JP2017536078A - 能動スナバ - Google Patents

Abstract

本発明は、一般的に電力コンバータの相レグ部のためのスイッチングセル及び負荷を駆動する電力コンバータを制御する方法に関し、より詳しくは、そのような複数のスイッチングセル、電力コンバータ用相アーム部、電力コンバータ用相レグ部、負荷を駆動する電力コンバータ及び電力コンバータを作る方法に関する。電力コンバータの相レグ部のためのスイッチングセルは、負荷を駆動する電流を導通させるための電力スイッチと、その電力スイッチと並列に接続された転流パスと、これらの電力スイッチと転流パスの接続箇所に接続されたセルインダクタとを有し、この転流パスが、直列に接続されたセルコンデンサと補助スイッチを有し、この補助スイッチが、転流パスの導通状態の制御を可能にするように構成されており、このスイッチングセルが、制御信号を受信するための少なくとも一つの制御入力線を有し、この少なくとも一つの制御入力線が、電力スイッチの制御端子と補助スイッチの制御端子を駆動するように構成されている。

Description

本発明は、電力コンバータの相レグ部のためのスイッチングセル及び負荷を駆動する電力コンバータを制御する方法に関し、より詳しくは、そのような複数のスイッチングセル、電力コンバータ用相アーム部、電力コンバータ用相レグ部、負荷を駆動する電力コンバータ及び電力コンバータを作る方法に関する。

ワイドバンドギャップ（ＷＢＧ）電力半導体デバイスは、幾つかのパワーエレクトロニクスコンバータ用途において商業的に採用される点に近付いて来ている。それらは、絶縁破壊電界強度の上昇及び最大接合温度の上昇を引き起こす、シリコンよりも大きなバンドギャップを有する。

この絶縁破壊電界強度の上昇は、所与の破壊電圧に関するドリフト領域を狭くする結果となり、それが生み出す利点は、例えば、（ｉ）オン状態電圧降下（正規化エリアの抵抗）の低下とそれによる伝導損の低下、及び／又は（ｉｉ）切換の高速化とそれによる切換損の低下である。動作接合温度の上昇も考え得る利点であるが、既存のデバイスのパッケージ形態は、典型的な可変負荷条件の下において、そのことから生じる厳しい温度サイクルに耐えることができない。

この伝導損の低下は最も大きい直接的な利点である一方、大きく上昇した切換速度と、それにより低下した切換損及び／又は上昇した電力コンバータ切換周波数は、一般的には、転流インダクタンスがＩＧＢＴベースのコンバータで見られる典型的なレベルから大きく低下した場合にのみ利用される。それは、例えば、破壊電圧が１，２００Ｖ又は１，７００Ｖの電力デバイスを用いて、例えば、６９０Ｖ交流供給電源の低電圧コンバータに関して、３０ｎＨの範囲内となる。実際には、既存のＩＧＢＴでさえ、誘導電圧オーバーシュートレベルを十分に低下させるために時として減速させなければならず、それらをＷＢＧデバイス（例えば、定格破壊電圧が同じであるＳｉＣ製ＭＯＳＦＥＴ）に直接置き換えることは、一般的に同じ切換速度を達成する必要があり、そのことは、ＷＢＧデバイスの切換損を著しく上昇させて、そのデバイスの採用を無意味なものとする結果になる。

ＷＢＧデバイスの能力を利用するためには、転流インダクタンスが非常に小さい、好ましくは、数ｎＨを下回るスイッチング回路を開発して、電圧オーバーシュートを大きくすること無く速い切換を実現可能にすることが考えられる。しかし、その副作用は、切換エッジのｄｉ／ｄｔ及びｄｖ／ｄｔが非常に速くなり、後者もモーター駆動部への採用に関して問題となる。更に、非常に小さい転流インダクタンスは、数ｋＷを上回る既存のコンバータ設計では、非常にコンパクトなレイアウトを必要とすることから、簡単には実現できない。

そのため、例えば、１００ｋＷ以上の高電力コンバータにＷＢＧデバイスを採用する場合、既存の転流インダクタンスで問題無く動作するとともに、既存のＩＧＢＴに明らかに適合したｄｖ／ｄｔを提供する能力が望まれている。更に、市場での採用を支援するためには、好ましくは、コンバータ設計を完全にゼロからスタートしなければならないことを避けるために、現在使用されているパッケージ、例えば、ＥｃｏｎｏＤｕａｌ／Ｐａｃｋ（ＴＭ）、ＰｒｉｍｅＰａｃｋ（ＴＭ）、ＨＰＭと同様のパッケージでデバイスを提供する。

電力コンバータ分野は、例えば、特に、エネルギー効率の向上、信頼性の改善、コストの低下、コンパクトな設計、標準的な電力コンバータパッケージに対する適合性、（例えば、外部コンデンサに対して比較的大きなインダクタンスが存在する場合の）高速動作及び／又は低切換損動作、電力コンバータ切換周波数の上昇、伝導損の低下、高い最大動作温度、例えば、電力切換デバイスの破壊電圧に対して相対的に、高いＤＣ供給電圧、電圧オーバーシュートの低下、巻線を有する誘導負荷（例えば、モーター）の防護の改善などを可能にするスイッチングトポロジーに対するニーズを提供し続けている。

本発明の第一の観点において、電力コンバータの相レグ部のためのスイッチングセルが規定され、このスイッチングセルは、負荷を駆動する電流を導通させるための電力スイッチと、この電力スイッチと並列に接続された直列接続部であって、直列に接続された補助スイッチとセルコンデンサを有する直列接続部と、これらの電力スイッチと直列接続部の接続箇所に接続されたセルインダクタとを備え、このスイッチングセルは、電力スイッチをオフに切り換えることにより生じる転流電流を導通させるための転流ループを有し、このループが、一方の方向への電流の流れを阻止するとともに、他方の逆方向に前記の転流電流を導通させるために電力スイッチと並列に接続された第一のバイパス回路と、一方の方向への電流の流れを阻止するとともに、他方の逆方向に前記の転流電流を導通させために補助スイッチと並列に接続された第二のバイパス回路と、前記のセルコンデンサとを有し、このスイッチングセルは、制御信号を受信するための少なくとも一つの制御入力線を備え、この少なくとも一つの制御入力線が、電力スイッチの制御端子と補助スイッチの制御端子を駆動するように構成されている。

有利には、そのような一つ以上のスイッチングセルが、電力スイッチモジュール（一般的には、電力スイッチを備え、幾つかの場合、転流ダイオードも備えたパッケージ）の代わりに電力回路に配備される。例えば、そのようなスイッチングセルは、ＡＣ−ＤＣ整流器、ＤＣ−ＡＣインバータ、ＡＣ−ＡＣ又はＤＣ−ＤＣレベルシフターなどの電力コンバータの電力スイッチを置き換える。このセルインダクタは、隣りの回路、例えば、隣のスイッチングセルからスイッチングセルを切り離し、その結果、電力スイッチ及び／又は補助スイッチの切換に伴う転流電流が、ほぼスイッチングセルの転流ループに制限される。そのような転流ループは、小さい面積及び／又は低いインダクタンスを有し、そのことは、有利には、一つの実施形態において、少なくとも電力スイッチの速い切換を可能にする。複数のセルが、例えば、並列形態及び／又はセルの一つ以上の行列から成るアレー形態で相互接続されている場合、全てのセルの電力スイッチ及び／又は補助スイッチの切換に伴う全転流電流が、複数のセルの転流ループに分散されると考えられる。例えば、そのようなアレーの一つの列における、直列のセルは、電圧を共有すると考えられる。このことは、信頼性の改善及び／又はアレーに関する最大許容電圧の上昇を生み出す。

浮遊インダクタンスを低下させるために、一つのセルの少なくともセルコンデンサ、電力スイッチ及び補助スイッチを、好ましくは、バイパス回路も相互接続するために、ストリップ線と同様の接続線が使用される（同様に、そのような接続線は、別の導体、例えば、電力レール、負荷との相出力接続部を形成するために使用される）。そのような如何なる接続線も、一般的にはストリップ線と同様であるが、接地面を含まない積層母線であるか、或いはそのような積層母線を有する。この母線は、ＤＣ電力供給レールの間の転流インダクタンスを低くするために、平行な薄く分離された導体から構成される。少なくともセルコンデンサ、電力スイッチ及び補助スイッチを接続するためのストリップ線のループは、幅の広い導体を許容し、それらの間に小さい分離部を有する。このことは、転流ループのインダクタンスを低下させるのに有利である。

更に、スイッチングセルは、例えば、直列及び／又は並列のセルアレーを構成するために多重化された場合、速い切換能力及び／又は低い切換損を有するデバイスの使用を可能にする。有利には、スイッチングセルの電力スイッチは、例えば、少なくとも３ｅＶのバンドギャップを有する半導体材料から成る、ワイドバンドギャップデバイスである。そのような材料は、例えば、ＳｉＣ又はＧａＮから構成される。このことは、一つの実施形態において、電力スイッチの転流電流を導通させるための小さい転流ループ、従って、小さい転流インダクタンスによって可能になる。ＷＢＧデバイスの使用により達成可能な追加の利点又は代替の利点には、例えば、より高い温度での動作が含まれる。

各セルのセルコンデンサは、そのセルが目標電圧を引き受けること、例えば、そのようなスイッチングセルの直列接続及び／又は並列接続（例えば、アレー）における別のセルが引き受ける電圧に等しい電圧を引き受けることを保証する。従って、セル間の良好な電圧共有及び／又は電流共有が実現される。そのため、一つの実施形態は、ワット損の分布、伝熱能力、信頼性及び／又はコンパクト性などの改善を可能にする。コンデンサの充電は補助スイッチの制御によって決定される。補助スイッチは、好ましくは（即ち、任意選択により）、電力スイッチがオフの場合にのみ、コンデンサとの充電フローを可能にするように制御される。制御入力線（ピン、トラック及び／又はワイヤーなど）は、電力スイッチと補助スイッチの一方又は両方を切り換えるための少なくとも一つの制御信号を受信する。詳しくは、前記の制御端子を駆動する入力線は、電力スイッチ及び補助スイッチの一方のオンへの切換と電力スイッチ及び補助スイッチの他方のオフへの切換をほぼ同時に（例えば、精確に、或いは小さい遅延で）実施するように構成される。例えば、電力スイッチと補助スイッチの一方がｎ型デバイスから構成され、他方がｐ型デバイスから構成され、その際、スイッチングセルは、共通の制御信号に基づき電力スイッチと補助スイッチの切換を制御するように構成される。有利には、その場合、スイッチングセルの電力スイッチと補助スイッチのために単一のゲート駆動回路が使用される。

