JP2017532946A - 多相同期回転電気機器を制御するための方法および装置、ならびに対応する自動車用の可逆的電気機器 - Google Patents

Abstract

本発明に係る回転電気機器を制御するための方法は、全波制御（Ｃ）によって機器の相電流を制御するステップを備える。本発明によれば、全波制御（Ｃ）は、信号周波数が機器の電気的周波数よりも大きいパルス幅変調信号によって生成される。別の特徴によれば、パルス幅変調信号の立ち上がりまたは立ち下がりエッジ（２４、２５）が、機器の電気的位置（θ）と第１および第２の角度スイッチングしきい値（Ｓ１、Ｓ２）との第１および第２の交点と同期され、パルス幅変調信号のデューティ比（α）が、信号周波数に合わせて周期的にリフレッシュされる。

Description

本発明は、多相同期回転電気機器を制御するための方法および装置に関する。

また、本発明は、このタイプの装置を備える自動車用の可逆的電気機器に関する。

特に都市環境におけるエネルギー節約および汚染軽減に配慮して、自動車製造業者は、ストップ・アンド・ゴーという用語により知られているシステムなどの自動発進／停止システムを各社のモデルに搭載するようになっている。

典型的なストップ・アンド・ゴーの状態は、赤信号での停止時の状態である。車両が信号で停止すると熱機関は自動的に停止し、次いで信号が緑色に変わると、運転者がクラッチペダルを踏んだこと、または車両を再発進させたいという運転者の意図を示す任意の他の動作を、システムが検出したことに続いて、車両が可逆的電気機器によって再発進される。

スタータとして、すなわち電気モータとして機能し得る三相交流機器は、ＶＡＬＥＯ ＥＬＥＣＴＲＯＮＩＱＵＥ社によって仏国特許出願ＦＲ２７４５４４５に説明されている。

交流機器の電機子の出力にある整流ブリッジは、制御ユニットから出力される方形信号シーケンスにより制御されるブリッジのアームのパワートランジスタを有する電気モータの相を制御するためのブリッジとしても機能する。

このタイプの「オール・オア・ナッシング」タイプの全波制御は、当業者によく知られており、実現が非常に簡単である。

最新の可逆的電気機器では、多相同期回転電気機器が、可逆的な直流−交流コンバータ、すなわちインバータに接続され、そのインバータは、モーターモードでは搭載されたバッテリによって電力供給され、ジェネレータモードでは電気機器によって電力供給される。

デジタル技術の発展は、特定の各動作条件において電気機器の正確な制御を得るために、一般にＰＷＭとして知られるパルス幅変調を用いてインバータを制御することを可能にする。

マイクロプロセッサがプログラムを実行することによって生成されるＰＷＭ制御の例は、ＶＡＬＥＯ ＥＱＵＩＰＥＭＥＮＴＳ ＥＬＥＣＴＲＩＱＵＥＳ ＭＯＴＥＵＲＳ社の名称で仏国特許出願ＦＲ２８９５５９７に説明されている。

しかし、その発明は、高速で回転する一相あたりの極数が多い電気機器に対して、インバータのスイッチング周波数が制限されるという課題に直面している。

実際、ＰＷＭ制御のデューティサイクルの発展につながるソフトウエア処理は、機器の回転速度に対応する電気的周波数よりもはるかに高い（典型的には１桁高い）ＰＷＭ信号の信号周波数を必要とする。

インバータのスイッチング周波数が制限されるので、一相あたりの極対数が多いと、これらのサイクルに準拠することが困難である（電気的周波数は、回転速度と一相あたりの極対数の積に等しい）。

これらの状況で慣習的に採用される解決策は、全波で従来の方法により相を制御すること、すなわち、機器の電気的周波数で方形波を生成することで構成される。

この制御は、機器の速度に同期しているので、もともと可変の周波数を有しており、スイッチングの時点に関する限り特に正確でなくてはならない。

マイクロプロセッサがプログラムを実行することに基づいた、測定、処理動作、およびコマンドが一定のサイクル時間に実行される最新のシステムの中にあり続けることが望まれる場合、スイッチングの時点に関して正確でありながら必要な波形を得ることに真の課題が存在する。

