JP2017192205A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】半導体スイッチング素子と電力平滑コンデンサを有する電力変換装置において、電力平滑コンデンサ及び回路を構成する磁性部品を小型化可能とする。
【解決手段】半導体スイッチング素子のスイッチング制御にて電力変換を行う電力変換回路１００と複数の電力平滑コンデンサ２を有する電力変換装置において、電力変換回路を構成する半導体スイッチング素子はワイドバンドギャップ半導体で形成され、複数の電力平滑コンデンサ３０１〜３０４は隣り合うように配置され、隣り合う電力平滑コンデンサは第一の電極３０１ａと第二の電極３０１ｂと、第一の電極に接続される第一の配線３００ａと第二の電極に接続される第二の配線３００ｂを有し、隣り合う電力平滑コンデンサの間において第一の配線と第二の配線が１回交差する接続形状を少なくとも１ヵ所以上有するものとされている。
【選択図】図６

Description

この発明は、ワイドバンドギャップ半導体で形成された半導体スイッチング素子と電力平滑コンデンサを有する電力変換装置に関するものである。

近年、環境にやさしい自動車として、電気自動車やハイブリッド自動車といった電動車両が開発されている。このような自動車は走行用モータの駆動や高電圧バッテリの充電のために電力変換装置を有する。電力変換装置は自動車における積載性の向上のため常に小型化が求められている。

電力変換装置は、電力変換回路として直流電力もしくは交流電力を直流電力に変換するコンバータ回路、もしくは直流電力を交流電力に変換するインバータ回路、もしくはそれら複数を組み合わせた回路を備える。また、これらの回路は、半導体スイッチング素子と電力平滑コンデンサを備える。

一般的に電力変換装置の小型化において、半導体スイッチング素子のキャリア周波数を高めるとよいことが知られている。キャリア周波数を高めることで、半導体スイッチング素子のスイッチング動作によって発生する電流リプルが小さくなるため、より小容量の電力平滑コンデンサや磁性部品が採用可能となるためである。

しかしながら、単純に半導体スイッチング素子のキャリア周波数を高めた場合、半導体スイッチング素子で発生するスイッチング損失が増加する。そのため、スイッチング速度を高めてスイッチング損失を抑える必要があるが、スイッチング速度を高めた場合、回路の寄生インピーダンスによって発生するスイッチングサージが大きくなり半導体スイッチング素子へ負担がかかる。したがって高キャリア周波数化が制限される。

また、キャリア周波数が高まるにつれて、電力平滑コンデンサの内部寄生インダクタンスの影響で電力平滑コンデンサに発生する電圧リプルが大きくなる。そのため、高い電圧耐性や、電圧リプルを下げるための大容量化が必要となる。またスパイクサージが発生するため、スパイクサージを抑えるためのフィルタ回路が別途必要となる。したがってコンデンサ及び電力変換回路が大型化する。

特許文献１に記載された電力変換装置では、電力平滑コンデンサから半導体スイッチング素子までのバスバのインピーダンスを低減することでスイッチングサージを抑制させ、キャリア周波数を高める方法が開示されている。
特許文献２ではコンデンサの内部インダクタンスを抑制することで、高キャリア周波数においても平滑機能が損なわれない低インダクタンスコンデンサが開示されている。

特開２０１５−１３６２２３号公報 特開２００６−３１９０２７号公報

電動車両向けの電力変換装置にはさらなる小型化が求められており、電力平滑コンデンサや磁性部品等の構成部品を小型化するために半導体スイッチング素子の高キャリア周波数化が必須である。しかし高耐圧、大容量を前提として、電動車両向けの電力変換装置に用いられてきた半導体スイッチング素子であるＩＧＢＴ(Insulateｄ Gate Bipolar Transistor)はスイッチング損失が大きく、高キャリア周波数化に限界がある。そこで近年、炭化ケイ素(SiC: Silicon Carbide)半導体素子等のバンドギャップが広いワイドバンドギャップ半導体で形成される半導体スイッチング素子の高速スイッチング、超高キャリア周波数の適用が検討されている。

しかしながら特許文献１に開示されている電力変換装置では、回路インピーダンスを抑制する効果がＤＣ／ＤＣコンバータと電力平滑コンデンサの間のバスバに限定されており、電力平滑コンデンサの内部寄生インダクタンスは考慮されていない。そのため、高速スイッチングでは、電力平滑コンデンサの内部寄生インダクタンスによって半導体スイッチング素子に大きなサージ電圧が発生してしまうため、スイッチング速度を抑えなければならず、ワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子の性能を十分に発揮できない。また電力平滑コンデンサの内部寄生インダクタンスによって電力平滑コンデンサの電圧リプルの増大や、スパイクサージの発生によって、高キャリア周波数化に伴う電力平滑コンデンサや電力変換回路の小型化が阻害されてしまうという課題もある。