好ましくは、電力スイッチと補助スイッチの切換は互いに逆である。一つの実施形態では、同じセルの補助スイッチがオン（オフ）に切り換えられる場合、電力スイッチはオフ（オン）に切り換えられる。このことは、二つのスイッチを介した電圧の合計がセルコンデンサの電圧に等しくなることを可能にする。一つの実施形態では、両方のスイッチが同時にオンになることを可能にすることは、セルコンデンサを短絡させる虞が有る。更に、一つの実施形態において、電力スイッチがオフに切り換わる場合、好ましくは、補助スイッチは、セルコンデンサにより電力スイッチの電圧を固定するために、オンに切り換わる。

少なくとも一つの制御信号により電力スイッチ及び補助スイッチの一方のオンへの切換と電力スイッチ及び補助スイッチの他方のオフへの切換をほぼ同時に実施することを考慮すると、好ましくは、一方のスイッチのオフへの切換と他方のスイッチのオンへの切換の間に小さい遅延が存在する。それは「不感時間」と考えられ、一方のスイッチのオフへの切換が、他方のスイッチをオンに切り換える時間までにオフへの切換を完全には終了せず、その結果、これらのスイッチを介して短時間の短絡を発生させるシュートスルーのリスクを低減させる。そのようなシュートスルー電流は、最善の場合、デバイスに余分な電力損を与え、最悪の場合、デバイスを破壊する可能性が有る。そのため、この不感時間長はデバイスの切換速度に依存する。そのことは高速ＷＢＧスイッチングセルでも必要である。不感時間は、例えば、５μｓ、３μｓ、２μｓ又は１μｓ以内、好ましくは、３５０〜７５０ｎｓである。しかし、この不感時間は切換速度に依存し、不感時間は、例えば、ＷＢＧデバイスに対しては、例えば、僅か２０〜３０ｎｓであるが、例えば、ＩＧＢＴベースのコンバータ設計に対しては、例えば、１０μｓまでとなる。

このバイパス回路は、一般的に、転流電流がこれらのスイッチを迂回することを可能にし、従って、転流電流がスイッチングセルを迂回して流れることを可能にする。第一と第二のバイパス回路の少なくとも一つは一つのダイオードを備える。このダイオードは、転流ダイオード、クランプダイオード、フリーホイールダイオードなどと呼ばれる。このダイオードは、好ましくは（即ち、任意選択により）、そのダイオードを通って前進方向に転流電流を導通させるとともに、逆電流を阻止するために、それに対応するスイッチに対して逆並列に接続される。このダイオードは、それに対応するスイッチ（電力スイッチ又は補助スイッチ）の内部のダイオードであるか、或いはそのスイッチを介して接続された外部の部品、一般的には別個の部品である。例えば、電力スイッチ又は補助スイッチが、好ましくは、そのスイッチの内部のダイオード、例えば、ボディを用いて逆電流を許容するので、外部のダイオードは不要である。

従って、各スイッチは、電圧急上昇イベントにおいて、それに対応するバイパス回路によって保護される。そのような急上昇は、例えば、複数の電力スイッチの中の一つの切換イベントに起因して、インダクタ（例えば、スイッチングセルのセルインダクタ、スイッチングセルと接続された別のスイッチングセルのセルインダクタ、スイッチングセルを備えた回路の浮遊インダクタンス及び／又は負荷インダクタンス）を介して発生する。

電力スイッチと直列接続部の間の接続は、好ましくは、例えば、ちょうどワイヤー、トラック、端子及び／又はコネクタと関連する直接接続であるか、或いは抵抗、コンデンサなどの一つ以上の外部の回路部品を有する。

上述した通り、二つ以上のスイッチングセルが、例えば、セルのアレー形態で、例えば、電力コンバータ用相レグ部の各相アーム部のための一つのアレーとして配備される。複数のスイッチングセルは、それらのスイッチングセルの少なくとも一つの直列接続部を有し、この少なくとも一つの直列接続部の各スイッチングセルは、前記のセルインダクタを介して隣のスイッチングセルと接続される。この場合、一つのスイッチングセルのセルインダクタは、有利には、スイッチングセルの転流ループを切り離すように、そのスイッチングセルを隣のセルから切り離す。スイッチングセルのそのような直列接続部の第一のスイッチングセル及び／又は最後のスイッチングセルは、好ましくは、そのセルインダクタを介して、電力レール又は出力線と、例えば、電力コンバータ用相レグ部の相出力と直接接続される（従って、第一又は最後のスイッチングセルは、転流ループを電力レール又は出力と直接接続するために、セルインダクタを備えていない）。少なくとも一つのスイッチングセルは、セルの前記の直列接続部のスイッチングセルと並列に接続される。従って、セルの二次元アレーが形成される。好ましくは、そのような並列接続は、並列セルのセルインダクタの終端間に電気接続部を配備し、他方の各終端をそれに対応するセルの電力スイッチと直列接続部の接続箇所に接続し、セルの電力スイッチと直列接続部のそれ以外の接続箇所の間に電気接続部を配備することによって実現される。

そのようなスイッチングセルの各直列接続部は、複数のセルの総合定格電圧を単一のスイッチングセルよりも高くすることを可能にする。同様に、例えば、複数の並列の直列接続部を用いて、スイッチングセルを並列に接続すること、及び／又は各スイッチングセルを一つの直列接続部の各スイッチングセルを介して直接接続することは、複数のセルの総合定格電流を単一のスイッチングセル及び／又は単一の直列接続部よりも高くすることを可能にする。

複数のスイッチングセル（例えば、アレー形態のスイッチングセル、或いは直列のスイッチングセル及び／又は並列のスイッチングセル）の少なくとも電力デバイスは、定格電圧及び／又は定格電流が同じである単一デバイス及び／又は標準相アーム部に関して（実施形態におけるダイの端の周りの電圧端子に対して存在するガードリングを除いて）同様のアクティブダイ面積を占める。例えば、縦型電力ＭＯＳＦＥＴに関して、固有面積（Ｒｏｎ，ｓｐオームｃｍ^２）は、一般的に破壊電圧の二乗、即ち、Ｖ_ＢＲ ^２に比例する。１，２００Ｖで言うと、抵抗デバイスでの１０ｍオーム（ミリオーム）は、１ｃｍ^２の面積により形成され、従って、固有面積は１０ｍオームｃｍ^２となる。同じデザイン形式の６００ＶデバイスのＲｏｎ，ｓｐは、１０ｍオームｃｍ^２×（６００／１，２００）^２、即ち、１０ｍオームは、０．２５ｃｍ^２により実現可能である。１，２００Ｖスイッチを作るために、６００Ｖデバイスを直列に配置した場合、１，２００Ｖ性能で、総計０．５ｃｍ^２の２×１０ｍオームデバイスが得られる。そのため、そのような二つの直列接続形態は、例えば、４つのチップを用いて、例えば、総計４×０．２５ｃｍ^２＝１ｃｍ^２で１０ｍオームを与える。言い換えると、そのような１，２００Ｖ／１０ｍオームデバイスは、一つの１，２００Ｖデバイスから構成されるか、或いは直列の６００Ｖデバイスから構成されるかに関係無く、１ｃｍ^２を占める。これと同じことが、如何なる縦型ＦＥＴデバイスにも、例えば、ＨＥＭＴ又はＭＯＳＦＥＴにも拡張できる（それに対して、ＩＧＢＴ又はダイオードなどのバイポーラデバイスは、オン状態電圧降下を含むＩ−Ｖ特性が異なる）。横型ＨＥＭＴ、例えば、横型ＧａＮ製ＨＥＭＴに関しては、一般的にＲｏｎ，ｓｐが同様に破壊電圧の二乗、即ち、Ｖ_ＢＲ ^２に比例する。従って、所望の破壊電圧を実現するために、同じオン抵抗に対して一つのデバイスとほぼ同じ面積を占める縦型ＭＯＳＦＥＴと同じ原理が、即ち、直列の複数デバイスと同じ原理が適用できる。そのため、好ましくは、一つの実施形態において、複数のスイッチングセルの中の少なくとも幾つか（好ましくは、全て）が、一つの縦型ＦＥＴデバイス、横型ＨＥＭＴ、或いは電力スイッチを備え、任意選択により、補助スイッチをも備える。

上述した通り、前記の少なくとも一つの電力スイッチは、バイポーラ又は電界効果ベースのワイドバンドギャップ半導体デバイスから構成される。例えば、ＷＢＧデバイスは、炭化珪素（ＳｉＣ）又は窒化ガリウム（ＧａＮ）製のデバイス、例えば、ＳｉＣ製ＭＯＳＦＥＴ又はＧａＮ製ＨＥＭＴに基づくデバイスである。それに追加して、或いはそれに代わって、補助スイッチは、そのようなＷＢＧデバイスである。好ましくは、少なくとも一つのセル、好ましくは、全てのセルの電力スイッチと補助スイッチの両方がＷＢＧデバイスである。それに追加して、或いはそれに代わって、セルの電力スイッチ及び／又は補助スイッチの一つ以上が、例えば、ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴ、ＨＥＭＴ、ＢＪＴ、ＪＦＥＴ、ＧＴＯ（ゲート・ターンオフ・サイリスタ）、ＧＣＴ（ゲート転流型サイリスタ）などの形式の非ＷＢＧデバイスから構成される。電力スイッチ毎の低インダクタンスの転流ループは、同様に、非ＷＢＧデバイスを使用した場合、切換の高速化又は電力消費の削減などの動作の改善を可能にする。