実際、（電気的周波数に対する計算周波数の比が低いことから）位置については低い時間分解能しかなく、これでは制御電圧の形状に関して必要な精度を確保することはできない。

本発明は、スイッチング動作の時間的な精度を制御するために、ほとんどのマイクロプロセッサまたはマイクロコントローラ（プログラム可能な傾斜波生成器カウンタ）に存在するパルス幅変調信号を生成するための周辺装置の分解能を利用することを提案する。

本発明は、多相同期回転電気機器の相電流を全波制御によって制御するステップを備え、この機器を制御するための方法に関する。

本発明によれば、この全波制御は、機器の電気的周波数よりも高い信号周波数を有するパルス幅変調信号によって生成される。

パルス幅変調信号の立ち上がりまたは立ち下がりエッジは、機器の電気的位置と第１および第２の角度スイッチングしきい値との第１および第２の交点と同期しており、本発明によれば、パルス幅変調信号のデューティサイクルは、この信号周波数に合わせて周期的にリフレッシュされる。

本発明の方法の別の特徴によれば、電気的位置が信号周波数において周期的に評価され、この電気的位置の現在位置が第１の時点において決定された状態で、第１の時点に続く第２の時点における電気的位置の未来位置は、第１の時点におけるこの機器の電気速度を信号周波数で除算した商を加算した現在位置に等しいと推定される。次いで、デューティサイクルは、この未来位置、ならびに第１および第２の角度スイッチングしきい値に応じて、第１の時点に合わせてリフレッシュされる。

方法の別の特徴によれば、第１の角度スイッチングしきい値が第２の角度スイッチングしきい値よりも低い状態では、本発明によれば、第１の時点においてデューティサイクルをリフレッシュすることは、
− 未来位置が第１の角度スイッチングしきい値において絶対値３６０°よりも低いときに、デューティサイクルはゼロであるという条件と、
− 未来位置が第２の角度スイッチングしきい値よりも低くて、現在位置が第１の角度スイッチングしきい値よりも高いときに、デューティサイクルは１に等しいという条件と、
− 第１の交点におけるデューティサイクルαは、
第１の式：α＝（θ（ｔ_ｎ＋１）−Ｓ１）．Ｆ／Ω（ｔ_ｎ）によって与えられ、
ここで、θ（ｔ_ｎ＋１）は、第２の時点における電気的位置の未来位置であり、
Ｓ１は第１の角度スイッチングしきい値であり、
Ω（ｔ_ｎ）は第１の時点における電気速度であり、
Ｆは信号周波数であるという条件と、
− 第２の交点におけるデューティサイクルαが、
第２の式：α＝１−（θ（ｔ_ｎ＋１）−Ｓ２）．Ｆ／Ω（ｔ_ｎ）によって与えられ、
ここで、
θ（ｔ_ｎ＋１）は、第２の時点における電気的位置の未来位置であり、
Ｓ２は第２の角度スイッチングしきい値であり、
Ω（ｔ_ｎ）は第１の時点における電気速度であり、
Ｆは信号周波数であるという条件と、
のうちの１つを満たす。

本発明の方法の別の特徴によれば、パルス幅変調信号は、第１の交点の右側にアライメントされ、かつ第２の交点の左側にアライメントされる。

本発明の方法の特定の実施形態によれば、全波制御は、「オール・オア・ナッシング」タイプの第１の制御、または、「スリーステート」タイプの第２の制御であり、第１および第２の角度スイッチングしきい値が、それぞれ、第１の制御については０°および１８０°であり、または第２の制御については例えば３０°および１５０°である。

別の特徴によれば、本発明の方法は、電気的周波数が所定の公称電気的周波数よりも低いときに、相電流をパルス幅変調信号によって直接制御するステップも備える。

本発明は、上記の方法を実行することができる多相同期回転電気機器の制御装置にも関する。

この装置は、バッテリにより電力供給される搭載された電気ネットワークに接続されたインバータを制御する電子制御ユニットを備え、多相同期回転電気機器の相巻線に接続されている。

