JP2013169088A - 電力変換装置、直流変電所、直流送電システム及び電力変換装置の制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】半導体レッグが短絡した時に、直流コンデンサからＩＧＢＴレッグに流れ込む電流を少なくして、導体ワイヤの溶断やアーク発生を抑制・防止する。
【解決手段】カスケード接続された１つまたは複数の単位変換器で構成されたアームを有する電力変換装置であって、該単位変換器は直流コンデンサに半導体レッグが接続されたチョッパ構成の主回路を有する単位変換器であって、該半導体レッグの少なくとも一部に半導体モジュールを有し、さらに、該直流コンデンサと並列に圧接型サイリスタが接続され、該圧接型サイリスタがターンオンした際に、該圧接型サイリスタの電流上昇率耐量よりも高い電流上昇率の電流を流すことができるように、直流コンデンサから圧接型サイリスタを経由する放電経路のインダクタンス（ＬＳ）が小さく、下記式の条件を満足するように構成する。ＬＳ＜直流コンデンサ定格電圧／圧接型サイリスタの電流上昇率耐量
【選択図】 図２

Description

本発明は、電力変換装置、直流変電所、直流送電システム及び電力変換装置の制御方法に係り、特に、信頼性の向上に好適な電力変換装置、直流変電所、直流送電システム及び電力変換装置の制御方法に関する。

近年、交流を直流に、あるいは、直流を交流に電力変換する技術が多く用いられている。この電力変換する装置には、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などのオン・オフ制御可能なスイッチング素子を使用する。

このような技術のなかで、単位変換器をカスケードに接続したアームを有するいわゆるＭＭＣ回路方式が知られており、非特許文献１で開示されている。非特許文献１によれば、直列（カスケード）接続された１つまたは複数の単位変換器で構成されたアームを接続して構成されている。

各単位変換器は、例えば、双方向チョッパ回路であり、スイッチング素子と直流コンデンサを備えている。各単位変換器は、端子を介して外部と接続しており、単位変換器の有する直流コンデンサの電圧か、または零に制御する。

応用的には、アームのうち半数は正側直流母線に接続され、残りの半数は負側直流母線に接続される。各アームはそれぞれリアクトルに接続されており、各正側アームとリアクトルの直列体と、負側アームとリアクトルの直列体との接続点が、交流端子となる。各単位変換器をＰＷＭ（Pulse-Width Modulation）制御することで、電力変換を行う。特に、直流送電システム（ＨＶＤＣ）や無効電力補償装置（ＳＴＡＴＣＯＭ）、モータドライブインバータなどへの応用が期待されている。

特表２０１０−５０３９７９号公報

萩原誠・赤木泰文：「モジュラー・マルチレベル変換器（ＭＭＣ）のＰＷＭ制御法と動作検証」、電気学会論文誌Ｄ、１２８巻７号、pp.９５７−９６５。

電力変換装置のなかで、例えば直流事故等の影響を受けて、短絡電流が流れることがある。この短絡電流は一般に過大な電流となることが多く、この過電流が電力変換装置を構成するスイッチング回路に流れると、例えば、スイッチング素子近辺の導通部材が溶断したり、あるいは、アーク放電が発生したりするとの問題が生じる。

本発明の目的は、導電部材の溶断やアークの発生を抑制・防止が可能となる電力変換装置、直流変電所、直流送電システム及び電力変換装置の制御方法を提供することにある。

上記目的を達成するために、本発明では、単位変換器を備え、前記単位変換器は、少なくとも第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子と、直流コンデンサを有して、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子の導通／遮断によって、前記端子に前記コンデンサの電圧を出力可能に構成されており、前記単位変換器を１つまたは複数カスケード接続してアームを構成し、前記アームを少なくとも２つ接続してレグを構成する電力変換装置において、前記単位変換器の少なくとも１つの前記直流コンデンサと並列にサイリスタが接続され、前記サイリスタが導通状態となった際に、前記サイリスタの電流上昇率耐量よりも高い電流上昇率の電流を流すことができるように、前記直流コンデンサから前記サイリスタを経由する放電経路のインダクタンスを、インダクタンス＜直流コンデンサ定格電圧／圧接型サイリスタの電流上昇率耐量の条件を満足するように構成した。

本発明によれば、導電部材の溶断やアークの発生を抑制・防止できる。

本発明の系統に連系された電力変換装置の構成図。 実施例１における単位変換器の概略図。 ＩＧＢＴモジュール内部の構成図。 実施例１における単位変換器主要部の実装概略図。 実施例１における単位変換器主要部の実装概略比較図。 実施例１における説明図。 実施例１における説明図。 実施例２における単位変換器の概略図。 実施例３における単位変換器の概略図。 実施例４における単位変換器の概略図。 実施例５における単位変換器の概略図。 実施例６における単位変換器の概略図。 実施例７における単位変換器の概略図。 実施例１における電流波形。 実施例１における電流波形。 実施例１における電流波形。 実施例３における電流波形。 実施例４における電流波形。 実施例４における電流波形。 実施例５における電流波形。

以下、本発明の実施形態を図面とともに説明する。なお、以下の実施例は本発明の一形態を示すものであり、本発明は要旨を逸脱しない限り、他の形態を含むものである。

現在、半導体モジュールとして、ＩＧＢＴモジュールが広く使われている。そこで、以後、半導体モジュールのことをＩＧＢＴモジュールと呼ぶが、本発明はＩＧＢＴモジュールに限定されない。半導体は、パワーＭＯＳ−ＦＥＴなどであっても構わない。

図１は本発明の一実施例である電力変換装置１の構成図を示す。一般的に、穂がん発明に関連するＭＭＣ技術では、直列（カスケード）接続された１つまたは複数の単位変換器で構成されたアームをブリッジ状に接続して構成されている。アームのうち半数はＭＭＣの正側直流母線に接続されており、残りの半数はＭＭＣの負側直流母線に接続されている。本明細書では、前記正側直流母線に接続されたアームを正側アーム、前記負側直流母線に接続されたアームを負側アームと呼称する。

