ＡＤ変換器HADCに入力されている。分圧抵抗229a・229bは，電源電圧Ｖbを分圧して電源電圧監視信号Ｖbaを発生し，多チャンネルAD変換器LADCを介してマイクロプロセッサCPUへ入力するようになっている。
次に，図12のものの昇圧制御動作の説明用フローチャートである図14について，その作用・動作を詳細に説明する。なお，図14は，図２で示された開路時間制限タイマ216bを用いた昇圧用開閉素子111bの断続制御，又は，図７で示された減衰電流検出方式による昇圧用開閉素子111bの断続制御をマイクロプロセッサCPUと協働するプログラムメモリPRGによって実行する制御プログラムの概要を示したものとなっている。図14において，工程1400はマイクロプロセッサCPUの制御動作の開始工程であり，マイクロプロセッサCPUはこの動作開始工程1400と，動作終了工程1410との間の制御フローを繰返して実行するようになっている。そのうち，一対の昇圧用開閉素子111bの断続制御に関する工程214aから工程1404までの中間フローは，工程1404の判定によって二巡動作を行い，一巡目で第一昇圧回路部110C1側の昇圧用開閉素子111bを制御し，二巡目で第二昇圧回路部110C2側の昇圧用開閉素子111bを制御するようになっている。続く工程1400aは制御フローの初回動作であるかどうかを判定し，初回であればYESの判定を行って工程1400bへ移行し，初回でなければNOの判定を行って工程214aへ移行する。工程1400bでは一対の昇圧用開閉素子111bの一方及び他方に対する運転モードが設定され，ここではいずれも大電流低頻度の断続動作の第２運転モードが設定されて工程214aへ移行する。
従って，一対の昇圧用開閉素子111bは，いずれも第２設定電流Ｉ2と第２開路制限時間
ｔ2（又は第２減衰電流Ｉ02）で断続動作を行うように設定されることになる。工程214a
は，充電監視電圧Ｖfを読み出して，昇圧コンデンサ112bの充電電圧が目標とする昇圧電
圧Ｖh以上になるとYESの判定を行って工程1405aへ移行し，昇圧電圧Ｖh未満であればNOの判定を行って工程1401aへ移行する判定ステップであるが，この工程214aが一旦YESの判定を行うと充電電圧が目標とする昇圧電圧Ｖhの例えば95％以下に低下するまではYESの判定を維持するようになっている。工程1401aは，工程1400bで初期設定された運転モード，又は後述の工程1405bで設定変更された異種の運転モードによって，一方の昇圧用開閉素子111bに対して第一駆動指令信号Ｄr1又は第二駆動指令信号Ｄr2を送信し，この昇圧用開閉
素子111bを閉路駆動するステップである。続く工程211aは工程1401aで閉路駆動された誘
導素子の励磁電流Ｉxが，目標とする第１設定電流Ｉ1又は第２設定電流Ｉ2に到達したか
どうかを判定し，目標電流に到達しておればYESの判定を行って工程1401bへ移行し，到達していなければNOの判定を行って工程1404へ移行する判定ステップである。
工程1401bは，工程1401aで閉路駆動された昇圧用開閉素子111bを開路してから工程602a又は工程211dへ移行するステップである。工程602aは，昇圧用開閉素子111bの開路時間をタイマで設定する場合に適用される電圧補正手段であり，ここでは多チャンネルAD変換器LADCを介して入力された電源電圧監視電圧Ｖbaを読み出して，電源電圧Ｖbの現在値に対
応して開路制限時間を補正設定してから工程216bbへ移行する。工程216bbでは第一又は第二開路制限タイマを起動して工程1402へ移行するステップであり，このタイマはマイクロプロセッサCPU内で計時されるソフトウエアタイマである。一方，電流検出抵抗111cに対
し，昇圧コンデンサ112bに対する充電電流Ｉcが流入するようになっている場合（図13の
点線で図示）には工程602aは不要であり，この場合には，減衰電流設定部となる工程211dにおいて，減衰する昇圧コンデンサ112bに対する充電電流Ｉcの現在値が読み出されて工
程1402へ移行する。工程1402では，工程216bbで起動された第一又は第二開路制限タイマ
が第１開路制限時間ｔ1又は第２開路制限時間ｔ2を超えてタイムアップしたかどうか，或いは，工程211dにおいて読み出された充電電流Ｉcが，目標とする第１減衰電流Ｉ01又は
第２減衰電流Ｉ02まで減衰したかどうかを判定し，減衰完了時刻であればYESの判定を行
って工程1403へ移行し，減衰未完時刻であればNOの判定を行って工程1404へ移行する。
工程1403では，工程1401bで開路された昇圧用開閉素子111bを再閉路するとともに，開
路制限タイマを有する場合はその現在値をリセットしてから工程1404へ移行する。工程1404は，工程214aから工程1403に至る中間フローが一巡目動作を終えて，二順目に移行するときにはYESの判定を行って工程214aへ移行し，これによって二順目が完了したときにはNOの判定を行って工程1405aへ移行する判定ステップである。ただし，一巡目や二順目において，工程211aや工程1402がNOの判定を行っている場合であっても，交互に一対の昇圧用開閉素子111bの開閉制御が行われるようになっている。工程1405aは，図15で後述する工程ブロック220Cにおいて，選択指令信号SELxの発生が検出され，これが記憶されているかどうかを判定し，発生記憶されておればYESの判定を行って工程1405bへ移行し，発生記憶されていなければNOの判定を行って工程ブロック220Cへ移行する判定ステップである。工程1405bでは，工程1400bで設定された共通の第２運転モードを解除して，第一昇圧回路部110C1は小電流高頻度の断続動作の第１運転モードに移行し，第二昇圧回路部110C2とは異種の運転モードを選択して動作終了工程1410へ移行する。工程ブロック220Cでは，選択指令信号SELxの発生の有無が検出されて動作終了工程1410へ移行する。
図14で示された制御フローの動作を概括説明すると，工程1400bは第一昇圧回路部110C1及び第二昇圧回路部110C2を共に大電流低頻度の断続動作の第２運転モードに設定する初
期設定部であり，これにより第一駆動指令信号Ｄr1及び第二駆動指令信号Ｄr2の目標設定電流は共に第２設定電流Ｉ2で，開路制限時間（又は減衰設定電流）は第２開路制限時間
ｔ2（又は第２減衰電流Ｉ02）に設定される。工程214a〜工程1404は，指定された運転モ
ードによって昇圧用開閉素子111bの断続動作を行う工程であるが，昇圧比較判定部となる工程214aにおいて，昇圧コンデンサ112bの充電電圧が目標となる昇圧電圧Ｖh以上になっ
ていると昇圧用開閉素子111bの断続動作は行われない。電流比較判定部となる工程211aでは，工程1401aで通電駆動された誘導素子111aに対する励磁電流Ｉxが第２設定電流Ｉ2に
到達したかどうかが判定され，到達しておれば工程1401bで昇圧用開閉素子111bが開路さ
れる。開路時間制限手段となる工程216bbでは，第２開路制限時間ｔ2（又は第２減衰電流Ｉ02）の減衰時刻において，工程1403に移行して昇圧用開閉素子111bを再閉路するようになっている。
工程ブロック220Cは，一対の誘導素子111aのインダクタンスが基準値の±５％（変動幅で10％）以内で一致しているかどうかを判定し，一致していると選択指令信号SELxを発生記憶する同期状態検出部となるものである。工程1405bは，例えば第一昇圧回路部110C1を小電流高頻度の断続動作の第１運転モードに設定変更して，異種の運転モードにする変更設定部であり，これにより第一駆動指令信号Ｄr1は第１設定電流Ｉ1＜Ｉ2と，第１開路制限時間ｔ1＜ｔ2（又は第１減衰電流Ｉ01＞Ｉ02）に設定される。そして，一対の誘導素子111aのインダクタンスＬが一致しているときには，第２運転モードによる昇圧用開閉素子111bの断続周期は，第１運転モードによる昇圧用開閉素子111bの断続周期に比べて，例えば20％増となっている。従って，インダクタンスＬが±５％以上に相違しているときには
共通の運転モードが適用され，インダクタンスＬの変動幅が少ないときには異種の運転モードを適用することにより，過大電流が継続発生しないようになっている。
次に，図14における同期状態検出部となる工程ブロック220Ｃの動作説明用フローチャ
ートである図15について説明する。なお，図15は，図３で示されたクロックカウンタ226cに相当するクロックカウンタ226ccと，同期時点積算処理部224aに相当する同期時点積算
処理手段224aaと選択指令発生記憶部228A相当の選択指令発生記憶部228Cを備え，監視周
期SETxを決定するクロックカウンタは，計時クロック信号226tに代わって，図８や図11で示したように第一駆動指令信号Ｄr1又は第二駆動指令信号Ｄr2の発生回数を計数するものとなっている。そして，クロックカウンタ226ccの計数入力には図８や図11で示すゲート
回路226bを有する場合と，これを持たない図３の場合を想定し，ゲート回路相当手段（工程1502a）の有無によってクロックカウンタの初期値は２又は５に設定され，これに対応
して同期回数カウンタのカウントアップ計数値は２又は３に設定されている。図15において，工程1500は図14における工程ブロック220Cの実行開始に伴って実行されるサブルーチン動作開始工程であり，これに続く一連の工程を経てサブルーチン動作終了工程1510に至ると，図14の動作終了工程1410へ移行するようになっている。工程1500に続く工程ブロック222Ca（又は工程ブロック222Cb）は，図16（又は図17）で示す同期時点検出部となるものであり，ここでは同期中検出パルスPLS0の発生の有無が検出されて工程1501へ移行するようになっている。
工程1501は，工程ブロック222Ca（又は工程ブロック222Cb）において同期中検出パルスPLS0が発生したかどうかを判定し，発生しておればYESの判定を行って工程1502a又は工程1502bへ移行し，同期中検出パルスPLS0が発生していなければNOの判定を行って工程1502cへ移行する判定ステップである。工程1502aは，図８のゲート回路226bに相当する工程で
あって，監視周期SETxを決定する後述のクロックカウンタ226ccの設定値が２である場合
に適用され，このクロックカウンタ226ccが工程1506によってリセットされた後の初回の
同期中検出パルスPLS0が発生したことによってクロックカウンタ226ccの計数開始を許可
して工程1502bへ移行するステップであり，この工程1502aを設けない場合には，クロックカウンタ226ccの設定値は５となっている。工程1502bは，同期中検出パルスPLS0の発生回数を計数する同期回数カウンタが，今回の計数加算を行って工程1502cへ移行するステッ
プである。工程1502cは，同期回数カウンタがその設定値である目標値２又は３に到達し
たかどうかを判定し，到達であればYESの判定を行って工程228Cへ移行し，未到達であれ
ばNOの判定を行って工程1503へ移行する判定ステップである。なお，工程1502bと工程1502cとは，図３又は図８における同期時点積算処理部224aに相当した同期時点積算処理手段224aaとなっていて，同期時点積算処理部224aでは積分コンデンサ223cの積算充電電圧が監視されたが，同期時点積算処理手段224aaでは同期回数カウンタの計数値が監視されるようになっている。
工程228Cは，選択指令信号SELxを発生記憶してサブルーチン終了工程1510へ移行し，続いて図14の動作終了工程1410へ移行する選択指令発生記憶部となるステップである。工程1503は，図14の工程1401a又は工程1403において，第一又は第二駆動指令信号Ｄr1・Ｄr2
