CN214124814U - 电磁搅拌变频电源故障停机保护装置 - Google Patents

Abstract

本实用新型提供一种电磁搅拌变频电源故障停机保护装置。包括第一逻辑门电路、K个第二逻辑门电路、K个反相器；所述电磁搅拌变频电源的短路故障检测电路输出端和/或过流故障检测电路输出端和/或过压故障检测电路输出端分别与第一逻辑门电路的输入端电连接，第一逻辑门电路的输出端、控制器的第i个脉宽调制信号输出端分别与第i个第二逻辑门电路的两个输入端对应电连接，第i个第二逻辑门电路的输出端与第i个桥臂的第一IGBT控制端或第i个桥臂的第二IGBT控制端电连接，第i个第二逻辑门电路的输出端与第i个桥臂的第二IGBT控制端或第i个桥臂的第一IGBT控制端通过第i个反相器电连接。

Description

电磁搅拌变频电源故障停机保护装置

技术领域

本实用新型涉及一种变频电源在故障情况下非正常停机保护装置，具体涉及一种针对像带电磁搅拌器等重电感性负载的电磁搅拌专用变频电源在短路、过流、过压等紧急故障停机保护装置。

背景技术

电磁搅拌专用变频电源隶属于变频器领域，主电路拓扑结构如下图1所示,拓扑结构和通用电压型变频器主电路拓扑结构相同,都是采用AC-DC-AC主电路拓扑结构(前端采用二极管的不可控整流，后端采用三个全桥臂IGBT逆变)。

对于电磁搅拌变频电源的故障：

(1)短路故障是指IGBT数字驱动器或驱动核检测到IGBT的集电极和发射级之间电压V_CE超过某一个阈值；

(2)过流故障是指电磁搅拌器负载发生相间短路或对地短路；

(3)过压故障是指电磁搅拌变频电源中的储能电容单元中的电容两端电压超过预设电压阈值。

电磁搅拌器负载需要二相或三相几百安培甚至上千安培的低频(1-16Hz)交流电流给予供电，因为电磁搅拌器需要流过如此大的电流，因而在电磁搅拌器线圈产生巨大的热量,所以电磁搅拌器中的线圈冷却一般采用水循环冷，尽管搅拌器线圈要求采用纯洁水冷却，但往往使用现场的水很难达到高度纯净水的要求，水中的水杂质和重金属含量都还比较高，因此经常造成电磁搅拌器电源出现过流等紧急故障；而且电磁搅拌器为重电感性负载，尽管通以低频交流电源供电工作，但功率因数仍然不高大约只有30％左右，电磁搅拌变频电源在紧急故障停机没有经历软关机流程，紧急停机后电磁搅拌器会把线圈中电感中的能量重新回馈给电解电容，在回馈能量时为了防止电解电容过压而击穿损坏 IGBT功率器件和电解电容，主电路增加一个能量消耗回路，当直流母线储能电解电容电压达到一定数值时，开启IGBT7，电解电容的能量经电阻R3和IGBT7形成回路，传统的电磁搅拌变频电源主电路如下图1所示。

电磁搅拌器作为一种感性负载，当电磁搅拌器变频电源出现紧急故障时，此时变频电源立即停止输出，不存在像正常停机的软关机过程，与此同时电磁搅拌器中线圈存储的能量需要泄放回路用于释放线圈中能量，传统的方式为封锁逆变部分上桥臂和下桥臂所有IGBT，这样线圈中的能量只能从IGBT 反并联的二极管续流给电解电容充电，当电解电容中的电压值达到设定的过压阈值时，开通泄放 IGBT7让电解电容中能量在电阻R3中消耗，电阻发热造成巨大的热量释放，长期频繁释放容易造成变频电源柜内温度升高，严重降低变频电源柜内主要电子元器件的正常寿命，并且因为增加了泄放 IGBT和泄放电阻，也会增大变频电源的体积，给结构设计带来难度，而且还需要为泄放电阻增加一套散热系统，增加了变频电源散热系统的复杂性；另外一种不需要使用增加泄放电阻R3和泄放IGBT7 即采用PWM整流，当电解电容达到过压阈值时，让前端PWM整流部分工作于有源逆变状态，将电解电容里面能量回馈给电网，该方式尽管不要泄放电阻和泄放IGBT，没有热量释放和增加结构设计难度，但是需要在主电源的进线端增加进线电感L_a、L_b、L_c以及将不控整流的二极管换成PWM整流的 IGBT，大大增加系统的硬件成本和系统的复杂性，如图2所示。

当电磁搅拌变频电源在紧急故障停机时，如果将逆变部分IGBT全部封锁关断，电磁搅拌器存储的能量将从逆变部分IGBT的续流二极管全部反馈给变频电源中，此时电磁搅拌器不再是变频电源的负载，而将会变成电磁搅拌变频的三相供电电源，通过IGBT的续流二极管进行不控整流；假设发生紧急故障而停机的瞬间，电磁搅拌器的U、V两相之间的相位差最大，并且U相电压U_u大于V相电压U_v，此时整流回路的主电路为图3所示的回路，

U_U'-V'＝R_u*i_u'+V_F1+V_DC-Link+V_F4+R_v*i_v' (公式1)

R_u为U相线圈的等效电阻，i_u'为U相线圈的电流，R_v为V相线圈的等效电阻，i_v'为V相线圈的电流，V_F1为IGBT1的续流二极管压降，V_F4为IGBT4的续流二极管压降，V_DC-Link为直流母线电解电容上的电压值，从以上公式中可以看出此时电磁搅拌器U-V两相电压U_U'-V'大于直流母线电压，尤其在紧急停机瞬间i_u'、i_v'电流最大，因此此时U_U'-V'电压差最大，U-V之间过大的电压差会超过搅拌器额定耐压，会损坏搅拌器线圈中匝与匝之间的匝间耐压和线圈对外壳的绝缘，造成电磁搅拌器短路。

实用新型内容

本实用新型要解决的问题是针对现有电磁搅拌变频电源故障时关断全部IGBT可能会造成电磁搅拌器损坏的问题，提供一种电磁搅拌变频电源故障停机保护装置。

为解决上述技术问题，本实用新型采用的技术方案是：一种电磁搅拌变频电源故障停机保护装置，所述电磁搅拌变频电源包括依次连接的交流接触器、三相桥式整流器、三相全桥逆变器，三相全桥逆变器的每个桥臂上均设置有两个同向串联且分别位于上桥臂、下桥臂的第一IGBT、第二IGBT，第i 个桥臂的第一IGBT、第二IGBT相互连接形成电磁搅拌变频电源的第i个桥臂的逆变输出，i＝1,2,3，所述电磁搅拌变频电源还包括具有3个脉宽调制信号输出端的控制器；

其特征在于，所述故障停机保护装置包括第一逻辑门电路、3个第二逻辑门电路、3个反相器Uc₁、 Uc₂、……、Uc₃；

所述电磁搅拌变频电源的短路故障检测电路输出端和/或过流故障检测电路输出端和/或过压故障检测电路输出端分别与第一逻辑门电路的输入端电连接，第一逻辑门电路的输出端、控制器的第i个脉宽调制信号输出端分别与第i个第二逻辑门电路的两个输入端对应电连接，第i个第二逻辑门电路的输出端与第i个桥臂的第一IGBT控制端或第i个桥臂的第二IGBT控制端电连接，第i个第二逻辑门电路的输出端与第i个桥臂的第二IGBT控制端或第i个桥臂的第一IGBT控制端通过第i个反相器Uc_i电连接；

所述第一逻辑门电路的结构使得：当短路故障、过流故障、过压故障均未发生时，第一逻辑门电路输出第一电平，否则，第一逻辑门电路输出第二电平；

所述第二逻辑门电路的结构使得：当短路故障、过流故障、过压故障均未发生时，第i个第二逻辑门电路输出电平状态与控制器的第i个脉宽调制信号电平状态相同，否则，各个第二逻辑门电路均输出第二电平，所述第一电平、第二电平分别为高电平、低电平或分别为低电平、高电平。

