JP2017200344A - 交流電動機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】分割数を変更したとき、フーリエ級数展開による１次電流演算値が急変することを防止する交流電動機の制御装置を提供する。
【解決手段】フーリエ係数演算部５３は、相電流を電気角の関数として当該相の１次電流を抽出しフィードバックするフーリエ級数展開において、相電流検出値又は相電流推定値に基づく算出値を電気１周期にわたって積算することによりフーリエ係数ａ_sum、ｂ_sumを演算する。分割数変更部５４により分割数が変更されたとき、フーリエ係数演算部５３が変更後分割数Ｍによる演算に切り替える時点を演算切替時とする。遡及推定部５５は、フーリエ係数演算部５３が演算切替時から電気１周期の期間に演算に用いる電気角及び相電流値として、変更前分割数Ｎを用いて算出されたフーリエ係数ａ_sum、ｂ_sumに基づき、変更後分割数Ｍに対応する電気角θ［ｊ］及び相電流推定値Ｉｖｅｓｔ［ｊ］を演算切替時から遡って逆演算する。
【選択図】図７

Description

本発明は、交流電動機の通電を制御する交流電動機の制御装置に関する。

従来、電流センサが検出した相電流検出値に基づいてフィードバック制御を行う交流電動機の制御装置において、相電流の１次成分に重畳する高次成分の影響を低減する技術が知られている。
例えば特許文献１に開示された交流電動機の制御装置は、相電流検出値をフーリエ級数展開して１次成分を抽出し、抽出した１次電流に基づいてフィードバック制御を行う。このとき、電気角ｋ周期を分割数Ｎで分割したサンプリング間隔でサンプリングされた相電流検出値に基づく算出値を積算することにより、フーリエ係数を演算する。

特許第５７４１９６６号公報

特許文献１には、交流電動機の回転数又は電気周波数によって、分割数Ｎを変更してもよいと記載されている。具体的には、回転数又は電気周波数が高くなるほど分割数Ｎを少なくすることにより、電気１周期の時間を分割数Ｎで分割した時間が処理時間を下回り、制御が破綻することを防止することができる。また、回転数又は電気周波数が低くなるほど分割数Ｎを多くすることにより、１次電流の検出精度を確保することができる。

ところで特許文献１の従来技術によるフーリエ係数の演算では、現在から遡って電気角ｋ周期におけるＮ個の電気角及び相電流検出値を用いて積算値を算出する。したがって、分割数の変更時から電気角ｋ周期の期間、変更前分割数による相電流検出値と、変更後分割数による相電流検出値との両方を用いたイレギュラーな演算が実行される。このとき、フーリエ級数展開による１次電流演算値が急変し、交流電動機のトルク変動やパワー変動が生じるおそれがある。

本発明は、このような点に鑑みて創作されたものであり、その目的は、分割数を変更したとき、フーリエ級数展開による１次電流演算値が急変することを防止する交流電動機の制御装置を提供することにある。

本発明の交流電動機の制御装置は、複数のスイッチング素子（２１−２６）の動作により直流電力を交流電力に変換し、交流電動機（８０）に供給するインバータ（２０）と、フィードバックされた相電流に基づいてインバータを操作し、交流電動機の通電を制御するインバータ制御部（３０）とを備える。
本明細書で「交流電動機」は、交流駆動のモータ、発電機、及びモータジェネレータを含むものであり、例えば、ハイブリッド自動車や電気自動車の主機として用いられ駆動輪を駆動するためのトルクを発生するモータジェネレータが該当する。また、例えば、モータジェネレータの通電を制御する制御装置が「交流電動機の制御装置」に該当する。

本発明の第１の態様では、インバータ制御部は、サンプリング部（５１）と、フーリエ係数演算部（５３）と、分割数変更部（５４）と、遡及推定部（５５）とを有する。
サンプリング部は、電気角ｋ周期（ｋは自然数）を「２以上の整数である分割数」で分割したサンプリング間隔で相電流検出値をサンプリングする。
フーリエ係数演算部は、相電流を電気角の関数として当該相の１次電流を抽出しフィードバックするフーリエ級数展開において、相電流検出値又は相電流推定値に基づく算出値を電気角ｋ周期にわたって積算することによりフーリエ係数を演算する。

分割数変更部は、任意のタイミングで分割数を変更前分割数（Ｎ）から変更後分割数（Ｍ）に変更可能である。
分割数変更部により分割数が変更されたとき、フーリエ係数演算部が変更後分割数による演算に切り替える時点を演算切替時（ｔｘ）とする。遡及推定部は、フーリエ係数演算部が演算切替時から電気角ｋ周期の期間に演算に用いる電気角及び相電流値として、変更前分割数を用いて算出されたフーリエ係数（ａ_sum、ｂ_sum）に基づき、変更後分割数に対応する電気角及び相電流推定値を演算切替時から遡って逆演算する。

このように、フーリエ係数演算部は、演算切替時から電気角ｋ周期の期間、変更前分割数による電気角及び相電流検出値を用いるのでなく、変更後分割数に対応する電気角及び相電流推定値を用いてフーリエ係数を演算する。これにより、変更後の分割数のみを用いた規則的な演算を実行することができる。したがって、分割数変更時にフーリエ級数展開による１次電流演算値が急変し、交流電動機のトルク変動やパワー変動が生じることを防止することができる。

本発明の第２の態様では、インバータ制御部は、複数のサンプリング部（５１、５２）と、フーリエ係数演算部（５３）と、分割数変更部（５４）とを有する。
複数のサンプリング部は、分割数の変更が通知された時から電気角ｋ周期の期間である移行期間において、変更前分割数による相電流のサンプリングと、変更後分割数による相電流のサンプリングとを併行して実行する。
フーリエ係数演算部は、移行期間中は変更前分割数を用いてフーリエ係数を算出し、移行期間の終了時を演算切替時（ｔｘ）として変更後分割数による演算に切り替える。
この態様でも、分割数変更時における１次電流演算値の急変を防止することができる。

各実施形態による交流電動機の制御装置が適用されるＭＧ駆動システムの概略構成図。 図１のインバータ制御部の制御ブロック図。 従来技術によるフーリエ係数演算の積算手法（１）を説明する図。 積算手法（１）での分割数変更時に生じる課題を説明する図。 従来技術によるフーリエ係数演算の積算手法（２）を説明する図。 積算手法（２）での分割数変更時に生じる課題を説明する図。 第１実施形態による電流処理部の制御ブロック図。 第１実施形態によるフーリエ係数演算の積算手法を説明する図。 第１実施形態によるフーリエ係数演算処理のフローチャート。 第１実施形態による（ａ）通常演算処理、（ｂ）分割数変更時の処理を説明するタイムチャート。 変更前分割数Ｎ＝６の場合の（ａ）相電流検出値、（ｂ）フーリエ係数の要素を示す図。 変更後分割数Ｍ＝１０の場合の（ａ）相電流推定値、（ｂ）フーリエ係数の要素を示す図。 第２実施形態による電流処理部の制御ブロック図。 第３実施形態による電流処理部の制御ブロック図。 第３実施形態による分割数変更時の処理を説明するタイムチャート。