の論理レベルが「Ｈ」となって，昇圧用開閉素子111bが閉路駆動されたかどうかを判定し，駆動指令が発生しておればYESの判定を行って工程226ccへ移行し，発生していなければNOの判定を行って工程1504へ移行する判定ステップである。工程226ccは，クロックカウンンタが第一又は第二駆動指令信号Ｄr1・Ｄr2の発生を計数加算して工程1504へ移行するステップである工程1504は，工程226ccによる計数加算値が初期設定値である２又は５になったかどうかを判定し，目標値到達であればYESの判定を行って工程223Cへ移行し，未到達であればNOの判定を行ってサブルーチン終了工程1510を経て図14の動作終了工程1410へ移行する判定ステップである。工程223Cでは工程1502bで計数加算されている同期回数カウンタをリセットし，続く工程1505は工程1502aで同期中検出パルスPLS0の発生を記憶している場合にはこれをリセットする定期リセット処理部であり，続く工程1506では，工程226ccで計数加算されているクロックカウンタ自体をリセットし，続いてサブルーチン終了工程1510を経て図14の動作終了工程1410へ移行するようになっている。
図15で示された制御フローの動作を概括説明すると，この制御フロー全体は工程ブロック222Ca（又は222Cb）で検出された同期中検出パルスPLS0の発生頻度をマクロ監視，又はミクロ監視して，発生頻度が高いときには選択指令信号SELxを発生記憶して，共通の運転モードから異種の運転モードへの移行を促すものであって，マクロ監視の場合は第一又は第二駆動指令信号Ｄr1・Ｄr2の５周期の期間内に同期中検出パルスPLS0が３回以上発生すると選択指令信号SELxを発生記憶し，ミクロ監視の場合には同期中検出パルスPLS0の発生直後から起算して第一又は第二駆動指令信号Ｄr1・Ｄr2の２周期の期間内に，再び同期中検出パルスPLS0が発生すると選択指令信号SELxを発生記憶するようになっている。
次に，図15における同期時点検出部となる工程ブロック222Caの動作説明用フローチャ
ートである図16について説明する。なお，図16は，図11における同期時点検出部222Bに相当し，図11のパルス発生回路227a・227bに相当する第一パルス発生部227aaと第二パルス
発生部227bbを備えている。図16において，工程1600は図15における工程ブロック222Caの実行開始に伴って実行されるサブルーチン動作開始工程であり，これに続く一連の工程を経てサブルーチン動作終了工程1610に至ると，図15の工程1501へ移行するようになっている。工程1600に続く工程1601は，第一駆動指令信号Ｄr1の論理レベルが「Ｈ」から「Ｌ」に変化したかどうかを判定し，変化しているとYESの判定を行って工程227aaへ移行し，変化していなければNOの判定を行って工程1602へ移行する判定ステップである。工程227aa
では，第一パルスPLS1を発生して工程1602へ移行するが，この第一パルスPLS1のパルス幅は第１開路制限時間ｔ1に相当した時間となっている。工程1602は，第二駆動指令信号Ｄr2の論理レベルが「Ｈ」から「Ｌ」に変化したかどうかを判定し，変化しているとYESの判定を行って工程227bbへ移行し，変化していなければNOの判定を行って工程1603aへ移行する判定ステップである。工程227bbでは，第二パルスPLS2を発生して工程1603aへ移行するが，この第二パルスPLS2のパルス幅は第２開路制限時間ｔ2に相当した時間となっている。
工程1603aは，第一パルスPLS1と第二パルスPLS2の出力論理が共に「Ｈ」であるかどう
かを判定し，共に「Ｈ」であればYESの判定を行って工程1603bへ移行し，共に「Ｈ」が成立していなければNOの判定を行ってサブルーチン終了工程1610を経て図15の工程1501へ移行する判定ステップであり，この工程1603aは，図11の論理結合回路227cに相当している
。工程1603bは，第一パルスPLS1と第二パルスPLS2の出力論理が共に「Ｈ」である状態が
所定時間以上にわたって継続しているかどうかを判定し，継続しておればYESの判定を行
って工程1604へ移行し，継続していなければNOの判定を行ってサブルーチン終了工程1610を経て図15の工程1501へ移行する判定ステップであり，この工程1603bは，優勢論理確認
判定部となるものである。なお，この優勢論理確認判定部では，第一パルスPLS1と第二パルスPLS2の出力論理が共に「Ｈ」である状態が，第一パルスPLS1の時間幅未満で，その50％以上の時間に設定されている。工程1604は，第一パルスPLS1と第二パルスPLS2の出力論理が共に「Ｈ」である状態が所定時間以上にわたって継続していることによって，出力論理レベルが「Ｌ」となる同期中検出パルスPLS0を発生して，サブルーチン終了工程1610を経て図15の工程1501へ移行する同期中検出パルス発生部となるステップである。
図16で示された制御フローの動作を概括説明すると，この制御フロー全体は図11の同期時点検出部222Bに相当する同期中検出パルスPLS0の発生手段となっている。しかし，図11の場合には，同期中検出パルスPLS0のパルス幅が短小であったときには，積分コンデンサ223cによって平滑化されているのに対し，図16の工程1604によって得られる同期中検出パルスPLS0は，図15の工程1502bにおいて同期回数カウンタで単純計数加算されるものであ
る。従って，工程1603bは極小時間の同期状態には応答しないようにするフィルタの役割
を担ったものとなっている。
次に，図15における同期時点検出部となる工程ブロック222Cbの動作説明用フローチャ
ートである図17について説明する。なお，図17は，図３や図８における同期時点検出部222Aに相当し，図３・図８の加算処理部221aに相当する加算処理部221aaを備えている。図17において，工程1700は図15における工程ブロック222Cbの実行開始に伴って実行されるサブルーチン動作開始工程であり，これに続く一連の工程を経てサブルーチン動作終了工程1710に至ると，図15の工程1501へ移行するようになっている。工程1700に続く工程221aaは，図13における第一電流検出増幅電圧Ｖc11と第二電流検出増幅電圧Ｖc21とのデジタル変換値をデジタル加算する加算処理部である。続く工程1702は，工程221aaによるデジタル加算値が，加算値判定閾値を超過したかどうかを判定し，超過しておればYESの判定を行って工程1703へ移行し，超過していなければNOの判定を行って，サブルーチン終了工程1710を経て図15の工程1501へ移行する判定ステップである。なお，工程1702における加算値判定閾値は，工程221aaで得られる最大加算値の70％程度の所定値となっている。
工程1703は，工程1702による比較超過状態が所定時間以上にわたって継続しているかどうかを判定し，継続しておればYESの判定を行って工程1704へ移行し，継続していなけれ
ばNOの判定を行ってサブルーチン終了工程1710を経て図15の工程1501へ移行する判定ステップであり，この工程1703は，超過判定確認部となるものである。なお，この超過判定確認部では，第１開路制限時間ｔ1又は第１減衰電流Ｉ01への減衰所要時間未満で，その50％以上の時間に設定されている。工程1704では，加算電流が所定値以上である状態が所定時間以上にわたって継続していることによって，出力論理レベルが「Ｌ」となる同期中検出パルスPLS0を発生して，サブルーチン終了工程1710を経て図15の工程1501へ移行する同期中検出パルス発生部となるステップである。
図17で示された制御フローの動作を概括説明すると，この制御フロー全体は図３の同期時点検出部222Aに相当する同期中検出パルスPLS0の発生手段となっている。しかし，図３の場合には，同期中検出パルスPLS0のパルス幅が短小であったときには，積分コンデンサ223cによって平滑化されているのに対し，図17の工程1704によって得られる同期中検出パルスPLS0は，図15の工程1502bにおいて同期回数カウンタで単純計数加算されるものであ
る。従って，工程1703は極小時間の同期状態には応答しないようにするフィルタの役割を担っているものとなっている。
以上の説明で明らかなとおり，図16又は図17で示された同期時点検出部222Ca・222Cbでは同期中検出パルスPLS0が生成され，図15で示された同期状態検出部220Cでは同期中検出パルスPLS0の発生頻度が監視されて，発生頻度が高ければ選択指令信号SELxが発生し，図14の工程1405aにおいて運転モードの変更が行われるようになっている。同期中検出パル
スPLS0の発生頻度の判定方法としては，監視周期SETxの大小によってマクロ監視方式とミクロ監視方式があるが，ミクロ監視方式の変形形態として，以下に述べる隣接パルス監視方式を採用することもできる。即ち，選択指令発生記憶部は，同期中検出パルスPLS0の発生を記憶して，この同期中検出パルスPLS0が再度継続して発生したときに選択指令信号SELxを発生記憶し，定期リセット処理部は，同期中検出パルスPLS0が発生記憶されてから，一対の昇圧用開閉素子111bのいずれかが開閉動作を完了するまでに，次回の同期中検出パルスPLS0が発生しなかった場合には，前回の前記同期中検出パルスPLS0の発生記憶を消去するものである。
（２）変形形態の作用動作の説明
次に，実施の形態１から３に対する運転モードの選択動作に関する変形形態の動作説明用フローチャートである図18について，その作用・動作を詳細に説明する。図18において
，工程1800は，マイクロプロセッサCPUのモード変更制御動作の開始ステップであり，マ
イクロプロセッサCPUは動作開始工程1800から動作終了工程1810の間を繰返して実行して
いる。続く工程1801aは，初回の制御動作であるかどうかを判定し，初回動作であればYESの判定を行って工程1801bへ移行し，初回動作でなければNOの判定を行って工程ブロック1802aへ移行する判定ステップである。工程1801bは，第一昇圧制御部210A1・AA1,210B1，210C1と，第二昇圧制御部210A2・AA2,210B2，210C2を共に大電流低頻度の断続動作の第２
運転モードに設定して，工程ブロック1802aへ移行する初期設定部である。工程ブロック1802aは，一対の昇圧用開閉素子111bの開閉動作制御に関連する制御ブロックであり，続く工程ブロック1802bは，選択指令信号SELxを発生するための同期状態の検出動作に関連する制御ブロックである。
続く工程1803は，工程ブロック1802bにおいて選択指令信号SELxが発生していたときにYESの判定を行って工程1804aへ移行し，発生していなかったときはNOの判定を行って工程1805へ移行する判定ステップである。工程1804aは，第一昇圧制御部210A1・AA1,210B1，210C1を小電流高頻度の断続動作の第１運転モードに設定変更し，第二昇圧制御部210A2・AA2,210B2，210C2は大電流低頻度の断続動作の第２運転モードのままにしておいて，工程1804bへ移行する第１変更設定部である。工程1804bは，工程ブロック1802bで発生していた選択指令信号SELxをリセットしてから工程1806へ移行するステップである。工程1805は，工程1801b又は工程1804a又は後述の工程1806aで設定された運転モードの状態を維持しておいて，工程1806へ移行するステップである。工程1806は，工程ブロック1802bにおいて選択指令信号SELxが再度発生していたときにYESの判定を行って工程1806aへ移行し，発生していなかったときはNOの判定を行って工程1807へ移行する判定ステップである。