本实用新型中，在发生短路故障、过流故障、过压故障中的任一个故障时，第一逻辑门电路输出第二电平，通过第i个第二逻辑门电路输出第二电平，由于第i个第二逻辑门电路的输出端与第i 个桥臂的第一IGBT控制端或第二IGBT控制端电连接，且第i个第二逻辑门电路的输出端与第i个桥臂的第二IGBT控制端或第一IGBT控制端通过第i个反相器Uc_i电连接，因此可向第一IGBT控制端、第二IGBT控制端提供相反电平，从而仅关断上桥臂(所有第一IGBT关断、所有第二IGBT开通)或仅关断下桥臂(所有第一IGBT开通、所有第二IGBT关断)，从而可以明显减少尤其是紧急故障时电磁搅拌器中U、V、W三相两两之间过压，避免电磁搅拌器线圈的匝间的过压情况。

进一步地，所述控制器的第一IO接口端、第二IO接口端分别与第一逻辑门电路的输出端、交流接触器的控制端对应电连接。

本实用新型中，可通过第一IO接口接收到的电平，来决定第二IO接口输出的电平，从而令短路故障、过流故障、过压故障均未发生时，交流接触器的线圈为得电状态，否则令交流接触器的线圈为失电状态。例如可设定为第二IO接口发送的电平与第一IO接口接收的电平相反。

进一步地，所述故障停机保护装置还包括继电器，所述继电器的线圈两端分别与控制器的第二 IO接口端、地对应电连接，所述继电器的一对常开触点分别与交流接触器线圈一端、交流接触器供电电源的正端电连接，所述交流接触器线圈另一端与交流接触器供电电源的负端电连接。

本实用新型中，由于控制器一般为低压直流供电，而交流接触器一般为交流供电电源，因此，通过继电器线圈，实现控制器的输出电平对交流接触器通断的控制。

进一步地，所述第一逻辑门电路、第i个第二逻辑门电路分别为逻辑与门Un₁、逻辑与门Ua_i；或所述第一逻辑门电路、第i个第二逻辑门电路分别为逻辑与非门Un₃、逻辑或门Ub_i。

进一步地，所述短路故障检测电路、过流故障检测电路、过压故障检测电路的结构使得：

当发生短路故障时所述短路故障检测电路输出的电平、当发生过流故障时所述过流故障检测电路输出的电平、当发生过压故障时所述过压故障检测电路输出的电平同为第一电平或第二电平，当未发生短路故障时所述短路故障检测电路输出的电平、当未发生过流故障时所述过流故障检测电路输出的电平、当未发生过压故障时所述过压故障检测电路输出的电平同为第二电平或第一电平。

进一步地，所述过流故障检测电路包括3个过流故障检测单元，第i个过流故障检测单元包括用于测量电磁搅拌变频电源的第i个桥臂输出电流的电流测量装置U101-i、电流/电压转换单元U102-i、电压绝对值单元U103-i、模拟开关U105-i、积分电路U106-i，所述电流测量装置U101-i、电流/电压转换单元U102-i、电压绝对值单元U103-i依次电连接，所述模拟开关U105-i两个连接端分别与电压绝对值单元U103-i输出端、积分电路U106-i输入端对应电连接，所述积分电路U106-i输出端连接有反相器U107-i；

每个过流故障检测单元还均包括第一电压比较单元，电流/电压转换单元U102-i输出端或电压绝对值单元U103-i输出端电连接至第i个过流故障检测单元的第一电压比较单元输入端，第i个过流故障检测单元的第一电压比较单元输出端与模拟开关U105-i的选通端电连接，第i个过流故障检测单元的第一电压比较单元的结构使得：当电流/电压转换单元U102-i的输出值不小于预设的负阈值电压V- 且不大于预设的正阈值电压V+时，第i个过流故障检测单元的第一电压比较单元输出低电平，否则，第i个过流故障检测单元的第一电压比较单元输出高电平，V+、V-的绝对值相等；

反相器U107-i输出端电连接至与门电路U108的第i个输入端，所述与门电路U108输出端为过流故障检测电路的输出端；i＝1,2,3。

本实用新型中，若某一个过流故障检测单元的电流测量装置U101-i检测的电流在一定时间内持续超过设定的阈值，则第一电压比较单元输出高电平，使得模拟开关U105-i在一定时间内一直保持闭合状态，从而使得积分电路 U106-i持续进行积分，当积分电路输出超过阈值时，反相器U107-i翻转，从而可以通过电平采集单元采集的电平高低确定是否发生短路故障。若电流测量装置U101-i检测的电流仅是持续很短的异常值，则模拟开关U105-i仅在很短时间内闭合后又断开，积分电路输出无法累积到使得反相器U107-i翻转的电平，使得反相器U107-i输出不会发生变化，从而避免误判断。本实用新型的短路故障检测电路采用模拟电路实现，无需将采集到的电流数据送入到微处理器中实时进行比较判断，无需增加微处理器的任务负担，而且由于采用积分电路，也不会因偶尔的外界干扰而因电压比较器的输出而使得判断错误。

进一步地，电压绝对值单元U103-i输出端电连接至第i个过流故障检测单元的第一电压比较单元输入端，第i个过流故障检测单元的第一电压比较单元包括电压比较器U1041-i，所述电压比较器 U1041-i的同相输入端、反相输入端分别与电压绝对值单元U103-i输出端、第一参考电压端Vref1电连接，所述第一参考电压端Vref1的电压值等于V+；或

电流/电压转换单元U102-i输出端电连接至第i个过流故障检测单元的第一电压比较单元输入端，第i个过流故障检测单元的第一电压比较单元包括电压比较器U1041-i、电压比较器U1042-i、逻辑或门U1043-i，所述电压比较器U1041-i的同相输入端、电压比较器U1042-i的反相输入端、电流/电压转换单元U102-i输出端、电压绝对值单元U103-i输入端相互电连接，所述电压比较器U1041-i的反相输入端、所述电压比较器U1042-i的同相输入端分别与第一参考电压端Vref1、第二参考电压端Vref2 对应电连接，所述第一参考电压端Vref1的电压值、第二参考电压端Vref2的电压值分别等于V+、 V-，所述电压比较器U1041-i输出端、电压比较器U1042-i输出端分别与逻辑或门U1043-i的两个输入端对应连接，所述逻辑或门U1043-i输出端为第i个过流故障检测单元的第一电压比较单元输出端。

进一步地，所述电磁搅拌变频电源包括连接在所述桥臂两端之间的电解电容模块；

所述过压故障检测电路包括电压传感器U1091、电压比较器U1092，所述电压传感器U1091的正输入端、负输入端分别与电解电容模块两端电连接，所述比较器U1092的反相输入端、同相输入端分别与电压传感器U1091输出端、第三参考电压端Vref3对应电连接，所述电压比较器U1092的输出端为过压故障检测电路的输出端。

由于电解电容位于强电部分，即过压故障检测电路主要位于强电部分，而第一逻辑门电路开始则为弱电部分，电压传感器可实现输入、输出隔离，从而避免强电信号的噪声对后续弱电部分造成干扰。

进一步的，定义三相全桥逆变器的各个IGBT分别为IGBT₁、IGBT₂、IGBT₃、IGBT₄、IGBT₅、IGBT₆；所述短路故障检测电路包括6个短路故障检测单元、6个第一隔离传输单元、与门电路U112，所述第一隔离传输单元的输入端、输出端不共地；

第j个短路故障检测单元包括比较器U1101_j、电流源U1102_j、参考电压源U1103_j、电容C1101_j、二极管D1101_j；

所述比较器U1101_j反相输入端、电容C1101_j一端、电流源U1102_j正极、二极管D1101_j正极相互电连接，二极管D1101_j负极与IGBT_j的集电极电连接，电流源U1102_j负极与IGBT_j的供电电压端VCC_j电连接；

所述比较器U1101_j同相输入端与参考电压源U1103_j正极电连接；

所述参考电压源U1103_j负极、电容C1101_j另一端均与IGBT_j的发射极电连接；

所述比较器U1101_j输出端为第j个短路故障检测单元的输出端；

第j个短路故障检测单元的输出端分别通过第j个第一隔离传输单元U1104_j连接到与门电路U112的第j个输入端，所述与门电路U112输出端为短路故障检测电路的输出端；j＝1,2,……,6。