前記の少なくとも一つのスイッチングセルの補助スイッチは、スイッチングセルの電力スイッチよりも物理的に小さく、例えば、半導体の面積、体積当たりのパッケージ及び／又は占有面積がより小さい。それに追加して、或いはそれに代わって、補助スイッチの定格電力は、電力スイッチよりも小さい。何れのケースにおいても、例えば、複数のセルを備えた回路の出力が、エッジに渡って傾斜する、即ち、階段状である場合にのみ、一般的に補助スイッチが電流を流す一方、相レグ出力が定常状態になる場合、相アーム部がそれぞれ完全にオン状態及び完全にオフ状態にある（一つの実施形態において、電力スイッチ又は補助スイッチが全てオンである、例えば、相レグ出力が、それぞれＤＣ＋又はＤＣ−電位の「高」又は「低」状態にあると考えられる）場合及び相レグ出力が中間状態（部分的にオンの状態）の間を変動する場合の一つ以上において、電力スイッチが電流を流す。

好ましくは、スイッチングセルの少なくとも一つは、そのスイッチングセルのセルインダクタに対して並列に抵抗を有する。そのような抵抗は、セルの浮遊インダクタンスと、負荷インダクタンスと、セルコンデンサ及び／又はＤＣリンクコンデンサなどのキャパシタンスとの中の一つ以上に起因して発生する発振を減衰させる。

前記のスイッチングセルの電力スイッチの制御端子と補助スイッチの制御端子の中の少なくとも一方を駆動するために、少なくとも一つの駆動回路が配備される。この駆動回路は、スイッチングセルから電力を取り出すように構成される。例えば、この駆動回路は、スイッチングセルの前記のセルコンデンサから電力を取り出す。それに追加して、或いはそれに代わって、ゲート駆動部が、誘導結合を介してセルインダクタから電力を取得する。そのような如何なる構成も、例えば、各スイッチングセルに相応しい電圧への外部電力レールの変換及び／又は接続を必要としない、よりコンパクトな回路及び／又はより複雑でない回路を可能にする。

特定の用途を考慮すると、電力コンバータは、負荷（一般的には誘導負荷）を駆動するための相出力を提供するように接続された二つの相アーム部を備えた少なくとも一つの相レグ部、例えば、半ブリッジ回路を有する。そのような一つ以上の相アーム部は、好ましくは、例えば、一つの半ブリッジ回路式レグ部の両方のアーム部は、複数のスイッチングセルを有する。そのような如何なる相出力も、例えば、モータなどの誘導負荷の巻線を保護する試みにおいて、大きなｄｖ／ｄｔ成分を低減又は除去するためのフィルタを更に有する。

従って、負荷を駆動する電力コンバータが規定され、この電力コンバータは、上記の通り定義された、少なくとも一つの電力コンバータ用相レグ部を有し、それらの相レグ部は、それぞれ前記の負荷の相入力を駆動するための出力線を有する。好ましくは、この電力コンバータは、ストレージコンデンサ又はＤＣリンクコンデンサと呼ばれるリンクコンデンサを更に有する。この／各相レグ部とこのリンクコンデンサの両方は、好ましくは、第一の電力レールと第二の電力レールの間に接続される。

一つの実施形態の電力コンバータは、例えば、（方形波出力に対して）低出力状態と高出力状態の間を単純に揺れ動くのではなく、三つ以上の電圧出力レベルを提供するように設計されたマルチレベルコンバータである。十分な出力レベルを提供する場合、この電力コンバータの出力は、三角波又は正弦波出力などの成形された出力電圧波形を提供する。

好ましくは、複数のスイッチングセルを使用する電力コンバータは、少なくとも６００Ｖ、例えば、６．５ｋＶまでの定格出力電圧及び／又は少なくとも５０Ａ、例えば、３．６ｋＡまでの定格電流を有する。

この電力コンバータは、少なくとも一つの電力スイッチを上記の通り定義された複数のスイッチングセルにより置き換えることによって作られる、例えば、アップグレードされる。例えば、この電力コンバータは、当初はＩＧＢＴモジュールなどの少なくとも一つの電力スイッチモジュールを備えた相アーム部を有する。この相アーム部は、上記の通り定義されたスイッチングセルを備えた相アーム部により置き換えられる。例えば、一つの相アーム部の単一のＩＧＢＴが、スイッチングセルの１次元又は２次元アレーにより置き換えられる。好ましくは、この置き換える方の相アーム部の少なくとも一つのスイッチングセルは、スイッチングセルの電力スイッチ及び／又は補助スイッチのようなワイドバンドギャップ半導体デバイスから構成される。

同様に、作るべき／アップグレードすべき電力コンバータは、一つのターンオン・スナバモジュールと少なくとも一つのＧＴＯモジュールを備えた相アーム部を有する。このスナバモジュール及び／又はＧＴＯモジュールは、上記の通り定義されたスイッチングセルを備えた相アーム部によって置き換えられる。この／各ＧＴＯは、一つのＧＴＯから構成され、好ましくは、そのＧＴＯと並列に転流ダイオードをも備える。転流ダイオードがＧＴＯと並列に存在する場合、そのダイオードは、スイッチングセルのバイパス回路の中の一つとして、即ち、電力スイッチと逆並列に再利用される。

本発明の別の観点において、負荷を駆動する電力コンバータを制御する方法が規定され、この電力コンバータは、二つの電力レールの間に接続された相レグ部を有し、この相レグ部は、複数のスイッチングセルをそれぞれ備えた二つのアーム部を有し、これらのアーム部は、このコンバータの出力に接続されており、これらのスイッチングセルの各々は、負荷を駆動する電流を導通させるための電力スイッチと、この電力スイッチと並列に接続された直列接続部であって、直列に接続された補助スイッチとセルコンデンサを備えた直列接続部と、これらの電力スイッチと直列接続部の接続箇所と接続されたセルインダクタとを有し、このスイッチングセルは、電力スイッチをオフに切り換えることにより発生する転流電流を導通させるための転流ループを有し、このループは、一方の方向に流れる電流を阻止するとともに、他方の逆方向に転流電流を導通させるために電力スイッチと並列に接続された第一のバイパス回路と、一方の方向に流れる電流を阻止するとともに、他方の逆方向に転流電流を導通させるために補助スイッチと並列に接続された第二のバイパス回路と、前記のセルコンデンサとを有し、本方法は、コンバータの出力における電圧波形を変化させるとともに、相レグ部を介した電圧を維持するように、前記の一方のアーム部の第一の数のスイッチングセルをオンに切り換える工程と、前記の他方のアーム部の第二の数のスイッチングセルをオフに切り換える工程の中の少なくとも一つを有し、このスイッチングセルをオンに切り換えることが、そのスイッチングセルの電力スイッチをオンに切り換えるとともに、そのスイッチングセルの補助スイッチをオフに切り換えることから構成され、これらの第一の数と第二の数が１以上である。

従って、電圧波形に沿った段階的上昇又は下降が、例えば、（例えば、上述した通りの相レグ部の「低い」又は「高い」出力状態の）最終電圧（相アーム部の完全なオン及びオフ状態）への遷移が出力線（例えば、ワイヤー、トラック、コネクタ及び／又はピン）で発生している間、相レグ部を介した全電圧は、ほぼ（例えば、精確に）一定のままである。この電圧波形は、例えば、方形波であり、これらの工程は、アーム部の完全なオン／オフ状態（例えば、上述した通りの「高い」又は「低い」状態）の間のエッジ／遷移部が、例えば、所望の通り、滑らか及び／又は緩やかに進行することを可能にする。好ましくは、（上述した通りの一方のアーム部と他方のアーム部のスイッチングセルの）第一の数と第二の数は同じである。

一方又は両方のアーム部の少なくとも二つのスイッチングセルは、並列に接続され、本方法は、例えば、それぞれ制御信号を使用して、これらの並列のセルを異なる時間に切り換えるか、さもなければ共通の制御信号又はそれぞれ同期した制御信号によって、並列のスイッチを一緒に切り換える工程を有する。

前記のアーム部は、それぞれスイッチングセルの一定数ＮＳの行と一定数ＮＰの列から成る（必ずしもレイアウトが格子状でない）アレーを有し、これらの一定数ＮＳ及びＮＰは１以上であり（等しいか、或いは等しくなく）、各列は、電力レールとコンバータ出力の間に接続されたスイッチングセルの直列接続部を有し、本方法は、前記の電圧波形を発生させるために、ＮＳ×ＮＰ回以下の前記の工程を有する。異なる行は、ＮＰの値が異なる。出力における電圧波形は、好ましくは、前記の一方の電力レールの電圧と他方の電力レールの電圧の間を変化する。そのような実施形態では、切換損だけが補助スイッチに生じる。

前記の工程を実施するための一方又は両方のアーム部におけるセルの切換シーケンスは、電圧波形の形状を決定する。従って、例えば、相出力における電圧の変化率を制限するために、本方法は、電圧波形の遷移部、例えば、方形波のエッジのｄｖ／ｄｔ値（好ましくは、所望の最大値）に基づきスイッチングセルの切換起動パターンを決定する工程を有する。

好ましい実施形態は、添付された従属請求項に規定されている。

好ましい実施形態の上記の一つ以上の如何なる観点及び／又は上記の一つ以上の任意選択の特徴は如何なる順序でも組み合わさせることができる。更に、上記の如何なる方法もそれに対応する装置として規定され、並びにその逆に規定される。