工程1806aは，第一昇圧制御部210A1・AA1,210B1，210C1を大電流低頻度の断続動作の第２運転モードに設定変更し，第二昇圧制御部210A2・AA2,210B2，210C2を小電流高頻度の
断続動作の第１運転モードに設定変更して，動作終了工程1810へ移行する第２変更設定部である。工程1807は，工程1801b又は工程1804a又は工程1806aで設定された運転モードの
状態を維持しておいて，動作終了工程1810へ移行するステップである。以上の説明において，工程1801bにおける初期設定としては，第一昇圧制御部210A1・AA1,210B1，210C1と，第二昇圧制御部210A2・AA2,210B2，210C2を共に小電流高頻度の断続動作の第１運転モー
ドに設定しておいて，工程1804a又は工程1806aにおいて，どちらか一方又は他方を大電流低頻度の断続動作の第２運転モードに設定変更するようにしてもよい。なお，第１運転モードにおける昇圧用開閉素子111bの第１断続周期Ｔ01と，第２運転モードにおける昇圧用開閉素子111bの第２断続周期Ｔ02とは，Ｔ02＞Ｔ01の関係に設定されているが，実際の断続周期は誘導素子111aのインダクタンスＬの値に比例して増減する。
従って，初期設定による共通の運転モードで運転したときに，もしも一対の誘導素子111aのインダクタンスＬが一致していると，当然のこととして選択指令信号SELxが発生して異種の運転モードに移行し，その後は継続同期が発生しないので選択指令信号SELxは発生しなくなる。一方，一対の誘導素子111aのインダクタンスＬが大幅に相違している場合であれば，初期設定された共通の運転モードのままであっても選択指令信号SELxが発生することはなく，そのままで運転継続されることになる。しかし，一対の誘導素子111aのインダクタンスＬがわずかに相違している場合には，その程度によっては選択指令信号SELxが発生して，異種の運転モードに移行することになるが，ここで問題になるのは，どちらの誘導素子111aのインダクタンスＬが大きいのかが不明であって，若しも，インダクタンスＬの大きい方(断続周期は長くなる）を第１運転モード（断続周期は短くなる）とし，インダクタンスＬの小さい方を第２運転モードとした場合には，モード変更による効果が減殺されて，継続同期状態からの脱出ができなくなることがある。この問題を回避するためには，第２断続周期Ｔ02を第１断続周期Ｔ01よりも十分大きくしておけばよいが，Ｔ02＞＞Ｔ01とし，しかもインダクタンスＬの小さい方(断続周期は短くなる）を第１運転モード（断続周期は短くなる）とし，インダクタンスＬの大きい方を第２運転モードにすると，一方の断続周期と他方の断続周期の相違が過大となり，断続周期が短い方の昇圧用開閉素子111bが異常過熱する問題が発生する。
図18で示した制御動作によれば，モード変更による効果が減殺されて継続同期状態からの脱出が行えなかった場合には，一旦リセットしておいた選択指令信号SELxが再度発生することになるので，この時点で，インダクタンスＬの大きい方(断続周期は長くなる）を
第２運転モード（断続周期は長くなる）とし，インダクタンスＬの小さい方を第１運転モードとすることによって，モード変更による効果が協調されて，過度に第１断続周期Ｔ01を短くしておかなくても，継続同期状態からの脱出ができるようになっている。なお，このように第１変更設定部1804aと第２変更設定部1806aを有する場合，監視周期SETxを決める駆動パルスは，第２運転モードが適用されている方の第一駆動指令信号Ｄr1又は第二駆動指令信号Ｄr2に統一し，そのためには，初期設定では第２運転モードによる共通の運転モードとしておくことが望ましい。但し，監視周期SETxを計時クロック信号226t（図３参照）によって設定する場合には，この監視周期SETxを第２運転モードに対応した周期に統一しておけばよい。
以上の説明によれば，実施の形態１〜３とその変形形態による車載エンジン制御装置は，様々な構成要素について多様な組合わせの一部を提示したものとなっている。選択可能な構成要素の一つは，昇圧用開閉素子の通電遮断タイミングとして開路時間設定タイマを用いるか，減衰電流設定方式とするものであり，それもハードウエアで行うかマイクロプロセッサで行うかの選択肢がある。選択可能な構成要素の他の一つは，同期時点の検出を行うために励磁電流の加算値を監視するのか，遮断タイミングのパルス信号の重なり状態を監視するものであり，それもハードウエアで行うかマイクロプロセッサで行うかの選択肢がある。選択可能な構成要素の他の一つは，監視周期SETxの設定をタイマで行うのか，駆動指令信号の発生回数で設定するのかの選択肢があり，それもハードウエアで行うかマイクロプロセッサで行うかの選択肢がある。選択可能な構成要素の他の一つは，同期状態判定をマクロ監視でおこなうか，又はミクロ監視で行う選択肢があり，それもハードウエアで行うかマイクロプロセッサで行うかの選択肢がある。その他，同期時点の積算を積分コンデンサで行うのか，カウンタで行うのかなどの選択肢もあり，提示した実施の形態以外に様々な実施の形態が想定されるものである。
（２）実施の形態３と各実施形態に対する変形形態の要点と特徴
以上の説明で明らかなとおりこの発明の実施の形態３による車載エンジン制御装置は，複数気筒エンジンの各気筒に設けられた燃料噴射用電磁弁103を駆動するために，当該電
磁弁駆動用の複数の電磁コイル31〜34に対する駆動制御回路部120X・120Yと，第一昇圧回路部110C1及び第二昇圧回路部110C2と，マイクロプロセッサCPUを主体とする演算制御回
路部130Cとを備えた車載エンジン制御装置100Cであって，前記第一昇圧回路部110C1及び
前記第二昇圧回路部110C2は，互いに独立して作動する第一昇圧制御部210C1及び第二昇圧制御部210C2と，前記第一昇圧制御部210C1及び前記第二昇圧制御部210C2のそれぞれによ
って断続励磁される一対の誘導素子111aと，前記一対の誘導素子111aのそれぞれに直列接続された一対の充電ダイオード112aと，前記一対の誘導素子111aのそれぞれに対する励磁電流Ｉxの遮断に伴う誘導電圧によって，前記一対の充電ダイオード112aのそれぞれを介
して充電され，複数回の前記断続励磁により所定の昇圧電圧Ｖhに充電される１個又は互
いに並列接続された複数の昇圧コンデンサ112bとを備えている。
そして，前記第一昇圧制御部210C1及び前記第二昇圧制御部210C2は，車載バッテリ101
に接続される前記一対の誘導素子111aのそれぞれに直列接続されて，この一対の誘導素子111aのそれぞれに対する前記励磁電流Ｉxを断続制御する一対の昇圧用開閉素子111bと，
前記励磁電流Ｉxが流れる一対の電流検出抵抗111cとを備えるとともに，前記一対の昇圧
用開閉素子111bの一方又は両方が閉路駆動されてから，前記励磁電流Ｉxが目標設定電流
以上となったことによって前記一対の昇圧用開閉素子111bの一方又は両方の通電を遮断する一対の電流比較判定部211aと，前記一対の昇圧用開閉素子111bの一方又は両方の通電が遮断されてから，所定の設定時間或いは所定の電流減衰時間が超過したことによって，前記一対の昇圧用開閉素子111bの一方又は両方を再び閉路駆動する一対の開路時間制限部と，前記昇圧コンデンサ112bの両端電圧が，所定の閾値電圧以上となったことによって，前記一対の昇圧用開閉素子111bの閉路駆動を禁止する昇圧比較判定部214aとを備え，前記開路時間制限部は，前記マイクロプロセッサCPUの内部で前記設定時間を計時する開路時間制限手段216bbであるか，，前記励磁電流Ｉxが所定の減衰電流値まで減衰するまでの時間を前記電流減衰時間とする減衰電流設定部211dとなっている。
そしてまた，前記第一昇圧制御部210C1及び前記第二昇圧制御部210C2の一方と他方には，前記目標設定電流となる第１設定電流Ｉ1及びこの第１設定電流Ｉ1よりも大きな値である第２設定電流Ｉ2と，前記設定時間となる第１開路制限時間ｔ1及びこの第１開路制限時間ｔ1よりも長い時間である第２開路制限時間ｔ2，或いは前記減衰電流値となる第１減衰電流Ｉ01及び第２減衰電流Ｉ02とに対応し，前記第１設定電流Ｉ1と，前記第１開路制限時間ｔ1又は前記第１減衰電流Ｉ01による小電流高頻度の断続動作の第１運転モード，或いは前記第２設定電流Ｉ２と，前記第２開路制限時間ｔ2又は前記第２減衰電流Ｉ02による大電流低頻度の断続動作の第２運転モードの何れかが選択適用され，前記第一昇圧制御部210C1及び前記第二昇圧制御部210C2にはさらに，前記一対の昇圧用開閉素子111bの開路タイミングが，継続して接近している状態を検出記憶して選択指令信号SELxを発生する同期状態検出部220Cが設けられ，前記マイクロプロセッサCPUは，前記選択指令信号SELxが発生するまでは，前記第一昇圧制御部210C1と前記第二昇圧制御部210C2を，前記第１運転モード又は前記第２運転モードのいずれかによる共通の運転モードとする初期設定部1400bと，前記選択指令信号SELxが発生した後は，前記第一昇圧制御部210C1と前記第二昇圧制御部210C2を，前記第１運転モード又は第２運転モードのいずれか一方と他方の互いに異なる側による異種の運転モードとする変更設定部1405bとを備えている。
前記演算制御回路部130Cは，前記一対の電流検出抵抗111cのそれぞれの両端電圧を増幅した第一電流検出増幅電圧Ｖc11及び第二電流検出増幅電圧Ｖc21と，前記昇圧コンデンサ112bの両端電圧に比例した充電監視電圧Ｖfとが入力されて，入力チャンネル毎にデジタ
ル変換を行って前記マイクロプロセッサCPUに入力する高速ＡＤ変換器HADCを備えるとと
もに，昇圧制御プログラムCNTを包含して，前記マイクロプロセッサCPUと協働するプログラムメモリPGMを備え，前記昇圧制御プログラムCNTは，前記電流比較判定部211aと，前記昇圧比較判定部214aと，前記開路時間制限手段216bb又は前記減衰電流設定部211dと，前
記同期状態検出部220Cとなる制御プログラムを包含し，前記同期状態検出部220Cは，前記一対の昇圧用開閉素子111bの開路タイミングの前後において，前記一対の昇圧用開閉素子111bの開路タイミングが接近しているときに同期中検出パルスPLS0を発生する同期時点検出部222Ca・222Cbと，前記選択指令信号SELxを発生する同期時点積算処理手段224aaと，
前記選択指令信号SELxの発生を記憶する選択指令発生記憶部228Cと，定期リセット処理部223Cとによって構成され，前記同期時点積算処理手段224aaは，前記同期中検出パルスPLS0の発生回数の計数値が，２から３回の所定の閾値回数を超過したことによって，前記一対の昇圧用開閉素子111bの開路タイミングが継続して接近している状態である継続同期状態が発生していると判定して前記選択指令信号SELxを発生する同期回数カウンタであり，前記定期リセット処理部223Cは，前記同期時点積算処理手段224aaによって計数される前記同期時点の発生回数現在値を定期的にリセットして，前記同期時点検出部222Cによる同期中検出パルスPLS0の発生頻度が少ないときには，前記選択指令信号SELxが発生しないようにするクロックカウンタ226ccを備えている。
以上のとおり，この発明の請求項７に関連し，第一電流検出増幅電圧と第二電流検出増