電力変換装置１は単位変換器２をカスケード接続した構成であり、該電力変換装置１は交流系統７に連系リアクトル（変圧器）６を介して連系している。電力変換装置１は単位変換器２、制御装置３、制御装置３からの制御信号を各単位変換器へ伝送する信号線４、バッファリアクトル５、により構成されている。なお、２_Ｕ、２_Ｖ、２_Ｗ、２_ｕ、２_ｖ、２_ｗは、それぞれ複数の単位変換器２をカスケード状に接続したものであり、これをアームと定義する。上段アームの２_Ｕ、２_Ｖ、２_Ｗは、それぞれＵ相正側アーム、Ｖ相正側アーム、Ｗ相正側アームと称し、下段アームの２_ｕ、２_ｖ、２_ｗは、それぞれＵ相負側アーム、Ｖ相負側アーム、Ｗ相負側アームと称す。各上段アーム（Ｕ相正側アーム、Ｖ相正側アーム、Ｗ相正側アーム）と各下段アーム（Ｕ相負側アーム、Ｖ相負側アーム、Ｗ相負側アーム）は、それぞれバッファリアクトル５に接続され、各正側アームとバッファリアクトル５の直列体と、各負側アームとバッファリアクトル５の直列体との接続点が電力変換装置１の交流出力であり、該交流出力と交流系統７との間に連系リアクトル（系統インピーダンス）６が接続される。

各アーム２_Ｕ、２_Ｖ、２_Ｗ、２_ｕ、２_ｖ、２_ｗはそれぞれ、各アームを構成する単位変換器２の出力電圧の総和の電圧を出力する。また、アームを構成する単位変換器２のうち、１つでも出力端子が開放になるとそのアームには電流を通流することができなくなる。

単位変換器２の構成を図２を用いて説明する。単位変換器２は、ＩＧＢＴモジュール１１ａとＩＧＢＴモジュールＢが直列に接続されたＩＧＢＴレッグを有し、ＩＧＢＴモジュール１１ａとＩＧＢＴモジュール１１ｂの直列体であるＩＧＢＴレッグは直流コンデンサ１２に接続される。

ＩＧＢＴモジュール１１ａとＩＧＢＴモジュール１１ｂの接続点には、単位変換器２の出力端子２２ｐが、ＩＧＢＴモジュール１１ｂのエミッタには単位変換器２の出力端子２２ｎが接続される。

各ＩＧＢＴモジュール１１ａとＩＧＢＴモジュール１１ｂはそれぞれ、ゲートドライバ１６によって駆動される。通常、ＩＧＢＴモジュール１１ａとＩＧＢＴモジュール１１ｂは相補に駆動される。本実施例では、ゲートドライバ１６の電源は、直流コンデンサ１２に接続された自給電源１７より供給される。ゲート信号は単位変換器制御回路１５より供給され、単位変換器制御回路１５には、ゲート信号もしくはゲート信号の算出に用いる信号が中央制御装置より、供給される。通常、各アーム内の単位変換器２の出力する交流基本波周波数は大略同じであるが、パルスのタイミングをずらすことにより、各アーム２_Ｕ、２_Ｖ、２_Ｗ、２_ｕ、２_ｖ、２_ｗはそれぞれ、正弦波や正弦波に直流が重畳した電圧を出力することができる。

次に、本発明が解決しようする問題点について説明する。
前述のようにＩＧＢＴモジュール１１ａとＩＧＢＴモジュール１１ｂは相補でスイッチングしていることから、ＩＧＢＴモジュール１１ａもしくはＩＧＢＴモジュール１１ｂの一方が短絡故障すると、他方がオンした時に直流コンデンサ１２からＩＧＢＴモジュール１１ａ、ＩＧＢＴモジュール１１ｂに短絡電流が流れる。

直流コンデンサ１２からＩＧＢＴモジュール１１ａ、ＩＧＢＴモジュール１１ｂの経路は寄生インダクタンス（インダクタンス）６０の他、ごくわずかなインピーダンスしか存在しないため、前記短絡電流は過大な電流値となる。

図３はＩＧＢＴモジュール内部の構造を示す。絶縁基板１１ｓの上に金属製のコレクタ電極１０１が形成され、その上にＩＧＢＴチップ１１ｉやダイオードチップ１１ｄが搭載される。図３の例では（あるいはＩＧＢＴ各々のＩＧＢＴモジュール素子はＩＧＢＴチップで構成される）１１ａのコレクタは下側で、エミッタは上側となる。ゲート電極もＩＧＢＴチップの上面に形成されるが、図３では省略した。ダイオードチップ１１ｄのカソードは下側で、アノードは上面である。ＩＧＢＴチップ１１ｉのエミッタ及びダイオードチップ１１ｄのアノードと絶縁基板１１ｓ上に形成されたエミッタ電極１０２の間はそれぞれ導電性ワイヤ７７で接続される。

前記の過大な短絡電流がＩＧＢＴモジュール内に流れると導電性ワイヤ７７が発熱して溶断する可能性がある。短絡故障したＩＧＢＴチップ１１ｉの導電性ワイヤ７７が全て溶断するとエミッタ電極１０２と短絡故障したＩＧＢＴチップ１１ｉ間にアークが生じてしまう問題がある。

次に、本発明のポイントについて、図２を用いて説明する。直流コンデンサ１２に並列に圧接型サイリスタ８０が接続されたことが特徴の１つである。前記圧接型サイリスタ８０は分岐８８ｐと分岐８８ｎの間に接続する。該圧接型サイリスタ８０は、サイリスタ駆動回路８２によって駆動される。該サイリスタ駆動回路８２は、電流検出器８５で直流コンデンサ１２からＩＧＢＴモジュール１１ａ方向に流れる電流を検出して、該電流検出値が規定値を超えると該圧接型サイリスタ８０をターンオンする。

何らかの誤動作や故障により、ＩＧＢＴモジュール（モジュールＩＧＢＴ）１１ａとＩＧＢＴモジュール（モジュールＩＧＢＴ）１１ｂからなるＩＧＢＴレッグが短絡すると直流コンデンサ１２から該ＩＧＢＴレッグに放電電流が流れ込む。本発明では、該放電電流を電流検出器８５で検出してサイリスタ駆動回路８２が圧接型サイリスタ８０をターンオンさせて、放電電流を分流する。放電電流を分流することにより、ＩＧＢＴモジュール１１ａやＩＧＢＴモジュール１１ｂに流れる電流を抑制して、導電性ワイヤ７７の溶断を防止して、アーク発生を防ぐことが狙いである。

通常、サイリスタはターンオン時の電流上昇率の耐量が規定されており、その耐量を超えた電流上昇率の電流が通流すると該サイリスタがブレークダウンして故障してしまう可能性がある。市販のサイリスタの電流上昇率の最大値は通常数十Ａ／μｓ〜数百Ａ／μｓである。

図２の構成の単位変換器では、圧接型サイリスタ８０をターンオンさせた時の電流上昇率ｄｉ／ｄｔは直流コンデンサ１２から圧接型サイリスタ８０を接続する経路のインダクタンスＬｓと、直流コンデンサ１２の定常電圧Ｖｃから式（１）を用いて設計できる。