本発明に係る装置において、電子制御ユニットは、
− 多相同期回転電気機器の回転子の位置または回転速度を取得するための手段と、
− 所定の信号周波数でパルス幅変調信号を生成するための周辺装置であって、パルス幅変調信号のデューティサイクルおよびアライメントの少なくとも１つのプログラミングレジスタを有する周辺装置と、
− 回転速度を所定の公称回転速度と比較するための手段と、
− 比較するための手段の状態に応じて、第１に、パルス幅変調相電圧、または、第２に、全波相電圧を生成するようにインバータを制御するためのパルス幅変調信号を生成するために、プログラミングレジスタを周期的にチャージする第１のサブルーチンまたは第２のサブルーチンを実行する中央処理装置と、
− 第１および第２のサブルーチンを記憶するための手段と、を備える。

本発明の装置の別の特徴によれば、信号周波数はインバータの所定の最大スイッチング周波数よりも低く、公称回転速度は、信号周波数よりも１桁低い公称電気的周波数に対応する。

上記の特徴を有する制御装置を備える自動車用の可逆的電気機器から、利点がもたらされることになる。

これらのいくつかの本質的な明細書は、従来技術と比較して本発明によってもたらされる利点を、当業者に対して明らかにするであろう。

本発明の詳細な明細書は、添付図面と関連して以下に続く説明において与えられる。これらの図面は、単に説明の文章を例示するという目的にかなうものであり、いかなる形でも本発明の範囲を制限するものではないことに留意されたい。

本発明に係る制御装置を備える自動車用の可逆的電気機器の簡易的な配線図である。 本発明に係る自動車用の可逆的電気機器の制御装置で生成される相電圧の２つの異なるタイミングチャート（全波またはＰＷＭ制御）の例を示す図である。 従来技術において知られているＰＷＭ制御を生成するための方法を示す図である。 従来技術において知られている全波制御を生成するための方法を示す図である。 本発明の方法による、「オール・オア・ナッシング」タイプの全波制御の生成を示す図である。 本発明の方法による、「スリーステート」タイプの全波制御の生成を示す図である。 本発明に係る制御方法における全波制御の生成を明示する状態遷移図である。

自動車用の可逆的電気機器１は、概して、スタータとして動作しているときには、搭載された電気ネットワーク２の電源電圧Ｂ＋により電力供給され、交流機器として動作しているときには、このネットワーク２に電気エネルギーを供給する、多相回転電気機器である。

固定子４に接続された可逆的ＤＣ／ＡＣコンバータ３が、これらの２つの動作モードの実現を可能にする。

図１に概略的に表されるように（簡略化のために三相機器の場合）、可逆的ＤＣ／ＡＣコンバータ３は、ブリッジ５、６において組み合わせられる主にＭＯＳＦＥＴ技術のパワートランジスタである半導体スイッチング素子５、６を備える。

各アームは、オンに切り替わったときに相巻線ｕ、ｖ、ｗを電源電圧Ｂ＋に接続する第１のパワートランジスタ５（いわゆる「ハイサイド」トランジスタ５）と、オンに切り替わったときにこの相巻線ｕ、ｖ、ｗをグラウンドに接続する第２のパワートランジスタ６（いわゆる「ローサイド」トランジスタ）と、を備える。

これらのスイッチング素子５、６は、可逆的電気機器の交流モードの動作、または機器のスタータモードもしくは電気モーターモードの動作をコンバータ３が制御するように、電子制御ユニット７によって制御Ｃされる。

本発明の方法によれば、インバータ３は、全波モードで制御Ｃされるか、または、機器１の電気的周波数が、パワートランジスタ５、６の最大スイッチング周波数Ｆｃを超える信号周波数Ｆを使用することにならないパルス幅変調（ＰＷＭ）モードで制御Ｃされる。