以下、交流電動機の制御装置の複数の実施形態を図面に基づいて説明する。複数の実施形態において実質的に同一の構成には、同一の符号を付して説明を省略する。また、以下の第１〜第３実施形態を包括して「本実施形態」という。
本実施形態の交流電動機の制御装置は、ハイブリッド自動車や電気自動車の動力源であるモータジェネレータ（以下「ＭＧ」）を駆動するシステムにおいて、三相交流モータであるＭＧの通電を制御する装置である。各実施形態の「ＭＧ」及び「ＭＧ制御装置」は、特許請求の範囲に記載の「交流電動機」及び「交流電動機の制御装置」に相当する。

［システム構成］
まず、各実施形態のＭＧ制御装置が適用されるＭＧ駆動システムの全体構成について図１を参照して説明する。図１には、一つのＭＧを備えるシステムを例示する。
ＭＧ駆動システム９０は、充放電可能な二次電池であるバッテリ１１の直流電力をインバータ２０で三相交流電力に変換してＭＧ８０に供給するシステムである。ＭＧ駆動システム９０においてＭＧ制御装置１０は、主にインバータ２０及びインバータ制御部３０を含む。なお、ＭＧ制御装置１０は、二つ以上のＭＧを備えたＭＧ駆動システムにも同様に適用可能である。
なお、ＭＧ制御装置１０は、バッテリ１１の電圧を昇圧してインバータ２０に出力するコンバータを備えたＭＧ駆動システムに適用されてもよい。また、ＭＧ制御装置１０は、二つ以上のＭＧを備えたＭＧ駆動システムにも同様に適用可能である。

ＭＧ８０は、例えば永久磁石式同期型の三相交流モータである。本実施形態では、ＭＧ８０は、ハイブリッド自動車の駆動輪を駆動するトルクを発生する電動機としての機能、及び、エンジンや駆動輪から伝達されるトルクを発電によってエネルギー回収する発電機としての機能を兼ね備える。

ＭＧ８０の三相巻線８１、８２、８３のうち少なくとも一相の巻線に接続される電流経路には、相電流を検出する電流センサが設けられる。図１に実線で示す代表的な実施形態では、Ｖ相巻線８２に接続される電流経路に、Ｖ相電流Ｉｖを検出する電流センサ８７が設けられており、一相の電流としてＶ相電流Ｉｖがインバータ制御部３０に取得される。他の実施形態では、一相の電流としてＵ相電流Ｉｕ又はＷ相電流Ｉｗがインバータ制御部３０に取得されてもよい。また、図１に破線で示すように、Ｖ相電流Ｉｖを検出する電流センサ８７に加え、Ｗ相電流Ｉｗを検出する電流センサ８８がさらに設けられてもよい。或いは、三相の電流が検出されてもよい。

検出する電流の相数に応じた演算処理の構成は、特許文献１（特許第５７４１９６６号公報）や後述の特許文献２（特許第５８８８５６７号公報）に開示された各実施形態を応用して適宜設計可能である。
ＭＧ８０の電気角θは、例えばレゾルバ等の回転角センサ８５により検出される。

インバータ２０は、上下アームの６つのスイッチング素子２１−２６がブリッジ接続されている。詳しくは、スイッチング素子２１、２２、２３は、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の上アームのスイッチング素子であり、スイッチング素子２４、２５、２６は、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の下アームのスイッチング素子である。スイッチング素子２１−２６は、例えばＩＧＢＴで構成され、低電位側から高電位側へ向かう電流を許容する還流ダイオードが並列に接続されている。

インバータ２０は、インバータ制御部３０からのゲート信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬに従ってスイッチング素子２１−２６が動作することで直流電力を三相交流電力に変換する。そして、インバータ制御部３０が演算した電圧指令に応じた相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、ＶｗをＭＧ８０の各相巻線８１、８２、８３に印加する。平滑コンデンサ１５は、インバータ２０に入力されるシステム電圧Ｖｓｙｓを平滑化する。
電圧センサ２７はシステム電圧Ｖｓｙｓを検出する。

インバータ制御部３０は、マイコン等により構成され、図示しないＣＰＵ、ＲＯＭ、Ｉ／Ｏ、及び、これらの構成を接続するバスライン等を内部に備えている。マイコンは、予め記憶されたプログラムをＣＰＵで実行することによるソフトウェア処理や、専用の電子回路によるハードウェア処理による制御を実行する。

インバータ制御部３０は、各センサが検出したシステム電圧Ｖｓｙｓ、二相の相電流Ｉｖ、Ｉｗ、電気角θを取得する。また、インバータ制御部３０は、微分器８６により電気角θが時間微分された電気角速度ω［ｄｅｇ／ｓ］を取得する。なお、インバータ制御部３０の内部に微分器８６を有してもよい。
電気角速度ωは、比例定数を乗じることにより、回転数Ｎｒ［ｒｐｍ］に換算される。本明細書では「電気角速度ωを換算した回転数」を省略して、適宜「回転数ω」といい、「回転数ω」と「回転数Ｎｒ」とを併用する。特に「回転数Ｎｒ」は、後述の電流処理部にて分割数変更部が取得する情報として用いる。それ以外のモータ制御の説明では、主に「回転数ω」を用いる。

さらにインバータ制御部３０は、上位制御回路からトルク指令Ｔｒｑ^*が入力される。
インバータ制御部３０は、これらの情報に基づいて、インバータ２０を操作するゲート信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬを演算する。インバータ２０は、ゲート信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬに従ってスイッチング素子２１−２６が動作することにより、バッテリ１１から入力される直流電力を交流電力に変換しＭＧ８０に供給する。

［インバータ制御部の構成］
次に、インバータ制御部３０の構成について、図２を参照して説明する。
インバータ制御部３０は、一般的なフィードバック制御（図中、「ＦＢ制御」）の構成として、トルク推定部３２、トルクフィードバック制御部３４０、電流指令演算部３５、電流フィードバック制御部３８０、変調器６０及びゲート信号生成部７９を含む。本実施形態では、ベクトル制御により固定座標系を回転座標系に変換する機能は、電流処理部５０に含まれる。また、インバータ制御部３０は、特徴構成である電流処理部５０を含む他、破線で示すように、スペクトル演算部４０を含んでもよい。