ｄｉ／ｄｔ＝Ｖｃ／Ｌｓ ・・・・式（１）
本発明は、圧接型サイリスタ８０ターンオン後のサイリスタ電流上昇率ｄｉ／ｄｔを、該圧接型サイリスタ８０の電流上昇率の耐量より十分大きくするようにＬｓのインダクタンス値を設定することが特徴の１つである。

本実施例の動作をより詳細に説明する。
何らかの誤動作や故障によりＩＧＢＴモジュール１１ａとＩＧＢＴモジュール１１ｂが同時に導通・短絡した場合を想定する。

ＩＧＢＴモジュール１１ａとＩＧＢＴモジュール１１ｂが短絡すると、直流コンデンサ１２から、ＩＧＢＴモジュール１１ａとＩＧＢＴモジュール１１ｂを経由して放電電流が流れる。放電経路の主要なインピーダンスが寄生インダクタンス（インダクタンス）６０であるとすると、放電電流は、寄生インダクタンス６０と直流コンデンサ１２の電圧で決まる電流上昇率によって電流値が上昇する。電流検出器８５ｐの電流検出値が閾値を超えると、サイリスタ駆動回路８２が圧接型サイリスタ８０をターンオンさせる。前述のように、直流コンデンサ１２から圧接型サイリスタ８０を経由するバイパス放電経路のインダクタンスＬｓのインダクタンスが十分に小さいと圧接型サイリスタには電流上昇率の耐量を超える電流を通流して、圧接型サイリスタはブレークダウンして短絡故障する。圧接型サイリスタでは、半導体を導電体ではさんで加圧しているので、短絡箇所に対する導電経路が確保でき、電流を流し続けることができる。

サイリスタが圧接型サイリスタではなく、導電体と半導体の間が半田等で接続されていると、短絡点で温度上昇して半田接着面がはがれてしまって電気的に開放になる可能性がある。

圧接型サイリスタ８０がターンオン後に、直流コンデンサ１２から流れる放電電流は、ＩＧＢＴモジュール１１ａやＩＧＢＴモジュール１１ｂを通る放電経路のインピーダンスと、圧接型サイリスタ８０を通る放電経路のインピーダンスの逆比で分流される。したがって、圧接型サイリスタ８０やＩＧＢＴモジュール１１ａやＩＧＢＴモジュール１１ｂのインピーダンスが十分小さい時、Ｌｓが寄生インダクタンス（インダクタンス）６０よりも十分に小さいとＩＧＢＴモジュール１１ａやＩＧＢＴモジュール１１ｂに流れる放電電流の大部分を圧接型サイリスタ８０に分流できるので、ＩＧＢＴモジュール１１ａやＩＧＢＴモジュール１１ｂに流れる電流を小さくでき、導電性ワイヤ７７の溶断を防止して、アークの発生を防止できる。

なお、圧接型サイリスタ８０では、ゲートから点弧領域が広がる前にサイリスタが短絡するので、導電箇所はゲート付近に限られる。したがって、圧接型サイリスタ８０内に複数のゲートを有する方がより、効果的に電流をサイリスタ８０に分流できる。

より効果的に、ＩＧＢＴモジュール１１ａやＩＧＢＴモジュール１１ｂに流れる電流を抑制するには実装構造も重要である。本発明の特徴の１つである実装構造上のポイントを図４と図５を対比させて説明する。

まず、図４と図５の構成をそれぞれ説明する。図４、図５のいずれも、図２に示す単位変換器２の主要回路部分の実装構造を示したものである。

図４では、直流コンデンサ１２の高圧側端子１２ｐは回路導体２２０ｃｐを介してスタック電極９４ｋに接続される。該スタック電極９４ｋは該回路導体２２０ｃｐと反対側から回路導体２２０ｉｐと電気的に接続し、該回路導体２２０ｉｐはＩＧＢＴモジュール１１ａのコレクタ端子に電気的に接続される。ＩＧＢＴモジュール１１ａのエミッタ端子とＩＧＢＴモジュール１１ｂのコレクタ端子は単位変換器２の一方の出力端子２２ｐと電気的に接続される。ＩＧＢＴモジュール１１ｂのエミッタ端子は、単位変換器２の他方の出力端子２２ｎと電気的に接続される。さらに、ＩＧＢＴモジュール１１ｂのエミッタ端子は回路導体２２０ｉｎを介して、圧接型サイリスタ８０のカソードに電気的に接続されたスタック電極９４ｋに接続される。スタック電極９４ｋは回路導体２２０ｉｎとの接続点との反対側で回路導体２２０ｃｐと接続され、直流コンデンサ１２の低圧側端子１２ｎと接続される。

次に圧接型サイリスタ８０を加圧する圧接スタック９９の構成を説明する。スタック用構成支持具９３の内側にばね９０が設置され、ばね９０と前記ばねに隣接した絶縁物９１、カソード側スタック電極９４ｋ、圧接型サイリスタ８０、絶縁物９１が積層されて、前記積層体は、ばね９０の圧力で圧接されている。

次に図５の構成を説明する。
圧接スタック９９の構成は図５の圧接スタック９９と同じである。
図４では、ＩＧＢＴモジュールに接続される回路導体２２０ｉｐと直流コンデンサ１２の高圧側端子とスタック電極９４ａを接続する回路導体２２０ｃｐが、スタック電極９４ａで分岐されていたのに対し、図５では直流コンデンサ１２の高圧側端子１２ｐで分岐されていることを特徴とする。回路導体２２０ｉｎと回路導体２２０ｃｎの分岐も、図４では、スタック電極９４ｋで分岐されていたのに対し、図５では直流コンデンサ１２の低圧側端子１２ｎで分岐する。すなわち、分岐８８Ｐと分岐８８Ｎは、図４では、スタック電極９４ａとスタック電極９４ｋであるのに対し、図５では、直流コンデンサ高圧側端子１２ｐと直流コンデンサ低圧側端子１２ｎとなる。

より詳細に図５の構成を説明する。直流コンデンサ１２の高圧側端子１２ｐは回路導体２２０ｃｐを介して、圧接型サイリスタ８０のアノードと電気的に接続されたスタック電極９４ａと接続される。さらに、直流コンデンサ１２の高圧側端子１２は回路導体２２０ｉｐを介して、ＩＧＢＴモジュール１１ａのコレクタ端子に接続される。ＩＧＢＴモジュール１１ａのエミッタ端子とＩＧＢＴモジュール１１ｂのコレクタ端子は単位変換器２の一方の出力端子２２ｐと電気的に接続される。ＩＧＢＴモジュール１１ｂのエミッタ端子は、単位変換器２の他方の出力端子２２ｎと電気的に接続される。さらに、ＩＧＢＴモジュール１１ｂのエミッタ端子は、回路導体２２０ｉｎを介して、直流コンデンサ１２の低圧側端子１２ｎに接続される。直流コンデンサ１２の低圧側端子１２ｎは回路導体２２０ｃｎを介して、圧接型サイリスタ８０と電気的に接続したスタック電極９４ｋと接続される。