また特許文献２においては、電力平滑コンデンサの内部寄生インダクタンスが低減されるため、電圧リプルの増大やスパイクサージの発生による電力平滑コンデンサの大型化は抑制できる。しかし電力変換装置において電力平滑コンデンサに必要な静電容量は、電力平滑コンデンサに流れる電流リプルによって決まるため、電力平滑コンデンサの内部寄生インダクタンスを低減するだけでは電力平滑コンデンサの小型化には直接寄与しないという課題がある。

この発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、電力変換装置におけるスイッチング素子としてワイドバンドギャップ半導体で形成された半導体スイッチング素子を用い、バスバだけでなく電力平滑コンデンサの内部寄生インダクタンスも下げることでワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子による超高キャリア周波数を達成し、高キャリア周波数化による電力平滑コンデンサと回路を構成する磁性部品の小型化を達成する電力変換装置を提供することを目的とするものである。

この発明の電力変換装置は、半導体スイッチング素子を有し、この半導体スイッチング素子のスイッチング制御にて電力変換を行う電力変換回路と、電力変換回路の前段または後段に接続される複数の電力平滑コンデンサとを備えた電力変換装置であって、半導体スイッチング素子はワイドバンドギャップ半導体で形成され、複数の電力平滑コンデンサは互いに隣り合うように配置され、電力平滑コンデンサの各々は、第一の電極と第二の電極と、第一の電極に接続される第一の配線と、第二の電極に接続される第二の配線を有し、隣り合う電力平滑コンデンサの間において、第一の配線と第二の配線が１回交差する接続形態を一ヵ所以上有するものである。

この発明によれば、ワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子によって構成される電力変換回路と、電力平滑コンデンサを有する電力変換装置において、電力平滑コンデンサを所定の構成として電力平滑コンデンサの内部寄生インダクタンスを低減することで、高速スイッチング時におけるスイッチングサージを抑制し、超高キャリア周波数化を可能とする。これによりスイッチング動作によって発生する電流リプルを小さくすることができ、電力平滑コンデンサと回路を構成する磁性部品のサイズを小型化できる。これにより小型な電力変換装置が得られる。

この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。 この発明の実施の形態１に係る電力変換装置において、半導体スイッチング素子１０１〜１０２がオンオフしているときの電流経路を示す説明図である。 この発明の実施の形態１に係る電力変換装置における各電流波形を説明した説明図である。 この発明の実施の形態１に係る電力変換装置における電力平滑コンデンサの等価回路図である。 この発明の実施の形態１に係る電力変換装置における電力平滑コンデンサの電圧リプルについて説明した説明図である。 この発明の実施の形態１に係る電力変換装置における電力平滑コンデンサの構成を説明した説明図である。 この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の電力平滑コンデンサにおいて、隣り合う電力平滑コンデンサに流れる電流が同じ向きの時の電力平滑コンデンサの等価回路を示す説明図である。 この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の電力平滑コンデンサにおいて、隣り合う電力平滑コンデンサに流れる電流が逆向きの時の電力平滑コンデンサの等価回路を示す説明図である。 この発明の実施の形態２に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。

実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の好適な実施の形態につき図面を用いて説明するが、各図において同一または相当する部分については、同一符号を付して重複する説明を省略する。
図１はこの実施の形態１に係る電力変換装置を示す構成回路図である。図１を参照して電力変換装置１０００は、直流入力電源１に並列に電力平滑コンデンサ２ａが接続され、電力平滑コンデンサ２ａの後段には電力変換回路として一石型チョッパ方式のＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００が接続される。ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００の後段には電力平滑コンデンサ２ｂを介して負荷３が接続される。

ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００は、スイッチング素子対である半導体スイッチング素子１０１、半導体スイッチング素子１０２とリアクトル１１０を備え、半導体スイッチング素子１０１のソース端子及び半導体スイッチング素子１０２のドレイン端子はリアクトル１１０の一方の端子に接続されており、リアクトル１１０のもう一方の端子は電力平滑コンデンサ２ａの正極に接続される。また半導体スイッチング素子１０１のドレイン端子は電力平滑コンデンサ２ｂの正極に接続され、半導体スイッチング素子１０２のソース端子は電力平滑コンデンサ２ａ及び電力平滑コンデンサ２ｂにおけるそれぞれの負極に接続される。なお半導体スイッチング素子１０１〜１０２はワイドバンドギャップ半導体で形成される半導体スイッチング素子である。

