CN106797190B - 用于控制多相同步旋转电机的方法和装置以及用于机动车辆的相应可逆电机 - Google Patents

Abstract

根据本发明的用于控制旋转电机的方法包括通过全波控制(C)控制所述电机的相电流的步骤。根据本发明，所述全波控制(C)经由具有高于所述电机的电频率的信号频率的脉冲宽度调制信号产生。根据另一特征，所述脉冲宽度调制信号的上升沿或下降沿(24、25)与所述电机的电位置(θ)同第一及第二角度切换阈值(S1、S2)的第一及第二交叉点同步，并且，所述脉冲宽度调制信号的占空比(α)被周期性地更新到所述信号频率。

Description

用于控制多相同步旋转电机的方法和装置以及用于机动车辆 的相应可逆电机

技术领域

本发明涉及用于控制多相同步旋转电机的方法和装置。

本发明还涉及用于机动车辆的可逆电机，其包括这种类型的装置。

背景技术

节能和减少污染的考虑，特别是在城市环境中节能和减少污染的考虑，正在引导汽车制造商为他们的车型装备自动启动/停止系统，例如已知为术语“停止和行进(stopand go)”的系统。

典型的停止和行进的情况是在红灯处停止的情况。当车辆在灯处停止时，热发动机自动停止，然后当灯变绿时，再加之系统检测到驾驶员已经压下离合器踏板,或指示驾驶员重新启动其车辆的愿望的任何其他动作，电马达通过可逆电机重新启动。

可以用作起动器(即作为电马达)的三相交流发电机由VALEO ELECTRONIQUE公司在法国专利申请FR2745445中描述。

在交流发电机电枢的输出处的整流器桥还用作用于控制电马达的相的桥，其中，桥的臂的功率晶体管由控制单元发出的方波信号序列控制。

这种类型的“全或无”型的全波控制是本领域技术人员公知的，并且实施起来非常简单。

在最近的可逆电机中，多相同步旋转电机连接到可逆的直流-交流变换器或转换器，其在电动机模式中由车载电池供电，并且在发电机模式中通过该电机供电。

数字技术的发展使得可以通过脉冲宽度调制(通常称为PWM)来控制转换器，以便在每个特定操作条件下获得对电机的精确控制。

由执行程序的微处理器产生的PWM控制的示例在以VALEO EQUIPEMENTSELECTRIQUES MOTEURS公司名义的法国专利申请FR2895597中被描述。

然而，本发明的主体已经面临在具有大量的每相极数的快速旋转的电机上的转换器的切换频率的限制问题。

事实上，导致形成PWM控制的占空比(duty cycle)的软件处理需要远高于(通常高一个数量级)对应于电机的旋转速度的电频率的PWM信号的信号频率。

由于转换器的切换频率的限制，如果每相含有的大量极对(电频率等于旋转速度乘以每相的极对数)，则难以符合这些周期。

在这些情况下惯常采用的解决方案包括以常规方式用全波控制相，即通过在电机的电频率下产生方波形状。

该控制本征地具有可变频率，因为其与电机的速度同步，并且就切换时刻而言必然是特别准确的。

如果希望保持在基于微处理器执行程序的现代系统中，并且其中测量、处理操作和命令以恒定的周期时间执行，则在获得所需波形同时在切换时刻方面保持准确存在真正的困难。

事实上，对于该位置只有低的时间分辨率可用(因为计算频率与电频率的比率低)，并且这不能确保关于控制电压的形状所需的精度。

发明内容

本发明提出使用外围设备的分辨率来产生存在于大多数微处理器或微控制器(可编程斜坡发生器计数器)中的脉冲宽度调制信号，以便控制切换操作的时间精度。

本发明涉及一种用于控制多相同步旋转电机的方法，该方法包括通过全波控制来控制该机器的相电流的步骤。

根据本发明，该全波控制借助于具有高于机器的电频率的信号频率的脉冲宽度调制信号产生。

脉冲宽度调制信号的上升或下降沿与电机的电位置与第一和第二角度切换阈值的第一和第二交叉点同步，根据本发明，脉冲宽度调制信号的占空比周期性地更新到该信号频率。

根据本发明的方法的另一特征，所述电位置在所述信号频率处被周期性地估计，并且所述电位置的当前位置在第一时刻确定，在连续于所述第一时刻的第二时刻的所述电位置的未来位置被估计为等于所述当前位置增加所述电机在所述第一时刻的电速度和所述信号频率的商。根据所述未来位置和所述第一和第二角度切换阈值将所述占空比更新到所述第一时刻。