まず、一般的なフィードバック制御の構成について説明する。本実施形態は、ＭＧ８０の三相巻線８１、８２、８３に流れる電流のうち少なくとも一相の電流がフィードバックされる構成において成立する。したがって、インバータ制御部３０は、電流フィードバック制御部３８０のみを備え、トルクフィードバック制御部３４０を備えなくてもよい。或いは、図２に示すように、フィードバック電流に基づいてトルク推定値Ｔｒｑ＿ｅｓｔを算出する構成のトルクフィードバック制御部３４０のみを備えてもよい。

ただし、ハイブリッド自動車のＭＧ駆動システム９０に現実に適用される構成として、トルクフィードバック制御部３４０と電流フィードバック制御部３８０との両方を備える構成が一般的であるため、ここでは、その構成を代表的な実施形態として説明する。
この構成では、演算した電圧ベクトルの振幅Ｖｒとシステム電圧Ｖｓｙｓとから算出される変調率に応じて、電圧ベクトルを演算するフィードバック方式が切り替えられる。すなわち、トルクフィードバック制御部３４０と電流フィードバック制御部３８０とが協働して電圧ベクトルを演算する場合と、電流フィードバック制御部３８０が単独で電圧ベクトルを演算する場合とがある。

トルクフィードバック制御部３４０は、トルク減算器３３及び制御器３４を有する。
電流フィードバック制御部３８０は、電流減算器３６、制御器３７、制御器３８、電圧振幅／位相演算部３９を有する。このうち、制御器３７と、制御器３８及び電圧振幅／位相演算部３９とは、上述の二つのフィードバック方式に応じて選択的に設けられる。

最初に、両方のフィードバック方式に共通の構成を説明する。
電流処理部５０は、相電流検出値に基づき算出したｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑを電流減算器３６にフィードバックする。
電流指令演算部３５は、トルク指令Ｔｒｑ^*に基づき、例えば電流当たり最大トルクが得られるように、マップや数式を用いてｄｑ軸電流指令Ｉｄ^*、Ｉｑ^*を演算する。
電流フィードバック制御部３８０の電流減算器３６は、ｄｑ軸電流指令Ｉｄ^*、Ｉｑ^*と、電流処理部５０からフィードバックされるｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑとの電流偏差ΔＩｄ、ΔＩｑを算出する。

続いて、トルクフィードバック制御部３４０と電流フィードバック制御部３８０とが協働して電圧ベクトルを演算する場合の構成を説明する。
トルク推定部３２は、ｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑ、及び、ＭＧ８０のモータ定数に基づき、トルク推定値Ｔｒｑ＿ｅｓｔを算出する。

トルクフィードバック制御部３４０のトルク減算器３３は、トルク指令Ｔｒｑ^*とトルク推定値Ｔｒｑ＿ｅｓｔとのトルク偏差ΔＴｒｑを算出する。制御器３４は、トルク偏差ΔＴｒｑを０に収束させるように、ＰＩ演算により電圧位相φを演算し、変調器６０に出力する。
また、電流フィードバック制御部３８０の制御器３７は、電流偏差ΔＩｄ、ΔＩｑを０に収束させるように、ＰＩ演算により電圧振幅Ｖｒを演算し、変調器６０に出力する。

次に、電流フィードバック制御部３８０が単独で電圧ベクトルを演算する場合の構成を説明する。
電流フィードバック制御部３８０の制御器３８は、電流偏差ΔＩｄ、ΔＩｑを０に収束させるように、ＰＩ演算によりｄｑ軸電圧指令Ｖｄ^*、Ｖｑ^*を演算する。電圧振幅／位相演算部３９は、ｄｑ軸電圧指令Ｖｄ^*、Ｖｑ^*を電圧振幅Ｖｒ及び電圧位相φに変換し、変調器６０に出力する。なお、図２には、電圧位相φをｄ軸基準で定義する例を参考に示しているが、ｑ軸基準で電圧位相を定義してもよい。

こうして変調器６０は、いずれかのフィードバック方式で演算された電圧振幅Ｖｒ及び電圧位相φが入力される。また、変調器６０は、システム電圧Ｖｓｙｓ、電気角θ、回転数ω等の情報が入力される。変調器６０は、これらの情報に基づき、インバータ２０を操作する電圧信号をゲート信号生成部７９に出力する。
変調器６０は、電圧信号として、例えば予め記憶された複数のパルスパターンの中から適当なパターン信号を選択する。或いは、相電圧と搬送波との比較により、ＰＷＭ信号を生成する。また、変調率等に応じて、これらの信号を切り替えてもよい。
ゲート信号生成部７９は、変調器６０が出力したパルスパターン又はＰＷＭ信号に基づいて、ゲート信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬを生成し、インバータ２０のスイッチング素子２１−２６に出力する。

スペクトル演算部４０は、ＭＧ８０に流れる一相以上の相電流のスペクトルを検出又は推定する。例えば、スペクトル演算部４０は、Ｖ相電流Ｉｖを取得し、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）等の手段によって当該相電流のスペクトルを検出してもよく、或いは、変調器６０が出力する電圧信号に基づいてスペクトルを推定してもよい。

［電流処理部の構成、作用］
次に、電流処理部５０の構成、作用について説明する。電流処理部５０には、電流センサ８７が検出したＶ相電流Ｉｖに加え、電気角θ及び回転数Ｎｒが入力される。
ところで、従来技術である特許文献１に記載されている通り、ＭＧ制御装置では、フィードバックされる相電流に高次成分が重畳したり、相電流がオフセットしたりする場合がある。そこで、相電流検出値をフーリエ級数展開して抽出した１次電流演算値を用いてフィードバック制御することで、高次成分による騒音を低減し、相電流のオフセットによるトルク変動やパワー変動を抑制可能となる。

本実施形態の電流処理部５０の主要な機能は、特許文献１に開示された「１次電流演算部」及び「２相３相変換部」を合わせたものに相当する。すなわち、電流処理部５０は、電流センサ８７が検出した相電流検出値をフーリエ級数展開して１次成分を抽出し、さらに、相電流の１次成分をｄｑ軸電流に変換してフィードバックする機能を備える。
特許文献１の従来技術では、このフーリエ級数展開において、電気角ｋ周期を分割数Ｎで分割したサンプリング間隔でサンプリングした相電流検出値を電気角ｋ周期にわたって積算することによりフーリエ係数を演算する。なお、特許文献１では、「電気角ｋ周期を分割数Ｎで分割したサンプリング間隔」を「積算角の間隔」と表している。積算角の考え方やフーリエ係数の演算式、及び、フーリエ係数を用いた１次電流の演算式等については特許文献１の開示内容に準ずるものとし、本明細書では詳細な説明を省略する。