ここで、本発明をより良く理解するとともに、本発明を如何に実施するのかを示すために、実施例として添付図面を参照する。

三相インバータブリッジの模式図であり、ＤＣリンク電圧Ｖ_ＤＣは、相応の大きさのキャパシタンス（図示されていないＣＤＣ）を接続することにより維持されており、デバイスの各対Ｔ１＆Ｔ４，Ｔ３＆Ｔ６，Ｔ５＆Ｔ２は、相レグ部又は半ブリッジ式レグ部と呼ばれ、ここでは、Ｔ１〜Ｔ６に対して、ＩＧＢＴが図示されているが、例えば、ＢＪＴ、ＪＦＥＴ、ＭＯＳＦＥＴ、ＨＥＭＴ及び／又はＧＴＯ／ＧＣＴにより置き換えることができる。 一つの相レグ部に対して図示された、誘導・抵抗負荷で正弦波状負荷電流を発生させるために使用されるＰＷＭの例のグラフ コンパクトなレイアウトによって非常に低い浮遊インダクタンスを実現した、スイッチングセル方式の実現形態の模式図 接続インダクタンスを介したセルコンデンサとＤＣリンクコンデンサの相互接続図 セル間の発振及び／又は起こり得る共有電流不平衡を引き起こす固定式並列スイッチングセル間のインダクタンスの模式図 能動スナバ式デバイスモジュールの例、例えば、電力コンバータの基本的な模式図であり、このモジュールは、相レグ部が第一の電力レールＤＣ＋と第二の電力レールＤＣ−の間に接続された、下方及び上方の相アーム部を備えた相レグ部を有する例として単に図示されており、図示されているセルコンデンサと補助スイッチを備えた直列接続部を有する単一のスイッチングセルに関しては、これらのセルコンデンサと補助（ＡＵＸ）スイッチを一つのスイッチングセルに組み込んでいることに留意すべきであり、このセルの電力スイッチが、「主」スイッチとして表示されており、第一と第二のバイパス回路が、それぞれ主スイッチと補助スイッチに対するダイオードの形で図示されており、（図示されていない）制御入力線が、主スイッチ及び／又は補助スイッチのゲート端子と接続され、それでも好ましくは、（図示されていない）駆動回路（例えば、ゲートドライバユニットＧＤＵ、図８を参照）を介して接続され、その結果得られる相出力の方形波は、図６にも図示されている通り、従来の半ブリッジ式デバイスモジュールと同じ周波数を有し、負荷は、（それでも、例えば、大きな浮遊インダクタンスを有するコネクタ、ワイヤー、トラックなどにより）相出力に直接接続されている。 セルインダクタと並列に接続された減衰抵抗の模式図 Ｐチャンネルの補助デバイスを使用するスイッチングセルのために単一の駆動回路、例えば、ゲートドライブ（ＧＤＵ）を採用した模式図であり、この場合、ＧＤＵは、（図示されていない）ＧＤＵ入力に単一の制御信号を受信するように構成されており、任意選択の抵抗は、セルインダクタに対して接続された形で図示されている。 ３レベル式相レグ部のために図示された、能動スナバ技術を使用したマルチレベルトポロジーの実現形態例の模式図であり、詳しくは、（ｉ）左上の図は、中性点クランプタイプ１（Ｉタイプ又はダイオードクランプ式）を図示し、（ｉｉ）右上の図は、コンデンサクランプ式（又はフライングコンデンサ）を図示し、（ｉｉｉ）下の図は、中性点クランプタイプ２（Ｔタイプ又は中性点パイロット）を図示し、「＋」と「−」は、それぞれセルの正と負の終端を、即ち、主スイッチのドレインとソース、及び／又は相アーム部の正と負の終端を表す。 ｄｖ／ｄｔ制御及び／又はＥＭＩ低減のためのエッジ波形の例を図示し、左上の部分は、異なる増減率を使用した三つの異なるｄｖ／ｄｔ傾斜を図示し、右上の部分は、ＥＭＩを低減するための緩やかなエッジを図示し、下の図は、相出力に追加されたｄｖ／ｄｔフィルタを図示している。 能動スナバ技術を使用したＩＧＢＴの直列接続例の模式図 ＧＴＯをＩＧＢＴによって置き換えた構成に能動スナバを適用した例の模式図であり、これは、ＩＧＢＴに対する大きな電圧オーバーシュートを防止する実施形態及び／又は速いＩＧＢＴ切換速度を維持する実施形態において、ＩＧＢＴで（相レグ部と主ＤＣリンクコンデンサの間の）大きな浮遊インダクタンスを受け入れることを可能にし、左の図は、本来のＧＴＯ式相レグ部（アンデランド・スナバ）を図示し、右の図は、二つの能動スナバ式スイッチングセルを使用したＩＧＢＴ式相レグ部の置換形態を図示している。 負荷を駆動する電力コンバータを制御する方法の例のフロー図を図示しており、この電力コンバータは、二つの電力レールの間に接続された少なくとも一つの相レグ部を有し、この相レグ部は、複数のスイッチングセルをそれぞれ備えた二つのアーム部１，２を有し、これらのアーム部は、コンバータの出力に接続されており、各アーム部のスイッチングセルＡを切り換え、次に、スイッチングセルＢを切り換え、次に、スイッチングセルＣを切り換える（Ｂ，Ｃに関する工程が省略されるか、或いはＤ，Ｅなどの工程が追加される）ことは、方形波の傾斜及び／又は遷移などの出力電圧波形を形成することを可能にする。

実施形態において実現されている通りの能動スナバ方式は、好ましくは（即ち、任意選択により）、スイッチングセルの直列動作及び／又は並列動作を可能にするセルラー方式と考えれる。それは、ワイドバンドギャップ（ＷＢＧ）デバイスに適用可能であり、従って、電力コンバータへの採用を容易にする能力を有する。

能動スナバ方式の理解を助けるために、先ずは誘導（固定）スイッチングを考察する。

大部分の電力コンバータでは、ＢＪＴ、ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴ、ＪＦＥＴ、ＧＴＯ又はＨＥＭＴなどの電力半導体切換デバイスを使用して、、固定のＤＣ供給電圧（例えば、コンデンサバンク）から方形波電圧を生成している。この方形波は、交流又は直流に関わらず、比較的平坦な電流を生成するために、誘導・抵抗負荷に適用される。一般的に、使用する切換周波数において、負荷は、大抵は誘導性で出現し、従って、その電流は、方形波の平均だけに応答する。三相インバータブリッジの模式図に関する図１と、単一の相レグ部に対する典型的な電圧波形及び電流波形（正弦波状ＰＷＭ）を図示した図２を参照されたい。

一つの能動切換デバイス（Ｔｘ）がオフに切り換わると、負荷を流れる電流は、その誘導特性のために流れ続ける。そのため、相レグ部の逆側のフリーホイールダイオード（Ｄｘ）がオンに切り換わって、反対のＤＣ供給レールへの電流パスを提供する。切換デバイスがオンに切り戻されると、フリーホイールダイオードはオフに切り換わる。

切換イベントにおける相レグ部内の上方デバイスと下方デバイスの間の転流は、一方又は両方のスイッチに短時間の間高い電圧と大きな電流の両方が生じるので、切換損を発生させる。この時間が長い程、各切換イベントで浪費されるエネルギーが大きくなる。平均電力切換損は、単純に（ターンオンとターンオフの）エネルギー切換損に方形波の切換周波数を乗算したものである。これは、ブリッジによる電力損の大部分を形成し、それ以外の部分は伝導損（オン状態で流れる電流による各スイッチを介した電圧降下）である。

切換イベントにおけるデバイス間の電流転流率（ｄｉ／ｄｔ）は、上述した通り、明らかに切換損に影響する。それに追加して、それは、転流ループのインダクタンスから生じる電圧オーバーシュートを損なう可能性が有る。この転流ループは、ＤＣコンデンサ、フリーホイールダイオード、能動切換デバイス及びこれらの部品を接続する導体から構成される。この転流ループの（多くの場合、浮遊インダクタンス又は転流／ループインダクタンスと呼ばれる）インダクタンスは、導体が包囲するループ面積、例えば、長さと幅の積によって決まる。各部品（コンデンサ、ダイオード、スイッチ）は、それ自身の内部インダクタンスを有し、導体は、その上部に最小限の付加インダクタンスを追加するように設計されており、それを実現するために、切換デバイスとＤＣコンデンサの間に積層母線が使用されている。

如何なる電力コンバータ設計においても、一般的に切換速度（そのためエネルギー切換損）とＤＣリンク（電力供給）電圧の間にトレードオフが存在し、電力切換損を低減するために切換速度を上げると、浮遊インダクタンスによって引き起こされる電圧オーバーシュートが増大し、そのため、ＤＣリンク電圧とデバイス（例えば、ダイオード及びスイッチ）の破壊電圧の上に、より大きいヘッドルームが必要となる。ＤＣリンク電圧の活用を最大化しつつ、電力切換損を最小化するためには、浮遊インダクタンスを低減することが望ましい。

電力コンバータで使用されている従来のシリコン（Ｓｉ）製デバイスは、低電圧（典型的には６００Ｖまでの破壊電圧）用途向けのＭＯＳＦＥＴとそれ以上の電圧（６００Ｖ〜６，５００Ｖの範囲の破壊電圧）向きのＩＧＢＴである。ＩＧＢＴがバイポーラデバイスである一方、ＭＯＳＦＥＴはユニポーラデバイスであるので、ＩＧＢＴの切換速度はＭＯＳＦＥＴよりも遅い（そのため、エネルギー切換損は、より大きい）が、６００Ｖは、一般的にそれを上回るとＭＯＳＦＥＴの伝導損が全体的なワット損を過剰に支配するようになる電圧であり、ＩＧＢＴを、そのような定格電圧を上回る場合に一般的に選択するデバイスにしている。

ワイドバンドギャップデバイス、例えば、炭化珪素（ＳｉＣ）製ＭＯＳＦＥＴ及び窒化ガリウム（ＧａＮ）製ＨＥＭＴは、Ｓｉ製デバイスと比較して、伝導損と切換損の両方を大幅に低減する能力を有する。これらの半導体材料は、ずっと低いオン状態固有抵抗を有し、比較し得るＳｉ製デバイスに対して、単位面積当たりの伝導損を低減する。更に、それらの電界強度が増大するため、速いスイッチング特性を有するＳｉＣ製ＭＯＳＦＥＴなどのユニポーラデバイスは、原則として、Ｓｉ製ＭＯＳＦＥＴよりもずっと高い定格電圧まで競合し得る。そのため、コンバータの固有電力損を低下させて、電力密度の上昇（同じ定格電力に対して、より小さいサイズ）及び／又は切換周波数の起こり得る大きな上昇を可能にする。後者は、インダクタ、コンデンサ及び抵抗などのコンバータの残る部品のサイズ、コスト及び／又は損失を低減できるので、場合によっては有利である。

しかし、ワイドバンドギャップデバイスを従来のコンバータに適用することは簡単ではない。例えば、ＳｉＣ製ＭＯＳＦＥＴ又はＧａＮ製ＨＥＭＴなどのＷＢＧデバイスによって既存のＩＧＢＴを置き換えた場合、ＷＢＧデバイスの速い切換速度と関連した典型的な（数十ｎＨの）浮遊インダクタンスが、大きなｄｉ／ｄｔ変化率を、そのため、大きな電圧オーバーシュートを引き起こす。この電圧オーバーシュートは、既存のＩＧＢＴベースのコンバータにおいて既に問題となっており、そのため、ｄｉ／ｄｔを５〜１０倍上昇することは、電流の制限とデバイスの破壊の何れかを引き起こすのに十分な大きさの電圧オーバーシュートを発生させる。ＷＢＧデバイスの切換速度の低下は、それを軽減するが、切換損を増大させて、Ｓｉ製ＭＯＳＦＥＴの典型的な以前の値に戻してしまい、従って、ＷＢＧの利点を無効にする。