通过检测IGBT_j的VCE_j电压来检测IGBT_j是否短路。当IGBT_j未短路时，集电极电压未超过阈值 VCC_j，此时二极管D1101_j导通，此时电容C1101_j只被充电至IGBT的饱和导通压降、二极管D1101_j正向导通压降之和，IGBT的饱和导通压降、二极管D1101_j正向导通压降之和小于参考电压源U1103_j正极电压大小，即比较器U1101_j同相输入端电压大于反相输入端电压，输出端输出高电平。当IGBT_j短路时，集电极电压超过阈值VCC_j，此时二极管D1101_j截止，此时电容电容C1101_j被充电到大于参考电压源U1103_j的电压值，即比较器U1101_j同相输入端电压小于反相输入端电压，比较器输出端输出低电平。由于各个IGBT位于强电部分，即短路故障检测电路主要位于强电部分，而第一逻辑门电路开始则为弱电部分，因此，通过设置第一隔离传输单元，避免强电信号的噪声对后续弱电部分造成干扰。

本实用新型具有的优点和积极效果是：本实用新型所提方案可以明显减少尤其是紧急故障时电磁搅拌器中U、V、W三相两两之间过压，避免电磁搅拌器线圈的匝间的过压情况，而且还可以杜绝紧急故障时电解电容因线圈能量反馈而造成变频电源的储能电容过压情况；

附图说明

为了更清楚地说明本申请实施例中的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本申请的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是传统电磁搅拌变频电源的主电路示意图；

图2是现有技术中PWM整流的电磁搅拌变频电源的主电路拓扑结构图；

图3是现有技术中在紧急故障时封锁逆变部分6个IGBT的电磁搅拌器能量回馈主电路示意图；

图4(a)是本实用新型实施例的上桥臂IGBT全部关断，下桥臂IGBT全部开通时反馈回路；

图4(b)是本实用新型实施例的上桥臂IGBT全部开通，下桥臂IGBT全部关断时反馈回路；

图5是本实用新型实施例的第一逻辑门电路、3个第二逻辑门电路、继电器、交流接触器的第1 种实施方式的电路连接结构示意图；

图6是本实用新型实施例的第一逻辑门电路、3个第二逻辑门电路、继电器、交流接触器的第2 种实施方式的电路连接结构示意图；

图7是本实用新型实施例的3个反相器、3个IGBT控制端的第1种实施方式的电路连接结构示意图；

图8是本实用新型实施例的3个反相器、3个IGBT控制端的第2种实施方式的电路连接结构示意图；

图9是本实用新型实施例的不包括与门电路U108的第i个过流故障检测单元的第1种实施方式的电路结构示意图；

图10是本实用新型实施例的不包括与门电路U108的第i个过流故障检测单元的第2种实施方式的电路结构示意图；

图11是与门电路U108的电路连接结构示意图；

图12是本实用新型实施例的过压故障检测电路的电路结构示意图；

图13是本实用新型实施例的未包含与门电路U112的短路故障检测电路的电路结构示意图；

图14是本实用新型实施例的短路故障检测电路中与门电路U112的电路结构示意图。

具体实施方式

下面将结合本申请的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。

所述电磁搅拌变频电源包括依次连接的交流接触器20、三相全桥整流器30、三相全桥逆变器40，全桥逆变器40具有3个全桥逆变桥臂，每个桥臂上均设置有两个同向串联且分别位于上桥臂、下桥臂的第一IGBT、第二IGBT，第i个桥臂的第一IGBT、第二IGBT相互连接的位置形成电磁搅拌变频电源的第i个桥臂的逆变输出，i＝1,2,3；

本实用新型中，大于3.5V的电压定义为高电平，小于1.5V的电压定义为低电平。

本实用新型还提供一种电磁搅拌变频电源故障停机保护装置，所述电磁搅拌变频电源包括依次连接的交流接触器20、三相全桥整流器30、三相全桥逆变器40，三相全桥逆变器40具有3个全桥逆变桥臂，每个桥臂上均设置有两个同向串联且分别位于上桥臂、下桥臂的第一IGBT、第二IGBT，第 i个桥臂的第一IGBT、第二IGBT相互连接形成电磁搅拌变频电源的第i个桥臂的逆变输出，i＝1,2,3，所述电磁搅拌变频电源还包括具有3个脉宽调制信号输出端的控制器10；

其特征在于，所述故障停机保护装置包括第一逻辑门电路、3个第二逻辑门电路、3个反相器Uc₁、 Uc₂、……、Uc₃；

所述电磁搅拌变频电源的短路故障检测电路400输出端和/或过流故障检测电路500输出端和/或过压故障检测电路600输出端分别与第一逻辑门电路的输入端电连接，第一逻辑门电路的输出端、控制器 10的第i个脉宽调制信号输出端分别与第i个第二逻辑门电路的两个输入端对应电连接，第i个第二逻辑门电路的输出端与第i个桥臂的第一IGBT控制端或第二IGBT控制端电连接，第i个第二逻辑门电路的输出端与第i个桥臂的第二IGBT控制端或第一IGBT控制端通过第i个反相器Uc_i电连接；所述第一逻辑门电路的结构使得：当短路故障、过流故障、过压故障均未发生时，第一逻辑门电路输出第一电平，否则，第一逻辑门电路输出第二电平；

所述第二逻辑门电路的结构使得：当短路故障、过流故障、过压故障均未发生时，第i个第二逻辑门电路输出电平与控制器10的第i个脉宽调制信号电平相同，否则，各个第二逻辑门电路均输出第二电平，所述第一电平、第二电平分别为高电平、低电平或分别为低电平、高电平。

所述控制器10的第一IO接口端、第二IO接口端分别与第一逻辑门电路的输出端、交流接触器的控制端对应电连接。若第一逻辑门电路输出第一电平(即当短路故障、过流故障、过压故障均未发生时)，交流接触器20的线圈为得电状态，否则交流接触器20的线圈为失电状态。交流接触器20 的线圈为得电状态，三相的开关均为闭合状态，失电状态时，三相的开关均为断开状态。

所述故障停机保护装置还包括继电器50，所述继电器50的线圈两端分别与控制器的第二IO接口端、地对应电连接，所述继电器50的一对常开触点分别与交流接触器20线圈一端、交流接触器 20供电电源的正端电连接，所述交流接触器20线圈另一端与交流接触器20供电电源的负端电连接。交流接触器20供电电源可与220V交流电或者380V交流电电连接。

所述第一逻辑门电路、第i个第二逻辑门电路分别为逻辑与门Un₁、逻辑与门Ua_i；或所述第一逻辑门电路、第i个第二逻辑门电路分别为逻辑与非门Un₃、逻辑或门Ub_i。

当第一逻辑门电路为逻辑与门或逻辑与非门时，未与所述短路故障检测电路400输出端、过流故障检测电路500输出端、过压故障检测电路600输出端连接的第一逻辑门电路的输入端可均与高电平电连接。

所述短路故障检测电路400、过流故障检测电路500、过压故障检测电路600的结构使得：当发生短路故障时所述短路故障检测电路400输出的电平、当发生过流故障时所述过流故障检测电路 500输出的电平、当发生过压故障时所述过压故障检测电路600输出的电平同为第一电平或第二电平，当未发生短路故障时所述短路故障检测电路400输出的电平、当未发生过流故障时所述过流故障检测电路500输出的电平、当未发生过压故障时所述过压故障检测电路600输出的电平同为第二电平或第一电平。

本实用新型中涉及电磁搅拌电源发生故障后采取的保护措施，将电磁搅拌专用变频电源出现紧急故障时封锁脉冲时特意将上桥臂IGBT全部关断，下桥臂IGBT全部开通，或者将上桥臂IGBT全部开通，下桥臂IGBT全部关断；下桥臂IGBT全部开通为例形成如下图4(a)所示回路。

U_U'-V'＝R_u*i_u'+V_{ce_IGBT2}+V_F4+R_v*i_v' (公式2)

R_u为U相线圈的等效电阻，i_u'为U相线圈的电流，R_v为V相线圈的等效电阻，i_v'为V相线圈的电流，V_{ce_IGBT2}为IGBT2的饱和导通压降，V_F4为IGBT4的续流二极管压降，

上桥臂IGBT全部开通，下桥臂IGBT全部关断时反馈回路如图4(b)所示。

U_U'-V'＝R_u*i_u'+V_F1+V_{ce_IGBT3}+R_v*i_v' (公式3)

R_u为U相线圈的等效电阻，i_u'为U相线圈的电流，R_v为V相线圈的等效电阻，i_v'为V相线圈的电流，V_F1为IGBT1的续流二极管压降，V_{ce_IGBT3}为IGBT3的饱和导通压降。