根据本方法的另一特征，所述第一角度切换阈值低于所述第二角度切换阈值，根据本发明在所述第一时刻更新所述占空比满足以下条件之一：

-当所述未来位置在所述第一角度切换阈值处低于模量360°时，所述占空比为零；

-当所述未来位置低于所述第二角度切换阈值并且所述当前位置高于所述第一角度切换阈值时，所述占空比等于一个单位(unit)；

-在所述第一交叉点处的所述占空比α由第一表达式给出：

α＝(θ(t_n+1)–S1)×F/Ω(t_n)

其中：

θ(t_n+1)为电位置的在所述第二时刻处的未来位置；

S1为所述第一角度切换阈值；

Ω(t_n)为在所述第一时刻处的所述电速度；

F是所述信号频率；

-在所述第二交叉点处的所述占空比α由第二表达式给出：

α＝1-(θ(t_n+1)-S2)×F/Ω(t_n)

其中：

θ(t_n+1)为电位置的在所述第二时刻处的未来位置；

S2为所述第二角度切换阈值；

Ω(t_n)为在所述第二时刻处的所述电速度；

F是所述信号频率；

根据本发明的方法的另一特征，所述脉冲宽度调制信号与所述第一交叉点的右边对齐，并且与所述第二交叉点的左边对齐。

根据本发明的方法的特定实施例，所述全波控制是“全或无”型的第一控制，或“三状态”型的第二控制，所述第一和第二角度切换阈值对于所述第一控制分别为0°和180°，或者对于所述第二控制分别为诸如30°和150°。

根据另一特征，本发明的方法还包括当所述电频率低于预定额定电频率时，通过所述脉冲宽度调制信号直接控制所述相电流的步骤。

本发明还涉及能够实施上述方法的多相同步旋转电机的控制装置。

该装置是包括电子控制单元的类型，该电子控制单元控制连接到由电池供电的车载电网的转换器，并且所述车载网络被设计为连接到多相同步旋转电机的相绕组。

在根据本发明的装置中，电子控制单元包括：

-用于获取所述多相同步旋转电机的转子位置或旋转速度的器件；

-外围设备，用于以预定信号频率产生脉冲宽度调制信号，包括占空比和所述脉冲宽度调制信号的对齐的至少一个编程寄存器；

-用于将所述旋转速度与预定额定转速进行比较的器件；

-中央处理单元，其执行对所述编程寄存器周期性地充电的第一子程序或第二子程序，以便产生所述脉冲宽度调制信号，以控制所述转换器，以便根据所述用于比较的器件的状态产生第一脉冲宽度调制相电压或第二全波相电压；