幅電圧及び昇圧コンデンサの充電監視電圧とは，高速ＡＤ変換器を介してマイクロプロセッサに入力され，このマイクロプロセッサによって実行される同期状態検出部は，一対の昇圧用開閉素子の開路タイミングの前後において，同期時点検出部が発生する同期中検出パルス信号の発生頻度を監視して，選択指令発生記憶部によって選択指令信号を発生記憶するようになっている。従って，複数回の第一駆動指令信号Ｄr1又は第二駆動指令信号Ｄr2の発生期間にまたがる期間内で，選択指令信号を発生記憶するかどうかを判定すればよいので，高速判定制御負担が軽減される特徴がある。また，第一及び第二昇圧回路部の大半部分と同期状態検出部の全てが，演算制御回路部内において，マイクロプロセッサの制御プログラムで実行されるので昇圧制御のハードウエア負担が軽減される特徴がある。
前記同期時点検出部222Caは，前記一対の昇圧用開閉素子111bのそれぞれを閉路駆動す
るための第一駆動指令信号Ｄr1及び第二駆動指令信号Ｄr2のそれぞれが，開路指令状態となったときに所定時間幅のパルス信号を発生する第一パルス発生部227aa及び第二パルス
発生部227bbと，この第一及び第二パルス発生部が発生する一対の前記パルス信号が共に
優勢論理であることを，優勢論理確認判定部1603bによって確認して，前記同期中検出パ
ルスPLS0を発生する同期中検出パルス発生部1604とを備え，前記第一及び第二パルス発生部227aa・227bbが発生する前記パルス信号の時間幅は，前記第１開路制限時間ｔ1以上で
，前記第２開路制限時間ｔ2以下の値となっている。
以上のとおり，この発明の請求項８に関連し，同期時点検出部は，一対の昇圧用開閉素子の開路時に所定時間幅のパルス信号を発生し，一対のパルス信号が共に優勢であることによって同期中検出パルスを発生するようになっている。従って，一対の昇圧用開閉素子の開路タイミングが接近しているかどうかを，開路直後に発生するパルス信号の重なり状態によって判定し，この状態が継続しているかどうかによって同期状態の判定を行うことができる特徴がある。また，開路時間制限手段が，第１開路制限時間ｔ1と第２開路制限
時間ｔ2を発生するものにおいては，これをそのまま一対のパルス発生回路として使用す
ることができる特徴がある。また，一対のパルス信号の重なり期間が過小であると，優勢論理確認判定部によって同期中パルスの発生が禁止されるので，高精度に同期状態の発生を検出することができる特徴がある。
前記同期時点検出部222Cbは，前記第一電流検出増幅電圧Ｖc11と前記第二電流検出増幅電圧Ｖc21とのデジタル加算値を算出する加算処理部221aaと，前記加算処理部221aaによ
る加算結果が，比較判定閾値を超過したことを超過判定確認部1703によって確認して，同期中検出パルスPLS0を発生する，同期中検出パルス発生部1704とを備え，前記比較判定閾値は，前記加算結果の最大値未満の値であるとともに，前記加算結果の最大値の70％以上の値となっている。以上のとおり，この発明の請求項９に関連し，同期時点検出部は，一対の誘導素子に対する励磁電流の加算値が，比較判定閾値を超過したことによって同期中検出パルスを発生するようになっている。従って，一対の昇圧用開閉素子の開路タイミングが接近しているかどうかを，開路直前状態における励磁電流のピーク値の加算値の大小によって判定し，この状態が継続しているかどうかによって同期状態の判定を行うことができる特徴がある。また，比較判定閾値の超過時間が過小であると，超過判定確認判定部によって同期中検出パルスの発生が禁止されるので，高精度に同期状態の発生を検出することができる特徴がある。
前記定期リセット処理部223Cは，前記一対の昇圧用開閉素子111bのそれぞれを閉路駆動するための第一駆動指令信号Ｄr1又は第二駆動指令信号Ｄr2の発生回数を計数するクロックカウンタ226ccを備え，前記クロックカウンタ226ccは，前記共通の運転モードにおける，前記第一駆動指令信号Ｄr1又は前記第二駆動指令信号Ｄr2の指令信号の発生周期に対する５倍の周期に相当した時間を監視周期SETxとして作動して，この監視周期SETxに到達する都度に，同期時点積算処理手段224aaによって計数される前記同期中検出パルスPLS0の発生回数の現在値を定期的に強制リセットし，前記クロックカウンタ226ccはさらに，前記強制リセットの実行完了に伴って，自らの計時現在値をリセットして，少なくとも前記選択指令信号SELxが発生するまでは，引き続き次回の計時動作を反復実行し，前記同期時点積算処理手段224aaは，前回の前記強制リセットから今回の前記強制リセットが行われるまでに，前記同期中検出パルスPLS0の発生回数が３回以上であることによって前記選択指令信号SELxを発生するようになっている。
以上のとおり，この発明の請求項10に関連し，定期リセット処理部は昇圧用開閉素子の駆動指令信号の５倍周期に相当する監視周期SETxによって同期時点積算処理手段による同期中検出パルスPLS0の発生回数を定期的にリセットし，同期時点積算処理手段は，前回の前記強制リセットから今回の前記強制リセットが行われるまでに，前記同期中検出パルスPLS0の発生回数が３回以上であることによって前記選択指令信号SELxを発生するようになっている。従って，第２運転モードにおける昇圧用開閉素子の駆動指令信号の５倍周期の時間帯における同期中検出パルスPLS0の発生回数が，駆動指令信号の発生回数の半数以上である３回以上であったことにより，第一駆動指令信号Ｄr1と第二駆動指令信号Ｄr2の周期が接近して，一対の誘導素子の励磁電流の加算値が過大となる状態が継続していることを判定することができる特徴がある。
前記定期リセット処理部223Cは，前記一対の昇圧用開閉素子111bを閉路駆動するための第一駆動指令信号Ｄr1又は第二駆動指令信号Ｄr2の発生回数を計数するクロックカウンタ226ccを備え，前記クロックカウンタ226ccは，前記共通の運転モードにおいて前記同期中検出パルスPLS0が発生した以降において，前記第一駆動指令信号Ｄr1又は前記第二駆動指令信号Ｄr2のいずれか一方が新たに１回又は２回発生するまでの時間を監視周期SETxとして作動して，この監視周期SETxに到達する都度に，同期時点積算処理手段224aaによって
計数される前記同期中検出パルスPLS0の発生回数の現在値を定期的に強制リセットし，前記クロックカウンタ226ccはさらに，前記強制リセットの実行完了に伴って，自らの計時
現在値をリセットして，少なくとも前記選択指令信号SELxが発生するまでは，その後に発生する前記同期中検出パルスPLS0の発生記憶以降においても計時動作を反復実行し，前記同期時点積算処理手段224aaは，前回の前記強制リセットから今回の前記強制リセットが
行われるまでに，前記同期中検出パルスPLS0の発生回数が２回以上であることによって前記選択指令信号SELxを発生するようになっている。
以上のとおり，この発明の請求項11に関連し，定期リセット処理部は今回の同期中検出パルスPLS0が発生した以降において，昇圧用開閉素子の駆動指令信号の１周期又は２周期に相当するリセット周期によって同期時点積算処理手段による同期中検出パルスPLS0の発生回数を定期的にリセットし，前記同期時点積算処理手段は，前回の前記強制リセットから今回の前記強制リセットが行われるまでに，前記同期中検出パルスPLS0の発生回数が２回以上であることによって前記選択指令信号SELxを発生するようになっている。従って，前回の同期中検出パルスPLS0が発生してから，第一駆動指令信号Ｄr1又は第二駆動指令信号Ｄr2の２周期が経過するまでに，次回の同期中検出パルスPLS0が発生したことにより，第一駆動指令信号Ｄr1と第二駆動指令信号Ｄr2の周期が接近して，一対の誘導素子の励磁電流の加算値が過大となる状態が継続していることを判定することができる特徴がある。なお，実施の形態１と形態２のように，積分コンデンサを用いた同期時点積算処理部を用いた場合には，励磁電流波形の重なり度合の長短によって同期中検出パルスPLS0の幅が変化するので，短小パルス２個分で幅広パルス１個分と看做して２周期２回以上とし，実施の形態３のような同期回数カウンタを用いた場合には１周期２回以上で判定するのが望ましい。
前記マイクロプロセッサCPUは，前記選択指令信号SELxが発生するまでは，前記第一昇
圧制御部210A1・AA1〜210C1と前記第二昇圧制御部210A2・AA2〜210C2を，前記第１運転モ
ード又は前記第２運転モードのいずれかによる共通の運転モードとする前記初期設定部1801bと，前記選択指令信号SELxが発生した後は，前記第一昇圧制御部210A1・AA1〜210C1と前記第二昇圧制御部210A2・AA2〜210C2のいずれか一方と，いずれか他方とは，前記第１運転モード又は前記第２運転モードのいずれか異なる側による異種の運転モードとする第１変更設定部1804aと，前記選択指令信号SELxが再度発生した後は，前記第一昇圧制御部210A1・AA1〜210C1と前記第二昇圧制御部210A2・AA2〜210C2のいずれか他方と，いずれか一方とは，前記第１運転モード又は前記第２運転モードのいずれか異なる側による異種の運転モードとする第２変更設定部1806aとを備えている。
以上のとおり，この発明の請求項14に関連し，選択指令信号が発生するまでは，例えば第一昇圧制御部と第二昇圧制御部を共に第２運転モードとし，選択指令信号が発生すると，第一昇圧制御部は第１運転モード，第二昇圧制御部は第２運転モードとし，選択指令信号が再度発生すると，第一昇圧制御部は第２運転モード，第二昇圧制御部は第１運転モードとするようになっている。このため，第１運転モードにおける昇圧用開閉素子の第１断続周期Ｔ01と，第２運転モードにおける昇圧用開閉素子の第２断続周期Ｔ02＞Ｔ01との周期差が少なくて，しかも，誘導素子のインダクタンスが小さくて断続周期が短縮される側を第２運転モードとし，誘導素子のインダクタンスが大きくて断続周期が延長される側を第１運転モードとした場合には，運転モードの変更を行っても断続周期は更に接近して，再度選択指令信号がすることになるが，その結果として，誘導素子のインダクタンスが小さくて断続周期が短縮される側が第１運転モードとなり，誘導素子のインダクタンスが大きくて断続周期が延長される側が第２運転モードとなって，断続周期の相違が拡大されるので，これにより選択指令信号が発生する状態を脱出することができる。従って，第１断続周期Ｔ01と，第２断続周期Ｔ02＞Ｔ01との周期差を過大設定する必要がないので，高頻度断続動作により昇圧用開閉素子が過熱して，一対の昇圧用開閉素子の温度差が過大になるのを防止することができる特徴がある。
前記同期状態検出部220A・220AA;220B;220Cは，前記一対の昇圧用開閉素子111bの開路
タイミングが接近しているときに同期中検出パルスPLS0を発生する同期時点検出部222A;222B;222Ca・222Cbを備えていて，所定の監視周期SETxにおける前記同期中検出パルスPLS0の発生頻度に応動して前記選択指令信号SELxを発生し，前記監視周期SETxは，前記第２運転モードが適用されている方の前記昇圧用開閉素子111bに対する第一駆動指令信号Ｄr1又は第二駆動指令信号Ｄr2の発生回数であるか，又は前記第２運転モードが適用されている方の前記昇圧用開閉素子111bに対する平均的な開閉周期である第２断続周期Ｔ02の倍数に相当した時間であり，前記共通の運転モードは第２運転モードで統一されている。以上のとおり，この発明の請求項15に関連し，同期中検出パルスの発生頻度を測定する監視周期SETxは，統一して第２運転モードが適用されている。従って，初期設定部による共通の運転モード，又は第１変更設定部による異種の運転モード，又は第２変更設定部による異種の運転モードに対応して，安定して同期中検出パルスの発生頻度を測定することができる特徴がある。なお，監視周期SETxとして，第２運転モードにおける昇圧用開閉素子の平均的な断続周期の倍数値となるタイマを用いるようにすれば，運転モードの変更があっても監視周期SETxを補正する必要がない特徴がある。