実際、ＰＷＭ制御の信号周波数Ｆは、電気機器１の電気的周波数の約１０倍に等しくなくてはならないと考えられる。

電気的周波数は、（１秒あたりの回転数の）回転速度Ωと一相あたりの極対数の数ｐとの積に等しいことから、信号周波数がインバータ３の性能に適合したままであるためには、ＰＷＭ制御において超えてはならない約Ｆｃ／（１０ｐ）の公称回転速度Ω０がある。

停止後、回転速度Ωが所定の公称回転速度Ω０よりも低い限り、インバータ３はパルス幅変調で制御Ｃされるが、他の実施形態では、例えばエネルギー性能の理由からすぐに全波モードにスイッチするのが望ましい場合があることに留意されたい。図２に示されるように、パルス幅変調では、可変のデューティサイクルを有する信号形式の第１の相電圧Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１が、固定子４の相巻線ｕ、ｖ、ｗに印加される。

回転速度Ωが、この公称回転速度Ω０よりも高いとき、インバータ３は全波モードで制御Ｃされる。固定子４の相巻線ｕ、ｖ、ｗに印加される第２の相電圧Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２は、「オール・オア・ナッシング」タイプの全波制御の場合、図２に示されるように１２０°ずれた矩形の波形を有する。全波制御は、電気的周波数において行われるので、インバータ３の性能に適合したままである。

図３ａにより示される従来技術においてよく知られている方法によれば、ＰＷＭ信号の生成は、プログラム可能なＰＷＭ周辺装置８を備えるマイクロプロセッサまたはマイクロコントローラによって形成される制御ユニット７に基づいている。

マイクロプロセッサ７の中央処理装置９が、基準信号のレベル１２においてカウンタＣＴＲを用いてＰＷＭ周辺装置８によって生成される比較用の周期的な傾斜波１１から実質的に成るメモリ１０に記憶されたマイクロプログラムを実行し、基準信号は、概して正弦波であり、固定子４に回転界磁を作り出すために必要な相電流の変調に対応している。

傾斜波１１は、回転子の電気的位置を取得または計算するタイミング１３と同期される。傾斜波１１の各周期１／Ｆにおいて実施されるデータ処理１４が、ＰＷＭ信号１６のデューティサイクルの周期的なリフレッシュ１５を可能にする。

図３ｂは、マイクロプロセッサ７の論理出力を用いて全波制御を生成するための既知の方法を示す。

この制御は、特に制約がない場合でも、制御を簡単にするため、または性能を向上させるために使用される。

第１の制御１７、１８は、「オール・オア・ナッシング」または「１８０°」として知られ、角度位置θが、０°（絶対値３６０°）に等しい第１の角度スイッチングしきい値Ｓ１、または１８０°に等しい第２の角度スイッチングしきい値Ｓ２をクリアするとき、相巻線ｕ、ｖ、ｗの端部を１７電源電圧Ｂ＋に接続する、または１８グラウンドに接続するために、インバータ３のアーム５、６の「ハイサイド」５トランジスタおよび「ローサイド」６トランジスタを交互に制御する。

第２の制御１９、２０、２１は、「スリーステート」または多くの場合「１２０°」として知られ、相巻線ｕ、ｖ、ｗの端部を制御１９で電源電圧Ｂ＋に、または制御２０でグラウンドにつなぐように、または制御２１で相を浮遊状態にするように（フリーホイール動作）、角度位置θに応じてインバータ３のアーム５、６を制御する。

しかし、前述したように、マイクロプロセッサ７の論理出力が使用されるときに、（電気的周波数に対する計算周波数の比が低いことから）角度位置θには低い時間分解能しかなく、これでは制御電圧の形式に関して必要とされる精度を確保することができない。

そこで、本発明に係る方法は、制御のスイッチングの時間的精度を制御するために、ＰＷＭ信号を生成するための周辺装置８の分解能を使用することに基づいており、これについては図４ａ、図４ｂ、および図５に関連して次に説明される。