上記に鑑みて、ＷＢＧデバイスの利用の成功は、ＷＢＧ技術の利点を解放するための切換速度の上昇を、そのため、切換損の大幅な低減を可能にする、転流ループの浮遊インダクタンスを大幅に低減できるかに依存する。

これと関連して、ここで、スイッチングセル方式を考察する。

コンパクトなスイッチングセルは、速いＷＢＧ電力半導体デバイスから最大限の性能を引き出す。一つのセルは、単一の相レグ部、即ち、上方及び下方の切換デバイスと、ローカルなセルコンデンサとを備えるか、或いはそのようなセルである。このローカルなセルコンデンサは、主ＤＣコンデンサに置き換わらないが、デバイスを切り換えるための低インダクタンスな転流パスを提供する。このことは、図３に詳しく図示されている。

非常に小さい転流（ループ）インダクタンスは、物理的に小さいセルの実現によって達成され、コンダクタは、好ましくは、可能な限りループ面積を最小化するために、ストリップ線レイアウト内に配置される。物理的に小さいサイズを実現するために、スイッチングセルは、好ましくは、（例えば、数十アンペアの）低い定格電流と低い（例えば、数百ボルトの）定格電圧を有し、さもなければ、コンダクタと絶縁距離が大きくなり過ぎて、セルを物理的に大きくしてしまう。上昇した定格電圧の別の欠点は、同じキャパシタンス値に対して、セルコンデンサが物理的により大きくなることである。

スイッチングセルのループインダクタンスの値は０．５〜５ｎＨの範囲内である。従って、ワイドバンドギャップデバイスと関連するターンオフにおける非常に速いｄｉ／ｄｔ変化率においてさえ、（オフ状態の電圧と比べて）５％以内などの電圧オーバーシュート値が実現される。そのため、コンパクトなスイッチングセルの使用が、（デバイスの破壊電圧と比べて）高いＤＣ供給電圧と組み合わせて非常に低い切換損を可能にする。

このセルコンデンサは、好ましくは、小さい浮遊インダクタンスを維持するために、キャパシタンスが大きくない（１〜１０μＦの範囲内である）。ＤＣリンクにおけるエネルギー蓄積機能は、依然として主ＤＣコンデンサによって提供され、そのため、セルのＤＣ電力供給部を主ＤＣリンクに接続するコンダクタは、セルコンデンサと主ＤＣリンクコンデンサの間の相互作用（発振）の最小化に関係する。

ここで、スイッチングセルを大きな電力デバイスに適用することを考察する。

例えば、阻止電圧が６００Ｖを上回り、定格電流が５０Ａを上回る電力モジュールを使用して、より高い電力コンバータに対するＷＢＧデバイスの採用を支援するために、好ましくは、熱伝導用底部の上の電気絶縁基板とデバイスの電力端子に接続するための上部ねじ込み端子を有する良く知られたフォーマットでデバイスをパッケージするのが有利である。そのようなデバイス定格が１，２００Ｖ及び４００Ａ以上のコンバータに使用されるパッケージから逸脱することは、コンバータ設計者に対して、彼らのインバータブリッジ設計の大きな修正を強制して、採用に対する障壁を課することとなる。これらの６００Ｖ及び５０Ａの限界は、セルの浮遊インダクタンスを大きくし過ぎること無く単一セルを実現できる範囲内である。

市場での採用を支援する別のことは勿論低価格である。

スイッチングセルとＤＣリンクコンデンサの間に主ＤＣ接続部を作った場合、この接続部のインダクタンスが重要となる。積層母線を介した、良好に設計された既存のデバイスモジュールからの低インダクタンス接続部でさえ、（例えば、１，２００Ｖ又は１，７００Ｖのデバイスを使用する高電力コンバータに関して）約３０ｎＨのループインダクタンスを示し、そのため、このことは、セルコンデンサと主ＤＣリンクコンデンサの間のインダクタンスに関する適正な値であると考えられる。ＤＣリンクコンデンサが１ｍＦ以上のオーダーであると仮定すると、その電圧は、切換イベントの間、実質的に一定である。そのため、セルコンデンサと、セルコンデンサとＤＣコンデンサの間のインダクタンスとの間に発振が発生し、その発振は、好ましくは、オーバーシュート及びリンギング（後者は電磁妨害雑音ＥＭＩに関する問題である）を低減又は阻止するように好適に減衰される。図４は、より明らかにそのことを図示している。

５０Ａを上回る定格に関して、単純にセルを並列化して、それらを同時に切り換えることが考えられる。しかし、並列セルは、セル出力インダクタンスとＤＣ接続インダクタンスを介して、セルとＤＣリンクコンデンサの間に、即ち、並列な切換デバイスの間に従来から確認されている発振に加えて、更に別の発振モードを有する。このことは、チップ間振動及び／又は動的電流共有を制御することが難しい、ＩＧＢＴモジュール内でのチップの並列化に似ている。一つのＩＧＢＴモジュール内では、スイッチング性能を犠牲にして減衰を加えるために、内部ゲート抵抗が使用されており、並列チップが切り換わるにつれて、並列チップの微分抵抗が高くなるので（能動領域、即ち、高電流及び高電圧領域内となるため）、その減衰によって、発振も軽減される。ＷＢＧデバイスを使用した多数のスイッチングセルを採用することは、同様の発振を発生させるが、過剰なゲート抵抗による過剰な減衰が無くなり、それらのデバイスが能動領域を通って非常に速く切り換わるので、デバイスの微分抵抗による減衰が小さくなるか、或いは無くなる。このことは、図５に図示されている。

更に別の問題は、デバイス間の公差である。例えば、デバイスチップ間において、ＭＯＳゲート制御デバイスに関する閾値電圧に大きな偏差が有り、それは、切換の同期及び／又はデバイスの相互コンダクタンスに影響することによって、並列チップ動作を更に悪化させる。

これらの発振モードに対する大きな減衰定数の実現は、インダクタンスと直列の大きな減衰抵抗（これは、その電力損のために現実的でない）及び／又はインダクタンスと並列の減衰抵抗（これは、インダクタンスが分散するので難しい）に依存する。セルキャパシタンスが増大すると、直列の減衰抵抗が、より小さくなり、そのことは、インダクタの固有抵抗が減衰に好適となるので有利であるが、大きなセルキャパシタンスがセルの小さいサイズを打ち消してしまう。別の選択肢は、減衰抵抗を加えることが可能なように、コンデンサ間のインダクタンスを増大させて、不連続（離散的）にすることであるが、このことは、並列のスイッチングセルの性能に影響するので、単一のスイッチングセルだけにしか使えない。

更に、６００Ｖを上回る定格電圧を必要とする場合、直列接続したデバイス又はスイッチングセルの使用が、絶縁距離を容易にする、従って、低い転流ループインダクタンスを維持する。そのため、３，３００Ｖ以上のデバイス定格、即ち、中電圧コンバータ用デバイスの実現は、低電圧部品を使用して実現される。

幾つかの用途では、ＷＢＧデバイスの速い切換速度、即ち、ｄｖ／ｄｔに関連する追加問題も存在する。相レグ部が発生する方形波の各エッジにおける電圧変化率は、その結果発生する電流が絶縁コンデンサを介して流れるので、一般的にモーター及び幾つかのインダクタに関して問題である。インバータ専用モータは、典型的には、標準的なモーター（典型的には、１ｋＶ／μｓ）よりも大きな３ｋＶ／μｓまでのｄｖ／ｄｔ値に対応できる。しかし、従来のＩＧＢＴでさえ、７ｋＶ／μｓまで作り出すことができる一方、ＷＢＧデバイスは、典型的には、２０〜２００ｋＶ／μｓの範囲内である。そのため、ＷＢＧデバイスは、コスト、サイズ及び／又は損失と関連するｄｖ／ｄｔフィルタを必要とする。一つの代替策は、ＷＢＧデバイスの切換速度を遅くすることであるが、それは、ＩＧＢＴの切換速度に戻してしまい、ＷＢＧデバイスの利点を打ち消すこととなる。

そのため、好ましくは、（ａ）セルコンデンサを互いに切り離すトポロジー、（ｂ）（好ましくは、発振を導入すること無く）電流共有を改善するために、並列スイッチングセル間にインダクタンスを故意に導入するトポロジー、及び／又は（ｃ）例えば、従来のＳｉ製ＩＧＢＴモジュールの出力に対する、相レグ部出力における実効ｄｖ／ｄｔを低減するトポロジーなどの、複数のスイッチングセルを実際のコンバータに採用することを可能にするセル相互接続トポロジーが望ましい。

ここで、これに関して、能動スナバ方式の特別な実施形態を考察する。

能動スナバトポロジーの一つの実施形態は、ＷＢＧ半導体の利点、例えば、速い切換速度、従って、低いエネルギー切換損を維持しつつ、多数のスイッチングセルを並列化する際の制限を克服する。基本的な実施形態は、一つの相アーム部内に直列及び並列に接続された複数のスイッチングセルから構成される。一般的に、図３〜５に図示されている通りの複数のスイッチングセルの接続形態は、セルコンデンサと、インダクタンス、例えば、スイッチングセル、電力レール、負荷内の浮遊インダクタンス及び／又は負荷との相出力接続部内における浮遊インダクタンスとの間に望ましくない発振を引き起こすことが予想される。しかしながら、ここで、直列及び／又は並列のスイッチングセルを考える。以下で更に詳細に述べる（図６も参照）。

トポロジーに関して、複数のスイッチングセルが、相アーム部内に直列及び／又は並列に配置される。二つの相アーム部が、一つの相レグ部（半ブリッジ）を形成するように接続され、一方のアーム部が相出力からＤＣ＋に延び、他方のアーム部が相出力からＤＣ−に延びる。スイッチングセルは、相アーム部内で並列に接続される（図６の水平リンクを参照）。それに追加して、或いはそれに代わって、スイッチングセルは、サブ相アーム部と直列に接続された後、相出力で並列に接続される（水平リンクが省略されている）。