実施の形態４
（１）構成の詳細な説明
以下，この発明の実施の形態４による車載エンジン制御装置の全体回路ブロック図である図19と，図19のものの昇圧回路部の詳細制御ブロック図である図20と，図19のものの同期状態検出部の詳細制御ブロック図である図21について，図１，図２，図３のものとの相違点を中心にしてその構成を詳細に説明する。なお，各図において同一符号は同一又は相当部分を示し，大文字のアルファベットは実施の形態によって変化する対応部分を示している。図19において，車載エンジン制御装置100Dを構成する第一昇圧回路部110D1と第二
昇圧回路部110D2及び同期状態検出部220Dと，駆動制御回路部120X・120Yと演算制御回路
部130D及び定電圧電源140とは，図１の場合と全く同様に構成されていて，その外部には
，車載バッテリ101，電源リレーの出力接点102，電磁コイル31〜34を有する燃料噴射用電磁弁103，電気負荷群104，入力センサ群105が同様に接続されている。その主な相違点は
，第一昇圧回路部110D1と第二昇圧回路部110D2のそれぞれに設けられた第一昇圧制御部210D1と第二昇圧制御部210D2と，これを連携する同期状態検出部220Dに関するものであって，後述するこの同期状態検出部220Dによって同期状態が検出された後の処理の仕方が異なっている。
即ち，実施の形態１〜３によるものは，同期状態が検出されると一対の昇圧用開閉素子111bの運転モードを変更するものであったが，実施の形態４では一対の昇圧用開閉素子111bは，常に設定電流Ｉ0と減衰電流Ｉ00による中電流中頻度の断続動作の共通の運転モードで断続駆動されていて，加算電流が過大になると一方の昇圧用開閉素子111bを早期遮断するようになっている。図20において，第一昇圧回路部110D1と第二昇圧回路部110D2，及び同期状態検出部220Dは，図１における第一昇圧回路部110A1と第二昇圧回路部110A2，及び同期状態検出部220Aの置き換わるものであり，その主な相違点として，図１・図２の場合には昇圧用開閉素子111bの開路時間を決定するために開路時間制限タイマ216bが使用されているのに対し，図20では減衰電流を直接検出する方式が採用されていて，電流検出抵抗111cには昇圧用開閉素子111bが閉路したときの誘導素子111aの励磁電流Ｉxと，昇圧用開閉素子111bを開路したときの誘導素子111aから昇圧コンデンサ112bに至る充電電流Ｉcとが流れるようになっている。それ以外の誘導素子111a，昇圧用開閉素子111b，充電ダイオード112a，昇圧コンデンサ112bに対する駆動回路部分と，昇圧比較判定部214aに関する前後の入出力信号回路は図２の場合と同様である。
電流比較判定部211aを構成する比較器の正端子には，正側入力抵抗211bを介して第一電流検出電圧Ｖc1が印可されるとともに，負端子には負側入力抵抗211cを介して，分圧抵抗212a・212c・212bによる制御電圧Ｖccの分圧電圧Ｖdivが印可されるようになっている。
なお，上流の分圧抵抗212aと中流の分圧抵抗212cとの接続点は，早期遮断開閉素子213cと後段並列抵抗212fを介して車体グランド回路GNDに接続され，早期遮断開閉素子213cは早
期遮断抵抗213dを介して，同期状態検出部220Dが発生する第一早期開路信号FR1（又は第
二早期開路信号FR2）が印可されるようになっている。また，比較器211aの出力端子と正
側入力端子との間には減衰電流設定部となる正帰還抵抗211dが接続されていて，誘導素子111aに対する励磁電流Ｉxが設定電流Ｉ0に到達すると，第一電流検出電圧Ｖc1が分圧抵抗212a〜212cによる分圧電圧Ｖdivを超過して，比較器211aの出力論理が一旦「Ｈ」レベル
になる。但し，励磁電流Ｉxが設定電流Ｉ0に達していなくても，早期遮断開閉素子213cが閉路すると，低抵抗の後段並列抵抗212fによって分圧電圧Ｖdivが低下して，比較器211a
の出力論理が早期に論理レベル「Ｈ」となるように構成されている。
比較器211aの出力論理が一旦「Ｈ」レベルになると，第一電流検出電圧Ｖc1が例えば第１減衰電流Ｉ01に対応した電圧に低下するまでは比較器211aの動作状態が維持され，更に第一電流検出電圧Ｖc1が低下すると比較器211aの出力論理は「Ｌ」レベルに復帰するようになっている。その詳細は図７において詳細に説明したが，図７に関する算式（27a）算
式（28a）を用いて，図20では算式（27c）算式（28c）を得ることができる。
Ｉ0＝Ｖcc/Ｒ0×［Ｒbb/（Ｒac＋Ｒbb）] ・・・・（27c）
Ｉ00＝Ｉ0−（Ｖcc/Ｒ0）×（Ｒb/Ｒd） ・・・・（28c）
但し，電流検出抵抗111cの抵抗値Ｒ111c＝Ｒ0，正側入力抵抗211bと正帰還抵抗211dの
抵抗値Ｒ211b・Ｒ211dを，それぞれＲb・Ｒdとし，分圧抵抗212a〜212cの抵抗値Ｒ212a〜Ｒ212cは，Ｒ212a＋Ｒ212c＝Ｒac，Ｒ212b＝Ｒbbとなっている。また，早期遮断開閉素子213cが閉路したときには，分圧抵抗212a・212c・212bによる分圧電圧Ｖdivは，後段並列
抵抗212fによって低下して，元の値の70％以下となるように設定されている。
図21において，同期状態検出部220Dには電源電圧Ｖbと制御電圧Ｖccが入力されている
とともに，第一昇圧制御部210D1で生成された第一電流検出電圧Ｖc1と，第二昇圧制御部210D2で生成された第二電流検出電圧Ｖc2とが入力されていて，第一昇圧制御部210D1に対
しては第一早期開路信号FR1が直接送信され，第二昇圧制御部210D2に対しては第二早期開路信号FR2が直接送信されている。また，電源電圧Ｖbを分圧抵抗229a・229bで分圧して得られる電源電圧監視電圧Ｖbaが演算制御回路部130D内の多チャンネルAD変換器LADCを介してマイクロプロセッサCPUに送信されるようになっている。演算増幅器である加算処理部221aの正側入力端子はグランド回路に接続され，負側端子には第１入力抵抗221bを介して
第一電流検出電圧Ｖc1が印可され，第２入力抵抗221cを介して第二電流検出電圧Ｖc2が印可され，負帰還抵抗221dを介して加算処理部221aの出力電圧が印可されている。その結果，第１入力抵抗221bの抵抗値と，第１入力抵抗221bの抵抗値をいずれもＲinとし，負帰還抵抗221dの抵抗値をＲoutとすると，加算処理部221aの加算出力電圧Ｖoutは算式(14)で示される。
Ｖout＝Ｇ×（Ｖc1＋Ｖc2） ・・・・・（14）
但し，増幅率Ｇ＝Ｒout/Ｒin＞＞１ である。
同期時点検出部222Dを構成する比較器（222D）の負側端子には，加算出力電圧Ｖoutが
入力され，正側端子には加算値判定閾値電圧225aが印可されている。この加算値判定閾値電圧225aの値は，加算出力電圧Ｖoutの最大値未満であって，例えば70％以上の値に設定
されている。従って，加算出力電圧Ｖoutがこの閾値電圧を超過すると比較器（222D）の
出力論理は「Ｌ」となり，この「Ｌ」の出力論理が同期中検出パルスPLS0となって，論理和否定出力回路である第一信号発生回路232aと第二信号発生回路232bに入力されるようになっている。一方，大小比較回路231aの正側入力端子には入力抵抗231bを介して第一電流検出電圧Ｖc1が印可され，負側入力端子には入力抵抗231cを介して第二電流検出電圧Ｖc2が印可されていて，この大小比較回路231aの出力は，そのまま第二信号発生回路232bに入力されるとともに，論理反転回路231dを介して第一信号発生回路232aに入力されている。その結果，第一早期開路信号FR1となる第一信号発生回路232aの論理レベルが「Ｈ」とな
って，第一昇圧回路部110D1の昇圧用開閉素子111bを早期遮断するのは，一対の誘導素子111aの励磁電流Ｉxの加算値が過大となって，同期中検出パルスPLS0の論理レベルが「Ｌ」となり，しかも，第一電流検出電圧Ｖc1と，第二電流検出電圧Ｖc2とがＶc1≧Ｖc2（又はＶc1＞Ｖc2）となっている場合である。
また，第二早期開路信号FR2となる第二信号発生回路232bの論理レベルが「Ｈ」となっ
て，第二昇圧回路部110D2の昇圧用開閉素子111bを早期遮断するのは，一対の誘導素子111aの励磁電流Ｉxの加算値が過大となって，同期中検出パルスPLS0の論理レベルが「Ｌ」となり，しかも，第二電流検出電圧Ｖc2と，第一電流検出電圧Ｖc1とがＶc2＞Ｖc1（又はＶc2≧Ｖc1）となっている場合である。なお，第一電流検出電圧Ｖc1と，第二電流検出電圧Ｖc2とがＶc1≒Ｖc2である場合には，第一早期開路信号FR1と第二早期開路信号FR2のどちらが論理レベル「Ｈ」になってもよいし，両方共に論理レベル「Ｌ」であってもよい。また，第一早期開路信号FR1と第二早期開路信号FR2の一方が論理レベル「Ｈ」になると，図20の早期遮断開閉素子213cの一方が閉路され，これにより比較器211aの出力論理が「Ｈ」になると，昇圧用開閉素子111bが開路されて図21の加算電圧が減少し，同期中検出パルスPLS0の発生が停止するので，第一早期開路信号FR1又は第二早期開路信号FR2の論理レベルは速やかに論理レベル「Ｌ」に復帰する。従って，図20の早期遮断開閉素子213cが開路して，算式（28c)で示される減衰電流I00まで減衰してから昇圧用開閉素子111bが再閉路することになる。
（２）作用・動作の詳細な説明
以下，図19〜図21のとおり構成された実施の形態４による車載エンジン制御装置100Dに
ついて，第一昇圧回路部の電流波形図である図22（A）と，第二昇圧回路部の電流波形図
である図22（B）と，第一早期開路信号の波形図である図22（C）とに基づいて，その作用・動作を詳細に説明する。まず，図19において，図示しない電源スイッチが閉路されると，電源リレーの出力接点102が閉路して，車載エンジン制御装置100Dに電源電圧Ｖbが印加される。その結果，定電圧電源140が例えばＤＣ５Ｖの安定化電圧Ｖccを発生してマイクロプロセッサCPUが制御動作を開始する。マイクロプロセッサCPUは入力センサ群105の動作状態と，不揮発性のプログラムメモリPGMに格納された制御プログラムの内容に応動して電気負荷群104に対する負荷駆動指令信号を発生し，電気負荷群104の中の特定の電気負荷である燃料噴射用電磁弁103に対しては，燃料噴射指令信号INJiを発生して，駆動制御回路部120X・120Yを介して各電磁コイル31〜34を駆動し，これに先立って第一・第二昇圧回路部110D1・110D2が作動して昇圧コンデンサ112bが高圧充電されるようになっている。
図22（A）は，第一昇圧回路部110D1の第一早期開路信号FR1の論理レベルを「Ｌ」にし
ておいて，図20の分圧電圧Ｖdivを設定電流Ｉ0に対応した値に設定し，減衰電流設定回路部となる正帰還抵抗211dと正側入力抵抗211bとの抵抗比率によって減衰電流Ｉ00を設定して，中電流中頻度断続動作の運転モードを選択した場合の，誘導素子111aに対する励磁電流Ｉx1の波形を示したものである。但し，図22（C）において第一早期開路信号FR1が発生したタイミングでは，励磁電流Ｉx1は早期遮断されている。図22（Ｂ）は，第二昇圧回路部110D2の第二早期開路信号FR2の論理レベルを「Ｌ」にしておいて，図20の分圧電圧Ｖdivを設定電流Ｉ0に対応した値に設定し，減衰電流設定回路部となる正帰還抵抗211dと正側入力抵抗211bとの抵抗比率によって減衰電流Ｉ00を設定して，中電流中頻度断続動作の運転モードを選択した場合の，誘導素子111aに対する励磁電流Ｉx2の波形を示したものである。図22（Ｃ）は，励磁電流Ｉx1と励磁電流Ｉx2の値に比例した第一電流検出電圧Ｖc1と第二電流検出電圧Ｖc2との加算値が，図21における加算値判定閾値電圧225aを超過したときに，Ｖc1≧Ｖc2であったことによって発生した第一早期開路信号FR1の波形を示したものである。