図６と図７はそれぞれ、図４と図５に分岐８８Ｐから分岐８８Ｎまでの放電電流の経路を追記したものである。

但し、図を見やすくするため、一部引き出し線と番号を消去した。
図６も図７も分岐８８ｐからＩＧＢＴモジュール１１ｐとＩＧＢＴモジュール１１ｎを経由するルートの放電経路を３００ｉとして実線で表し、分岐８８ｐから圧接型サイリスタ８０を経由してバイパスして分岐８８ｎに戻る放電経路を３００ｓとして点線で示した。

図７のように、直流コンデンサ１２の高圧側端子１２ｐと低圧側端子１２ｎが分岐点であり、且つ、該分岐点から圧接型サイリスタ８０に導体電極を引き出す場合は、導体電極部の寄生インダクタンスが存在し、サイリスタを経由する放電経路３００ｓの低インピーダンス化を実現しにくい。したがって、圧接型サイリスタ８０へ分流される電流は限定的となる。

図１４は圧接型サイリスタ８０をターンオンさせない時のＩＧＢＴモジュール１１ａに流れ込む電流波形を示す。

図１５は図５や図７の実装構成の時の圧接型サイリスタ８０に分流する電流と、ＩＧＢＴモジュール１１ａに流れる電流とを示す。ＩＧＢＴモジュール１１ａに流れ込む電流は図１４に比べて小さく、低減効果は４０％程度である。

一方、本発明の実装上の特徴の１つは、図４や図６のように、直流コンデンサ１２からＩＧＢＴモジュール１１ａ、１１ｂへの配線の途中に圧接型サイリスタ８０を接続することである。

一般にサイリスタのゲートは中央部に存在するので、高い電流上昇率ｄｉ／ｄｔで圧接型サイリスタをブレークダウンさせた場合、中央部に短絡パスができることが多い。したがって、図４や図６接続すると、分岐８８ｐと分岐８８ｎは、圧接型サイリスタ８０のほぼ中心に近い点になる。一方の分岐８８ｐから圧接型サイリスタ８０を経由して他方の分岐８８ｎまでの放電経路３００ｓの長さは、圧接型サイリスタ８０の厚さ程度になるので、インダクタンスを極めて小さくできる。

図１６は図４や図６の実装構成で、圧接型サイリスタ８０に分流する電流と、ＩＧＢＴモジュール１１ａに流れる電流とを示す。図１５に比べて、圧接型サイリスタ８０に分流する電流が増えて、ＩＧＢＴモジュール１１ａに流れる電流が約半減していることがわかる。

したがって、圧接型サイリスタ８０に分流する電流を極めて大きくすることができ、ＩＧＢＴモジュール１１ａやＩＧＢＴモジュール１１ｂに流れる電流をより小さくできる効果がある。

第１の実施例では、電流検出器８５の電流検出値が閾値を超えることにより、サイリスタ駆動回路８２が圧接型サイリスタ８０をターンオンしたのに対し、第２の実施例は、電流検出器８５ｐと電流検出器８５ｎの検出電流の通流方向がいずれもＩＧＢＴモジュール１１ａのコレクタ端子からＩＧＢＴモジュール１１ｂのエミッタ端子の通流方向であった時に、サイリスタ駆動回路８２が圧接型サイリスタ８０をターンオンする点が異なる。

図２の電流検出方法は、定常運転時の電流とＩＧＢＴモジュール１１ａとＩＧＢＴモジュール１１ｂが短絡した時の短絡電流との区別が通流方向では判断できず、通流した電流値により判断することになる。

定常運転時、ＩＧＢＴモジュール１１ｂのダイオードに電流が流れている時に、ＩＧＢＴモジュール１１ａがターンオンすると、電流は、直流コンデンサ１２の高圧側端子１２ｐから、ＩＧＢＴモジュール１１ａに向かって流れる。これは、ＩＧＢＴモジュール１１ａとＩＧＢＴモジュール１１ｂが短絡した時に通流する短絡電流と方向が同じである。

したがって、定常運転時に流れるＩＧＢＴモジュール１１ａのターンオン電流を誤検出して、圧接型サイリスタ８０をターンオンさせないよう、サイリスタ駆動回路８２の閾値を高く設定する必要がある。しかし、圧接型サイリスタ８０をターンオンさせるための電流検出値の閾値を高くすると圧接型サイリスタ８０のターンオンするタイミングが遅くなってしまう。

そこで、図８の様に、本実施例の単位変換器２は、ＩＧＢＴモジュール１１ａに流れる電流を検出する電流検出器８５ｐと、ＩＧＢＴモジュール１１ｂに流れる電流を検出する電流検出器８５ｎを有する。

本実施例のサイリスタ駆動回路８２は、電流検出器８５ｐと電流検出８５ｎの検出電流の通流方向がいずれもＩＧＢＴモジュール１１ａのコレクタ端子からＩＧＢＴモジュール１１ｂのエミッタ端子の通流方向であった時に、サイリスタ駆動回路８２が圧接型サイリスタ８０をターンオンする。

定常運転時には、原則、ＩＧＢＴモジュール１１ａのコレクタ端子からＩＧＢＴモジュール１１ｂのエミッタ端子に電流は流れないので、第１の電流検出値の閾値よりも閾値を小さくすることが可能である。

但し、ＩＧＢＴモジュール１１ａやＩＧＢＴモジュール１１ｂのダイオードがリカバリする時には、瞬時ではあるが、ＩＧＢＴモジュール１１ａのコレクタ端子からＩＧＢＴモジュール１１ｂのエミッタ端子の方向に電流が流れる。リカバリ期間は通常１μｓと極めて小さいため、リカバリ期間は電流検出をマスクするなどすれば対策できる。

本実施例は、電流検出閾値を小さくして、圧接サイリスタをいちはやくターンオンできるという効果がある。

第３の実施例の構成を図９に示す。
第３の実施例は、小容量コンデンサ１２ｃとインダクタンス６１を設けたことが、第１の実施例と異なる。

圧接型サイリスタ８０に分流する電流を増やすには、分岐８８ｐからＩＧＢＴモジュール１１ａとＩＧＢＴモジュール１１ｂを経由して分岐８８ｎに至る経路のインダクタンスを増やせばよい。