各スイッチングセルは、各スイッチがそれ自身の逆並列なダイオード（又はスイッチによって提供される同等の挙動）を有する、二つの能動制御スイッチと、電圧Ｖｃｅｌｌを維持する一つのＤＣセルコンデンサとを備えている。これらの電力（ＭＡＩＮ）スイッチ及び補助（ＡＵＸＩＬＩＡＲＹ；ＡＵＸ）スイッチは、互いに逆の形態で切り換えられ、ＭＡＩＮがオンの場合、ＡＵＸはオフであり、並びにその逆である。このことは、依然として何れかの方向に電流が流れることを可能にしつつ、各スイッチングセル電圧Ｖｏを０Ｖと＋Ｖｃｅｌｌの電圧の間で切り換えることを可能にする（シュートスルー伝導を防止するために、主スイッチ及び／又は補助スイッチのオンへの切換を遅らせる短い期間の「不感時間」を実現し、この時間がデバイス（スイッチ）の切換速度に依存することに留意されたい）。図６は、より詳細にこのことを図示している。

スイッチングセルは、図６に図示されている通り、コンバータの出力において方形波電圧を積み上げるために、一連のステップで切り換えられる。一つの相レグ部の各アーム部におけるセルは、反対に、即ち、互いに逆に切り換えられ、例えば、下方アーム部のｋ番のセルが＋Ｖｃｅｌｌから０Ｖに切り換えられる場合、上方アーム部のｋ番のセルは０Ｖ〜＋Ｖｃｅｌｌに切り換えられる。このようにして、相レグ部を介した全電圧は、一般的にＶｄｃ＝ＮＳ×Ｖｃｅｌｌで一定であり、ここで、ＮＳ＝各アーム部内のセルの数である。このセルコンデンサを介した電圧は、動作中ほぼ一定である。

各スイッチングセルは、好ましくは、セルインダクタと呼ばれる、直列インダクタンスを有する。このことは、大きな電流変化を導入すること無く、短い時間の間、セル間に電圧差を可能にする幾つかの実施形態において、切り換えるべき誘導負荷をセルに効果的に与える。言い換えると、これらのセルインダクタは、（ａ）ハードスイッチングを各セルで引き起こすことを可能にし、及び／又は（ｂ）上方及び下方アーム部における互いに逆のセル間のタイミングのずれから生じるボルト／秒の差を吸収する。（例えば、主ＤＣリンクコンデンサバンクを介した）想定される外部ループインダクタンスの範囲に基づき、セルインダクタ及び／又はセルコンデンサのサイズを決定する、例えば、その範囲から計算することを提案する。セルコンポーネント値が如何に外部インダクタンス値に関連するのかを考慮すると、全てのセル（一つのアレーに対して、（ＮＳ／ＮＰ）×Ｌｃｅｌｌに等しい数のセル）を介した組合せインダクタンスの大きさは、一つの実施形態のＤＣリンク及び主ＤＣコンデンサバンクを介した外部ループインダクタンスとほぼ同じであるか、或いはそれよりも大きい。

一般的に、電力供給部は、相レグ部から主ストレージ（ＤＣリンク）コンデンサまでの少なくとも一つの接続部において、大きなインダクタンスを有する。幾つかの構成において、そのようなインダクタンスが、例えば、電力スイッチからコンデンサバンクのそれに対応するコンデンサまでの接続部に見い出される。この外部インダクタンスは、例えば、３０ｎＨのオーダーである。コンバータの一つの実施形態では、ＤＣリンク及びＤＣコンデンサバンクを介した外部インダクタンスは、コンバータの定格電圧に依存し、一般的には、定格電圧が大きくなる程、ループインダクタンスは大きくなる。１，２００Ｖ又は１，７００Ｖのデバイスから成るコンバータに関しては、約３０ｎＨであるが、４，５００Ｖ又は６，５００Ｖのデバイスを使用するコンバータでは、それよりもずっと大きくなる（場合によっては、１００ｎＨを上回る）。しかし、そのようなインダクタンスに起因する望ましくないＬＣ発振は、分散したインダクタンスの実現によって、即ち、複数のスイッチングセルの複数のセルインダクタを用いて軽減される。そのようなセルインダクタは、それぞれ外部インダクタンスと同様のインダクタンス、例えば、１０ｎＨ又は３０ｎＨを有する。

並列スイッチングセルは、異なる手法で、例えば、（ｉ）全ての並列セルを同時に切り換える形態、（ｉｉ）並列セルを個別に切り換える形態で切り換えられる（このことは、如何なる二つ以上の並列セルにも適用され、従って、一つの実施形態の全てのセルに適用される）。選択肢（ｉ）は、セルコンデンサが直接並列に接続されておらず、また、セルインダクタがセル間の電流共有を容易にする（インダクタが、セル間のボルト・秒単位の差を吸収する手段を提供することにより並列セルの共有を支援し、この差は、セルコンデンサの電圧が同じでない場合及び／又はセル切換のタイミングが同じでない場合に発生し、一般的に、インダクタンスが大きな程、一つの実施形態において、その結果発生する電流のセル間の差が小さくなる）ので、一般的に、大きな電力デバイスへのスイッチングセルの適用に関して上述した通りのセルのハード並列化と同じではない。選択肢（ｉｉ）は、並列セルのインターリーブ化を可能にして、電圧ステップ波形の更なる分割、例えば、ＮＳからＮＳ×ＮＰへのステップ数の増大（ここで、ＮＰは並列なセルの数である）を引き起こす。

各切換エッジの変化に合わせたスイッチングセルの起動パターンは、セルコンデンサ電圧及び／又はセルインダクタ電流を均衡させるように制御される（そのような起動パターンは、一つの実施形態のセル、例えば、ＮＳ×ＮＰ個のセルのアレーにおいて見い出される通りの直列及び並列のセルをオン及びオフに切り換えるシーケンスに相当し、起動パターンの各ステップは、一方のアーム部の一つ以上の並列セル及び／又は直列セルをオンに切り換えるとともに、一つの相レグ部の他方のアーム部のそのような一つ以上のセルをオフに切り換える）。一つの実施形態では、セル電圧及び／又はインダクタ電流は、ローカルな測定回路によって監視されて、中央コントローラに送られる。この中央コントローラは、その平均を計算して、それをセルに送り返す。一つの実施形態では、切換の順番は、出力電圧波形の（例えば、「低」から「高」への）第一のエッジから（例えば、好ましくは、第一のエッジの直ぐ次の「高」から「低」への）第二のエッジに移動して、そのような波形を実現する。この第二のエッジは、第一のエッジに続く「高い」時間期間後に発生する。ほぼ方形波の相出力を提供する一つの実施形態では、「高い（低い）」時間期間は、その特定の切換サイクルに関する方形波のデューティ比に依存する。

そのような方形波の電圧波形の異なる部分時間中の切換動作を考えると、一つの相レグ部の一つのアーム部の各スイッチングセルにおいて、セル端子の間に接続された主デバイスだけが、出力電圧エッジの間の時間中に、例えば、そのアーム部の全てのセルがほぼ０Ｖである（即ち、それらの主デバイスがオンであるので、それらを介してほぼ０Ｖである）時間中に導通電流を流す。そのアーム部の全てのセルがＶｏ＝Ｖｃｅｌｌ（主デバイスがオフ）の時に、相出力が逆の極性と接続される、即ち、他方のアーム部を介して電力レールと接続されるので、スイッチングセルにおいてセルコンデンサと直列接続された補助デバイスは、そのアーム部のセルが一つのエッジに渡って傾斜している（階段状になっている）場合にのみ電流を通す。従って、一つの実施形態では、主デバイスは、切換損及び伝導損を生じる一方、補助デバイスは切換損だけを生じる（しかしながら、一つの実施例において、相レグ部出力が、全くＤＣレールに切り換わらない場合（ＮＳ×Ｖｃｅｌｌ）、一般的に補助スイッチとセルコンデンサを備えた一つ以上のセルが依然として切り換えられた状態で両方のアーム部に存在し、場合によっては、それらを通って流れる導通電流を生み出し、このことは、それぞれ補助スイッチの大きな伝導損及び／又はセルコンデンサの大きな要件を発生させる）。そのため、飽和電流及び／又は熱抵抗の制限に従って、補助デバイスは、物理的に主デバイスよりもずっと小さい。同様に、セルコンデンサだけが、エッジに渡って電流を通し、そのため、小さくもなり、従って、スイッチングセルの物理的に小さいサイズを維持する。各セルコンデンサのサイズは、セルの定格電流及び／又は定格電圧に依存する。例えば、１〜１０μＦが、２００Ｖのセル電圧及び／又は約３００Ａのセル定格電流（電力スイッチ、即ち、主デバイス）に適している。

前の段落の結論は、補助デバイスとセルコンデンサが、スイッチングセルにおける主デバイスを介したスナバ動作を効果的に実現することである。このことは、「能動スナバ」との用語を生み出す。

一つの実施形態において、相レグ部からの最大相出力は、＋ＮＳ×Ｖｃｅｌｌ及び／又は−ＮＳ×Ｖｃｅｌｌに達しない、例えば、＋／−ＮＳ×Ｖｃｅｌｌの間を交番する（ここで、ＮＳは、一つの相レグ部の一つのアーム部におけるスイッチングセルの数であり、好ましくは、両方のアーム部において同じである）。従って、相出力の振幅は、ＮＳの特定値により実現可能な最大振幅よりも小さい。しかし、相レグ部出力が、全く＋ＮＳ×Ｖｃｅｌｌ及び／又は−ＮＳ×Ｖｃｅｌｌに変動しない場合、電流が、依然として一つのアーム部の電力スイッチ（主デバイス）によって切り離されていない残りのセルコンデンサを通って流れ、これらのセルコンデンサに対応する補助スイッチはオンである。そのことから、補助スイッチ（このことは、切換損に追加して、伝導損を発生する）とセルコンデンサ（この結果、セルコンデンサでの大きな電圧変化を防止するために、非常に大きなセルコンデンサに対する要件となる）の両方を通って、導通電流が流れる。従って、好ましい動作モードは、一つの相レグ部からの最大相出力が、＋／−ＮＳ×Ｖｃｅｌｌの間で交番するモードである。好ましくは、相レグ部出力は、出力電圧波形の各エッジ／遷移部において、全くＮＳ×Ｖｃｅｌｌに変動し、即ち、各アーム部における全てのセルが切り換わる。