従来技術の第２実施形態では、積算角の間隔は、電気角ｋ周期を分割数Ｎで等分割した一定間隔Δに設定される。この構成において、フーリエ係数ａ１、ｂ１、及び例えばＶ相の１次電流Ｉｖ１ｓは、式（１．１）〜（１．３）により算出される。式（１．２）、（１．３）は、積算期間における積算演算を表している。
以下の式で変数「ｎ」はサンプリング値について用いる。また、式中のフーリエ係数の記号「エー」について、明細書及び一部の図面では便宜上「ａ」の字体で代替する。

また、特許文献１の段落［００８４］には、次のように記載されている。
「分割数Ｎを固定した場合、回転数Ｎｒに応じて積算タイミングの周期が変動する。そこで、積算の精度を適正に確保できるよう、交流電動機の回転数Ｎｒ、又は電気周波数によって、分割数Ｎを変更してもよい。具体的には、回転数Ｎｒ又は電気周波数が高くなるほど分割数Ｎを少なくし、回転数Ｎｒ又は電気周波数が低くなるほど分割数Ｎを多くするとよい。」

特許文献１には、分割数を変更した直後、詳しくは、フーリエ係数演算に用いる分割数を切り替えてから電気角ｋ周期の期間における積算演算について何ら記載されていない。しかし、分割数変更時の演算において次に説明するような問題が発生する可能性がある。この問題について、図３〜図６を参照し、二通りの積算手法を想定して説明する。
ここでは、積算期間の周期を「ｋ＝１」として説明する。また、「ｋ＝１」の場合の積算期間を「電気１周期」と記載する。

図３に示す第１の積算手法は、前回の電気１周期分の積算値から最も古い値を減算すると共に、最新の値を加算することにより今回の積算値を算出する手法である。図３（ａ）には制御ブロックを示し、図３（ｂ）には電気角θの関数であるＶ相電流Ｉｖ（θ）の時間変化を示す。
＜１＞は「前回演算でのＮ個（すなわち１周期分）の積算値」である。＜２＞の「現在からＮ個前のＩｖｃｏｓθ及びＩｖｓｉｎθ」は、図３（ｂ）の「廃棄値」に相当する。同様に、＜３＞の「サンプリングされたＩｖｃｏｓθ及びＩｖｓｉｎθ」は、「現在値」に相当する。＜４＞は、「今回演算でのＮ個（すなわち１周期分）の積算値」である。
＜１＞から＜２＞が減算され、＜３＞が加算されることにより、＜４＞が算出される。

図４に、第１の積算手法において分割数をＮ（例えば１６）からＭ（例えば１２）に変更した場合の様子を示す。ここで、「Ｉｖｓｉｎθ」は、フーリエ係数演算において積算される「Ｉｖｃｏｓθ」及び「Ｉｖｓｉｎθ」を代表して示すものである。
分割数の変更タイミングと演算タイミングとが一致すると仮定すると、分割数を変更した瞬間に算出されるフーリエ係数ａ１は、式（２）に示す通り、同じ値となる。

その後の電気１周期の期間において、演算したい１次電流値は、本来、分割数とは関係ないため、分割数変更前後の積算値ａ１、ｂ１は、同じ値でなければならない。そこで、図４（ａ）に示すように、分割数変更前の１６点の値が減算され、分割数変更後の１２点の値が加算される処理が理想である。しかし現実の処理では、分割数変更前の１６点の値のうち、分割数変更後に加算される１２点に対応する１２点のみが減算され、４点の値が残ることとなる。
このように、加算する値の数と減算する値の数との違いにより、図４（ｂ）に示すように、分割数変更後の１次電流演算値にオフセットが発生し、振幅が増大する。

次に、図５に示す第２の積算手法では、Ｎ回前のサンプリング時ｔ［ｎ−Ｎ］から今回のサンプリング時ｔ［ｎ−１］まで、電気角θ［ｎ−Ｎ］・・・θ［ｎ−１］にサンプリングしたＮ個の相電流検出値Ｉｖ［ｎ−Ｎ］・・・Ｉｖ［ｎ−１］をホールドしておく。そして、毎回の演算時において、現在から遡って各Ｎ個のＩｖｃｏｓθ、Ｉｖｓｉｎθの値を積算してフーリエ係数ａ１、ｂ１を算出する。

図６に、第２の積算手法において分割数をＮ（例えば１６）からＭ（例えば８）に変更した場合の様子を示す。図６（ａ）に示すように、この手法では、分割数が変更されてから電気１周期の期間、変更後分割数Ｍ個の積算周期が電気１周期ではなくなる。
これにより、図４（ｂ）に示すように、分割数変更後の電気１周期の期間において１次電流演算値に変動が発生する。

以上のように、フーリエ係数の演算における従来の積算手法では、分割数の変更時から電気１周期の期間は、変更前分割数Ｎによる相電流検出値と、変更後分割数Ｍによる相電流検出値との両方を用いたイレギュラーな演算が実行される。このとき、フーリエ級数展開による１次電流演算値Ｉｖ１ｓが急変し、ＭＧ８０のトルク変動やパワー変動が生じるおそれがある。
そこで本実施形態は、分割数を変更したとき、フーリエ級数展開による１次電流演算値が急変することを防止するための電流処理部の構成及び作用に特徴を有する。

以下、電流処理部５０の詳細構成について実施形態毎に説明する。各実施形態の電流処理部の符号として、それぞれ「５０」に続く３桁目に実施形態の番号を付して区別する。
（第１実施形態）
図７に示すように、第１実施形態の電流処理部５０１は、サンプリング部５１、フーリエ係数演算部５３、分割数変更部５４、遡及推定部５５及び電流ベクトル演算部５６を有する。

フーリエ級数展開の積算期間を一般化して表すと、サンプリング部５１は、電気角ｋ周期（ｋは自然数）を「２以上の整数である分割数」で分割したサンプリング間隔で相電流検出値をサンプリングする。また、フーリエ係数演算部５３は、「相電流を電気角の関数として当該相の１次電流を抽出しフィードバックするフーリエ級数展開」において、相電流検出値又は相電流推定値に基づく算出値を電気角ｋ周期にわたって積算することによりフーリエ係数を演算する。