-用于存储所述第一子程序和第二子程序的器件。

根据本发明的装置的另一特征，所述信号频率低于所述转换器的预定最大切换频率，并且所述额定转速对应于比所述信号频率低一个数量级的额定电频率。

优势将来源于包括具有上述特征的控制装置的用于机动车辆的可逆电机。

与现有技术相比，这些不多的必要说明将使本领域技术人员明白本发明提供的优势。

下面结合附图的说明书中给出本发明的详细说明。应当注意，这些附图仅用于示意说明书的文本的目的，而不以任何方式构成对本发明的范围的限制。

附图说明

图1是用于包括根据本发明的控制装置的机动车辆的可逆电机的简化布线图。

图2示出了由根据本发明的用于机动车辆的可逆电机的控制装置产生的相电压(全波或PWM控制)的两个不同的时间图的示例。

图3a和3b分别示出了用于产生现有技术中已知的PWM控制和全波控制的方法。

图4a和4b分别示出了根据本发明的方法生产“全或无”类型和“三状态”类型的全波控制。

图5是说明在根据本发明的控制方法中的全波控制的生成的状态转变图。

具体实施方式

用于机动车辆的可逆电机1通常是多相旋转电机，其在作为起动器操作时由车载电网2的电源电压B+供电，或者，其在作为交流发电机操作时向该网络2提供电能。

连接到定子4的可逆DC/AC转换器3使得可以实现这两种操作模式。

如在图1中示意性地示出(为了简化而示出三相电机的情况)，可逆DC/AC转换器3包括半导体开关元件5、6，其主要是在桥5、6中组织的MOSFET技术功率晶体管。

每个臂包括第一功率晶体管5和第二部分晶体管6，第一功率晶体管5在其被接通时将相绕组u、v、w连接到电源电压B+(所谓的“高侧”晶体管5)，第二部分晶体管6在其被接通时将该相绕组u、v、w连接到地(所谓的“低侧”晶体管)。

这些开关元件5、6由电子控制单元7控制，使得转换器3控制可逆电机的交流发电机模式下的操作，或者控制电机的起动器模式或电动机模式下的操作。

根据本发明的方法，只要电机1的电频率不导致使用超过功率晶体管5、6的最大开关频率Fc的信号频率F，则转换器3在全波模式或脉冲宽度调制(PWM)模式中被控制C。

实际上，考虑PWM控制的信号频率F必须等于电机1的电频率的大约十倍。

由于电频率等于旋转速度Ω(每秒的转数)乘以每相的极对数p的乘积，因此存在大约为Fc/(10p)的额定转速Ω₀，在PWM控制中必须不能超过该额定转速，以使信号频率保持与转换器3的性能兼容。

在停止之后，只要旋转速度Ω低于预定的额定转速Ω₀，则转换器3就用脉冲宽度调制来控制C，但是应当注意，在其他实施例中，可能希望更快地切换到全波模式，例如出于能量性能的原因。如图2所示，在脉冲宽度调制中，具有可变占空比的信号形式的第一相电压U1、V1、W1被施加到定子4的相绕组u、v、w。

当旋转速度Ω高于该额定转速Ω₀时，则转换器3在全波模式下被控制C。施加到定子4的相绕组u、v、w的第二相电压U2、V2、W2在“全或无”类型的全波控制的情况下，具有偏移120°的矩形波形，如图2所示。由于全波控制处在电频率处，所以其与转换器3的性能保持兼容。

根据图3a所示的现有技术中公知的方法，PWM信号的产生基于由包括可编程PWM外围设备8的微处理器或微控制器形成的控制单元7。

微处理器7的中央处理单元9执行存储在存储器10中的微程序，该微程序基本上包括在参考信号的电平12处比较由PWM外围设备8借助于计数器CTR产生的周期性斜坡11，该参考信号通常是正弦的，对应于对相电流进行必要的调制，以便在定子4中产生旋转场。

斜坡11与获取或计算转子的电位置的时刻(dates)13同步。在斜坡11的每个周期1/F执行的数据处理14允许PWM信号16的占空比的周期性更新15。

图3b示出了用于通过微处理器7的逻辑输出产生全波控制的已知方法。

由于该控制的简单性或增加的性能，使用该控制，甚至即使没有特别约束。

第一控制17、18被称为“全或无”或“180°”，并且交替地控制转换器3的臂5、6的“高侧”5和“低侧”6晶体管，以便当角位置θ穿过等效于0°(模量360°)的第一角度切换阈值S1或穿过等效于180°的第二角度切换阈值S2时，将相绕组u、v、w的一端连接到电源电压B+17或连接到地18。

第二控制19、20、21被称为“三状态”，或者经常是“120°”，并且根据角位置θ控制转换器3的臂5、6，以便将相绕组的末端u、v、w或者置于电源电压B+19，或者置于地20，或者置于空中(自由轮(free wheel)操作)21。

然而，如前文所述，当使用微处理器7的逻辑输出时，对于该角位置θ只有低的时间分辨率可用(因为计算频率与电频率的比率低)，并且这不能确保关于控制电压的形状所需的精度。