以下、この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の動作原理について説明する。実施の形態１における電力変換装置１０００は各半導体スイッチング素子の状態に応じて、図２の（ａ）、（ｂ）に示す２つの動作モードが存在する。
図２においてＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００の入力電圧をＶｉｎ、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００の出力電圧をＶｏｕｔ、リアクトル１１０の巻線の電流をｉ_Ｌ、電力平滑コンデンサ２ａに流れる電流をｉｃ１、電力平滑コンデンサ２ｂに流れる電流をｉｃ２、負荷３に流れる電流をｉ_ＬＯＡＤとする。

図２(ａ)に示すＭｏｄｅ１は、半導体スイッチング素子１０２がオン、半導体スイッチング素子１０１がオフの状態である。図２(ｂ)に示すＭｏｄｅ２は、Ｍｏｄｅ１とは反対に、半導体スイッチング素子１０１がオン、半導体スイッチング素子１０２がオフの状態である。Ｍｏｄｅ１とＭｏｄｅ２は交互に繰り替えされる。

ここで、図２におけるリアクトル１１０のインダクタンス値をＬとおくと、Ｍｏｄｅ１、Ｍｏｄｅ２において、リアクトル１１０の巻線の電流ｉ_Ｌに対して以下の関係式（１）が成り立つ。

実際には、電力変換装置１０００と直流入力電源１との間と、電力変換装置１０００と負荷３との間は寄生インダクタンス成分を持つハーネス等で接続される。このため、高周波のインピーダンスが大きく、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００の電力変換回路で発生した電流リプルは電力平滑コンデンサ２ａ、２ｂに流れる。
以上より、実施の形態１に係る電力変換装置における各部の電流波形は図３に示す。ここで半導体スイッチング素子のスイッチング周期をＴｓｗ、Ｍｏｄｅ１のデューティ比をＤとする。

図３より、リアクトル１１０の電流リプルを△ｉ_Ｌｐｐ、電力平滑コンデンサ２ａの電流リプルを△ｉ_ｃ１ｐｐとすると、各電流リプル値及びリアクトル１１０に流れる電流の最大値ｉ_Ｌｍａｘは、次式（２）であらわされる。ここでｉ_Ｌａｖｅはリアクトル１１０に流れる電流の平均値である。

ここで各電力平滑コンデンサ２ａ、２ｂは理想的なコンデンサであるとして電力平滑コンデンサ２ａの静電容量をＣ１、電力平滑コンデンサ２ｂの静電容量をＣ２とする。また電力平滑コンデンサ２ａ、２ｂに発生する電圧リプルを△Ｖ_ｃ１ｐｐ、△Ｖ_ｃ２ｐｐとする。電流リプルはすべて電力平滑コンデンサ２ａ、２ｂに流れるため、電圧リプル△Ｖ_ｃ１ｐｐ、△Ｖ_ｃ２ｐｐは以下の式（３）で示される。

式（２）、式（３）より、リアクトル１１０の電流リプル△ｉ_Ｌｐｐと各電力平滑コンデンサ２ａ、２ｂに発生する電圧リプル△Ｖ_ｃ１ｐｐ、△Ｖ_ｃ２ｐｐが許容値以下となる条件で、リアクトル１１０のインダクタンス値Ｌと各電力平滑コンデンサ２ａ、２ｂの静電容量Ｃ１、Ｃ２の値を小さくするには、半導体スイッチング素子１０１、１０２のスイッチング周期Ｔｓｗの短縮化、つまり高キャリア周波数化が有効である。

ここで、半導体スイッチング素子１０１、１０２がオンの状態に発生する損失を定常損失Ｐｄｃ、半導体スイッチング素子１０１、１０２の一回のスイッチング動作で発生する損失(ターンオン損失とターンオフ損失の和)をスイッチング損失Ｅｓｗとする。半導体スイッチング素子１０１、１０２に発生する損失Ｅは、式（４）で表される。なお、半導体スイッチング素子１０１、１０２のキャリア周波数をｆｓｗとする。
Ｅ＝Ｅｓｗ／ｆｓｗ＋Ｐｄｃ ・・・（４）