そこで、第３の実施例では、分岐８８ｐからＩＧＢＴモジュール１１ａとＩＧＢＴモジュール１１ｂを経由して分岐８８ｎまでの経路にインダクタンス６１を設置した。

しかし、通常運転時にＩＧＢＴモジュール１１ａやＩＧＢＴモジュール１１ｂがターンオフした時の跳ね上がり電圧が高くなってしまう可能性があるため、その抑制のために、コンデンサ１２ｃを設置した。

図１７に、ＩＧＢＴモジュール１１ａとＩＧＢＴモジュール１１ｂが短絡した時に、ＩＧＢＴモジュール１１ａに流れ込む電流波形を示す。

図１６に比べて、ＩＧＢＴモジュール１１ａに流れ込む電流を抑制できていることがわかる。

本実施例は、実施例１に比べて、直流コンデンサ１２からＩＧＢＴモジュール１１ａやＩＧＢＴモジュール１１ｂへの電流を抑制できるという効果がある。

第４の実施例の構成を図１０に示す。
第４の実施例は、小容量コンデンサ１２ｃに接続するダイオード６９と抵抗器６８を設置したことが第３の実施例と異なる。

第３の実施例では、ＩＧＢＴモジュール１１ａとＩＧＢＴモジュール１１ｂが短絡した時に、小容量コンデンサ１２ｃから放電電流がＩＧＢＴモジュール１１ａとＩＧＢＴモジュール１１ｂに放電電流が流れてしまうという問題があった。

図１８に小容量コンデンサから流出する電流波形を示す。電流波形が振動していることがわかる。

図１０は、図９に、抵抗器６８とダイオード６９が追加された構成である。抵抗器６８とダイオード６９は小容量コンデンサ１２ｃとインダクタンス６１の間に設置される。ＩＧＢＴモジュール１１ａやＩＧＢＴモジュール１１ｂがターンオフするとインダクタンス６１に蓄えられていたエネルギーはダイオード６９を介して、小容量コンデンサ１２ｃに電流を通流させて、静電エネルギーに変換できるので、ターンオフ時にＩＧＢＴモジュール１１ａやＩＧＢＴモジュール１１ｂに印加されるサージ電圧を抑制できる。

一方、ＩＧＢＴモジュール１１ａとＩＧＢＴモジュール１１ｂが短絡すると小容量コンデンサ１２ｃが放電して、ＩＧＢＴモジュール１１ａやＩＧＢＴモジュール１１ｂに電流を流そうとするが、抵抗器６８がその電流を抑制する。

図１９にＩＧＢＴモジュールに流れ込む電流波形を示す。図１７で見られた振動波形は認められない。

本実施例は、第３の実施例に対して、小容量コンデンサ１２ｃからＩＧＢＴモジュール１１ａやＩＧＢＴモジュール１１ｂに流れる電流を抑制できるという効果がある。

本実施例は、第１の実施例よりも直流コンデンサ１２からＩＧＢＴモジュール１１ａやＩＧＢＴモジュール１１ｂに放電する電流を抑制でき、しかも、小容量コンデンサ１２ｃの放電電流も抑制できる。したがって、第１の実施例よりもＩＧＢＴモジュール１１ａやＩＧＢＴモジュール１１ｂに流れる短絡電流を抑制できるという特徴をもつ。

第５の実施例の構成を図１１に示す。
第５の実施例は、第４の実施例に対して、圧接型サイリスタ８０ｉを追加したことを特徴とする。

第４の実施例では、ＩＧＢＴモジュール１１ａやＩＧＢＴモジュール１１ｂが短絡してから、圧接型サイリスタ８０がターンオンするまでの間、インダクタンス６１や寄生インダクタンス（インダクタンス）６０を介してＩＧＢＴモジュール１１ａやＩＧＢＴモジュール１１ｂに電流が通流する。

圧接型サイリスタ８０がターンオンしても、寄生インダクタンス６０やインダクタンス６１はＩＧＢＴモジュール１１ａやＩＧＢＴモジュール１１ｂに電流を継続して流そうとして、その電流は、寄生インダクタンス６０やインダクタンス６１に蓄えられた電磁エネルギーが零になるまで継続する。寄生インダクタンス６０やインダクタンス６１が実質的な電流源となって、ＩＧＢＴモジュール１１ａやＩＧＢＴモジュール１１ｂに流し込む電流は、圧接型サイリスタ８０では処理できない。

図１１は、図１０に圧接型サイリスタ８０ｉが追加された構成である。該圧接型サイリスタ８０ｉはサイリスタ駆動回路８２でターンオンされる。圧接型サイリスタ８０と圧接型サイリスタ８０ｉのターンオン条件はほぼ同じとする。但し、ターンオン条件を揃えることは必須条件ではない。

寄生インダクタンス６０を極力含まぬように、圧接型サイリスタ８０ｉをＩＧＢＴモジュール１１ａとＩＧＢＴモジュール１１ｂに近接させて接続する。このように接続することにより、圧接型サイリスタ８０ｉがターンオンすると、寄生インダクタンス６０やインダクタンス６１が流し込もうとする電流を圧接型サイリスタ８０ｉに分流して、ＩＧＢＴモジュール１１ａやＩＧＢＴモジュール１１ｂに通流する電流を小さくできる。

なお、より効果的に圧接型サイリスタ８０ｉに電流を分流させるためには、圧接型サイリスタ８０ｉ内に複数のゲートを有する方が好ましい。複数のゲートを設けると、複数の導通経路ができ、サイリスタのインピーダンスを低減できることがその理由である。

図２０にＩＧＢＴモジュール１１ａに流れ込む電流を示す。図１９に比べて、さらにＩＧＢＴモジュール１１ａに流れ込む電流を抑制できることが確認できる。

第６の実施例は、第１の実施例に対し、単位変換器２の出力端子に短絡スイッチ７１が追加し、さらに短絡スイッチを駆動するためのブレークオーバーサイリスタ７２を追加したことが主な特徴である。

図１２の構成を説明する。図１２は図２に対して、短絡スイッチ７１、ダイオード９０、ブレークオーバーサイリスタ７２、コンデンサ１２ｂが追加され、自給電源（自給回路）１７を直流コンデンサ１２ではなく、コンデンサ１２ｂに接続した。