将公式2、公式3分别与公式1比较，可知本实用新型的技术方案，仅关断上桥臂(所有第一IGBT 关断、所有第二IGBT开通)或仅关断下桥臂(所有第一IGBT开通、所有第二IGBT关断)时，U、V 两相之间的电压均不包含将所有桥臂全部关断时公式中的直流母线电解电容模块60两端的电压值一项，因此，本实用新型技术方案明显减少尤其是紧急故障时电磁搅拌器中U、V、W三相中两两之间所承受的电压大小，避免电磁搅拌器线圈的匝间的过压情况。

KM1为交流接触器，KM2为继电器，KM2继电器触点断开，KM1的线圈失电，则KM1的三个触头断开，即用KM2的触头控制KM1交流接触器的线圈的得电与失电。

以K＝3为例，图5为第一逻辑门电路、K个第二逻辑门电路、继电器、交流接触器的第1种实施方式：逻辑芯片Un₁为NXP公司的三组三输入与门芯片，型号为NXP公式的74HC11D芯片，芯片Un₁的三个输入端引脚其中的第三、第四、第五引脚分别接“短路故障”、“过流故障”、“过压故障”等紧急故障信号，正常没有故障时“短路故障”、“过流故障”、“过压故障”逻辑电平全部为高电平，Un₁的第六引脚输出为高电平。控制器10可为微处理器芯片，可以为单片机、ARM、DSP芯片，利用微处理器的输出比较通道TIM_CH_1、TIM_CH_2、TIM_CH_3分别输出U、V、W三路SPWM波形，其中U相的电压相位角波形为U_u＝U_r×sin(ω×t)，V相的电压相位角波形为

W相的电压相位角波形为

输出的三路脉冲信号分别为SPWM_U、SPWM_V、 SPWM_W分别连接Ua₁、Ua₂、Ua₃的一个输入端，Un₁的第6引脚为“故障信号”输出引脚分别连接Ua₁、 Ua₂、Ua₃的另一个输入端，Ua₁、Ua₂、Ua₃可为逻辑与门芯片，型号可为NXP公司的74HC1G08GV，这样在“短路故障”、“过流故障”、“过压故障”全部正常时，芯片Un₁输出高电平，芯片Ua₁、Ua₂、Ua₃的输出引脚的逻辑电平状态主要受各自的第2输入端(即Un₁的输出信号)逻辑状态控制；Ua₁、Ua₂、 Ua₃的输出通过硬件分成两路SPWM信号，因电磁搅拌变频电源为电压源型主电路拓扑结构，为了防止逆变桥臂上、下桥臂IGBT直通，所以上下桥臂之间需要增加一个死区时间。二极管D101、电阻R104、电容C101和二极管D102、电阻R105、电容C102产生U相的死区时间。V相和W相的死区产生电路一样。Ud₁、Ud₂、……、Ud₆为6组漏极开漏输出芯片，Ud₁、Ud₂、……、Ud₆可采用1个芯片实现，即型号可为NXP公司的74AHCT07APW。为了提高IGBT驱动的抗干扰能力，IGBT驱动器都采用15V的逻辑电平驱动，6组漏极开漏输出芯片的六组输出全部上拉至15V电源。当“短路故障”、“过流故障”、“过压故障”三个故障任一个以上出现故障报警时，即“短路故障”、“过流故障”、“过压故障”任一故障信号为低电平时，Un₁的输出低电平，这样Ua₁、Ua₂、Ua₃全部输出低电平，这样当“短路故障”、“过流故障”、“过压故障”任意一个以上故障发生时，SPWM_IGBT1、SPWM_IGBT3、SPWM_IGBT5全部一直保持为低电平，SPWM_IGBT2、SPWM_IGBT4、SPWM_IGBT6全部一直保持为高电平。SPWM_IGBT1、 SPWM_IGBT2、SPWM_IGBT3、SPWM_IGBT4、SPWM_IGBT5、SPWM_IGBT6分别连接图1-图5中的IGBT1、 IGBT2、IGBT3、IGBT4、IGBT5、IGBT6，这样逆变桥臂中的下桥臂IGBT全部开通，上桥臂IGBT全部关断。微处理器的一个IO口输出至Un₂的一个输入端，Un₁输出的“故障信号”连接至控制器的第一 IO口IO1，控制器的第二IO口IO2与继电器控制端电连接。当Un₁输出的“故障信号”为高电平时，微处理器的第一IO口接收到高电平。第二IO口可输出高电平，这样继电器KM2得电，继电器KM2 的触头闭合来控制主接触器KM1的线圈得电，当微处理器的第二IO口输出低电平时，继电器KM2失电，继电器KM2的触头断开控制主接触器KM1的线圈失电。

图6为第一逻辑门电路、K个第二逻辑门电路、继电器、交流接触器的第2种实施方式：逻辑芯片Un₃为NXP公司的三组三输入与非门芯片，型号为NXP公式的74HC10D芯片，芯片Un₃的三个输入端引脚其中的第三、第四、第五引脚分别接“短路故障”、“过流故障”、“过压故障”等紧急故障信号，正常没有故障时“短路故障”、“过流故障”、“过压故障”逻辑电平全部为高电平，Un₃的第六引脚输出为低电平。控制器10可为微处理器芯片，可以为单片机、ARM、DSP芯片，利用微处理器的输出比较通道TIM_CH_1、TIM_CH_2、TIM_CH_3分别输出U、V、W三路SPWM波形，其中U相的电压相位角波形为U_u＝U_r×sin(ω×t)，V相的电压相位角波形为

W相的电压相位角波形为

输出的三路脉冲信号分别为SPWM_U、SPWM_V、SPWM_W 分别连接Ub₁、Ub₂、Ub₃的一个输入端，Un₃的第6引脚为“故障信号”输出引脚分别连接Ub₁、Ub₂、Ub₃的另一个输入端，Ub₁、Ub₂、Ub₃为逻辑或门芯片，这样在“短路故障”、“过流故障”、“过压故障”全部正常时，Un₃芯片输出为低电平，那么芯片Ub₁、Ub₂、Ub₃的输出引脚的逻辑电平状态主要受各自的第2输入端逻辑状态控制；Ub₁、Ub₂、Ub₃的输出通过硬件分成两路SPWM信号，因电磁搅拌变频电源为电压源型主电路拓扑结构，为了防止逆变桥臂上、下桥臂IGBT直通，所以上下桥臂之间需要增加一个死区时间。二极管D101、电阻R104、电容C101和二极管D102、电阻R105、电容C102产生U 相的死区时间。V相和W相的死区产生电路一样。Ud₁、Ud₂、……、Ud₆为6组漏极开漏输出芯片，Ud₁、 Ud₂、……、Ud₆可采用1个芯片实现，即型号可为NXP公司的74AHCT07APW。为了提高IGBT驱动的抗干扰能力，IGBT驱动器都采用15V的逻辑电平驱动，6组漏极开漏输出芯片的六组输出全部上拉至 15V电源。当“短路故障”、“过流故障”、“过压故障”三个故障任一个以上出现故障报警时，即“短路故障”、“过流故障”、“过压故障”任一故障信号为低电平时，Un₃的输出高电平，这样Ub₁、Ub₂、 Ub₃全部输出高电平，这样当“短路故障”、“过流故障”、“过压故障”任意一个以上故障发生时， SPWM_IGBT1、SPWM_IGBT3、SPWM_IGBT5全部一直保持为高电平，SPWM_IGBT2、SPWM_IGBT4、SPWM_IGBT6 全部一直保持为低电平。SPWM_IGBT1、SPWM_IGBT2、SPWM_IGBT3、SPWM_IGBT4、SPWM_IGBT5、SPWM_IGBT6 分别驱动如图1-图5中的IGBT1、IGBT2、IGBT3、IGBT4、IGBT5、IGBT6中相应位置的IGBT，这样逆变桥臂中的上桥臂IGBT全部开通，下桥臂IGBT全部关断。当Un₃输出的“故障信号”为高电平时，微处理器的第一IO口接收到高电平。第二IO口可输出高电平，这样继电器KM2得电，继电器KM2 的触头闭合来控制主接触器KM1的线圈得电，当微处理器的第二IO口输出低电平时，继电器KM2失电，继电器KM2的触头断开控制主接触器KM1的线圈失电。