因此，根据本发明的方法基于使用外围设备的分辨率来产生PWM信号8，以便控制切换控制的瞬时精度，现将结合图4a、4b和5解释。

由微控制器7中的算法产生的状态机计算在每个计算周期T＝1/F中要产生的PWM信号的占空比α。当相u、v、w不切换并且在切换时刻不呈现中间值24、25时，占空比22、23为0或1。

该算法通过输入与适当寄存器中所需的占空比α相对应的值来控制产生PWM外围设备8的斜坡11的计数器CTR的比较点。

该算法还控制PWM脉冲的位置A：PWM信号以电平1(这是与左侧的对齐24)或电平0(这是与右侧的对齐25)开始。

PWM信号的对齐24、25的编程取决于所使用的PWM外围设备8的特性，并且特别地取决于专用寄存器中的特定位的存在(向右/左对齐、居中)，但一般原则保持不变。

对于图4a中所示的“全或无”类型的全波控制C，仅产生对供电侧B+的“高侧”开关元件5的控制，接地侧的“低侧”开关元件6的控制是在死区时间(dead time)的控制之内是互补的。通过角位置θ与第一角度切换阈值S1＝0°和第二角度切换阈值S2＝180°的比较来确定切换的时刻。

对于图4b所示的与高阻抗NC交叉的控制，微控制器7产生两个控制C1、C2，即一个用于“高侧”开关元件5，另一个用于“低侧”开关元件6。通过将“低侧”开关元件6的电位置θ相移180°，对于控制C1、C2中的每一个重复该算法，以便保持相同的第一和第二角度切换阈值S1、S2。这些第一和第二切换阈值S1、S2具有S1＝90°-x/2和S2＝90°+x/2的形式，并且控制的开口已知为x＝S2-S1。通常，对于所谓的“120°”控制，S1＝30°和S2＝150°。

为此，如图5所示的状态机需要知道在第一时刻t_n(现在)和第二时刻t_n+1(未来)的电位置θ，以便预测切换的时刻和计算适当的占空比α。通过从当前位置θ(t_n)和在假定不变的第一时刻t_n的电速ω(t_n)外推得到未来位置θ(t_n+1)(如果可用，则预测未来位置θ(t_n+1)考虑其他因素，例如从机械模型测量或获得的加速度)。该算法验证第一或第二角度切换阈值S1或S2中的一个是否包括在当前位置θ(t_n)和未来位置θ(t_n+1)之间。如果是这种情况，则占空比α不再是0或1，而是由当前位置θ(t_n)和未来位置θ(t_n+1)之间的差的分数确定的值。

位置和角度阈值θ、S1、S2被编码在0°和360°之间(包括端点)。角度值θ、S1、S2的编码使用整数，例如受益于整数的自然溢出，以便提供0°＝360°的平移。第二时刻t_n+1的未来位置θ(t_n+1)与第一时刻t_n的当前位置θ(t_n)之间的关系由以下公式提供：

θ(t_n+1)＝θ(t_n)+ω(t_n)×T

其中

ω(t_n)是第一时刻t_n的电速度，T是计算周期，即PWM信号的信号频率F的倒数。

电速ω总是正的。位置θ通常是电速ω的积分。

该电速ω由从由电机1的传感器提供的转子位置测量获得，并且由微处理器7的获取器件26获取的旋转速度Ω确定，或者，对于没有传感器的电机，通过分析相电压确定。

允许在处理器9的PWM外围设备8上仿真全波控制C的状态机包括四个状态，其中之一是初始化状态(状态0)。状态(0...3)和这些状态之间的转变Tis(i＝0...3；s＝0...3)在下面的表1和图5的图中示出。

	输入	输出		输入	输出
						T11	θ(t<sub>n+1</sub>)-S1&lt;0	α＝0	T03	Not(T22)&Not(T11)	α＝0
T22	θ(t<sub>n+1</sub>)-S2&lt;0	α＝1	T32	Not(T33)&Not(T11)	α＝(θ(t<sub>n+1</sub>)-S1)×F/ω(t<sub>n</sub>)
						T33	θ(t<sub>n+1</sub>)-θ(t<sub>n</sub>)&gt;0	α＝0	T12	Not(T11)	α＝(θ(t<sub>n+1</sub>)-S1)×F/ω(t<sub>n</sub>)
T01	T11	α＝0	T23	Not(T22)	α＝1-(θ(t<sub>n+1</sub>)-S2)×F/ω(t<sub>n</sub>)
						T02	T22&Not(T11)	α＝1	T31	Not(T33)&T11	α＝0