式（４）より、高キャリア周波数化に伴い、半導体スイッチング素子１０１、１０２に発生する損失Ｅが増大する。しかし、損失Ｅが大きくなりすぎると、発熱により半導体スイッチング素子１０１、１０２が破損する。したがって損失Ｅを抑えなければならない。定常損失Ｐｄｃは半導体スイッチング素子１０１、１０２の特性であるオン抵抗と半導体スイッチング素子１０１、１０２に流れる電流の実効値で決定される値であるため抑制は難しい。したがってスイッチング損失Ｅｓｗを抑える必要がある。スイッチング損失Ｅｓｗはスイッチング時（ターンオン及びターンオフ）において、半導体スイッチング素子１０１、１０２に流れる電流と印加電圧の積を積分した値であり、ここでスイッチング時における電流と電圧の変化の速さがスイッチング速度である。

スイッチング損失Ｅｓｗを抑えるには、半導体スイッチング素子１０１、１０２に流れる電流もしくは印加電圧を下げるか、スイッチング速度を高める必要がある。しかしながら、半導体スイッチング素子１０１、１０２に流れる電流と印加電圧は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００の電力変換回路に依存する値であり調節は難しい。スイッチング速度は半導体スイッチング素子の持つ性能の範囲内において、高速化が可能である。したがって半導体スイッチング素子１０１、１０２の高キャリア周波数化に伴い、スイッチング速度を高めてスイッチング損失を抑える必要がある。

ところが、実際の電力平滑コンデンサ２ａ、２ｂは、図４に示す電力平滑コンデンサ２のように内部寄生インダクタンス１０を持ち、また回路中にも寄生インピーダンスが存在するため、半導体スイッチング素子１０１、１０２のスイッチング動作時に半導体スイッチング素子１０１、１０２に対しサージ電圧が発生する。
半導体スイッチング素子１０１、１０２に流れる電流をｉ、スイッチング時間をＴｓ、電力平滑コンデンサ２の内部寄生インダクタンスをＬｃ_ＥＳＬ、回路寄生インピーダンスをＬ_ＥＳＬとして、半導体スイッチング素子１０１、１０２に発生するサージ電圧△Ｖｓｒｇを式（５）で示す。

式（５）より、スイッチング時間が短くなるほどサージ電圧が大きくなるため、サージ電圧が半導体スイッチング素子１０１、１０２の耐圧を超えないように、半導体スイッチング素子１０１、１０２のスイッチング速度を遅くする必要がある。そのため半導体スイッチング素子１０１、１０２に発生するスイッチング損失が増大し、高キャリア周波化に制限がかかるという課題がある。

また電力平滑コンデンサ２において内部寄生インダクタンスによって電力平滑コンデンサ２に発生する電圧増分△Ｖ_ＥＳＬを式（６）に示す。ここでｄｉｃ／ｄＴは電力平滑コンデンサに流れる電流の時間変化量である。また実施の形態１における電力平滑コンデンサ２ａ、２ｂに内部寄生インダクタンスが存在する場合と無い場合の電力平滑コンデンサ２ａ、２ｂの電圧リプルを図５に示す。

図５に示すように、電力平滑コンデンサ２ａ、２ｂに内部寄生インダクタンスが存在する場合、電力平滑コンデンサ２ａ、２ｂに発生する電圧リプルが大きくなる。また半導体スイッチング素子１０１、１０２のスイッチング動作によって、電力平滑コンデンサ２ａ、２ｂに流れる電流が変更されるＭｏｄｅ１からＭｏｄｅ２への遷移時、もしくはＭｏｄｅ２からＭｏｄｅ１への遷移時に電力平滑コンデンサ２ａ、２ｂにスパイクサージが発生する。電力平滑コンデンサ２ａ、２ｂに発生する電圧リプル及びスパイクサージは、半導体スイッチング素子１０１、１０２のスイッチング速度に比例して大きくなる。

したがって、高キャリア周波数化のためのスイッチング速度の高速化に伴い、電力平滑コンデンサ２ａ、２ｂにはより高い耐圧が必要となるとともに、電圧リプルを低減するために電力平滑コンデンサ２ａ、２ｂの静電容量を大きくする必要がある。またスパイクサージはＥＭＣ(Electro-Magnetic Compatibility)を悪化させるため、スパイクサージを抑えるためのフィルタ回路を別途付加する必要がある。しかしながら、耐圧の上昇、静電容量の増大、フィルタ回路の付加は各電力平滑コンデンサ２ａ、２ｂや電力変換回路の大型化につながるという課題がある。