如图7为K个反相器、K个IGBT控制端的第1种实施方式的电路连接结构示意图：第i个第二逻辑门电路的输出端与第i个桥臂的第一IGBT控制端电连接，第i个第二逻辑门电路的输出端与第 i个桥臂的第二IGBT控制端通过第i个反相器Uc_i电连接。

如图8为K个反相器、K个IGBT控制端的第2种实施方式的电路连接结构示意图：第i个第二逻辑门电路的输出端与第i个桥臂的第二IGBT控制端电连接，第i个第二逻辑门电路的输出端与第 i个桥臂的第一IGBT控制端通过第i个反相器Uc_i电连接。

所述电磁搅拌变频电源包括连接在所述桥臂两端之间的电解电容模块60。

如图9、图11所示，在过流故障检测电路500的第一种实施方式中，所述过流故障检测电路500 包括3个过流故障检测单元，3为电磁搅拌变频电源的逆变全桥桥臂数量，第i个过流故障检测单元包括用于测量电磁搅拌变频电源的第i相输出电流的电流测量装置U101-i、电流/电压转换单元U102-i、电压绝对值单元U103-i、模拟开关U105-i、积分电路U106-i，所述电流测量装置U101-i、电流/电压转换单元U102-i、电压绝对值单元U103-i依次电连接，所述模拟开关U105-i两个连接端分别与电压绝对值单元U103-i输出端、积分电路U106-i输入端对应电连接，所述积分电路U106-i输出端连接有反相器U107-i；

每个过流故障检测单元还均包括第一电压比较单元，电流/电压转换单元U102-i输出端或电压绝对值单元U103-i输出端电连接至第i个过流故障检测单元的第一电压比较单元输入端，第i个过流故障检测单元的第一电压比较单元输出端与模拟开关U105-i的选通端电连接，第i个过流故障检测单元的第一电压比较单元的结构使得：当电流/电压转换单元U102-i的输出值不小于预设的负阈值电压V- 且不大于预设的正阈值电压V+时，第i个过流故障检测单元的第一电压比较单元输出低电平，否则，第i个过流故障检测单元的第一电压比较单元输出高电平，V+、V-的绝对值相等；

反相器U107-i输出端电连接至与门电路U108的第i个输入端，所述与门电路U108输出端为过流故障检测电路500的输出端；i＝1,2,3。

电压绝对值单元U103-i输出端电连接至第i个过流故障检测单元的第一电压比较单元输入端，第i个过流故障检测单元的第一电压比较单元包括电压比较器U1041-i，所述电压比较器U1041-i的同相输入端、反相输入端分别与电压绝对值单元U103-i输出端、第一参考电压端Vref1电连接，所述第一参考电压端Vref1的电压值等于V+。

所述电磁搅拌变频电源包括三相全桥整流器30、与三相全桥整流器30输出端电连接的三相全桥逆变器40、具有6个脉宽调制信号输出端的脉宽调制信号产生单元，三相全桥逆变器40具有3个桥臂，每个桥臂上均设置有两个同向串联的IGBT，所述脉宽调制信号产生单元、电平采集单元独立设置或脉宽调制信号产生单元中集成有电平采集单元。

所述电流测量装置U101-i可为电流互感器。所述电流/电压转换单元U102-i可为比例放大单元。所述电压绝对值单元U103-i可为双运放全波整流电路。所述积分电路U106-i可为同相积分电路。第 i个过流故障检测单元可包括设置于所述积分电路U106-i输入端与地之间的下拉电阻R9-i。第i个过流故障检测单元可包括设置于所述积分电路U106-i输出端与地之间的下拉电阻R12-i。

在一种实施方式中，所述电流/电压转换单元U102-i包括运算放大器U1-i、电阻R1-i，所述运算放大器U1-i的同相输入端与电流互感器一端、地相互电连接，所述运算放大器U1-i的反相输入端、电流互感器另一端、电阻R1-i一端相互电连接，所述运算放大器U1-i的输出端与电阻R1-i另一端电连接，所述运算放大器U1-i的输出端为电流/电压转换单元U102-i的输出端。

在一种实施方式中，第i个过流故障检测单元的全波整流电路包括运算放大器U2-i、运算放大器 U3-i、肖特基二极管D4-i、电阻R2-i、电阻R3-i、电阻R4-i、电阻R5-i、电阻R6-i、第七电阻R7-i、电阻R8-i。所述电阻R2-i一端、电阻R4-i一端与电流/电压转换单元U102-i的输出端(优选为运算放大器U1-i的输出端)电连接。所述运算放大器U2-i的反相输入端、电阻R2-i另一端、肖特基二极管D4-i第二端、电阻R5-i一端相互电连接，运算放大器U2-i的同相输入端通过电阻R3-i接地，运算放大器U2-i的输出端、肖特基二极管D4-i第三端相互电连接，肖特基二极管D4-i第一端、电阻 R5-i另一端、电阻R6-i一端相互电连接，运算放大器U3-i反相输入端、电阻R6-i另一端、电阻R4-i 另一端、电阻R8-i一端相互电连接，运算放大器U3-i同相输入端通过电阻R7-i接地，运算放大器 U3-i的输出端、电阻R8-i另一端相互电连接。运算放大器U3-i的输出端为全波整流单元的输出端。

电压比较器U1041-i反相输入端与第一参考电压端Vref1电连接。电压绝对值单元U103-i的输出端、电压比较器U1041-i的同相输入端、模拟开关U105-i的一个连接端相互电连接，电压比较器 U1041-i的输出端、模拟开关U105-i的选通端相互电连接。模拟开关U105-i的另一个连接端与积分电路U106-i输入端电连接。

积分电路U106-i包括运算放大器U6-i、电阻R9-i、电阻R10-i、电阻R11-i、电阻R12-i、电容 C1-i、电容C2-i。

运算放大器U6-i反相输入端、电阻R11-i一端、电容C2-i一端相互电连接，运算放大器U6-i同相输入端、电阻R10-i一端、电容C1-i一端相互电连接，运算放大器U6-i输出端、电容C2-i另一端、 R12-i一端相互电连接。电阻R9-i一端与电阻R10-i另一端电连接，作为积分电路U106-i的输入端。积分电路U106-i的输出端为运算放大器U6-i输出端。电阻R9-i另一端、电阻R11-i另一端、R12-i 另一端、电容C1-i另一端均接地。下拉电阻R12-i用于在模拟开关未接通时将积分电路U106-i的积分电容C2-i存储的电量释放。

在一种优选实施方式中，R1-i可为1.538Ω，R2-i、R3-i、R4-i、R5-i均可为10kΩ，R6-i可为5k Ω，R7-i、R8-i、R9-i均可为10kΩ，R10-i、R11-i、R12-i均可为1kΩ，C1-i、C2-i均可为4500pF。D3-i、D4-i的型号可为BAT54S。U105-i的型号可为74AHC1G66。脉宽调制信号产生单元可为控制器10。控制器10可为MCU或DSP或FPGA。

第一参考电压端Vref1的电压优选为2.5V。第二参考电压端Vref2的电压优选为-2.5V。

一类短路、二类短路都会超过额定电流，一类短路一般是桥臂间直通，回路电感一般都是100nH 级以下电流速率上升快；二类短路一般为相间短路，如图3所示一般回路电感为μH级别以上，电流上升速率较一类短路慢很多；因为一类短路电流只在上下桥臂的IGBT流过，短路电流不会经过U、 V、W三相输出动力线缆，二类短路检测电路中电流检测不检测该处电流因此二类短路电路不起保护作用；当发生二类短路保护时，二类短路保护的电流值大小没有达到一类短路保护的阈值，所以一类短路不会起保护作用；这样一类短路保护和二类短路保护各自独立起保护作用，不互相冲突。在二类短路中因负载。电感L值越大，在相同的电压和时间的下，电流的变化率越低，因此线缆电感会严重影响电流上升速率。本方案申请中是将负值经全波整流翻转为正值，如峰值为-3V，经全波整流后翻转为+3V。本申请方案中，超过额定电流的150％开始，经过几个μs后还一直保持这个状态，则说明不是短暂的误报信号。