ただし、第１〜第３実施形態では、積算期間の周期を「ｋ＝１」とし、「ｋ＝１」の場合の積算期間を「電気１周期」と記載する。また、第１〜第３実施形態では、一相の電流センサ８７が検出したＶ相電流Ｉｖがサンプリング部５１に入力されるものとする。
したがって、第１〜第３実施形態のサンプリング部５１は、電気角θ及びＶ相電流Ｉｖを取得し、電気１周期を「２以上の整数である分割数」で分割したサンプリング間隔で、すなわち電気角θ［ｎ］毎に相電流検出値Ｉｖ［ｎ］をサンプリングする。

以下、分割数の記号は原則として「Ｎ」を用い、分割数の変更について言及するとき、変更前分割数を「Ｎ」、変更後分割数を「Ｍ」として区別する。また、図９、図１０及び数式では、分割数を一般的に表す変数として「ｐ」を用いる。
なお、分割数は、概念上「２以上の整数」と定義しているが、実用上の分割数は３以上に設定されることが好ましい。

分割数変更部５４は、ＭＧ８０の回転数Ｎｒやスペクトル等に応じて、任意のタイミングで分割数を変更可能である。分割数変更部５４は、例えば特許文献１の知見に従い、回転数Ｎｒが高くなるほど分割数を少なくし、回転数Ｎｒが低くなるほど分割数を多くするように変更してもよい。また、分割数変更部５４は、特定周波数の相電流スペクトルの振幅が所定の閾値以上であるとき、特定の分割数の使用を禁止してもよい。例えば、相電流１１次又は１３次成分のスペクトルの振幅が閾値以上であるとき、分割数として「１２」の使用を禁止すること等が考えられる。
分割数変更部５４は、変更前分割数Ｎから変更後分割数Ｍへの変更を決定すると、変更前後の分割数Ｎ、Ｍをサンプリング部５１及びフーリエ係数演算部５３に通知し、また、変更後分割数Ｍを遡及推定部５５に通知する。

遡及推定部５５は、第１、第２実施形態における最も特徴的な構成である。
以下、「分割数変更部５４により分割数が変更されたとき、フーリエ係数演算部５３が変更後分割数Ｍによる演算に切り替える時点」を「演算切替時ｔｘ」とする。第１、第２実施形態では、制御の遅延時間を無視し、分割数の変更時と演算切替時ｔｘとがほぼ同時であると仮定する。
遡及推定部５５は、フーリエ係数演算部５３が演算切替時ｔｘから電気１周期の積算期間に演算に用いる電気角及び相電流値として、変更後分割数Ｍに対応する電気角及び相電流推定値を演算切替時ｔｘから遡って推定演算する。
このとき遡及推定部５５は、フーリエ係数演算部５３から、演算切替時の電気角θｘ、及び「変更前分割数Ｎを用いて算出されたフーリエ係数ａ_sum、ｂ_sum」を取得し、これに基づく「逆演算」を行う。この逆演算の詳細については後述する。

フーリエ係数演算部５３は、常時、サンプリング部５１から電気角θ［ｎ］及び相電流検出値Ｉｖ［ｎ］を取得する。また、分割数が変更されたとき、演算切替時ｔｘから電気１周期の期間、遡及推定部５５から電気角θ［ｊ］及び相電流推定値Ｉｖｅｓｔ［ｊ］を取得する。以下、変数「ｊ」は推定値について用いる。
このように、相電流検出値Ｉｖ［ｎ］又は推定値Ｉｖｅｓｔ［ｊ］と、それに対応する電気角θ［ｎ］、θ［ｊ］とは１セットの情報である。ただし、これらを常に併記すると冗長になるため、以下の明細書中の記載では、主に相電流検出値Ｉｖ［ｎ］又は推定値Ｉｖｅｓｔ［ｊ］について言及し、対応する電気角θ［ｎ］、θ［ｊ］については適宜記載を省略する。例えば、相電流検出値Ｉｖ［ｎ］又は推定値Ｉｖｅｓｔ［ｊ］を取得したとき、対応する電気角の情報を同時に取得することは自明であると解釈する。

分割数が変更されないとき、フーリエ係数演算部５３は、サンプリング部５１から取得した相電流検出値Ｉｖ［ｎ］に基づく算出値を電気１周期にわたって積算することによりフーリエ係数ａ_sum、ｂ_sumを演算する。
一方、分割数が変更されたとき、フーリエ係数演算部５３は、サンプリング部５１から取得した相電流検出値Ｉｖ［ｎ］に基づく算出値、及び、遡及推定部５５から取得した相電流推定値Ｉｖｅｓｔ［ｊ］に基づく算出値を電気１周期にわたって積算することによりフーリエ係数ａ_sum、ｂ_sumを演算する。
ここで、「相電流検出値又は推定値に基づく算出値」とは、図１０等におけるフーリエ係数の要素ａ［ｎ］、ｂ［ｎ］又はａ［ｊ］、ｂ［ｊ］を意味する。

電流ベクトル演算部５６は、フーリエ係数演算部５３が演算したフーリエ係数ａ_sum、ｂ_sumに基づいて、Ｖ相電流の１次成分を演算することなく、ｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑを直接演算する。
この電流ベクトル演算部５６の構成は、特許第５８８８５６７号公報に開示されたものと同じである。以下、この特許第５８８８５６７号公報を「特許文献２」と称する。特許文献２は、本発明全体の課題に関連するものでないため「背景技術」の欄には記載せず、主に第１実施形態の説明で引用する。

特許文献２の段落［００６４］には、Ｖ相電流から算出されたフーリエ係数に基づいてｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑを算出する計算式が開示されている。第１実施形態の電流ベクトル演算部５６は、この計算式を用いてｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑを算出する。つまり、第１実施形態では、「相電流の１次成分を座標変換したｄｑ軸電流演算値」が「発明が解決しようとする課題」に記載された「フーリエ級数展開による１次電流演算値」に相当する。
なお、Ｖ相電流に代えてＵ相電流又はＷ相電流から算出されたフーリエ係数に基づいてｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑを算出する構成でも、特許文献２の対応する計算式を同様に用いることができる。

第１実施形態によるフーリエ係数演算の積算手法について、図８を参照する。図８は、上述の二通りの積算手法による課題を示す図４、図６に対応する。
例えば、分割数が「Ｎ＝１６」から「Ｍ＝８」に変更されたとき、フーリエ係数演算部５３は、演算切替時ｔｘ後のフーリエ係数演算において、変更前分割数Ｎによるサンプリングで得られた検出値を使用しない。その代わり、分割数変更前の電気１周期分の過去値として、「変更前分割数Ｎを用いて算出されたフーリエ係数ａ_sum、ｂ_sum」に基づいて遡及推定部５５が推定した「変更後分割数Ｍに対応する推定値」を用いる。