マイクロコントローラ７のアルゴリズムによって作られる状態機器（state machine）は、計算の各周期Ｔ＝１／Ｆで生成されるＰＷＭ信号のデューティサイクルαを計算する。デューティサイクル２２、２３は、相ｕ、ｖ、ｗがスイッチしないときに０または１であり、スイッチングの時点で中間値２４、２５を想定する。

必要とされるデューティサイクルαに対応する値を適切なレジスタに入力することによって、アルゴリズムは、ＰＷＭ周辺装置８の傾斜波１１を生成するカウンタＣＴＲの比較ポイントを制御する。

アルゴリズムは、ＰＷＭパルスの位置Ａも制御する。ＰＷＭ信号は、レベル１（左側へのアライメント２４）か、レベル０（右側へのアライメント２５）で始まる。

ＰＷＭ信号のアライメント２４、２５のプログラミングは、使用されるＰＷＭ周辺装置８の特性に依存し、特に、専用レジスタの特定のビット（右側／左側、中央へのアライメント）の存在に依存するが、一般的な原理は依然同じである。

図４ａに示される「オール・オア・ナッシング」タイプの全波制御Ｃについては、電源Ｂ＋側の「ハイサイド」スイッチング素子５の制御だけが生成され、グラウンド側の「ローサイド」スイッチング素子６の制御は、デッドタイムの制御範囲内で補完的である。スイッチングの時点は、角度位置θを、第１の角度スイッチングしきい値Ｓ１＝０°および第２の角度スイッチングしきい値Ｓ２＝１８０°と比較することによって決定される。

図４ｂに示される高インピーダンスＮＣへの交点を有する制御については、マイクロコントローラ７によって２つの制御Ｃ１、Ｃ２、すなわち一方は「ハイサイド」スイッチング素子５向け、他方は「ローサイド」スイッチング素子６向け、が生成される。同じ第１および第２の角度スイッチングしきい値Ｓ１、Ｓ２を維持するように、「ローサイド」スイッチング素子６の電気的位置θを１８０°位相シフトさせることによって制御Ｃ１、Ｃ２のそれぞれにアルゴリズムが繰り返される。これら第１および第２のスイッチングしきい値Ｓ１、Ｓ２は、Ｓ１＝９０°−ｘ／２、およびＳ２＝９０°＋ｘ／２の形式であり、制御の開始（opening）はｘ＝Ｓ２−Ｓ１として知られている。典型的には、いわゆる「１２０°」制御の場合、Ｓ１＝３０°、およびＳ２＝１５０°である。

この目的で、図５に示される状態機器は、スイッチングの時点を予測し適切なデューティサイクルαを計算するために、第１の時点ｔ_ｎ（現在）および第２の時点ｔ_ｎ＋１（未来）における電気的位置θを知る必要がある。未来位置θ（ｔ_ｎ＋１）は、不変であると想定される第１の時点ｔ_ｎにおける現在位置θ（ｔ_ｎ）および電気速度ω（ｔ_ｎ）に基づく推定により提供される（該当する場合は、未来位置θ（ｔ_ｎ＋１）の予測は、機器的モデルから測定されるまたは得られる加速度などの他の要因を考慮する）。アルゴリズムは、第１または第２の角度スイッチングしきい値Ｓ１またはＳ２のうちの１つが、現在位置θ（ｔ_ｎ）と未来位置θ（ｔ_ｎ＋１）との間に含まれるかどうかを検証する。含まれる場合には、デューティサイクルαはもはや０または１ではなく、現在位置θ（ｔ_ｎ）と未来位置θ（ｔ_ｎ＋１）との端数的差により決定される値である。

位置および角度しきい値θ、Ｓ１、Ｓ２は、０°以上３６０°未満で符号化される。角度値θ、Ｓ１、Ｓ２の符号化は、０°＝３６０°のレイオーバ（layover）をもたらすために整数の自然なオーバフローから恩恵を得るように、整数を使用する。第２の時点ｔ_ｎ＋１における未来位置θ（ｔ_ｎ＋１）と、第１の時点ｔ_ｎにおける現在位置θ（ｔ_ｎ）との関係は、式θ（ｔ_ｎ＋１）＝θ（ｔ_ｎ）＋ω（ｔ_ｎ）．Ｔによって、もたらされる。ここで、ω（ｔ_ｎ）は、第１の時点ｔ_ｎの電気速度であり、Ｔは計算された周期、すなわちＰＷＭ信号の信号周波数Ｆの逆数である。