表1

PWM信号向左或向右的对齐的选择仅取决于由电位置θ穿过的第一或第二角度切换阈值(S1或S2)：如果是S1，则向右对齐25，如果是S2，则向左对齐24。如果它既不是一个也不是另一个，这不重要，因为占空比α是0或1。

该算法受电位置θ的时间分辨率的限制：两个连续的电位置θ(t_n+1)、θ(t_n)必须不能分隔大于控制的开口的宽度S2-S1，以便不必在同一PWM周期中产生两个沿。通常，对于“全或无”类型控制，需要在电周期中具有至少两个位置点(180°)。

为了实现用于控制多相同步旋转电机1的该方法，由微处理器、微控制器或任何其它可编程组件形成的根据本发明的控制装置12的电子控制单元7因此除了用于产生PWM信号的外围设备8之外，该还包括用于获取旋转速度Ω的器件26以及用于将该旋转速度Ω与预定的额定转速Ω₀进行比较的器件。

在这一大约300到400Hz的额定转速Ω₀之上，微处理器7的中央处理单元9执行第一子程序，使得可以在PWM外围设备8上仿真全波控制C，以便与转换器3的切换性能保持兼容。

该第一子程序包括代表上述算法的指令，特别是图5中表示的并在表1中列举的状态机。

这些指令被存储在微处理器7的存储器10中。它们包括用于加载占空比和PWM信号的对齐到编程寄存器的指令。

当电机1的旋转速度Ω低于额定转速Ω₀时，执行第二子程序，其代码也存储在微处理器7的存储器10中。

该第二子程序允许PWM外围设备8以几KHz的频率F产生PWM控制，以便以已知的在其中的方式控制转换器3。

在特定实施例中，根据本发明的包括转换器3和电子控制单元7的控制装置12集成在用于机动车辆的可逆电机1的后轴承上。

这是现代的可逆电机1，其通过集成在微处理器7中的用于陆上网络(例如LIN或CAN类型等)的接口27与车辆的电机控制单元通信。

由于微处理器7的实现，控制装置12可以通过改变旋转电机1的微程序来来方便地适应旋转电机1的各种电气特性，不同于例如基于ASIC的控制装置或任何其它布线逻辑部件。

此外，由于根据本发明的方法，对于高旋转速度Ω，该方法允许利用与用于PWM控制的架构相同的架构8、9、10仿真全波控制器C，转换器3的半导体开关元件5、6不需要具有高开关频率Fc，并且不需要提供专用于产生全波控制的其它外围设备。

这导致成本的降低，从而为根据本发明的可逆电机提供一定的竞争优势。

应当理解，本发明不仅仅局限于先前描述的优选实施例。

提供相电压U1、V1、W1；U2、V2、W2的时间图仅作为用于三相电机的示例；类似的时间图可以示出与具有更多数量的相、特别是双三相的电机相关的描述。

额定转速Ω₀和信号频率F的数值被提供给已经由申请人公司销售的一种可逆电机，根据本发明的方法和装置旨在改进该可逆电机。

其他数值根据其他类型或模型的机电特性预先确定。

因此，本发明包括将保持在由所附权利要求限定的内容中的所有可能的变型实施例。

Claims (8)

1.一种用于控制多相同步旋转电机(1)的方法，包括通过全波控制C控制所述电机(1)的相电流的步骤，其特征在于，所述全波控制借助于具有高于所述电机的电频率的信号频率F的脉冲宽度调制(PWM)信号产生，所述脉冲宽度调制信号(16)的上升沿或下降沿与所述电机(1)的电位置θ同第一角度切换阈值及第二角度切换阈值S1、S2的第一交叉点及第二交叉点同步，并且在于，所述脉冲宽度调制信号的占空比α周期性地更新到所述信号频率F，其中，所述脉冲宽度调制信号(16)与所述第一交叉点的右边(25)对齐，并且与所述第二交叉点的左边(24)对齐，所述第一角度切换阈值和第二角度切换阈值S1、S2具有S1＝90°-x/2和S2＝90°+x/2的形式，并且控制的开口已知为x＝S2-S1。