要するに、遡及推定部５５は、「分割数変更前の推定値」と「分割数変更後の検出値」とを電気１周期にわたって積算する。図８では、推定値を四角印で示し、検出値を丸印で示す。また、現在が時刻ｔ４である場合の値を実線で記す。破線四角の推定値は、演算切替時ｔｘ以後の時刻ｔ０〜ｔ３で用いられた推定値を示す。
ここで、遡及推定部５５は、「変更前分割数Ｎを用いて算出されたフーリエ係数ａ_sum、ｂ_sum」として、演算切替時ｔｘの直前に算出された値を用いることが好ましい。この「直前」には、実質的な「同時」が含まれる。

次に、図９、図１０を参照し、第１実施形態によるフーリエ係数演算処理を説明する。図９のフローチャートには、フーリエ係数演算処理のルーチンを示す。以下のフローチャートの説明で、記号「Ｓ」はステップを意味する。フローチャートのＳ２及びＳ５では、それぞれ図１０（ａ）、（ｂ）のタイムチャートを参照する。

Ｓ１で、フーリエ係数演算部５３は、サンプリング部５１が新たにサンプリングした相電流検出値Ｉｖ［ｐ−１］を現在値として取得する。現在から遡って電気１周期の期間において、前回までの相電流検出値Ｉｖ［０］，・・・，Ｉｖ［ｐ−２］は、前回までのルーチンで取得されている。ここで、ｐは分割数を示す。
Ｓ２では、式（３．１）〜（３．５）による通常演算処理が実行される。以下の式で、電気角θの単位は［ｄｅｇ］とする。

まず式（３．１）により、電気角θの現在値をθ［ｐ−１］とする。
以下、式（３．４）、（３．５）において積算されるａ［ｎ］、ｂ［ｎ］を「フーリエ係数の要素」という。フーリエ係数演算部５３は、式（３．２）、（３．３）により、現在値の電気角θ［ｐ−１］及び相電流検出値Ｉｖ［ｐ−１］に基づき、要素ａ［ｐ−１］、ｂ［ｐ−１］を算出する。そして、フーリエ係数演算部５３は、式（３．４）、（３．５）により、前回までのルーチンで算出済の要素を含めたｐ個の要素ａ［ｎ］、ｂ［ｎ］を積算し、フーリエ係数ａ_sum、ｂ_sumを算出する。

Ｓ３で、分割数変更部５４は、ＭＧ８０の回転数や相電流スペクトルに基づいて分割数ｐの今回値を算出する。
Ｓ４では分割数ｐが前回値と同じであるか判定する。Ｓ４でＹＥＳの場合、Ｓ６に移行し、ＮＯの場合、Ｓ５の分割数変更時処理に移行する。
Ｓ５では、式（４．１）〜（４．４）による分割数変更時処理が実行される。変更後の分割数ｐについて、変数ｊは「ｊ＝０，・・・，ｐ−１」のｐ個の値を取る。

遡及推定部５５は、演算切替時ｔｘの電気角θｘを基準として、式（４．１）により、変更後分割数ｐに対応する電気角θ［ｊ］を算出する。
また、遡及推定部５５は、Ｓ２で算出されたフーリエ係数ａ_sum、ｂ_sumを用いて、式（４．２）により、変更後分割数ｐに対応する相電流推定値Ｉｖｅｓｔ［ｊ］を逆演算する。

フーリエ係数演算部５３は、式（４．３）、（４．４）により、電気角θ［ｊ］及び相電流推定値Ｉｖｅｓｔ［ｊ］を用いてフーリエ係数の要素ａ［ｊ］、ｂ［ｊ］を算出する。
図１０（ｂ）に示すように、分割数変更後のデータは、電気角θ［ｐ−２］，θ［ｐ−１］及び相電流検出値Ｉｖ［ｐ−２］，Ｉｖ［ｐ−１］等が用いられる。また、分割数変更前のデータは、電気角θ［０］及び相電流推定値Ｉｖｅｓｔ［０］等が用いられる。

Ｓ６は、値更新処理のステップである。式（５．１）〜（５．３）に示すように、今回処理での「ｎ」番目の値は、次回処理での「ｎ−１」番目の値として更新される。

次に図１１、図１２を参照し、フーリエ係数演算処理の具体例を説明する。ここでは、ｄｑ軸電流が「Ｉｄ＝−１、Ｉｑ＝１」となるように逆算で求めたＶ相電流に基づき、電気１周期の分割数ｐを６から１０に変更する場合を想定する。
図１１（ａ）のＶ相電流Ｉｖを「Ｉｖ＝Ａｓｉｎ（θ＋α）」の形で表すと、Ａ及びαは式（６．１）、（６．２）で表される。なお、Ｕ相電流Ｉｕ、Ｗ相電流Ｉｗは参考として図示するに過ぎず、本例での演算には用いられない。

分割数ｐが６のとき、図１１（ａ）において、電気１周期を６分割したサンプリング間隔６０［ｄｅｇ］毎に６個の相電流検出値Ｉｖ［ｎ］（ｎ＝０，・・・，５）がサンプリングされる。
フーリエ係数演算部５３は、電気角θ［ｎ］及び相電流検出値Ｉｖ［ｎ］に基づき、式（７．１）、（７．２）によりフーリエ係数の要素ａ［ｎ］、ｂ［ｎ］を算出する。

式（７．１）、（７．２）に「Ｉｖ＝Ａｓｉｎ（θ＋α）」を代入して整理すると、式（８．１）、（８．２）が得られる。したがって、図１１（ｂ）に示すように、フーリエ係数の要素ａ［ｎ］、ｂ［ｎ］の軌跡は、相電流の２倍の周波数の正弦波となる。

フーリエ係数演算部５３は、式（９．１）、（９．２）により各６個の要素ａ［ｎ］、ｂ［ｎ］を積算し、フーリエ係数ａ_sum、ｂ_sumを算出する。

電流ベクトル算出部５７は、特許文献２の段落［００６４］に開示された計算式に基づく式（１０．１）、（１０．２）により、ｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑを算出する。この例での計算結果は、「Ｉｄ＝−１、Ｉｑ＝１」となる。

続いて、分割数ｐが１０に変更されたときの遡及推定演算について図１２を参照する。分割数１０では、サンプリング間隔は、（３６０／１０）＝３６［ｄｅｇ］となる。
遡及推定部５５は、変更前の分割数６による相電流検出値Ｉｖ［ｎ］に基づいて算出されたフーリエ係数ａ_sum、ｂ_sumを用いて、式（１１）により、相電流推定値Ｉｖｅｓｔ［ｊ］を推定する。なお、図１２（ａ）中の各電流値は、Ｉｖｅｓｔ［ｊ］を省略してＩｖ［ｊ］と記す。