セルコンデンサは、好ましくは、例えば、セルインダクタによって、互いに切り離されるとともに、ＤＣコンデンサから切り離されており、従って、発振の機会を最小化する。従って、必要に応じて、任意選択の並列の減衰抵抗と共に（図７を参照）、セルインダクタによって、及び／又は起動パターンによって、相互作用が決定され、一般的に低減される（減衰抵抗が平均電力消費量を非常に小さくすることに留意されたい）。セルインダクタの値は、例えば、一つの実施形態において、一つのセルアレーの（（ＮＳ／ＮＰ）×Ｌｃｅｌｌに等しい）全てのセルに渡って組み合わされたインダクタンスは、ＤＣリンク及び主ＤＣコンデンサバンクを介した外部ループインダクタンスと同様の大きさとなるか、或いはそれよりも大きくなるような値である。任意選択の減衰抵抗の値に関して、一つの実施形態の各セルインダクタと並列の減衰抵抗は、好ましくは、Ｒｃｅｌｌ＝ｓｑｒｔ（Ｌｃｅｌｌ／Ｃｃｅｌｌ）にほぼ等しい。このことは、一般的にＬＣ発振の臨界減衰に基づくものである。

一般的に述べると、各セル内でのみ転流が起こり、そのためには、アーム部全体を介してではなく、各セル内でのみ低インダクタンスの転流ループを実現する必要が有る。

スイッチングセルは、例えば、低電圧ＷＢＧデバイスから構成されるが、実施形態は、そのようなデバイスの使用に限定されない。一つのセルの各セルコンデンサは、そのセル内のデバイス（例えば、スイッチ及び任意選択のダイオード）の近くに取り付けられ、場合によっては、非常に小さい転流ループインダクタンスを生じさせる。このことは、高速ＷＢＧデバイスを利用するのに十分に速い切換（例えば、各電力スイッチ、即ち、主デバイスに関して、１０ナノ秒以内の立ち上がり時間及び／又は立ち下り時間）を可能にする。しかし、セルの切換周波数は、一つの実施形態において、方形波（ＰＷＭ）の周波数に等しい。

例えば、ＦＥＴタイプのデバイス（例えば、電力スイッチ又は補助スイッチ）を使用した場合、例えば、Ｓｉ又はＳｉＣ製ＭＯＳＦＥＴ、或いはＧａＮ製ＨＥＭＴを使用した場合、別個のフリーホイールダイオードは不要である。そのようなデバイスは、（ａ）一体的なボディダイオード又はそれと同等の挙動を有し、及び／又は（ｂ）例えば、同期整流で使用されている通りの逆導通モードで使用可能である。（ｂ）に関して、デバイスは、オン状態の場合、チャネルを通して逆電流が流れることを可能にする。如何なるフリーホイールダイオードの省略もパッケージスペースを節約する。

一つの実施形態では、転流ループインダクタンスが、そのため、電圧オーバーシュートが、各セル内において非常に小さいので、セルコンデンサ電圧をセル切換デバイスの破壊電圧に、例えば、主スイッチの破壊電圧に非常に近付けることができる。そのため、セル電圧の不一致に関する許容範囲内において、即ち、全てのセル電圧が同じでない場合に、一つの実施形態のＤＣリンク電圧を、セルの組み合わせた破壊電圧（ＮＳ×ＶＢＲ）に、より近付けることができる。このことは、所与の破壊電圧に対するより大きなＤＣリンク電圧及び／又は同じＤＣリンク電圧に対するより小さい伝導損を生じさせる。好ましくは、そのような不一致に関するマージンが実現され、その結果、一つの実施形態のセルが僅かな電圧共有誤差を有する場合に、電圧が最も大きいセルが、主スイッチの定格破壊電圧ＶＢＲを上回らない。しかし、破壊電圧の約７０％の最大ＤＣリンク（オフ状態）電圧を有するＩＧＢＴと比較すると、例えば、ループインダクタンスが小さい場合、一つの実施形態は、例えば、破壊電圧の９０％に達することを目標とする。

各セルは、二つの小さいゲート駆動部を有し、一つは主デバイス用であり、一つは補助デバイス用である。それに代わって、（二つの切換デバイスのソース端子と呼ばれる）単一のゲート駆動部を使用できるようにするために、Ｎチャネルデバイスが主スイッチに使用され、Ｐチャネルデバイスが補助スイッチに使用される。このことは、図８に図示されている（Ｐチャネルデバイスは、電子と正孔の間の移動度の差に起因して、それらの抵抗がＮチャネルデバイスの抵抗の約３倍であるため、通常電力デバイスには使用されないが、この用途では、補助デバイスの導通特性の重要性は小さい）。

相レグモジュールの全てのセルと通信して、それらを介した切換パターンを制御するのに好適な通信網が実装される。

一つの実施形態の相アーム部全体は、従来の相レグ部の単一のスイッチと同等であると考えられる。そのため、単一のＩＧＢＴを置き換えるための能動スナバトポロジーに基づく「単一スイッチ」デバイスは、例えば、単純に相アーム部をパッケージすることによっても実現される。それに追加して、或いはそれに代わって、これと同じことは、能動スナバトポロジーを用いてマルチレベルコンバータ回路（例えば、中性点クランプ型１又は２、或いはキャパシタクランプ型）を実現することを可能にする（例えば、図９を参照）。能動スナバに基づく相アーム部が、一つの実施形態のマルチレベル相レグ部における単一デバイスを従来の相アーム部の単一デバイスと同様に互いに逆の切換を引き受ける相アーム部により効果的に置き換えることに留意されたい。

能動スナバ実施形態の電力スイッチ及び／又は補助スイッチを駆動するために、好ましくは、方形波切換方式、例えば、正弦波ＰＷＭ、空間ベクトルＰＷＭ、三次高調波注入ＰＷＭ、不連続ＰＷＭ、ヒステリシス制御、スライディングモードなどが使用される。

セルインダクタが存在するものとすると、スイッチングセルと主ＤＣリンクコンデンサの間の低インダクタンスの要件は緩和される。このことは、ねじ込み端子を含めて、従来の電力モジュールのパッケージを使用することを可能にする。パッケージのインダクタンスを従来のＩＧＢＴモジュールのインダクタンスよりも大きくすることが可能である。

能動スナバ式相レグモジュールが、標準的な相レグデバイスパッケージで、例えば、ＥｃｏｎｏＤｕａｌ（ＴＭ）又はＰｒｉｍｅＰａｃｋ（ＴＭ）で実装される。そのため、この能動スナバモジュールへの電力接続部は、既存の相レグモジュールと同じである（ＤＣ＋、ＤＣ−及び相出力）。各モジュールは、二つ（上方と下方）の相アーム部を有し、例えば、各々が、ＮＳ×ＮＰ個のスイッチングセルを有する。各スイッチングセルは、主デバイスと補助デバイス、セルコンデンサ、セルインダクタ、及び、好ましくは、好適なゲート駆動部を有する。このモジュールは、好ましくは、更に、ゲート駆動通信構造を備える。各ゲート駆動部の電力は、（セルコンデンサのエネルギー蓄積量が十分である場合）セルコンデンサ及び／又はセルインダクタから供給される、分離された電力供給部を介して別個に供給される、及び／又はブートストラップ型回路（場合によっては、隣のセル）から供給される。

相出力での電圧波形の遷移部、例えば、方形波のエッジは、各ステップがセルコンデンサ電圧に等しい（或いは、並列セルがインターリーブ化されている場合には、それよりも小さい）多数のステップから構成される。その結果、一つの実施形態において、その遷移部又はエッジの波形は、ユーザの要件に適合させることができる、例えば、絶縁巻線を備えた負荷に対する耐変化率の例の通り、１〜３ｋＶ／μｓを上回らないようにすることができる。その場合、切換エッジの平均ｄｖ／ｄｔは、切換損への影響を低減するように、或いは影響が無いように設定され、このことは、例えば、モーター駆動部に有利である。それに追加して、或いはそれに代わって、図１０に図示されている通り、階段状相出力を滑らかにするために、非常に小さいｄｖ／ｄｔフィルタが追加される（このｄｖ／ｄｔフィルタが、電圧波形遷移部の全体的な時間期間である時間Ｔｒｉｓｅの間のＶＤＣではなく、時間Ｔｒｉｓｅ／Ｎの間の電圧ＶＤＣ／Ｎだけをフィルタで除去するように設計されているので、従来の半ブリッジ式相レグ部に必要なフィルタよりもずっと小さいことに留意されたい）。そのようなｄｖ／ｄｔフィルタの使用から得られるワット損は、数百ワットではなく、１〜１０ワットのオーダーである。更に、一つの実施形態において、相レグ部が切換エッジ遷移を開始及び終了する際の切換エッジコーナーは、ＥＭＩを低減するように容易に丸くすることができる。これらの効果が図１０に図示されている。

セル容量及び／又はセルコンデンサ電圧が等しい場合、ＤＣ＋から相出力までの電圧勾配及び相出力からＤＣ−端子までの電圧勾配が直線的になる。このことは、絶縁、例えば、クリーページ及び／又は離間距離のためのに取って置くスペース及び／又は占めるスペースを最小化することによって、能動スナバモジュールのパッケージ化を支援する。

好ましくは、全てのスイッチングセルが消費するワット損が同じになり、及び／又はセル電圧及び／又はセル電流が均衡し、その場合、全てのスイッチングセルを介した熱放散が均一になる。このことは、能動スナバ式デバイスモジュールをパッケージ化する際に有利である。

この能動スナバ技術は、例えば、図１１に図示されている通りのＩＧＢＴの直列接続に適用される。この構成では、直列に接続された各ＩＧＢＴは、それ自身のセルコンデンサ、セルインダクタ及び補助ＩＧＢＴを有する。その場合、この能動スナバ技術は、ＷＢＧデバイスと同様に、方形波エッジのような電圧波形の遷移部に渡って相レグ電圧を階段状にすることを可能にする。又もや、セルインダクタのサイズは、ＤＣリンクコンデンサを介した過剰なループインダクタンスと関連し、例えば、それに基づき決定される。