以上の説明で明らかなとおり，実施の形態４の場合には，加算電流が所定値以上になると，大きい方の励磁電流Ｉxが流れている方の昇圧用開閉素子111bを早期遮断して，加算
電流が過大にならないようにするとともに，一対の昇圧用開閉素子111bの開閉タイミングの同期状態を脱出するようになっている。なお，早期遮断された方の昇圧用開閉素子111bは，速やかに電流減衰して，早期に再閉路されることになるので，一時的には小電流高頻度の断続動作が行われたことになり，充電工率に影響を与えないようになっている。また，励磁電流の早期遮断を行った場合には，正規遮断を行った場合に比べて昇圧用開閉素子を再閉路するときの減衰電流が大きくなるようにすれば，充電工率を一致させることが可能となる。従って，実施の形態４の場合は，実施の形態１〜３における多様な構成要素の中の特定の構成要素が適用されているものの，第１の運転モードと第２の運転モードの選択手段を持たず，適時に第１の運転モードと第２の運転モードとが交替使用されているものとなっている。
（３）実施の形態４の要点と特徴
以上の説明で明らかなとおりこの発明の実施の形態４による車載エンジン制御装置は，複数気筒エンジンの各気筒に設けられた燃料噴射用電磁弁103を駆動するために，当該電
磁弁駆動用の複数の電磁コイル31〜34に対する駆動制御回路部120X・120Yと，第一昇圧回路部110D1及び第二昇圧回路部110D2と，マイクロプロセッサCPUを主体とする演算制御回
路部130Dとを備えた車載エンジン制御装置100Dであって，前記第一昇圧回路部110D1及び
前記第二昇圧回路部110D2は，互いに独立して作動する第一昇圧制御部210D1及び第二昇圧制御部210D2と，前記第一昇圧制御部210D1及び前記第二昇圧制御部210D2のそれぞれによ
って断続励磁される一対の誘導素子111aと，前記一対の誘導素子111aのそれぞれに直列接続された一対の充電ダイオード112aと，前記一対の誘導素子111aのそれぞれに対する励磁
電流Ｉxの遮断に伴う誘導電圧によって，前記一対の充電ダイオード112aのそれぞれを介
して充電され，複数回の前記断続励磁により所定の昇圧電圧Ｖhに充電される１個又は互
いに並列接続された複数の昇圧コンデンサ112bとを備えている。
そして，前記第一昇圧制御部210D1及び前記第二昇圧制御部210D2は，車載バッテリ101
に接続される前記一対の誘導素子111aのそれぞれに直列接続されて，この一対の誘導素子111aのそれぞれに対する前記励磁電流Ｉxを断続制御する一対の昇圧用開閉素子111bと，
前記励磁電流Ｉx及び前記昇圧コンデンサ112bに対する充電電流Ｉcが流れる一対の電流検出抵抗111cとを備えるとともに，前記一対の昇圧用開閉素子111bの一方又は両方が閉路駆動されてから，前記励磁電流Ｉxが所定の設定電流Ｉ0以上となったことによって，前記一対の昇圧用開閉素子111bの一方又は両方の通電を遮断する一対の電流比較判定部211aと，前記一対の昇圧用開閉素子111bの一方又は両方の通電が遮断されてから，前記励磁電流Ｉxが所定の減衰電流Ｉ00まで減衰したことによって，前記一対の昇圧用開閉素子111bの一
方又は両方を再び閉路駆動する一対の減衰電流設定部211dと，前記昇圧コンデンサ112bの両端電圧が，所定の閾値電圧以上となったことによって，前記一対の昇圧用開閉素子111bの閉路駆動を禁止する昇圧比較判定部214aとを備え，前記第一昇圧制御部210D1及び前記
第二昇圧制御部210D2にはさらに，同期状態検出部220Dと，この同期状態検出部220Dが発
生する第一早期開路信号FR1又は第二早期開路信号FR2によって，前記励磁電流Ｉxが前記
設定電流Ｉ0に到達する以前に前記一対の昇圧用開閉素子111bの一方を早期開路する早期
遮断開閉素子213cとを備えている。
そしてまた，前記同期状態検出部220Dは，前記一対の電流検出抵抗111cの一方の両端電圧である第一電流検出電圧Ｖc1と，他方の両端電圧である第二電流検出電圧Ｖc2との加算値を増幅した加算増幅電圧を発生する加算処理部221aと，前記加算処理部221aの加算増幅電圧が，加算値判定閾値電圧225aを超過したことによって，前記一対の誘導素子111aのそれぞれに対する前記励磁電流Ｉxの波形が同期している同期時点を検出して，同期中検出
パルスPLS0を発生する同期時点検出部222Dと，前記第一電流検出電圧Ｖc1と前記第二電流検出電圧Ｖc2との大小比較を行って，前記同期中検出パルスPLS0が発生していて，前記大小比較結果がＶc1＞Ｖc2であるときに前記第一早期開路信号FR1を発生する第一信号発生
回路232aと，前記同期中検出パルスPLS0が発生していて，前記大小比較結果がＶc1＜Ｖc2であるときに前記第二早期開路信号FR2を発生する第二信号発生回路232bとを備え，前記
加算値判定閾値電圧225aは，前記加算増幅電圧の最大値未満の値であるとともに，前記加算増幅電圧の最大値の70％以上の値となっている。
前記一対の電流検出抵抗111cのそれぞれは，前記一対の誘導素子111a又は前記一対の充電ダイオード112aのそれぞれの上流位置に接続されるか，或いは，前記一対の昇圧用開閉素子111bと一対設けられる前記昇圧コンデンサ112bのそれぞれの下流位置に接続されていて，前記一対の電流検出抵抗111cのそれぞれが前記一対の昇圧用開閉素子111bのそれぞれの下流位置に接続されている場合には，前記昇圧コンデンサ112bは一対で構成されて，一対の前記昇圧コンデンサ112bのそれぞれが前記一対の電流検出抵抗111cのそれぞれの上流位置に接続されており，
前記一対の電流検出抵抗111cのそれぞれには，前記一対の昇圧用開閉素子111bのそれぞれが閉路したときに，前記一対の誘導素子111aのそれぞれに流れる励磁電流Ｉxと，前記
一対の昇圧用開閉素子111bのそれぞれが開路したときに，前記一対の誘導素子111aのそれぞれから前記一対の昇圧コンデンサ112bのそれぞれに流れる充電電流Ｉcとが流入し，前
記一対の電流比較判定部211aを構成する一対の比較器の正側入力端子のそれぞれには，正側入力抵抗211bを介して前記励磁電流Ｉx又は前記充電電流Ｉcと前記電流検出抵抗111cの抵抗値との積で定まる電流検出電圧Ｖc1・Ｖc2が入力され，前記一対の比較器の負側入力端子のそれぞれには，前記励磁電流Ｉxのピーク値となる設定電流Ｉ0に比例した比較設定電圧Ｖdivが入力されているともに，前記一対の比較器のそれぞれの出力電圧は正帰還抵
抗211dを介してそれぞれの前記正側入力端子に接続されていて，前記一対の昇圧用開閉素子111bのいずれか一方が閉路して，これにより通電駆動される前記誘導素子111aの前記電流検出電圧Ｖc1・Ｖc2が前記比較設定電圧Ｖdiv以上になると，一方の昇圧用開閉素子111bが開路し，これにより前記充電電流Ｉcが減少して前記所定の減衰電流Ｉ00以下に減衰すると前記一方の昇圧用開閉素子111bが再閉路し，前記所定の減衰電流Ｉ00の値は，前記正側入力抵抗211bの抵抗値Ｒbと，前記正帰還抵抗211dの抵抗値Ｒdとの比率の大小によって調整され，前記正帰還抵抗211dは減衰電流設定部を構成している。
以上のとおり，この発明の請求項17に関連し，昇圧用開閉素子を断続制御する電流比較判定部は，誘導素子に流れる励磁電流Ｉx及び昇圧コンデンサに対する充電電流Ｉcの値に比例した電流検出電圧Ｖc1・Ｖc2が，目標設定電流に比例した比較設定電圧Ｖdiv以上に
なると昇圧開閉素子を開路し，これにより，充電電流Ｉcが所定の減衰電流以下に減衰す
ると昇圧用開閉素子を再閉路し，所定の減衰電流の値は電流比較判定部に設けられた正帰還抵抗を含む減衰電流設定部によって設定されるようになっている。従って，昇圧用開閉素子を再閉路するときの減衰電流の値を正確に設定することができるとともに，マイクロプロセッサの制御動作に依存しないで誘導素子の断続制御を行うことができる特徴がある。
なお、本発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略したりすることが可能である。
100A〜100D 車載エンジン制御装置，101 車載バッテリ，103 燃料噴射用電磁弁，31〜34 電磁コイル，110A1〜110D1 第一昇圧回路部，110A2〜110D2 第二昇圧回路部，111a
誘導素子，111b 昇圧用開閉素子，111c 電流検出抵抗，112a 充電ダイオード，112b
昇圧コンデンサ，120X・120Y 駆動制御回路部，121j 開弁保持開閉素子，122j 急速励磁開閉素子，123i 導通選択開閉素子，130A〜130D 演算制御回路部，140 定電圧電
源，210A1〜210D1 第一昇圧制御部，210A1〜210D2 第二昇圧制御部，211a 電流比較判定部，211d 減衰電流設定部，212a〜212c 分圧抵抗，213c 早期遮断開閉素子，214a 昇圧比較判定部，216b 開路時間制限タイマ，216bb 開路時間制限手段，219b・219c
負帰還分圧抵抗，220A〜220D 同期状態検出部，220AA 同期状態検出部，221a 加算処
理部，221aa 加算処理部，222A・B・D 同期時点検出部，222Ca・222Cb 同期時点検出
部，222c 駆動トランジスタ，222d 積分抵抗，223A・223B 定期リセット処理部，223AA 定期リセット処理部，223C 定期リセット処理部，223b 放電トランジスタ，223c 積分コンデンサ，224a 同期時点積算処理部，224aa 同期時点積算処理手段，225a 加算値判定閾値電圧，225b 積算値判定閾値電圧，225c 積算値判定閾値電圧，226c・226cc クロックカウンタ，226t 計時クロック信号，227a・227b パルス発生回路，227aa 第一パルス発生部，227bb 第二パルス発生部，227c 論理結合回路，228A・228B 選択指令発生記憶部，228C 選択指令発生記憶部，232a 第一信号発生回路，232b 第二信号発生回路，601b 初期設定部，602a 電圧補正手段，604・1405b 変更設定部，1604・1704 同期中検出パルス発生部，1603b 優勢論理確認判定部，1703 超過判定確認部，1804a 第１変更設定部，1806a 第２変更設定部，CNT 昇圧制御プログラム，CPU マイクロプロセッサ，Ｄr1 第一駆動指令信号，Ｄr2 第二駆動指令信号，FR1・FR2 第一・第二早期開路信号，HADC 高速ＡＤ変換器，Ｉ0 設定電流，Ｉ00 減衰電流，Ｉ01 第１減衰電流，Ｉ02 第２減衰電流，Ｉ1 第１設定電流，Ｉ2 第２設定電流，Ｉc 充電電流，Ｉx 励磁電流，PGM プログラムメモリ，PLS0 同期中検出パルス，SELx 選択指令信号，SETx 監視周期，Ｔ1 第１閉路時間，ｔ1 第１開路制限時間，Ｔ2 第２閉路時間，ｔ2 第２開路制限時間，Ｖb 電源電圧，Ｖba 電源電圧監視電圧，Ｖc1 第一電流検出電圧，Ｖc11 第一電流検出増幅電圧，Ｖc2 第二電流検出電圧，Ｖc21 第二電流検出増幅電圧，Ｖcc 制御電圧，Ｖdiv 比較設定電圧（分圧電圧），Ｖf 充電監視電圧，Ｖh 昇圧電圧

Claims (17)

  1. 複数気筒エンジンの各気筒に設けられた燃料噴射用電磁弁を駆動するために，当該電磁弁駆動用の複数の電磁コイルに対する駆動制御回路部と，第一昇圧回路部及び第二昇圧回路部と，マイクロプロセッサを主体とする演算制御回路部とを備えた車載エンジン制御装置であって，