フーリエ係数演算部５３は、分割数１０での電気角θ［ｊ］及び相電流推定値Ｉｖｅｓｔ［ｊ］に基づき、式（１２．１）、（１２．２）によりフーリエ係数の要素ａ［ｊ］、ｂ［ｊ］を過去データとして算出する。

こうしてフーリエ係数演算部５３は、遡及推定演算により求めた過去データと、演算切替時ｔｘ以後にサンプリングされたデータとを電気１周期にわたって積算し、フーリエ係数ａ_sum、ｂ_sumを算出する。以上で、フーリエ係数演算処理の具体例の説明を終わる。

（第２実施形態）
第２実施形態について、図１３を参照して説明する。
第２実施形態の電流処理部５０２は、分割数の変更時、遡及推定部５５が推定した相電流検出値を用いてフーリエ係数演算部５３がフーリエ係数を演算するまでの構成について第１実施形態の電流処理部５０１と共通である。また、第２実施形態によるフーリエ係数演算処理のルーチンは、図９と共通である。

一方、第２実施形態の電流処理部５０２は、第１実施形態の電流ベクトル算出部５６に代えて、１次電流算出部５７、３相２相変換部５９等を有する。そして、特許文献２ではなく特許文献１の構成に準じ、フーリエ係数ａ_sum、ｂ_sumから一旦、相電流の１次成分を演算してからｄｑ軸電流に変換する点が異なる。
１次電流算出部５７は、例えばＶ相の１次電流Ｉｖ１ｓを式（１３）により算出する。

また破線で示すように、特許文献１の第７、第８実施形態に準じ、他相１次電流推定部５８により、例えばＷ相の１次電流推定値Ｉｗ１ｓ＿ｅｓｔを推定してもよい。
３相２相変換部５９は、Ｖ相の１次電流Ｉｖ１ｓ、及びＷ相のＩｗ１ｓ＿ｅｓｔを３相２相変換し、ｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑを算出する。
このように、フーリエ係数演算後のフィードバック電流の演算処理は、制御装置の処理能力や他の制御演算との関連等により、どのような方法を採用してもよい。

（効果）
第１実施形態及び第２実施形態に共通する効果について説明する。
（１）フーリエ係数演算部５３は、演算切替時ｔｘから電気１周期の期間、変更前分割数Ｎによる電気角θ［ｎ］及び相電流検出値Ｉｖ［ｎ］を用いるのでなく、変更後分割数Ｍに対応する電気角θ［ｊ］、及び相電流推定値Ｉｖｅｓｔ［ｊ］を用いてフーリエ係数ａ_sum、ｂ_sumを演算する。これにより、変更後の分割数Ｍのみを用いた規則的な演算を実行することができる。したがって、分割数変更時にフーリエ級数展開による１次電流演算値が急変し、ＭＧ８０のトルク変動やパワー変動が生じることを防止することができる。

（２）遡及推定部５５は、相電流推定値の演算において、演算切替時ｔｘの直前に算出されたフーリエ係数ａ_sum、ｂ_sumの値を用いることにより、演算精度を向上させることができる。特に分割数変更前の電流が不安定である場合には、効果が顕著となる。
（３）分割数変更部５４は、少なくともＭＧ８０の回転数Ｎｒに応じて分割数を変更する。好ましくは、回転数Ｎｒが高くなるほど分割数を少なくし、回転数Ｎｒが低くなるほど分割数を多くする。これにより、高回転領域で制御が破綻することを防止すると共に、低回転領域での１次電流の検出精度を確保することができる。

（第３実施形態）
第３実施形態について図１４、図１５を参照して説明する。図１４に示すように、第３実施形態の電流処理部５０３は、二つのサンプリング部５１、５２を有している。二つのサンプリング部５１、５２は、分割数の変更が通知された時から電気１周期の移行期間において、変更前分割数による相電流のサンプリングと、変更後分割数による相電流のサンプリングとを併行して実行する。
なお、図１４に示す例では、電流処理部５０３は、第１実施形態と同様の電流ベクトル算出部５６を有しているが、これに代えて第２実施形態と同様の１次電流算出部５７及び３相２相変換部５９を有するようにしてもよい。

分割数をＮからＭに変更する場合、分割数変更部５４は、第１サンプリング部５１には変更前分割数Ｎを通知し、第２サンプリング部５２には変更後分割数Ｍを通知する。
第１サンプリング部５１は、変更前分割数Ｎにより、電気角θ［ｎ］での相電流検出値Ｉｖ［ｎ］をサンプリングしてフーリエ係数演算部５３に出力する。第２サンプリング部５２は、変更後分割数Ｍにより、電気角θ［ｍ］での相電流検出値Ｉｖ［ｍ］をサンプリングしてフーリエ係数演算部５３に出力する。

図１５に示すように、第３実施形態では、分割数変更部５４からの分割数変更通知時ｔｃｏｍと、フーリエ係数演算部５３が演算を切り替える演算切替時ｔｘとは同時でない。フーリエ係数演算部５３は、変更通知時ｔｃｏｍから「電気１周期の期間に相当する移行期間」の終了時を演算切替時ｔｘとして、変更後分割数による演算に切り替える。

例えば第１サンプリング部５１は、分割数変更通知時ｔｃｏｍ１まで、変更前分割数Ｎにより相電流検出値Ｉｖ［ｎ］をサンプリングしている。分割数変更通知時ｔｃｏｍ１に分割数をＭに変更することが通知されると、第１サンプリング部５１が引き続きサンプリングを継続すると共に、第２サンプリング部５２は、変更後分割数Ｍにより相電流検出値Ｉｖ［ｍ］のサンプリングを開始する。こうして、二つのサンプリング部５１、５２が併行して相電流をサンプリングする移行期間が開始される。
移行期間中、フーリエ係数演算部５３は、変更前分割数Ｎを用い、第１サンプリング部５１から取得した電気角θ［ｎ］及び相電流検出値Ｉｖ［ｎ］に基づいてフーリエ係数を算出する。

そして、移行期間が終了する演算切替時ｔｘ１から、フーリエ係数演算部５３は、変更後分割数Ｍを用い、第２サンプリング部５２から取得した電気角θ［ｍ］及び相電流検出値Ｉｖ［ｍ］に基づいてフーリエ係数を算出する。また、第１サンプリング部５１は、演算切替時ｔｘ１にサンプリングを終了する。