この能動スナバ技術は、従来のコンバータ内のゲートターンオフ（ＧＴＯ）サイリスタをＩＧＢＴにより置き換えるために適用される。図１２に図示されている通り、ＧＴＯ式相レグ部は、一般的にターンオン時のサイリスタを介したｄｉ／ｄｔを制限するためのターンオン・スナバインダクタを有する。この場合、ＤＣコンデンサに対する浮遊インダクタンスは重要ではない。（スナバの無い）ＩＧＢＴ式相レグ部によるＧＴＯ式相レグ部の直接的な置き換えは、ＤＣコンデンサに対する残留浮遊インダクタンスがＩＧＢＴ設計に関して期待されるインダクタンスと比べて大きくなるので、潜在的な問題である。そのため、能動スナバ式スイッチングセルは、大きな浮遊インダクタンスに対処するために利用され、ＩＧＢＴに対する大きな電圧オーバーシュートの回避及び／又はＩＧＢＴ高速切換速度の維持を実現する。

これら以外の多くの有効な代替策が当業者に想到されることは疑い無い。本発明がここで述べた実施形態に限定されず、この明細書に添付した請求項の趣旨及び範囲内において当業者に明らかな修正形態を包含することを理解されたい。

Claims (26)

1. 電力コンバータの相レグ部のためのスイッチングセルにおいて、このスイッチングセルが、
   負荷を駆動する電流を導通させるための電力スイッチと、
   この電力スイッチと並列に接続された直列接続部であって、直列に接続された補助スイッチとセルコンデンサを備えた直列接続部と、
   これらの電力スイッチと直列接続部の接続箇所に接続されたセルインダクタと、
   を有し、
   このスイッチングセルが、前記の電力スイッチをオフに切り換えることから生じる転流電流を導通させるための転流ループを有し、このループが、
   一方の方向に流れる電流を阻止するとともに、他方の逆方向に前記の転流電流を導通させるために前記の電力スイッチと並列に接続された第一のバイパス回路と、
   一方の方向に流れる電流を阻止するとともに、他方の逆方向に前記の転流電流を導通させるために前記の補助スイッチと並列に接続された第二のバイパス回路と、
   前記のセルコンデンサと、
   を有し、
   このスイッチングセルが、制御信号を受信するための少なくとも一つの制御入力線を有し、この少なくとも一つの制御入力線が、前記の電力スイッチの制御端子と前記の補助スイッチの制御端子を駆動するように構成されている、
   スイッチングセル。
2. 前記の第一と第二のバイパス回路の中の少なくとも一つが外部ダイオードを有する、請求項１に記載のスイッチングセル。
3. 前記の第一と第二のバイパス回路が、前記の第一のバイパス回路に対する前記の電力スイッチの内部ダイオードと前記の第二のバイパス回路に対する前記の補助スイッチの内部ダイオードの中の少なくとも一つを有する、請求項１又は２に記載のスイッチングセル。
4. 前記の制御端子を駆動する入力線が、前記の電力スイッチと補助スイッチの中の一方のオンへの切り換えと、前記の電力スイッチと補助スイッチの中の他方のオフへの切り換えとを同時に実施するように構成されている、請求項１から３までのいずれか一つに記載のスイッチングセル。
5. 前記の電力スイッチと補助スイッチの中の一方がｎ型デバイスから構成され、前記の電力スイッチと補助スイッチの中の他方がｐ型デバイスから構成され、このスイッチングセルが、一つの制御信号に基づき電力スイッチと補助スイッチの切換を共通に制御するように構成されている、請求項１から４までのいずれか一つに記載のスイッチングセル。
6. 請求項１から５までのいずれか一つに記載の複数のスイッチングセルにおいて、これらのスイッチングセルの少なくとも一つの直列接続部が配備され、この少なくとも一つの直列接続部の各スイッチングセルが、前記のセルインダクタによって隣のスイッチングセルと接続されている複数のスイッチングセル。
7. 請求項１から５までのいずれか一つに記載の少なくとも一つのスイッチングセルが、前記のスイッチングセルの直列接続部の一つのスイッチングセルと並列に接続されている、請求項６に記載の複数のスイッチングセル。
8. 前記の少なくとも一つの電力スイッチがワイドバンドギャップ半導体デバイスから構成される、請求項６又は７に記載の複数のスイッチングセル。
9. 少なくとも一つのスイッチングセルの補助スイッチが、そのスイッチングセルの電力スイッチよりも物理的に小さい、請求項６から８までのいずれか一つに記載の複数のスイッチングセル。
10. 少なくとも一つのスイッチングセルの補助スイッチが、そのスイッチングセルの電力スイッチよりも小さい定格電力を有する、請求項６から９までのいずれか一つに記載の複数のスイッチングセル。
11. 前記の少なくとも一つの電力スイッチがＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴ、ＨＥＭＴ、ＢＪＴ、ＪＦＥＴ、ＧＴＯ又はＧＣＴから構成される、請求項６から１０までのいずれか一つに記載の複数のスイッチングセル。
12. 前記の複数のスイッチングセルの少なくとも幾つかが、それぞれ電力スイッチとして縦型ＦＥＴデバイスと横型ＨＥＭＴの中の一方を有する、請求項６から１０までのいずれか一つに記載の複数のスイッチングセル。
13. 少なくとも一つのスイッチングセルが、そのスイッチングセルのセルインダクタと並列に抵抗を有する、請求項６から１２までのいずれか一つに記載の複数のスイッチングセル。
14. 少なくとも一つの駆動回路が配備され、この駆動回路が、スイッチングセルの電力スイッチの制御端子と補助スイッチの制御端子の中の少なくとも一方を駆動し、この駆動回路が、スイッチングセルから電力を取得するように構成されている、請求項６から１３までのいずれか一つに記載の複数のスイッチングセル。
15. 電力コンバータ用相アーム部において、請求項６から１４までのいずれか一つに記載の複数のスイッチングセルを備えた相アーム部。
16. 負荷を駆動する出力信号を提供するように互いに接続されたアーム部を有する、電力コンバータ用相レグ部において、請求項１５に記載の少なくとも一つの相アーム部を有する電力コンバータ用相レグ部。
17. 負荷を駆動する電力コンバータにおいて、この電力コンバータが請求項１６に記載の少なくとも一つの電力コンバータ用相レグ部を有し、各相レグ部が、負荷の相出力を駆動するための出力線を有し、この電力コンバータが、更に、リンクコンデンサを有し、これらの少なくとも一つの相レグ部とリンクコンデンサが、第一の電力レールと第二の電力レールの間に接続されている電力コンバータ。
18. この電力コンバータがマルチレベルコンバータである、請求項１６又は１７に記載の電力コンバータ。
19. 電力コンバータを作る方法において、
    少なくとも一つのＩＧＢＴを備えた相アーム部を有する電力コンバータを得る工程と、
    この相アーム部を請求項１５に記載の相アーム部に置き換える工程と、
    を有し、
    好ましくは、この置き換える相アーム部の少なくとも一つのスイッチングセルが、そのスイッチングセルの電力スイッチとしてワイドバンドギャップ半導体デバイスを有する、
    方法。
20. 電力コンバータを作る方法において、
    ターンオン・スナバと少なくとも一つのＧＴＯモジュールを備えた相アーム部を有する電力コンバータを得る工程と、
    このターンオン・スナバと少なくとも一つのＧＴＯモジュールを請求項１５に記載の相アーム部に置き換える工程と、
    を有する方法。
21. 負荷を駆動する電力コンバータを制御する方法において、
    この電力コンバータが、二つの電力レールの間に接続された相レグ部を有し、この相レグ部が、複数のスイッチングセルをそれぞれ備えた二つのアーム部を有し、これらのアーム部が、この電力コンバータの出力に接続されており、各スイッチングセルが、
    負荷を駆動する電力を導通させるための電力スイッチと、
    この電力スイッチと並列に接続された直列接続部であって、直列に接続された補助スイッチとセルコンデンサを備えた直列接続部と、
    これらの電力スイッチと直列接続部の接続箇所に接続されたセルインダクタと、
    を有し、
    このスイッチングセルが、電力スイッチをオフに切り換えることにより生じる転流電流を導通させるための転流ループを有し、このループが、
    一方の方向に流れる電流を阻止するとともに、他方の逆方向に前記の転流電流を導通させるために前記の電力スイッチと並列に接続された第一のバイパス回路と、
    一方の方向に流れる電流を阻止するとともに、他方の逆方向に前記の転流電流を導通させるために前記の補助スイッチと並列に接続された第二のバイパス回路と、
    前記のセルコンデンサと、
    を有し、
    この方法が、コンバータの出力における電圧波形を変化させるとともに、相レグ部を介した電圧を維持するように、一方の相アーム部の第一の数のスイッチングセルをオンに切り換える工程と、他方の相アーム部の第二の数のスイッチングセルをオフに切り換える工程との中の少なくとも一つを有し、このスイッチングセルをオンに切り換えることが、そのスイッチングセルの電力スイッチをオンに切り換えて、そのスイッチングセルの補助スイッチをオフに切り換えることから成り、これらの第一と第二の数が１以上である、
    方法。
22. 一つの相アーム部の少なくとも二つのスイッチングセルが並列に接続されており、この方法が、これらの並列のセルを異なる時間に切り換える工程を有する、請求項２１に記載の方法。
23. 各相アーム部が、前記のスイッチングセルのＮＳ個の行とＮＰ個の列から成るアレーを有し、これらのＮＳとＮＰの数が１以上であり、各列が、前記の一方の電力レールとコンバータ出力の間に接続されたスイッチングセルの直列接続部から成り、この方法が、ＮＳ×ＮＰより少ないステップ又はＮＳ×ＮＰに等しいステップによって、前記の電圧波形を生成する、請求項２１又は２２に記載の方法。
24. 前記の電圧波形が、一方の電力レールの電圧と他方の電力レールの電圧の間で変化する、請求項２１から２３までのいずれか一つに記載の方法。
25. 電圧波形の推移部のｄｖ／ｄｔ値に基づきスイッチングセルの切換起動パターンを決定する工程を有する、請求項２１から２４までのいずれか一つに記載の方法。
26. 本明細書の記載及び／又は図示の通りの電力コンバータ、相レグ部、相アーム部、複数のスイッチングセル又はスイッチングセル。

Images