如果因干扰而使得U1041-i的正输入端电压短暂超过2.5V使得U1041-i输出为高电平，而未达到积分时间之前又变为小于2.5V的值，为了避免下次重新积分时在本次短暂积分结果基础上继续积分，从而造成误判，电路加了电阻R12-i，如果出现这种情况，当U105-i关断后，由于下拉电阻R9-i 令积分电路U106-i的输入保持为确定电平，电容C2-i中积累的电压会通过R12-i释放消耗了。

表1FF1400R12IP4数据表中的最大额定值

电磁搅拌器一般所需要电流有效值大小为400A～1000A低频电流，本实施例中以交流有效值600A 的方圆坯电磁搅拌器负载为例进行阐述，在本实用新型所示的电磁搅拌电源主电路结构中，其中 IGBT1、IGBT2、IGBT3、IGBT4、IGBT5、IGBT6选用英飞凌公司1400A1200V的型号为FF1400R12IP4 的IGBT，一般IGBT所标称的额定电流为在175℃结温条件下可以长期连续正常使用的峰值电流大小，当在2倍额定峰值电流大小时只能持续1ms的时间，另外一般IGBT正常关断电流不要超过IGBT 额定电流的两倍，对于型号为FF1400R12IP4的IGBT正常关断电流一般不要超过2800A，在4-5倍额定峰值电流大小时只能持续10μs左右的时间，并且在4-5倍额定电流关断时一般采用软关断方法。以上可知IGBT所流过电流峰值越大，IGBT所能持续的时间越短。表1为FF1400R12IP4中datasheet 中的数据表参数明细。

电流传感器、电流变送器、分流器和电流互感器都能检测几安培至几万安培交流电流大小，但在本实用新型实施例中因为在二类短路故障时需要检测2-3倍额定大小(额定电流有效值为600A)电流，如果采用电流传感器，则需要选择能测量额定电流峰值大小2500A(600×1.414×3＝2545)左右的电流传感器，一则价钱昂贵，增加成本；二则，在无短路故障用峰值2500A的电流传感器检测额定有效值为600A峰峰值为±850A峰值(600×1.414＝850A)的电流，太浪费；三则峰值2500A的电流传感器体积巨大不便于结构上安装布局；电流变送器因响应时间为ms级，不适应检测短路电流等快速响应的场所；分流器在检测电流的同时会造成巨大的能量损耗，造成转换效率降低，而且弱电检测部分与强电需要直接接触对控制系统干扰大；所以本实施例中采用额定电流4000A的电流互感器，采用浙江正泰公司的LM-0.5型穿心式电流互感器(LM-0.5电流变比为N＝4000：5＝800，额定输出容量为30VA)。

设计时我们认定电流超过150％的额定负载电流时即认为达到“二类短路”短路过流故障阈值，即二类短路电流开始阈值为I＝600×1.414×1.5＝1272A(600×1.414为600A有效值的峰值大小，对应上面输出电流超过150％额定输出电流)，一般电流互感器的精度在2-3％左右，所以在设计时认为流过 IGBT电流达到1300A峰值时IGBT达到“二类短路”故障检测阈值，V-ref按照如下公式计算 V-ref＝(1300/800)×1.538＝2.5V(其中，800为电流互感器的电流变送比4000：5转换而来，1.538Ω为图4、图5中电阻R1-i的阻值)；

在本实用新型中的故障检测电路中，电流互感器输出的电流信号经电阻R1转换为电压信号，例如如图9所示，当在T1时刻(A点)流进电流互感器的峰值达到1300A时，在电阻R1-i两端产生 V＝(1300/800)×1.538＝2.5V的电压，或流进电流互感器的峰值大小为-1300A，经计算Ui ＝(-1300/800)×1.538＝-2.5V，再将峰峰值为±2.5V的正弦波(如图8通道3)经全波整流电路在运放U3-i 输出端输出峰峰值为2.5V和0V的正值波形(如图8通道1所示)。将运算放大器U3-i输出的电压与参考电压Vref1＝2.5V进行比较，在T1-T2时间内当输入电流大于1300A时，电阻R1-i两端电压绝对值峰值将大于2.5V，即运算放大器U3-i输出峰值也将大于2.5V，此时比较器U1041-i输出高电平，比较器U1041-i的输出高电平连接至数字开关器件U105-i的使能端，此时数字开关导通，此时运放放大器U3-i的输出经电阻R10-i连接至运算放大器U6-i的同相输入端，如果在时间T1-T2内，运算放大器U3输出值一直大于2.5V，即代表电流互感器所检测的电流值一直大于1300A，经过时间T1-T2 后运算放大器U6-i的输出将达到

(取：R10-i电阻值＝R11-i电阻值、C1-i电容值＝C2-i电容值，此处R为R10-i或R11-i的电阻值大小，C为C2-i或C1-i电容值容值大小)，当电阻R的阻值和电容C的容值一定时，当积分

大于某一阈值，即

大于V_TH，_high×R×C，即

大于反相器输入V_TH，high最小值这一阈值，U107-i电平进行翻转而输出低电平，此时则说明电磁搅拌变频电源的确达到二类短路的条件，此时控制器10检查到低电平则认为电磁搅拌器变频电源达到二类短路故障。U108可采用为三输入与门逻辑芯片，型号为NXP 公司的74HC11D。任意一个U107-i输出低电平，则U108也输出低电平，U108输出直接封锁电磁搅拌变频电源逆变部分的IGBT。

当U105-i被使能时，VO3-i的电压与U6in-i的电压相等。

因为运算放大器在负反馈时同相端等于反相端V-＝V+；

再进行反变换，得到

当数字开关U105-i没有使能时，对于积分电路而言运算放大器U6-i的同相输入端被R9-i下拉至GND，即VO3＝VIN＝0V，根据上面公式，那么VO6＝0V，逻辑芯片U107-i输出高电平；

现举例计算：

第一种情况，当电磁搅拌器变频电源采用进线电压为三相500VAC电源供电，经AC-DC整流滤波转换后直流母线电压为V_DC-Link＝700VDC，假设图3中U、V之间相间短路，U、V短路回路动力线缆电感值取最小值L＝5μH，利用公式

一个微秒时间电流增量ΔI＝700V×1μs/5μH＝140A，假设在5μs内V_DC-Link＝700VDC为恒定值，5个微妙后电流增量ΔI＝5×140A＝700A，如图9所示，在T1时刻当检测电流达到1300A时，启动二类短路积分电路，此时VO3-i＝2.5V，当5个微秒后达到T2时刻，电流达到I＝1300A+ΔI＝2000A，在t2时刻 VO3-i为3.845V，我们取R10＝R11＝1000Ω，C1-i、C2-i的电容值均为4500pF，当在T1时刻电流达到1300A时，发生二类短路，启动积分电路，5个微秒时间后达到T2时刻，积分电路达到阈值，即 VO6-i达到3.525V。U107-i为逻辑芯片，型号为NXP公司的74HC04D芯片。VO6为积分电路U106-i 的输出电压。

VO6达到U107-i(74HC04D采用5V电压供电)的高电平最小门槛电压V_TH，high＝3.5V(V_TH，high是 74HC04D芯片最小高电平输入门槛电压)，此时逻辑芯片U107-i输出低电平。积分形式示意图如图9 所示。

第二种情况，当电磁搅拌器变频电源采用进线电压为三相500VAC电源供电，经AC-DC整流滤波转换后直流母线电压为V_DC-Link＝700VDC，仍然假设图3中U、V之间相间短路，我们取U、V短路回路动力线缆电感值取最小值L＝35μH，利用公式

一个微秒时间电流增量ΔI＝700V×1μs/35μH＝20A，假设在6.2μs内V_DC-Link＝700VDC为恒定值，6.2 个微妙后电流增量ΔI＝6.2×20A＝124A，如图9所示，在T1时刻当检测电流达到1300A时，启动二类短路积分电路，此时VO3-i＝2.5V，当6.2个微秒后达到T2时刻，电流达到I＝1300A+ΔI＝1424A，在 t2时刻VO3-i为2.737V，我们取R10＝R11＝1000Ω，C1-i、C2-i的电容值均为4500pF，当在T1时刻电流达到1300A时，发生二类短路，启动积分电路，6.2个微秒时间后达到T2时刻，积分电路达到阈值，即VO6-i达到3.608V。U107-i为逻辑芯片，型号为NXP公司的74HC04D芯片。VO6为积分电路U106-i的输出电压。