その後、次の分割数変更通知時ｔｃｏｍ２に分割数をＬに変更することが通知される。すると、次の移行期間では、第２サンプリング部５２による変更前分割数Ｍでの相電流サンプリングと、第１サンプリング部５１による変更後分割数Ｌでの相電流サンプリングとが併行して実行される。次の移行期間中、フーリエ係数演算部５３は、変更前分割数Ｍを用いてフーリエ係数を算出する。そして、次の移行期間が終了する演算切替時ｔｘ２に、フーリエ係数演算部５３は、変更後分割数Ｌによる演算に切り替える。

こうして二つのサンプリング部５１、５２は、変更前分割数による相電流のサンプリングと、変更後分割数による相電流のサンプリングとを、移行期間において併行しつつ交互に実行する。これにより第３実施形態では、第１、第２実施形態と同様に、分割数変更に伴う１次電流演算値の急変を防止することができる。
なお、「複数のサンプリング部」は二つに限らず、三つ以上のサンプリング部が交替で変更前後の分割数による相電流のサンプリングを実行するようにしてもよい。

（その他の実施形態）
（ａ）上記では、一相の相電流検出値に基づいて１次電流を算出する実施形態について主に説明しているが、特許文献１や特許文献２にも開示されているように、二相又は三相の相電流検出値に基づいて１次電流を算出してもよい。例えば、フーリエ係数から直接ｄｑ軸電流を算出する第１実施形態において、特許文献２の第２実施形態の思想を応用し、二相の電流からそれぞれ算出されたｄｑ軸電流の平均値を算出してもよい。

（ｂ）フーリエ係数を演算する積算期間である「電気角ｋ周期（ｋは自然数）」について、「ｋ＝１」に限らず、「ｋ≧２」としてもよい。分割数の変更は、例えば「３周期で１６分割」から「３周期で８分割」というように、ｋの値を一定として変更してもよい。或いは、例えば「２周期で５分割」から「３周期で７分割」というように、ｋの値と、電気角ｋ周期での分割数とを共に変更してもよい。

（ｃ）第１、第２実施形態の遡及推定部５５は、処理時間の制約等により、「変更前分割数Ｎを用いて算出されたフーリエ係数ａ_sum、ｂ_sum」として、演算切替時ｔｘよりも数回前に演算された値を用いてもよい。分割数変更前の電流が安定している場合、直前の算出値と数回前の算出値との差は小さいと考えられる。

（ｄ）本発明において分割数を変更する要因は、ＭＧ８０の回転数や相電流スペクトルに限らず、車両の運転状態や他の制御との関連等、どのような要因によるものでもよい。
（ｅ）本発明が適用されるシステムにおいて駆動される交流電動機の相の数は、三相に限らず何相でもよい。また、交流電動機は、永久磁石式同期型モータに限らず、誘導電動機やその他の同期モータであってもよい。

（ｆ）本発明による交流電動機の制御装置は、ハイブリッド自動車や電気自動車のＭＧ駆動システムに限らず、一般機械用等、どのような用途の交流電動機の駆動システムに適用されてもよい。
以上、本発明は、上記実施形態になんら限定されるものではなく、発明の趣旨を逸脱しない範囲において種々の形態で実施可能である。

１０・・・ＭＧ制御装置（交流電動機の制御装置）、
２０・・・インバータ、 ２１−２６・・・スイッチング素子、
３０・・・インバータ制御部、
５１、５２・・・サンプリング部、
５３・・・フーリエ係数演算部、
５４・・・分割数変更部、
５５・・・遡及推定部、
８０・・・ＭＧ（交流電動機）。

Claims (4)

1. 複数のスイッチング素子（２１−２６）の動作により直流電力を交流電力に変換し、交流電動機（８０）に供給するインバータ（２０）と、
   フィードバックされた相電流に基づいて前記インバータを操作し、前記交流電動機の通電を制御するインバータ制御部（３０）と、
   を備え、
   前記インバータ制御部は、
   電気角ｋ周期（ｋは自然数）を２以上の整数である分割数で分割したサンプリング間隔で相電流検出値をサンプリングするサンプリング部（５１）と、
   相電流を電気角の関数として当該相の１次電流を抽出しフィードバックするフーリエ級数展開において、相電流検出値又は相電流推定値に基づく算出値を電気角ｋ周期にわたって積算することによりフーリエ係数を演算するフーリエ係数演算部（５３）と、
   任意のタイミングで前記分割数を変更前分割数（Ｎ）から変更後分割数（Ｍ）に変更可能な分割数変更部（５４）と、
   前記分割数変更部により前記分割数が変更されたとき、前記フーリエ係数演算部が前記変更後分割数による演算に切り替える時点を演算切替時（ｔｘ）とすると、前記フーリエ係数演算部が前記演算切替時から電気角ｋ周期の期間に演算に用いる電気角及び相電流値として、前記変更前分割数を用いて算出されたフーリエ係数（ａ_sum、ｂ_sum）に基づき、前記変更後分割数に対応する電気角及び相電流推定値を前記演算切替時から遡って逆演算する遡及推定部（５５）と、
   を有する交流電動機の制御装置。
2. 前記遡及推定部は、前記変更前分割数を用いて算出されたフーリエ係数として、前記演算切替時の直前に算出された値を用いる請求項１に記載の交流電動機の制御装置。
3. 複数のスイッチング素子（２１−２６）の動作により直流電力を交流電力に変換し、交流電動機（８０）に供給するインバータ（２０）と、
   フィードバックされた相電流に基づいて前記インバータを操作し、前記交流電動機の通電を制御するインバータ制御部（３０）と、
   を備え、
   前記インバータ制御部は、
   電気角ｋ周期（ｋは自然数）を、２以上の整数である分割数で分割したサンプリング間隔で相電流検出値をサンプリングする複数のサンプリング部（５１、５２）と、
   相電流を電気角の関数として当該相の１次電流を抽出しフィードバックするフーリエ級数展開において、相電流検出値に基づく算出値を電気角ｋ周期にわたって積算することによりフーリエ係数を演算するフーリエ係数演算部（５３）と、
   任意のタイミングで前記分割数を変更前分割数（Ｎ）から変更後分割数（Ｍ）に変更可能な分割数変更部（５４）と、
   を有し、
   前記複数のサンプリング部は、前記分割数の変更が通知された時から電気角ｋ周期の期間である移行期間において、前記変更前分割数による相電流のサンプリングと、前記変更後分割数による相電流のサンプリングとを併行して実行し、
   前記フーリエ係数演算部は、前記移行期間中は前記変更前分割数によりフーリエ係数を算出し、前記移行期間の終了時を演算切替時（ｔｘ）として前記変更後分割数による演算に切り替える交流電動機の制御装置。
4. 前記分割数変更部は、少なくとも前記交流電動機の回転数に応じて前記分割数を変更する請求項１〜３のいずれか一項に記載の交流電動機の制御装置。

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