電気速度ωは常に正である。電気的位置θは、典型的には電気速度ωの積分である。

電気速度ωは、電気機器１のセンサによって提供され、マイクロプロセッサ７の取得手段２６によって取得される回転子位置の測定値から得られる回転速度Ωから決定され、またはセンサのない機器については、相電圧の分析によって決定される。

プロセッサ９のＰＷＭ周辺装置８上で全波制御Ｃのエミュレーションを可能にする状態機器は、４つの状態を有し、そのうちの１つが初期状態（状態０）である。状態（０…３）およびこれらの状態間の遷移Ｔｉｓ（ｉ＝０…３；ｓ＝０…３）が、以下の表１および図５の図に示される。

ＰＷＭ信号を左側にアライメントするか、右側にアライメントするかの選択は、電気的位置θと交わる第１または第２の角度スイッチングしきい値（Ｓ１またはＳ２）だけに依存し、Ｓ１である場合は右側へのアライメント２５があり、Ｓ２である場合は左側へのアライメント２４がある。どちら交わらない場合は、デューティサイクルαが０または１であるので、重要ではない。

このアルゴリズムは、電気的位置θの時間分解能によって制限され、同じＰＷＭ周期内に２つのエッジを生成しなくてもよいように、２つの連続した電気的位置θ（ｔ_ｎ＋１）、θ（ｔ_ｎ）は、制御Ｓ２−Ｓ１の開始の幅よりも大きく離間してはならない。典型的には、「オール・オア・ナッシング」タイプの制御については、電気周期（１８０°）に少なくとも２つの位置ポイントを有することが必要である。

したがって、多相同期回転電気機器１を制御するためのこの方法を実行するために、マイクロプロセッサ、マイクロコントローラ、または任意の他のマイクロプログラム可能なコンポーネントによって形成される本発明に係る制御装置１２の電子制御ユニット７は、ＰＷＭ信号を生成するための周辺装置８に加えて、回転速度Ωを取得するための手段、およびこの回転速度Ωを所定の公称回転速度Ω０と比較するための手段を備える。

約３００〜４００Ｈｚのこの公称回転速度Ω０より上では、マイクロプロセッサ７の中央処理装置９は、インバータ３のスイッチング性能に適合したままであるように、ＰＷＭ周辺装置８上で全波制御Ｃをエミュレートできるようにする第１のサブルーチンを実行する。

この第１のサブルーチンは、上述したアルゴリズム、および特に図５に表され表１に明示される状態機器を表す命令を有する。

これらの命令は、マイクロプロセッサ７のメモリ１０に記憶されている。命令は、ＰＷＭ信号のデューティサイクルおよびアライメントのプログラミングレジスタをロードするための命令を有する。

第２のサブルーチンは、そのコードもマイクロプロセッサ７のメモリ１０に記憶されており、電気機器１の回転速度Ωが公称回転速度Ω０よりも低いときに実行される。

この第２のサブルーチンは、それ自体は既知の方法でインバータ３を制御するために、ＰＷＭ周辺装置８が数ｋＨｚの周波数ＦでＰＷＭ制御を生成することを可能にする。

特定の実施形態では、インバータ３および電子制御ユニット７を備える本発明に係る制御装置１２は、自動車用の可逆的電気機器１の後部軸受に一体化される。

これは、マイクロプロセッサ７に一体化された、例えばＬＩＮまたはＣＡＮタイプなどのランド・ネットワーク（land network）用インターフェース２７を介して、車両のモータ制御ユニットと通信する最新の可逆的電気機器１である。