本実施例は、ＩＧＢＴモジュール１１ａとＩＧＢＴモジュール１１ｂが短絡した時に、短絡スイッチ７１を閉じて、他の単位変換器２への導電経路を確保することを目的とする。

ＩＧＢＴモジュール１１ａとＩＧＢＴモジュール１１ｂが短絡すると直流コンデンサ１２の電荷は放電されて、直流コンデンサ１２の電圧は低下する。一方、コンデンサ１２ｂはダイオード９０を介して接続されているので、コンデンサ１２ｂの電荷は放電されず、コンデンサ１２ｂの電圧は低下しない。したがって、ＩＧＢＴモジュール１１ａとＩＧＢＴモジュール１１ｂが短絡すると直流コンデンサ１２の高圧側端子とコンデンサ１２ｂの高圧側端子の間に電位差が生じる。図１２では、コンデンサ１２ｂからブレークオーバーサイリスタ７２を介して短絡スイッチの駆動用コイルを接続して、直流コンデンサ１２の高圧側端子に接続する。ブレークオーバーサイリスタ７２は所定ブレークオーバー電圧を超えるとターンオンする素子である。直流コンデンサ１２の電圧が低下すると、ブレークオーバーサイリスタ７２に電圧が印加され、印加電圧がブレークオーバー電圧を超えると、該ブレークオーバーサイリスタ７２がターンオンして、電流が短絡スイッチ７１のコイル部に通流して短絡スイッチ７１を閉じることができる。ここで、コンデンサ１２ｂは短絡スイッチ７１を駆動するのに十分な静電エネルギーを蓄えておく必要がある。

なお、該ブレークオーバー電圧は通常運転時などの直流コンデンサ１２の変動よりも十分に大きくする必要がある。

第１の実施例は、単位変換器２がチョッパ構成であったのに対し、第７の実施例はフルブリッジ回路であることを特徴とする。

第７の実施例の構成を図１３に示す。図２では、ＩＧＢＴレッグが、ＩＧＢＴモジュール１１ａとＩＧＢＴモジュール１１ｂからなる１つのレッグのみであったのに対し、図１３では、ＩＧＢＴモジュール１１ｃａ、ＩＧＢＴモジュール１１ｃｂからなるＩＧＢＴレッグと、ＩＧＢＴモジュール１１ｄａ、ＩＧＢＴモジュール１１ｄｂからなるＩＧＢＴレッグの２つのＩＧＢＴレッグで構成される点がことなる。さらに、図２では、単位変換器の出力端子２２ｎが直流コンデンサ１２の低圧側端子と導電位であったのに対し、図１３では、単位変換器２の出力端子２２ｐと２２ｎはそれぞれ、ＩＧＢＴレッグの中点と導電位である。

単位変換器出力端子２２ｐはＩＧＢＴモジュール１１ｃａのエミッタとＩＧＢＴモジュール１１ｃｂのコレクタと導電位であり、単位変換器出力端子２２ｎはＩＧＢＴモジュール１１ｄａのエミッタとＩＧＢＴモジュール１１ｄｂのコレクタと導電位である。

通常運転時において、図２の構成では、単位変換器出力端子２２ｎを基準電位として、単位変換器出力端子２２ｐは単位変換器は零電圧もしくは直流コンデンサ１２の高圧側端子の電圧しか出せないのに対し、図１３の構成では、単位変換器出力端子２２ｎを基準電位として、零電圧、直流コンデンサ１２の高電圧側の電圧、直流コンデンサ１２の高電圧側の電圧と逆極性の電圧を出力できる。すなわち、零電圧、正電圧、負電圧の３種類の電圧を出力できる。

例えば、ＩＧＢＴモジュール１１ｃａがオン、ＩＧＢＴモジュール１１ｃｂがオフ、ＩＧＢＴモジュール１１ｄａがオフ、ＩＧＢＴモジュール１１ｄｂがオンの時は、単位変換器２の出力電圧は、単位変換器出力端子２２ｎを基準として直流コンデンサ１２ａの正側の電圧を出力し、ＩＧＢＴモジュール１１ｃａがオン、ＩＧＢＴモジュール１１ｃｂがオフ、ＩＧＢＴモジュール１１ｄａがオン、ＩＧＢＴモジュール１１ｄｂがオフの時は、単位変換器２の出力電圧は、単位変換器出力端子２２ｎを基準として零電圧を出力し、ＩＧＢＴモジュール１１ｃａがオフ、ＩＧＢＴモジュール１１ｃｂがオン、ＩＧＢＴモジュール１１ｄａがオン、ＩＧＢＴモジュール１１ｄｂがオフの時は、単位変換器２の出力電圧は、単位変換器出力端子２２ｐを基準として単位変換器出力端子２２ｎが直流コンデンサ１２の高圧側端子の電圧を出力するので、単位変換器出力端子２２ｎを基準とすると、直流コンデンサ１２の高電圧側の電圧と逆極性の電圧、すなわち負電圧を出力する。

次に、ＩＧＢＴレッグが短絡してしまう場合を想定し、本発明のポイントを説明する。
何らかの誤動作や故障によりＩＧＢＴモジュール１１ｃａとＩＧＢＴモジュール１１ｃｂが同時に導通・短絡した場合を想定する。ＩＧＢＴモジュール１１ｃａとＩＧＢＴモジュール１１ｃｂが短絡すると直流コンデンサ１２より、ＩＧＢＴモジュール１１ｃａとＩＧＢＴモジュール１１ｃｂを経由して放電電流が流れる。放電経路の主要なインピーダンスが寄生インダクタンス（インダクタンス）６０であるとすると、放電電流は、寄生インダクタンス６０と直流コンデンサ１２の電圧で決まる電流上昇率によって上昇する。電流検出器８５ｐの電流検出値が閾値を超えると、サイリスタ駆動回路８２が圧接型サイリスタ８０をターンオンさせる。前述のように、直流コンデンサ１２から圧接型サイリスタ８０を経由するバイパス放電経路のインダクタンスＬｓのインダクタンスが十分に小さいと圧接型サイリスタにはｄｉ／ｄｔ耐量以上の電流を通流するが、圧接型サイリスタはブレークダウンして短絡故障する。圧接型サイリスタでは、シリコンウエハを金属ではさんで加圧しているので、短絡箇所に対する導電経路が確保できるので、電流を流し続けることができる。