VO6达到U107-i(74HC04D采用5V电压供电)的高电平最小门槛电压V_TH，high＝3.5V(V_TH，high是 74HC04D芯片最小高电平输入门槛电压)，此时逻辑芯片U107-i输出低电平。积分形式示意图如图9 所示。

当公式

中的L值越大时，1us内电流变化率△I的越慢越小，那么反应出图9 中A至B上升的斜率越小，则达到保护阈值所需要的积分时间越长；当公式

中的 L值越小时，1us内电流变化率△I的越快，那么反应出图9中A至B上升的斜率越大，则达到保护阈值所需要的积分时间越短。

当发生二类短路故障后，启动二类短路积分电路，并经过若干时间积分，VO6达到阈值后，逻辑芯片U107-i输出低电平，此低电平直接封锁电磁搅拌器变频电源的逆变SPWM脉冲调制波，电磁搅拌变频电源停止工作，因为此时IGBT是在最大I_c＝2000A条件下硬关断，IGBT关断电流是额定正常条件下关断电流I_c＝848A(600A×1.414＝848A)的两倍多，然而此时，I_c＝2000A并没有达到一类保护的退饱和状态所要求的4-5倍额定电流条件，IGBT数字驱动器或IGBT驱动核并不会启动软关断流程，IGBT驱动器或IGBT驱动核以正常速度关断，IGBT在2000A条件下产生关断尖峰电压L×di/dt 是额定848A(600×1.414＝848A)条件下关断产生的关断尖峰电压两倍多V_DC-Link为700VDC(关断时间一样长,电流变化率di是正常关断电流的两倍多)。

因此，本方案中只验证

中电感L最小时却关断电流最大的情况，即二类短路回路L＝5uH时，此时电磁搅拌器专用变频电源中的IGBT在2000A条件下关断，产生的关断尖峰电压L×di/dt和V_DC-Link之和不足以击穿IGBT(IGBT的集电极和发射极之间所承受的电压小于1200V)，本实施例中采用现有电磁搅拌专用变频电源模组进行测试，利用单脉冲实验测试关断尖峰电压大小，通过试验可知电磁搅拌变频电源中IGBT在2000A条件下关断时产生尖峰电压和直流母线电压之和最高只有1040V，明显低于实施例中额定1200V的IGBT；因此该“二类短路”检测装置既能可靠有效地检测电磁搅拌器负载短路故障，又能保证IGBT在安全电流和电压的情况可靠地关断。

实施例中，U1-i、U2-i、U3-i、U6-i为运算放大器，型号可采用TI公司的OPA810IDT，U1041-i、 U1042-i为高速比较器芯片，型号可采用TI公司的TLV3502AID。

本实用新型的技术效果包括

1、本方案所需元器件种类和数量少，而且都为通用型电子元器件，因此该方案硬件成本非常低；

2、该方案中除电流互感器外，其他的元器件全部为贴片封装的元器件，因此只需要很少的物理空间；

3、该方案中，在二类短路故障发生之前无需占用微控制器的任何资源，大大提高控制系统的可靠性；

4、该方案采用硬件积分电路以故障信号累积的形式来检测二类短路故障，对电磁搅拌变频电源所处的恶劣电磁干扰环境下比单一的阈值比较可以大大提高检测的鲁棒性和准确性。

5、该方案中二类短路时所流过电流上升速率越快，达到二类短路阈值所需要持续的时间越短，二类短路时所流过电流上升速率越慢，达到二类短路阈值所需要持续的时间越长，这与上文中提到的 IGBT自身寿命特性非常吻合，即在二类短路保护起保护作用时，IGBT流过的电流大持续时间短， IGBT流过的电流小持续时间长。

本实用新型中，大于3.5V的电压定义为高电平，小于1.5V的电压定义为低电平。

如图10所示，过流故障检测电路500的第二种实施方式与第一种实施方式的区别在于：电流/ 电压转换单元U102-i输出端电连接至第i个过流故障检测单元的第一电压比较单元输入端，第i个过流故障检测单元的第一电压比较单元包括电压比较器U1041-i、电压比较器U1042-i、逻辑或门U1043-i，所述电压比较器U1041-i的同相输入端、电压比较器U1042-i的反相输入端、电流/电压转换单元U102-i 输出端、电压绝对值单元U103-i输入端相互电连接，所述电压比较器U1041-i的反相输入端、所述电压比较器U1042-i的同相输入端分别与第一参考电压端Vref1、第二参考电压端Vref2对应电连接，所述第一参考电压端Vref1的电压值、第二参考电压端Vref2的电压值分别等于V+、V-，所述电压比较器U1041-i输出端、电压比较器U1042-i输出端分别与逻辑或门U1043-i的两个输入端对应连接，所述逻辑或门U1043-i输出端为第i个过流故障检测单元的第一电压比较单元输出端。

图12为所示为过压故障检测电路600的一种实施方式的示意图。电压传感器U1091正输入端L+、负输入端L-分别与电解电容模块60两端电连接，电压传感器U1091输出端与比较器U1092的反相输入端电连接，电压比较器U1092的同相输入端接第三参考电压端Vref3，电压比较器U1092的输出端为过压故障检测电路600的输出端，用于输出过压故障信号。当直流母线电压超过某一阈值时，电压传感器U1091输出端Vout输出电压也超过某一阈值V-ref，这样比较器U1092输出低电平，报电压故障保护信号。其中，电压传感器U1091可采用型号为NCV1-1200V。

定义三相全桥逆变器40的各个IGBT分别为IGBT₁、IGBT₂、IGBT₃、IGBT₄、IGBT₅、IGBT₆。

如图13所示，所述短路故障检测电路400包括6个短路故障检测单元、6个第一隔离传输单元、与门电路U112；第j个短路故障检测单元包括比较器U1101_j、电流源U1102_j、参考电压源U1103_j、电容C1101_j、二极管D1101_j；所述比较器U1101_j反相输入端、电容C1101_j一端、电流源U1102_j正极、二极管D1101_j正极相互电连接，二极管D1101_j负极与IGBT_j的集电极电连接，电流源U1102_j负极与 IGBT_j的供电电压端VCC_j电连接；所述比较器U1101_j同相输入端与参考电压源U1103_j正极电连接；所述参考电压源U1103_j负极、电容C1101_j另一端均与IGBT_j的发射极电连接；所述比较器U1101_j输出端为第j个短路故障检测单元的输出端；第j个短路故障检测单元的输出端分别通过第j个第一隔离传输单元U1104_j连接到与门电路U112的第j个输入端，所述与门电路U112输出端为短路故障检测电路400的输出端；j＝1,2,……,6。

如图13所示，第j个第一隔离传输单元U1104_j优选为光耦隔离传输单元。

如图13-14所示，当IGBT_j达到一类短路保护时，IGBT_j进入退饱和导通状态，此时IGBT_j的集电极、发射极之间电压VCE_j达到直流母线电压，上图中IGBT_j的集电极电压高于VCC_j电压值，此时IGBT_j的供电电源端VCC_j通过恒流源望电容电容C1101_j中充电，一直将电容电容C1101_j的电压充到VCC_j，在充电的过程中一旦电容电容C1101_j的电压大于VREF，比较器输出低电平，当IGBT饱和导通时，IGBT 的集电极、发射极之间的电压VCE_j只有2-3V左右，那么此时电容C1101_j的上电压为VCE_j与二极管的导通压降0.7V之和，此时这个电压值比VREF值小，所以比较器输出高电平。

需要说明的是，本说明书中的各个实施例均采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似的部分互相参见即可。

以上对本实用新型的实施例进行了详细说明，但所述内容仅为本实用新型的较佳实施例，不能被认为用于限定本实用新型的实施范围。凡依本实用新型范围所作的均等变化与改进等，均应仍归属于本专利涵盖范围之内。在阅读了本实用新型之后，本领域技术人员对本实用新型的各种等价形式的修改均落入本申请所附权利要求所限定的范围。在不冲突的情况下，本实用新型中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。

Claims (9)

1.一种电磁搅拌变频电源故障停机保护装置，所述电磁搅拌变频电源包括依次连接的交流接触器（20）、三相全桥整流器（30）、三相全桥逆变器（40），三相全桥逆变器（40）的每个桥臂上均设置有两个同向串联且分别位于上桥臂、下桥臂的第一IGBT、第二IGBT，第i个桥臂的第一IGBT、第二IGBT相互连接形成电磁搅拌变频电源的第i个桥臂的逆变输出，i=1,2,3，所述电磁搅拌变频电源还包括具有3个脉宽调制信号输出端的控制器（10）；