2.根据权利要求1所述的用于控制多相同步旋转电机(1)的方法，其特征在于，所述电位置θ在所述信号频率F处被周期性地估计，并且所述电位置θ的当前位置在第一时刻确定，所述电位置θ的未来位置在相继于所述第一时刻的第二时刻被估计为等于所述当前位置增加所述电机(1)在所述第一时刻的电速度与所述信号频率F的商，并且在于，根据所述未来位置和所述第一角度切换阈值和第二角度切换阈值S1、S2将所述占空比α更新到所述第一时刻。

3.根据权利要求2所述的用于控制多相同步旋转电机(1)的方法，其特征在于，所述第一角度切换阈值S1低于所述第二角度切换阈值S2，在所述第一时刻更新所述占空比α满足以下条件之一：

-当所述未来位置在所述第一角度切换阈值S1处低于模量360°时，所述占空比为零；

-当所述未来位置低于所述第二角度切换阈值S2并且所述当前位置高于所述第一角度切换阈值S1时，所述占空比α等于一个单位；

-在所述第一交叉点的所述占空比α由第一表达式给出：

α＝(θ(t_n+1)-S1)×F/ω(t_n)

其中：

θ(t_n+1)为所述未来位置；

S1为所述第一角度切换阈值；

ω(t_n)为在所述第一时刻处的所述电速度；

F是所述信号频率；

-在所述第二交叉点的所述占空比α由第二表达式给出：

α＝1-(θ(t_n+1)-S2)×F/ω(t_n)

其中：

θ(t_n+1)为所述未来位置；

S2为所述第二角度切换阈值；

ω(t_n)为在所述第一时刻处的所述电速度；

F是所述信号频率。

4.根据前述权利要求1至3中任一项所述的用于控制多相同步旋转电机(1)的方法，其特征在于，所述全波控制是“全或无”型的第一控制(17、18)，或“三状态”型的第二控制(19、20、21)，所述第一角度切换阈值和第二角度切换阈值S1、S2对于所述第一控制(17、18)分别为0°和180°，或者对于所述第二控制(19、20、21)分别为30°和150°。

5.根据前述权利要求1至3中任一项所述的用于控制多相同步旋转电机(1)的方法，其特征在于，所述方法还包括当所述电频率低于预定的额定电频率时，通过所述脉冲宽度调制(PWM)信号直接控制所述相电流的步骤。

6.一种能实施根据前述权利要求1至5中任一项所述的方法的多相同步旋转电机(1)的控制装置(12)，包括控制转换器(3)的电子控制单元(7)，所述转换器(3)连接到车载网络(2)上，所述车载网络由电池(B+)供电，并且被设计为连接到所述多相同步旋转电机(1)的相绕组(u、v、w)，其特征在于，所述电子控制单元(7)包括：

-用于获取所述多相同步旋转电机(1)的旋转速度(Ω)的器件(26)；

-外围设备(8)，用于以预定信号频率F产生脉冲宽度调制信号，包括占空比α和所述脉冲宽度调制信号(16)的对齐的至少一个编程寄存器；

-用于将所述旋转速度(Ω)与预定额定转速进行比较的比较器件；

-中央处理单元(9)，其执行对所述编程寄存器周期性地充电的第一子程序或第二子程序，以便产生所述脉冲宽度调制信号(16)，以控制所述转换器，以便根据所述比较器件的状态产生第一脉冲宽度调制相电压(U1、V1、W1)或第二全波相电压(U2、V2、W2)；

-用于存储所述第一子程序和第二子程序的器件(10)。

7.根据前述权利要求6所述的多相同步旋转电机(1)的控制装置(12)，其特征在于，所述信号频率F低于所述转换器(3)的预定最大切换频率，并且，所述额定转速对应于比所述信号频率F低一个数量级的额定电频率。

8.一种用于机动车辆的可逆电机(1)，其特征在于，在电动机模式下操作中，所述可逆电机包括根据前述权利要求6或7所述的控制装置(12)。

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