圧接型サイリス８０ターンオン後に直流コンデンサ１２から流れる放電電流は、ＩＧＢＴモジュール１１ｃａやＩＧＢＴモジュール１１ｃｂを通る放電経路のインピーダンスと、圧接型サイリスタ８０を通る放電経路のインピーダンスの逆比で分流される。したがって、圧接型サイリスタ８０やＩＧＢＴモジュール１１ｃａやＩＧＢＴモジュール１１ｃｂのインピーダンスが十分小さい時、Ｌｓが寄生インダクタンス（インダクタンス）６０よりも十分に小さいとＩＧＢＴモジュール１１ｃａやＩＧＢＴモジュール１１ｃｂに流れる放電電流の大部分を圧接型サイリスタ８０に分流できるので、ＩＧＢＴモジュール１１ｃａやＩＧＢＴモジュール１１ｃｂに流れる電流を小さくでき、導電性ワイヤ７７の溶断を防止して、アークの発生を防止できる。

同様に、何らかの誤動作や故障によりＩＧＢＴモジュール１１ｄａとＩＧＢＴモジュール１１ｄｂが同時に導通・短絡した場合を想定する。ＩＧＢＴモジュール１１ｄａとＩＧＢＴモジュール１１ｄｂが短絡すると直流コンデンサ１２より、ＩＧＢＴモジュール１１ｄａとＩＧＢＴモジュール１１ｄｂを経由して放電電流が流れる。放電経路の主要なインピーダンスが寄生インダクタンス（インダクタンス）６０であるとすると、放電電流は、寄生インダクタンス６０と直流コンデンサ１２の電圧で決まる電流上昇率によって上昇する。電流検出器８５ｐの電流検出値が閾値を超えると、サイリスタ駆動回路８２が圧接型サイリスタ８０をターンオンさせる。前述のように、直流コンデンサ１２から圧接型サイリスタ８０を経由するバイパス放電経路のインダクタンスＬｓのインダクタンスが十分に小さいと圧接型サイリスタにはｄｉ／ｄｔ耐量以上の電流を通流するが、圧接型サイリスタはブレークダウンして短絡故障する。圧接型サイリスタでは、シリコンウエハを金属ではさんで加圧しているので、短絡箇所に対する導電経路が確保できるので、電流を流し続けることができる。

圧接型サイリス８０ターンオン後に直流コンデンサ１２から流れる放電電流は、ＩＧＢＴモジュール１１ｄａやＩＧＢＴモジュール１１ｄｂを通る放電経路のインピーダンスと、圧接型サイリスタ８０を通る放電経路のインピーダンスの逆比で分流される。したがって、圧接型サイリスタ８０やＩＧＢＴモジュール１１ｄａやＩＧＢＴモジュール１１ｄｂのインピーダンスが十分小さい時、Ｌｓが寄生インダクタンス（インダクタンス）６０よりも十分に小さいとＩＧＢＴモジュール１１ｄａやＩＧＢＴモジュール１１ｄｂに流れる放電電流の大部分を圧接型サイリスタ８０に分流できるので、ＩＧＢＴモジュール１１ｄａやＩＧＢＴモジュール１１ｄｂに流れる電流を小さくでき、導電性ワイヤ７７の溶断を防止して、アークの発生を防止できる。

実施例１から７の電力変換装置１は、ＩＧＢＴモジュールの故障が他の単位変換器２に影響を及ぼす可能性が低いことから、運転継続しやすい。
また、その電力変換装置を用いた変電所や送電システムも高信頼であるといえる。

１ 電力変換装置
２ 単位変換器
２_Ｕ Ｕ相正側アーム
２_Ｖ Ｖ相正側アーム
２_Ｗ Ｗ相正側アーム
２_ｕ Ｕ相負側アーム
２_ｖ Ｖ相負側アーム
２_ｗ Ｗ相負側アーム
３ 制御装置
４ 信号線
５ バッファリアクトル
６ 連系リアクトル
７ 交流系統
８ 各相電圧指令生成器
９ 同期信号生成器
１０ 搬送波生成器
１１ａ、１１ｂ、１１ｃａ、１１ｃｂ、１１ｄａ、１１ｄｂ ＩＧＢＴモジュール
１２ 直流コンデンサ
１２ｐ 直流コンデンサ高圧側端子
１２ｎ 直流コンデンサ低圧側端子
１５ 単位変換器制御回路
１６ ゲートドライバ
１７ 自給電源
２２ｐ、２２ｎ 単位変換器出力端子
６０ 寄生インダクタンス
７１ 短絡スイッチ
７２ ブレークオーバーサイリスタ
８０ 圧接型サイリスタ
８５、８５ｐ、８５ｎ 電流検出器
８８ｐ、８８ｎ 分岐
９１ 絶縁物、短絡スイッチ
９３ スタック用構成支持具
９４ａ、９４ｋ スタック電極
９９ 圧接スタック
２２０ｉｐ、２２０ｉｎ、２２０ｃｐ、２２０ｃｎ 回路導体
３００ｉ、３００ｓ 放電経路
６６６ プレスパック素子の半導体
７７７ プレスパック素子の電極導体
９９９ プレスパック素子

Claims (24)