其特征在于，所述故障停机保护装置包括第一逻辑门电路、3个第二逻辑门电路、3个反相器Uc₁、Uc₂、……、Uc₃；

所述电磁搅拌变频电源的短路故障检测电路（400）输出端和/或过流故障检测电路（500）输出端和/或过压故障检测电路（600）输出端分别与第一逻辑门电路的输入端电连接，第一逻辑门电路的输出端、控制器（10）的第i个脉宽调制信号输出端分别与第i个第二逻辑门电路的两个输入端对应电连接，第i个第二逻辑门电路的输出端与第i个桥臂的第一IGBT控制端或第i个桥臂的第二IGBT控制端电连接，第i个第二逻辑门电路的输出端与第i个桥臂的第二IGBT控制端或第i个桥臂的第一IGBT控制端通过第i个反相器Uc_i电连接；

所述第一逻辑门电路的结构使得：当短路故障、过流故障、过压故障均未发生时，第一逻辑门电路输出第一电平，否则，第一逻辑门电路输出第二电平；

所述第二逻辑门电路的结构使得：当短路故障、过流故障、过压故障均未发生时，第i个第二逻辑门电路输出电平状态与控制器（10）的第i个脉宽调制信号电平状态相同，否则，各个第二逻辑门电路均输出第二电平，所述第一电平、第二电平分别为高电平、低电平或分别为低电平、高电平。

2.根据权利要求1所述的电磁搅拌变频电源故障停机保护装置，其特征在于：所述控制器（10）的第一IO接口端、第二IO接口端分别与第一逻辑门电路的输出端、交流接触器的控制端对应电连接。

3.根据权利要求2所述的电磁搅拌变频电源故障停机保护装置，其特征在于：所述故障停机保护装置还包括继电器（50），所述继电器（50）的线圈两端分别与控制器的第二IO接口端、地对应电连接，所述继电器（50）的一对常开触点分别与交流接触器（20）线圈一端、交流接触器（20）供电电源的正端电连接，所述交流接触器（20）线圈另一端与交流接触器（20）供电电源的负端电连接。

4. 根据权利要求1所述的电磁搅拌变频电源故障停机保护装置，其特征在于：

所述第一逻辑门电路、第i个第二逻辑门电路分别为逻辑与门Un₁、逻辑与门Ua_i；或

所述第一逻辑门电路、第i个第二逻辑门电路分别为逻辑与非门Un₃、逻辑或门Ub_i。

5.根据权利要求1-4中任一项所述的电磁搅拌变频电源故障停机保护装置，其特征在于：所述短路故障检测电路（400）、过流故障检测电路（500）、过压故障检测电路（600）的结构使得：

当发生短路故障时所述短路故障检测电路（400）输出的电平、当发生过流故障时所述过流故障检测电路（500）输出的电平、当发生过压故障时所述过压故障检测电路（600）输出的电平同为第一电平或第二电平，当未发生短路故障时所述短路故障检测电路（400）输出的电平、当未发生过流故障时所述过流故障检测电路（500）输出的电平、当未发生过压故障时所述过压故障检测电路（600）输出的电平同为第二电平或第一电平。

6.根据权利要求1-4中任一项所述的电磁搅拌变频电源故障停机保护装置，其特征在于：所述过流故障检测电路（500）包括3个过流故障检测单元，第i个过流故障检测单元包括用于测量电磁搅拌变频电源的第i个桥臂输出电流的电流测量装置U101-i、电流/电压转换单元U102-i、电压绝对值单元U103-i、模拟开关U105-i、积分电路U106-i，所述电流测量装置U101-i、电流/电压转换单元U102-i、电压绝对值单元U103-i依次电连接，所述模拟开关U105-i两个连接端分别与电压绝对值单元U103-i输出端、积分电路U106-i输入端对应电连接，所述积分电路U106-i输出端连接有反相器U107-i；

每个过流故障检测单元还均包括第一电压比较单元，电流/电压转换单元U102-i输出端或电压绝对值单元U103-i输出端电连接至第i个过流故障检测单元的第一电压比较单元输入端，第i个过流故障检测单元的第一电压比较单元输出端与模拟开关U105-i的选通端电连接，第i个过流故障检测单元的第一电压比较单元的结构使得：当电流/电压转换单元U102-i的输出值不小于预设的负阈值电压V-且不大于预设的正阈值电压V+时，第i个过流故障检测单元的第一电压比较单元输出低电平，否则，第i个过流故障检测单元的第一电压比较单元输出高电平，V+、V-的绝对值相等；

反相器U107-i输出端电连接至与门电路U108的第i个输入端，所述与门电路U108输出端为过流故障检测电路（500）的输出端；i=1,2,3。

7.根据权利要求6所述的电磁搅拌变频电源故障停机保护装置，其特征在于：电压绝对值单元U103-i输出端电连接至第i个过流故障检测单元的第一电压比较单元输入端，第i个过流故障检测单元的第一电压比较单元包括电压比较器U1041-i，所述电压比较器U1041-i的同相输入端、反相输入端分别与电压绝对值单元U103-i输出端、第一参考电压端Vref1电连接，所述第一参考电压端Vref1的电压值等于V+；或

电流/电压转换单元U102-i输出端电连接至第i个过流故障检测单元的第一电压比较单元输入端，第i个过流故障检测单元的第一电压比较单元包括电压比较器U1041-i、电压比较器U1042-i、逻辑或门U1043-i，所述电压比较器U1041-i的同相输入端、电压比较器U1042-i的反相输入端、电流/电压转换单元U102-i输出端、电压绝对值单元U103-i输入端相互电连接，所述电压比较器U1041-i的反相输入端、所述电压比较器U1042-i的同相输入端分别与第一参考电压端Vref1、第二参考电压端Vref2对应电连接，所述第一参考电压端Vref1的电压值、第二参考电压端Vref2的电压值分别等于V+、V-，所述电压比较器U1041-i输出端、电压比较器U1042-i输出端分别与逻辑或门U1043-i的两个输入端对应连接，所述逻辑或门U1043-i输出端为第i个过流故障检测单元的第一电压比较单元输出端。

8.根据权利要求1-4中任一项所述的电磁搅拌变频电源故障停机保护装置，其特征在于：所述电磁搅拌变频电源包括连接在所述桥臂两端之间的电解电容模块（60）；

所述过压故障检测电路（600）包括电压传感器U1091、电压比较器U1092，所述电压传感器U1091的正输入端、负输入端分别与电解电容模块（60）两端电连接，所述比较器U1092的反相输入端、同相输入端分别与电压传感器U1091输出端、第三参考电压端Vref3对应电连接，所述电压比较器U1092的输出端为过压故障检测电路（600）的输出端。

9.根据权利要求1-4中任一项所述的电磁搅拌变频电源故障停机保护装置，其特征在于：

定义三相全桥逆变器（40）的各个IGBT分别为IGBT₁、IGBT₂、IGBT₃、IGBT₄、IGBT₅、IGBT₆；

所述短路故障检测电路（400）包括6个短路故障检测单元、6个第一隔离传输单元、与门电路U112，所述第一隔离传输单元的输入端、输出端不共地；

第j个短路故障检测单元包括比较器U1101_j、电流源U1102_j、参考电压源U1103_j、电容C1101_j、二极管D1101_j；

所述比较器U1101_j反相输入端、电容C1101_j一端、电流源U1102_j正极、二极管D1101_j正极相互电连接，二极管D1101_j负极与IGBT_j的集电极电连接，电流源U1102_j负极与IGBT_j的供电电压端VCC_j电连接；

所述比较器U1101_j同相输入端与参考电压源U1103_j正极电连接；

所述参考电压源U1103_j负极、电容C1101_j另一端均与IGBT_j的发射极电连接；

所述比较器U1101_j输出端为第j个短路故障检测单元的输出端；

第j个短路故障检测单元的输出端通过第j个第一隔离传输单元U1104_j连接到与门电路U112的第j个输入端，所述与门电路U112输出端为短路故障检测电路（400）的输出端；j=1,2,……,6。

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