    前記第一昇圧回路部及び前記第二昇圧回路部は，互いに独立して作動する第一昇圧制御部及び第二昇圧制御部と，前記第一昇圧制御部及び前記第二昇圧制御部のそれぞれによって断続励磁される一対の誘導素子と，前記一対の誘導素子のそれぞれに直列接続された一対の充電ダイオードと，前記一対の誘導素子のそれぞれに対する励磁電流Ｉxの遮断に伴
    う誘導電圧によって，前記一対の充電ダイオードのそれぞれを介して充電され，複数回の前記断続励磁により所定の昇圧電圧Ｖhに充電される１個又は互いに並列接続された複数
    の昇圧コンデンサとを備え，
    前記第一昇圧制御部及び前記第二昇圧制御部は，車載バッテリに接続される前記一対の誘導素子のそれぞれに直列接続されて，この一対の誘導素子のそれぞれに対する前記励磁電流Ｉxを断続制御する一対の昇圧用開閉素子と，前記励磁電流Ｉxが流れる一対の電流検出抵抗とを備えるとともに，
    前記一対の昇圧用開閉素子の一方又は両方が閉路駆動されてから，前記励磁電流Ｉxが
    目標設定電流以上となったことによって前記一対の昇圧用開閉素子の一方又は両方の通電を遮断する一対の電流比較判定部と，
    前記一対の昇圧用開閉素子の一方又は両方の通電が遮断されてから，所定の設定時間或いは所定の電流減衰時間が超過したことによって，前記一対の昇圧用開閉素子の一方又は両方を再び閉路駆動する一対の開路時間制限部と，
    前記昇圧コンデンサの両端電圧が，所定の閾値電圧以上となったことによって，前記一対の昇圧用開閉素子の閉路駆動を禁止する昇圧比較判定部とを備え，
    前記開路時間制限部は，前記マイクロプロセッサから送信された前記設定時間を計時する計時回路である開路時間制限タイマ，又は前記マイクロプロセッサの内部で前記設定時間を計時する開路時間制限手段であるか，或いは，前記励磁電流Ｉxが所定の減衰電流値
    まで減衰するまでの時間を前記電流減衰時間とする減衰電流設定部であり，
    前記第一昇圧制御部及び前記第二昇圧制御部の一方と他方には，前記目標設定電流となる第１設定電流Ｉ1及びこの第１設定電流Ｉ1よりも大きな値である第２設定電流Ｉ2と，
    前記設定時間となる第１開路制限時間ｔ1及びこの第１開路制限時間ｔ1よりも長い時間である第２開路制限時間ｔ2，或いは前記減衰電流値となる第１減衰電流Ｉ01及び第２減衰
    電流Ｉ02とに対応し，前記第１設定電流Ｉ1と，前記第１開路制限時間ｔ1又は前記第１減衰電流Ｉ01による小電流高頻度の断続動作の第１運転モード，或いは，前記第２設定電流Ｉ２と，前記第２開路制限時間ｔ2又は前記第２減衰電流Ｉ02による大電流低頻度の断続
    動作の第２運転モードの何れかが選択適用され，
    前記第一昇圧制御部及び前記第二昇圧制御部にはさらに，前記一対の昇圧用開閉素子の開路タイミングが，継続して接近している状態を検出記憶して選択指令信号SELxを発生する同期状態検出部が設けられ，
    前記マイクロプロセッサは，前記選択指令信号SELxが発生するまでは，前記第一昇圧制御部と前記第二昇圧制御部を，前記第１運転モード又は前記第２運転モードのいずれかによる共通の運転モードとする初期設定部と，前記選択指令信号SELxが発生した後は，前記第一昇圧制御部と前記第二昇圧制御部を，前記第１運転モード又は第２運転モードのいずれか一方と他方の互いに異なる側による異種の運転モードとする変更設定部とを備えた車載エンジン制御装置。
  2. 前記第１設定電流Ｉ1において一方の前記昇圧用開閉素子111bが開路されてから，前記
    第１開路制限時間ｔ1が経過した時点で一方の前記昇圧用開閉素子111bが再閉路されたと
    きには，一方の前記誘導素子111aの前記励磁電流Ｉxは第１減衰電流Ｉ01となり，
    前記第２設定電流Ｉ2において他方の前記昇圧用開閉素子111bが開路されてから，前記
    第２開路制限時間ｔ2が経過した時点で他方の前記昇圧用開閉素子111bが再閉路されたと
    きには，他方の前記誘導素子111aの前記励磁電流Ｉxは第２減衰電流Ｉ02となり，
    前記第１設定電流Ｉ1と前記第１減衰電流Ｉ01の加算値Ｉ1＋Ｉ01と，前記第２設定電流Ｉ2と前記第２減衰電流Ｉ02の加算値Ｉ2＋Ｉ02とは，第２設定電流Ｉ2＞第１設定電流Ｉ1の関係と，第１減衰電流Ｉ01＞第２減衰電流Ｉ02の関係を満たす条件のもとで接近近似している請求項１に記載の車載エンジン制御装置。
  3. 前記同期状態検出部は，前記一対の電流検出抵抗の一方の両端電圧である第一電流検出電圧Ｖc1と，他方の両端電圧である第二電流検出電圧Ｖc2との加算値を増幅した加算増幅電圧を発生する加算処理部と，
    前記加算処理部の前記加算増幅電圧が，加算値判定閾値電圧を超過したことによって前記一対の誘導素子のそれぞれに対する前記励磁電流Ｉxの波形が同期している同期時点を
    検出して，同期中検出パルスPLS0を発生する同期時点検出部と，
    前記同期中検出パルスPLS0の発生回数が，積算値判定閾値電圧によって定まる所定値を超過したことによって，前記同期時点が継続発生していることを判定して，前記選択指令信号SELxを生成し，この選択指令信号SELxを選択指令発生記憶部によって記憶する同期時点積算処理部と，
    前記同期時点積算処理部によって積算される前記同期中検出パルスPLS0の発生回数を定期的にリセットして，前記同期時点検出部による前記同期中検出パルスPLS0の発生頻度が少ないときには，前記同期中検出パルスPLS0の発生回数が前記積算値判定閾値電圧を超過しないようにする定期リセット処理部とを備え，
    前記同期時点積算処理部は，前記同期時点検出部が前記同期中検出パルスPLS0を発生したときに，積分抵抗を介して充電される積分コンデンサを備え，この積分コンデンサの両端電圧が，前記積算値判定閾値電圧を超過したときに前記同期時点が継続発生していると判定し，
    前記定期リセット処理部は，前記積分コンデンサを定期的に強制放電させ，
    前記加算値判定閾値電圧は，前記加算増幅電圧の最大値未満の値であるとともに，前記加算増幅電圧の最大値の70％以上の値であり，
    前記積算値判定閾値電圧は，前記定期リセット処理部による前回の強制放電から次回の強制放電までの期間内において，前記積分コンデンサに対する複数回の最大時間幅の充電が行われたときの充電電圧に相当する請求項１又は請求項２に記載の車載エンジン制御装置。
  4. 前記積分コンデンサには，前記同期時点検出部の前記同期中検出パルスPLS0に応動する駆動トランジスタと，前記積分抵抗を介して前記車載バッテリの電源電圧Ｖbが印可され
    る請求項３に記載の車載エンジン制御装置。
  5. 前記同期状態検出部は，前記一対の昇圧用開閉素子のそれぞれを閉路駆動するための第一駆動指令信号Ｄr1及び第二駆動指令信号Ｄr2のそれぞれが，開路指令状態となったときに所定時間幅のパルス信号を発生する一対のパルス発生回路と，この一対のパルス発生回路が発生する一対の前記パルス信号が共に優勢論理であるときに，同期中検出パルスPLS0を発生する論理結合回路とを備えた同期時点検出部と，
    前記同期中検出パルスPLS0の発生回数が積算値判定閾値電圧によって定まる所定値を超過したことによって，前記一対の昇圧用開閉素子の開路タイミングの同期時点が継続発生していると判定して，前記選択指令信号SELxを生成し，この選択指令信号SELxを選択指令発生記憶部によって記憶する同期時点積算処理部と，
    前記同期時点積算処理部によって積算される前記同期中検出パルスPLS0の発生回数を定期的にリセットして，前記同期時点検出部による前記同期中検出パルスPLS0の発生頻度が少ないときには，前記同期中検出パルスPLS0の発生回数が前記積算値判定閾値電圧を超過
    しないようにする定期リセット処理部とを備え，
    前記同期時点積算処理部は，前記同期時点検出部が前記同期中検出パルスPLS0を発生したときに，積分抵抗を介して充電される積分コンデンサを備え，この積分コンデンサの両端電圧が，前記積算値判定閾値電圧を超過したときに前記同期時点が継続発生していると判定し，
    前記定期リセット処理部は，前記積分コンデンサを定期的に強制放電させ，
    前記一対のパルス発生回路が発生する前記パルス信号の時間幅は，前記第１開路制限時間ｔ1以上で，前記第２開路制限時間ｔ2以下の値であり，
    前記積算値判定閾値電圧は，前記定期リセット処理部による前回の強制放電から次回の強制放電までの期間内において，前記積分コンデンサに対する複数回の最大時間幅の充電が行われたときの充電電圧に相当する請求項１又は請求項２に記載の車載エンジン制御装置。
  6. 前記積分コンデンサには，前記同期時点検出部の前記同期中検出パルスPLS0に応動する駆動トランジスタと，前記積分抵抗を介して前記車載バッテリの電源電圧Ｖbから定電圧
    電源を介して得られる安定化された制御電圧Ｖccが印可される請求項５に記載の車載エンジン制御装置。
  7. 前記演算制御回路部は，前記一対の電流検出抵抗のそれぞれの両端電圧を増幅した第一電流検出増幅電圧Ｖc11及び第二電流検出増幅電圧Ｖc21と，前記昇圧コンデンサの両端電圧に比例した充電監視電圧Ｖfとが入力されて，入力チャンネル毎にデジタル変換を行っ
    て前記マイクロプロセッサに入力する高速ＡＤ変換器を備えるとともに，昇圧制御プログラムを包含して，前記マイクロプロセッサと協働するプログラムメモリを備え，
    前記昇圧制御プログラムは，前記電流比較判定部と，前記昇圧比較判定部と，前記開路時間制限手段又は前記減衰電流設定部と，前記同期状態検出部となる制御プログラムを包含し，
    前記同期状態検出部は，前記一対の昇圧用開閉素子の開路タイミングの前後において，前記一対の昇圧用開閉素子の開路タイミングが接近しているときに同期中検出パルスPLS0を発生する同期時点検出部と，前記選択指令信号SELxを発生する同期時点積算処理手段と，前記選択指令信号SELxの発生を記憶する選択指令発生記憶部と，定期リセット処理部とによって構成され，
    前記同期時点積算処理手段は，前記同期中検出パルスPLS0の発生回数の計数値が，２から３回の所定の閾値回数を超過したことによって，前記一対の昇圧用開閉素子の開路タイミングが継続して接近している状態である継続同期状態が発生していると判定して前記選択指令信号SELxを発生する同期回数カウンタであり，
    前記定期リセット処理部は，前記同期時点積算処理手段によって計数される前記同期中検出パルスPLS0の発生回数の現在値を定期的にリセットして，前記同期時点検出部による前記同期中検出パルスPLS0の発生頻度が少ないときには，前記選択指令信号SELxが発生しないようにするクロックカウンタを備えている請求項１又は請求項２に記載の車載エンジン制御装置。
  8. 前記同期時点検出部は，前記一対の昇圧用開閉素子のそれぞれを閉路駆動するための第一駆動指令信号Ｄr1及び第二駆動指令信号Ｄr2のそれぞれが，開路指令状態となったときに所定時間幅のパルス信号を発生する第一パルス発生部及び第二パルス発生部と，この第一及び第二パルス発生部が発生する一対の前記パルス信号が共に優勢論理であることを優勢論理確認判定部によって確認して，前記同期中検出パルスPLS0を発生する同期中検出パルス発生部とを備え，
    前記第一及び第二パルス発生部が発生する前記パルス信号の時間幅は，前記第１開路制限時間ｔ1以上で，前記第２開路制限時間ｔ2以下の値である請求項７に記載の車載エンジン制御装置。
  9. 前記同期時点検出部は，前記第一電流検出増幅電圧Ｖc11と前記第二電流検出増幅電圧
    Ｖc21とのデジタル加算値を算出する加算処理部と，前記加算処理部による加算結果が，