1. 単位変換器を備え、前記単位変換器は、少なくとも第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子と、直流コンデンサを有して、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子の導通／遮断によって、前記端子に前記コンデンサの電圧を出力可能に構成されており、前記単位変換器を１つまたは複数カスケード接続してアームを構成し、前記アームを少なくとも２つ接続してレグを構成する電力変換装置において、前記単位変換器の少なくとも１つの前記直流コンデンサと並列にサイリスタが接続され、前記サイリスタが導通状態となった際に、前記サイリスタの電流上昇率耐量よりも高い電流上昇率の電流を流すことができるように、前記直流コンデンサから前記サイリスタを経由する放電経路のインダクタンスを、
   インダクタンス＜直流コンデンサ定格電圧／圧接型サイリスタの電流上昇率耐量
   の条件を満足するように構成したことを特徴とする電力変換装置であることを特徴とする電力変換装置。
2. 請求項１の電力変換装置であって、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子を含んでチョッパ構成となっていることを特徴とする電力変換装置。
3. 請求項１の電力変換装置であって、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子を含んでフルブリッジ構成となっていることを特徴とする電力変換装置。
4. 請求項１乃至請求項３のいずれかの電力変換装置であって、前記サイリスタは圧接型であることを特徴とする電力変換装置。
5. 請求項１乃至請求項４のいずれかの電力変換装置であって、前記サイリスタがインダクタンスを介して、他の圧接型サイリスタと並列に接続されたことを特徴とする電力変換装置。
6. 請求項１乃至請求項５のいずれかの電力変換装置であって、少なくとも１つの単位変換器において、前記直流コンデンサから前記レッグへの導電経路の途中に前記サイリスタと前記半導体レッグとの分岐点が挿入された構成を有することを特徴とする電力変換装置。
7. 請求項１乃至請求項６のいずれかの電力変換装置であって、少なくとも１つの単位変換器において、前記直流コンデンサから前記レッグへの導電経路と前記直流コンデンサから前記サイリスタへの導電経路の分岐が、前記サイリスタを挟みこんでいるスタック電極であることを特徴とする電力変換装置。
8. 請求項１乃至請求項７のいずれかの電力変換装置であって、少なくとも１つの単位変換器は、少なくとも１つのレッグが短絡したことを検出する機能を有することを特徴とする電力変換装置。
9. 請求項１乃至請求項８のいずれかの電力変換装置であって、少なくとも１つの単位変換器は、前記直流コンデンサから前記レッグに放電する電流を検出する機能を有し、前記検出した電流が所定の電流値を超えると、前記サイリスタをターンオンする機能を有することを特徴とする電力変換装置。
10. 請求項１乃至請求項９のいずれかの電力変換装置であって、少なくとも１つの単位変換器は、前記レッグの上アームの電流と下アームの電流をそれぞれ検出する機能を有し、各々の電流検出器が上アームから下アームに通流する極性の電流を検出した時に、前記サイリスタをターンオンする機能を有することを特徴とする電力変換装置。
11. 請求項１０の電力変換装置であって、少なくとも１つの単位変換器は、各々の電流検出器が上アームから下アームに通流する極性の電流を検出した時間が所定の時間以上継続した時に、該圧接型サイリスタをターンオンする機能を有することを特徴とする電力変換装置。
12. 請求項１乃至請求項１１のいずれかの電力変換装置であって、少なくとも１つの単位変換器は、前記直流コンデンサから前記レッグへの導電経路にリアクトルが挿入されていることを特徴とする電力変換装置。
13. 請求項１２の電力変換装置であって、該リアクトルのレッグ側に該レッグと並列にコンデンサが挿入されていることを特徴とする電力変換装置。
14. 請求項１１の電力変換装置であって、該リアクトルの半導体レッグ側に該半導体レッグと並列にＣＲＤスナバが挿入されていることを特徴とする電力変換装置。
15. 請求項１乃至請求項１４のいずれかの電力変換装置であって、前記リアクトルの前記レッグ側に前記レッグと並列にＣＲＤスナバが挿入されていることを特徴とする電力変換装置。
16. 請求項１乃至請求項１５のいずれかの電力変換装置であって、少なくとも１つの単位変換器の出力端子間に短絡スイッチが接続された構成を有する電力変換装置。
17. 請求項１６の電力変換装置であって、少なくとも１つの単位変換器は直流コンデンサとは別に短絡スイッチのコイルを駆動するためのエネルギーを蓄積するコンデンサを有することを特徴とする電力変換装置。
18. 請求項１７の電力変換装置であって、少なくとも１つの単位変換器は短絡スイッチのコイルを駆動するためのエネルギーを蓄積するコンデンサと直流コンデンサの間にダイオードを有し、該ダイオードは直流コンデンサ側から該蓄積用コンデンサに向かってのみ充電できる方向に接続されたことを特徴とする電力変換装置。
19. 請求項１８の電力変換装置であって、少なくとも１つの単位変換器は短絡スイッチのコイルを駆動するためのエネルギーを蓄積するコンデンサと直流コンデンサの間にダイオードを有し、該ダイオードは直流コンデンサ側から該蓄積用コンデンサに向かってのみ充電できる方向に接続されたことを特徴とする電力変換装置。
20. 請求項１９の電力変換装置であって、少なくとも１つの単位変換器は、蓄積用コンデンサの高圧端子からブレークオーバーサイリスタを介して短絡スイッチのコイルを経由して直流コンデンサの高圧側端子に接続された構成を有することを特徴とする電力変換装置。
21. 請求項１乃至請求項２０のいずれかの電力変換装置において、前記スイッチング素子は半導体モジュールとして格納されており、該半導体モジュールがＩＧＢＴモジュールであることを特徴とした電力変換装置。
22. 単位変換器を備え、前記単位変換器は、少なくとも第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子と、直流コンデンサを有して、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子の導通／遮断によって、前記端子に前記コンデンサの電圧を出力可能に構成されており、前記単位変換器を１つまたは複数カスケード接続してアームを構成し、前記アームを少なくとも２つ接続してレグを構成する電力変換装置を用いて交流と直流の間の電力変換する直流変電所において、
    前記単位変換器の少なくとも１つの前記直流コンデンサと並列にサイリスタが接続され、前記サイリスタが導通状態となった際に、前記サイリスタの電流上昇率耐量よりも高い電流上昇率の電流を流すことができるように、前記直流コンデンサから前記サイリスタを経由する放電経路のインダクタンスを、
    インダクタンス＜直流コンデンサ定格電圧／圧接型サイリスタの電流上昇率耐量
    の条件を満足するように構成したことを特徴とする直流変電所。
23. 単位変換器を備え、前記単位変換器は、少なくとも第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子と、直流コンデンサを有して、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子の導通／遮断によって、前記端子に前記コンデンサの電圧を出力可能に構成されており、前記単位変換器を１つまたは複数カスケード接続してアームを構成し、前記アームを少なくとも２つ接続してレグを構成する電力変換装置を用いて交流と直流の間の電力変換する直流変電システムにおいて、
    前記単位変換器の少なくとも１つの前記直流コンデンサと並列にサイリスタが接続され、前記サイリスタが導通状態となった際に、前記サイリスタの電流上昇率耐量よりも高い電流上昇率の電流を流すことができるように、前記直流コンデンサから前記サイリスタを経由する放電経路のインダクタンスを、
    インダクタンス＜直流コンデンサ定格電圧／圧接型サイリスタの電流上昇率耐量
    の条件を満足するように構成したことを特徴とする直流変電システム。
24. 単位変換器を備え、前記単位変換器は、少なくとも第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子と、直流コンデンサを有して、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子の導通／遮断によって、前記端子に前記コンデンサの電圧を出力可能に構成されており、前記単位変換器を１つまたは複数カスケード接続してアームを構成し、前記単位変換器の少なくとも１つの前記直流コンデンサと並列にサイリスタが接続され、前記アームを少なくとも２つ接続してレグを構成する電力変換装置を制御する電力変換装置の制御方法において、
    前記直流コンデンサから前記サイリスタを経由する放電経路のインダクタンスは、インダクタンス＜直流コンデンサ定格電圧／圧接型サイリスタの電流上昇率耐量の条件を満足するように選定されて、
    前記サイリスタが導通状態となった際に、前記サイリスタの電流上昇率耐量よりも高い電流上昇率の電流を流す電力変換装置の制御方法。