マイクロプロセッサ７を実現しているので、例えばＡＳＩＣまたは任意の他の有線のロジックコンポーネントに基づく制御装置とは異なり、制御装置１２は、単にそのマイクロプログラムを変更することによって、回転電気機器１の様々な電気的特性に容易に適応することができる。

さらに、高回転速度Ωに対して、ＰＷＭ制御に使用されるのと同じアーキテクチャ８、９、１０で全波制御Ｃをエミュレートすることを可能にする本発明に係る方法によって、インバータ３の半導体スイッチング素子５、６は高いスイッチング周波数Ｆｃを必要とせず、全波制御を生成する専用の別の周辺装置を提供する必要がない。

この結果コストが削減され、したがって、特定の競争力の高い利点を有する本発明に係る可逆的電気機器を提供する。

本発明は、上記に説明された好ましい実施形態だけに限定されないことが理解されるであろう。

相電圧Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１；Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２のタイミングチャートは、単に三相機器の例として提供されており、同様のタイミングチャートは、より多くの相、特に二重三相を有する機器に関する説明を示すことができる。

公称回転速度Ω０の数値、および信号周波数Ｆの数値は、出願企業により既に販売されているタイプの可逆的電気機器に関して提供されており、それを、本発明に係る方法および装置が改善することが意図されている。

他の数値は、他のタイプまたはモデルの電気機械的特性により予め決定される。

したがって、本発明は、以下の請求項によって規定される文脈の範囲内にある可能な変形例をすべて含む。

Claims (10)