    比較判定閾値を超過したことを超過判定確認判定部によって確認して，同期中検出パルスPLS0を発生する同期中検出パルス発生部とを備え，
    前記比較判定閾値は，前記加算結果の最大値未満の値であるとともに，前記加算結果の最大値の70％以上の値である請求項７に記載の車載エンジン制御装置。
  10. 前記定期リセット処理部は，計時クロック信号を計数するか，若しくは前記一対の昇圧用開閉素子のそれぞれを閉路駆動するための第一駆動指令信号Ｄr1又は第二駆動指令信号Ｄr2の発生回数を計数するクロックカウンタを備え，
    前記クロックカウンタは，前記共通の運転モードにおける，前記第一駆動指令信号Ｄr1又は前記第二駆動指令信号Ｄr2の指令信号の発生周期に対する５倍の周期に相当した時間を監視周期SETxとして作動して，この監視周期SETxに到達する都度に，同期時点積算処理部によって積算される前記同期中検出パルスPLS0の発生回数を定期的に強制リセットするか，同期時点積算処理手段によって計数される前記同期中検出パルスPLS0の発生回数の現在値を定期的に強制リセットし，
    前記クロックカウンタはさらに，前記強制リセットの実行完了に伴って，自らの計時現在値をリセットして，少なくとも前記選択指令信号SELxが発生するまでは，引き続き次回の計時動作を反復実行し，
    前記同期時点積算処理部又は前記同期時点積算処理手段は，前回の前記強制リセットから今回の前記強制リセットが行われるまでに，前記同期中検出パルスPLS0の発生回数が３回以上であることによって前記選択指令信号SELxを発生する請求項３又は請求項５又は請求項７に記載の車載エンジン制御装置。
  11. 前記定期リセット処理部は，計時クロック信号を計数するか，若しくは前記一対の昇圧用開閉素子を閉路駆動するための第一駆動指令信号Ｄr1又は第二駆動指令信号Ｄr2の発生回数を計数するクロックカウンタを備え，
    前記クロックカウンタは，前記共通の運転モードにおいて前記同期中検出パルスPLS0が発生した以降において，前記第一駆動指令信号Ｄr1又は前記第二駆動指令信号Ｄr2のいずれか一方が新たに１回又は２回発生するまでの時間を監視周期SETxとして作動して，この監視周期SETxに到達する都度に，同期時点積算処理部によって積算される前記同期中検出パルスPLS0の発生回数を定期的に強制リセットするか，同期時点積算処理手段によって計数される前記同期中検出パルスPLS0の発生回数の現在値を定期的に強制リセットし，
    前記クロックカウンタはさらに，前記強制リセットの実行完了に伴って，自らの計時現在値をリセットして，少なくとも前記選択指令信号SELxが発生するまでは，その後に発生する前記同期中検出パルスPLS0の発生記憶以降においても計時動作を反復実行し，
    前記同期時点積算処理部又は前記同期時点積算処理手段は，前回の前記強制リセットから今回の前記強制リセットが行われるまでに，前記同期中検出パルスPLS0の発生回数が２回以上であることによって前記選択指令信号SELxを発生する請求項３又は請求項５又は請求項７に記載の車載エンジン制御装置。
  12. 前記クロックカウンタは，前記計時クロック信号を計数することによって，前記第一駆動指令信号Ｄr1又は前記第二駆動指令信号Ｄr2の発生回数を監視する場合のものであって，
    前記演算制御回路部は，前記マイクロプロセッサと協働するプログラムメモリを備え，前記プログラムメモリは、前記監視周期SETxに対する電圧補正手段となる制御プログラムを包含し，
    前記監視周期SETxの値は，前記車載バッテリの電源電圧Ｖbの分圧電圧である電源電圧
    監視電圧Ｖbaの値に反比例した値となるように前記電圧補正手段によって補正されている
    請求項１０又は請求項１１に記載の車載エンジン制御装置。
  13. 前記第一昇圧回路部及び前記第二昇圧回路部，又は前記演算制御回路部が，前記一対の開路時間制限部として，前記開路時間制限タイマ又は開路時間制限手段を有するものにおいて，
    前記一対の開路時間制限部によって設定される前記第１開路制限時間ｔ1及び前記第２
    開路制限時間ｔ2の値は，前記車載バッテリの電源電圧Ｖbの分圧電圧である電源電圧監視電圧Ｖbaの値に反比例した値となるように電圧補正手段によって補正されている請求項１０又は請求項１１に記載の車載エンジン制御装置。
  14. 前記マイクロプロセッサは，前記選択指令信号SELxが発生するまでは，前記第一昇圧制御部と前記第二昇圧制御部を，前記第１運転モード又は前記第２運転モードのいずれかによる共通の運転モードとする前記初期設定部と，
    前記選択指令信号SELxが発生した後は，前記第一昇圧制御部と前記第二昇圧制御部のいずれか一方と，いずれか他方とは，前記第１運転モード又は前記第２運転モードのいずれか異なる側による異種の運転モードとする第１変更設定部と，
    前記選択指令信号SELxが再度発生した後は，前記第一昇圧制御部と前記第二昇圧制御部のいずれか他方と，いずれか一方とは，前記第１運転モード又は前記第２運転モードのいずれか異なる側による異種の運転モードとするとする第２変更設定部とを備えている請求項１から１３のいずれか１項に記載の車載エンジン制御装置。
  15. 前記同期状態検出部は，前記一対の昇圧用開閉素子の開路タイミングが接近しているときに同期中検出パルスPLS0を発生する同期時点検出部を備えていて，所定の監視周期SETxにおける前記同期中検出パルスPLS0の発生頻度に応動して前記選択指令信号SELxを発生し，
    前記監視周期SETxは，前記第２運転モードが適用されている方の前記昇圧用開閉素子に対する第一駆動指令信号Ｄr1又は第二駆動指令信号Ｄr2の発生回数であるか，又は前記第２運転モードが適用されている方の前記昇圧用開閉素子に対する平均的な開閉周期である第２断続周期Ｔ02の倍数に相当した時間であり，前記共通の運転モードは前記第２運転モードで統一されている請求項１４に記載の車載エンジン制御装置。
  16. 複数気筒エンジンの各気筒に設けられた燃料噴射用電磁弁を駆動するために，当該電磁弁駆動用の複数の電磁コイルに対する駆動制御回路部と，第一昇圧回路部及び第二昇圧回路部と，マイクロプロセッサを主体とする演算制御回路部とを備えた車載エンジン制御装置であって，
    前記第一昇圧回路部及び前記第二昇圧回路部は，互いに独立して作動する第一昇圧制御部及び第二昇圧制御部と，前記第一昇圧制御部及び前記第二昇圧制御部のそれぞれによって断続励磁される一対の誘導素子と，前記一対の誘導素子のそれぞれに直列接続された一対の充電ダイオードと，前記一対の誘導素子のそれぞれに対する励磁電流Ｉxの遮断に伴
    う誘導電圧によって，前記一対の充電ダイオードのそれぞれを介して充電され，複数回の前記断続励磁により所定の昇圧電圧Ｖhに充電される１個又は互いに並列接続された複数
    の昇圧コンデンサとを備え，
    前記第一昇圧制御部及び前記第二昇圧制御部は，車載バッテリに接続される前記一対の誘導素子のそれぞれに直列接続されて，この一対の誘導素子のそれぞれに対する前記励磁電流Ｉxを断続制御する一対の昇圧用開閉素子と，前記励磁電流Ｉx及び前記昇圧コンデンサに対する充電電流Ｉcが流れる一対の電流検出抵抗とを備えるとともに，
    前記一対の昇圧用開閉素子の一方又は両方が閉路駆動されてから，前記励磁電流Ｉxが
    所定の設定電流Ｉ0以上となったことによって，前記一対の昇圧用開閉素子の一方又は両
    方の通電を遮断する一対の電流比較判定部と，
    前記一対の昇圧用開閉素子の一方又は両方の通電が遮断されてから，前記励磁電流Ｉx
    が所定の減衰電流Ｉ00まで減衰したことによって，前記一対の昇圧用開閉素子の一方又は両方を再び閉路駆動する一対の減衰電流設定部と，
    前記昇圧コンデンサの両端電圧が，所定の閾値電圧以上となったことによって，前記一対の昇圧用開閉素子の閉路駆動を禁止する昇圧比較判定部とを備え，
    前記第一昇圧制御部及び前記第二昇圧制御部にはさらに，同期状態検出部と，この同期状態検出部が発生する第一早期開路信号FR1又は第二早期開路信号FR2によって，前記励磁電流Ｉxが前記設定電流Ｉ0に到達する以前に前記一対の昇圧用開閉素子の一方を早期開路する早期遮断開閉素子とを備え，
    前記同期状態検出部は，前記一対の電流検出抵抗の一方の両端電圧である第一電流検出電圧Ｖc1と，他方の両端電圧である第二電流検出電圧Ｖc2との加算値を増幅した加算増幅電圧を発生する加算処理部と，
    前記加算処理部の前記加算増幅電圧が，加算値判定閾値電圧を超過したことによって，前記一対の誘導素子のそれぞれに対する前記励磁電流Ｉxの波形が同期している同期時点
    を検出して，同期中検出パルスPLS0を発生する同期時点検出部と，
    前記第一電流検出電圧Ｖc1と前記第二電流検出電圧Ｖc2との大小比較を行って，前記同期中検出パルスPLS0が発生していて，前記大小比較結果がＶc1＞Ｖc2であるときに前記第一早期開路信号FR1を発生する第一信号発生回路と，
    前記同期中検出パルスPLS0が発生していて，前記大小比較結果がＶc1＜Ｖc2であるときに前記第二早期開路信号FR2を発生する第二信号発生回路とを備え，
    前記加算値判定閾値電圧は，前記加算増幅電圧の最大値未満の値であるとともに，前記加算増幅電圧の最大値の70％以上の値である車載エンジン制御装置。
  17. 前記一対の電流検出抵抗のそれぞれは，前記一対の誘導素子又は前記一対の充電ダイオードのそれぞれの上流位置に接続されるか，或いは，前記一対の昇圧用開閉素子と一対設けられる前記昇圧コンデンサのそれぞれの下流位置に接続されていて，
    前記一対の電流検出抵抗のそれぞれが前記一対の昇圧用開閉素子のそれぞれの下流位置に接続されている場合には，前記昇圧コンデンサは一対で構成されて，一対の前記昇圧コンデンサのそれぞれが前記一対の電流検出抵抗のそれぞれの上流位置に接続されており，
    前記一対の電流検出抵抗のそれぞれには，前記一対の昇圧用開閉素子のそれぞれが閉路したときに，前記一対の誘導素子のそれぞれに流れる励磁電流Ｉxと，前記一対の昇圧用
    開閉素子のそれぞれが開路したときに，前記一対の誘導素子のそれぞれから前記一対の昇圧コンデンサのそれぞれに流れる充電電流Ｉcとが流入し，
    前記一対の電流比較判定部を構成する一対の比較器の正側入力端子のそれぞれには，正側入力抵抗を介して前記励磁電流Ｉx又は前記充電電流Ｉcと前記電流検出抵抗の抵抗値との積で定まる電流検出電圧Ｖc1・Ｖc2が入力され，前記一対の比較器の負側入力端子のそれぞれには，前記励磁電流Ｉxのピーク値となる目標設定電流Ｉ1・Ｉ2・Ｉ0に比例した比較設定電圧Ｖdivが入力されているともに，前記一対の比較器のそれぞれの出力電圧は正
    帰還抵抗を介してそれぞれの前記正側入力端子に接続されていて，
    前記一対の昇圧用開閉素子のいずれか一方が閉路して，これにより通電駆動される前記誘導素子の前記電流検出電圧Ｖc1・Ｖc2が前記比較設定電圧Ｖdiv以上になると，一方の
    昇圧用開閉素子が開路し，これにより前記充電電流Ｉcが減少して前記所定の減衰電流Ｉ01・Ｉ02・Ｉ00以下に減衰すると前記一方の昇圧用開閉素子が再閉路し，
    前記所定の減衰電流Ｉ01・Ｉ02・Ｉ00の値は，前記正側入力抵抗の抵抗値Ｒbと前記正
    帰還抵抗の抵抗値Ｒdとの比率の大小によって調整され，前記正帰還抵抗は減衰電流設定
    回路部を構成している請求項１又は請求項１６に記載の車載エンジン制御装置。
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