1. 多相同期回転電気機器（１）の相電流を全波制御（Ｃ）によって制御するステップを備える前記機器（１）を制御するための方法において、
   前記全波制御（Ｃ、Ｃ２、Ｃ１）が、前記機器の電気的周波数よりも高い信号周波数（Ｆ）を有するパルス幅変調（ＰＷＭ）信号によって生成されることを特徴とする、方法。
2. 前記パルス幅変調信号（１６）の立ち上がりまたは立ち下がりエッジ（２４、２５）が、前記機器（１）の電気的位置（θ）と第１および第２の角度スイッチングしきい値（Ｓ１、Ｓ２）との第１および第２の交点と同期していること、および前記パルス幅変調信号のデューティサイクル（α）が、前記信号周波数（Ｆ）に合わせて周期的にリフレッシュされること、を特徴とする、請求項１に記載の多相同期回転電気機器（１）を制御するための方法。
3. 前記電気的位置（θ）が前記信号周波数（Ｆ）において周期的に評価され、前記電気的位置（θ）の現在位置が第１の時点において決定された状態で、前記第１の時点に続く第２の時点における前記電気的位置（θ）の未来位置が、前記第１の時点における前記機器（１）の電気速度を前記信号周波数（Ｆ）で除算した商を加算した前記現在位置に等しいと推定されること、および前記デューティサイクル（α）が、前記未来位置、ならびに前記第１および第２の角度スイッチングしきい値（Ｓ１、Ｓ２）に応じて、前記第１の時点に合わせてリフレッシュされること、を特徴とする、請求項２に記載の多相同期回転電気機器（１）を制御するための方法。
4. 前記第１の角度スイッチングしきい値（Ｓ１）が前記第２の角度スイッチングしきい値（Ｓ２）よりも低い状態で、前記第１の時点において前記デューティサイクル（α）をリフレッシュすることが、
   − 前記未来位置が前記第１の角度スイッチングしきい値（Ｓ１）において絶対値３６０°よりも低いときに、前記デューティサイクルはゼロであるという条件と、
   − 前記未来位置が前記第２の角度スイッチングしきい値（Ｓ２）よりも低くて、前記現在位置が前記第１の角度スイッチングしきい値（Ｓ１）よりも高いときに、前記デューティサイクル（α）は１に等しいという条件と、
   − 前記第１の交点における前記デューティサイクル（α）は、
   第１の式：α＝（θ（ｔ_ｎ＋１）−Ｓ１）．Ｆ／ω（ｔ_ｎ）によって与えられ、
   ここで、
   θ（ｔ_ｎ＋１）は前記未来位置であり、
   Ｓ１は前記第１の角度スイッチングしきい値であり、
   ω（ｔ_ｎ）は前記第１の時点における前記電気速度であり、Ｆは前記信号周波数であるという条件と、
   − 前記第２の交点における前記デューティサイクル（α）が、
   第２の式：α＝１−（θ（ｔ_ｎ＋１）−Ｓ２）．Ｆ／ω／（ｔ_ｎ）によって与えられ、
   ここで、
   θ（ｔ_ｎ＋１）は前記未来位置であり、
   Ｓ２は前記第２の角度スイッチングしきい値であり、
   ω（ｔ_ｎ）は前記第１の時点における前記電気速度であり、
   Ｆは前記信号周波数であるという条件と、
   のうちの１つを満たすことを特徴とする、請求項３に記載の多相同期回転電気機器（１）を制御するための方法。
5. 前記パルス幅変調信号（１６）が、前記第１の交点の右側にアライメント（２５）され、かつ前記第２の交点の左側にアライメント（２４）されることを特徴とする、請求項４に記載の多相同期回転電気機器（１）を制御するための方法。
6. 前記全波制御（Ｃ、Ｃ１、Ｃ２）が、「オール・オア・ナッシング」タイプの第１の制御（１７、１８）、または、「スリーステート」タイプの第２の制御（１９、２０、２１）であり、前記第１および第２の角度スイッチングしきい値（Ｓ１、Ｓ２）が、それぞれ、前記第１の制御（１７、１８）については０°および１８０°であり、または前記第２の制御（１９、２０、２１）については３０°および１５０°であることを特徴とする、請求項２から５のいずれかに記載の多相同期回転電気機器（１）を制御するための方法。
7. 前記電気的周波数が所定の公称電気的周波数よりも低いときに、前記相電流を前記パルス幅変調（ＰＷＭ）信号によって直接制御するステップも備えることを特徴とする、請求項１から６のいずれかに記載の多相同期回転電気機器（１）を制御するための方法。
8. 請求項１から７のいずれかに記載の方法を実行することができる多相同期回転電気機器（１）の制御装置（１２）であって、バッテリ（Ｂ＋）により電力供給される搭載された電気ネットワーク（２）に接続されたインバータ（３）を制御する電子制御ユニット（７）を備え、前記多相同期回転電気機器（１）の相巻線（ｕ、ｖ、ｗ）に接続された制御装置（１２）において、
   前記電子制御ユニット（７）が、
   − 前記多相同期回転電気機器（１）の回転速度（Ω）を取得するための手段（２６）と、
   − 所定の信号周波数（Ｆ）でパルス幅変調信号を生成するための周辺装置（８）であって、前記パルス幅変調信号（１６）のデューティサイクル（α）およびアライメント（２４、２５）の少なくとも１つのプログラミングレジスタを有する周辺装置（８）と、
   − 前記回転速度（Ω）を所定の公称回転速度と比較するための手段と、
   − 前記比較するための手段の状態に応じて、第１に、パルス幅変調相電圧（Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１）、または、第２に、全波相電圧（Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２）を生成するように前記インバータを制御するための前記パルス幅変調信号（１６）を生成するために、前記プログラミングレジスタを周期的にチャージする第１のサブルーチンまたは第２のサブルーチンを実行する中央処理装置（９）と、
   − 前記第１および第２のサブルーチンを記憶するための手段と
   を備えることを特徴とする、多相同期回転電気機器（１）の制御装置（１２）。
9. 前記信号周波数（Ｆ）が前記インバータ（３）の所定の最大スイッチング周波数よりも低く、前記公称回転速度が、前記信号周波数（Ｆ）よりも１桁低い公称電気的周波数に対応することを特徴とする、請求項８に記載の多相同期回転電気機器（１）の制御装置（１２）。
10. モーターモードでの動作において、請求項８または９に記載の制御装置（１２）を備えることを特徴とする、自動車用の可逆的電気機器（１）。

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