これらの課題は、半導体スイッチング素子１０１、１０２の高キャリア周波化に関するものであり、特にワイドバンドギャップ半導体によって形成される半導体スイッチングデバイスの持つ高速スイッチング、超高キャリア周波数の可能性を制限し、また超高キャリア周波化による電力平滑コンデンサ２ａ、２ｂの小型化への効果を大きく低減させるものである。

かかる課題に関して、この発明の実施の形態１に係る電力変換装置１０００では、電力平滑コンデンサ２ａ、２ｂをそれぞれ以下に説明する所定の構成として電力平滑コンデンサ２ａ、２ｂの内部寄生インダクタンスを減少させ、サージ電圧による半導体スイッチング素子１０１、１０２への負担をかけることなく、ワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子１０１、１０２において高速スイッチング、超高キャリア周波数化を行う。これにより、半導体スイッチング素子１０１、１０２のスイッチング動作によって発生する電流リプルを小さくし、電力平滑コンデンサ２ａ、２ｂの静電容量Ｃ１、Ｃ２の値、及びリアクトル１１０のインダクタンス値Ｌをより小さな値を選択可能とし、電力平滑コンデンサ２ａ、２ｂ及びリアクトル１１０を小型とする。また電力平滑コンデンサ２ａ、２ｂの内部寄生インダクタンスを減少させ、電力平滑コンデンサ２ａ、２ｂの電圧リプルとスパイクサージの増大を抑制していることにより、高キャリア周波数化に伴う電力平滑コンデンサ２ａ、２ｂの小型化が阻害されない。

図６を参照して、この発明の実施の形態１に係る電力変換装置における電力平滑コンデンサ２ａ、２ｂの所定の構成について説明する。各電力平滑コンデンサ２ａ、２ｂは、複数の電力平滑コンデンサ３０１〜３０４が互いに隣り合うように配置され、各電力平滑コンデンサ３０１〜３０４はそれぞれ第一の電極３０１ａ〜３０４ａと第二の電極３０１ｂ〜３０４ｂを備えている。各電力平滑コンデンサ３０１〜３０４の第一の電極３０１ａ〜３０４ａは第一の配線３００ａに接続され、各電力平滑コンデンサ３０１〜３０４の第二の電極３０１ｂ〜３０４ｂは第二の配線３００ｂに接続され、隣り合う電力平滑コンデンサ３０１〜３０４の間において、第一の配線３００ａと第二の配線３００ｂが１回交差する接続形態を一ヵ所以上有するようになっている。

図６に示す電力平滑コンデンサ２ａ、２ｂの所定の構成において、電力平滑コンデンサの内部インダクタンス低減の原理について、隣り合う２つの電力平滑コンデンサを例に説明する。隣り合う２つの電力平滑コンデンサの内部寄生インダクタンスは等しくＬｓであり、互いの内部寄生インダクタンスで発生する相互インダクタンスをＭとして、互いに流れる電流の向きが同じである場合の等価回路を図７に、逆向きである場合を図８に示す。また、それぞれにおいて２つの電力平滑コンデンサの内部寄生インダクタンスを合計した等価直列インダクタンスＬｅｑを、式（７）に示す。

式（７）より、隣り合う２つのコンデンサにおいて、流れる電流の向きを逆向きとすることで、電力平滑コンデンサの内部等価インダクタンスが低減する。

電力平滑コンデンサ２ａ、２ｂの所定の構成において、電力平滑コンデンサ３０１〜３０４の内の隣り合う２つの間において第一の配線３００ａと第二の配線３００ｂが１回交差することで、互いに流れる電流の向きが互いに逆方向となる。したがって式（７）より、内部寄生インダクタンスが低減する。
電力平滑コンデンサ２ａ、２ｂの所定の構成では、隣り合う電力平滑コンデンサ３０１〜３０４の内の２つの間において第一の配線３００ａと第二の配線３００ｂが１回交差する箇所は、少なくとも一ヵ所あれば効果があり、数が多くなるほどより効果的である。また、第一の配線３００ａおよび第二の配線３００ｂは基盤配線でなくてもよく、バスバでもよい。バスバとすることによりさらなる配線インダクタンスの減少が図れる。

実施の形態１に係る電力変換装置の電力平滑コンデンサの所定の構成では、図６を参照して４つの電力平滑コンデンサ３０１〜３０４より構成されるとしたが、これに限るものでなく、少なくとも２つ以上の電力平滑コンデンサで構成されていればよい。
尚、実施の形態１に係る電力変換装置１０００において電力平滑コンデンサ２ａ、２ｂがそれぞれ所定の構成であるとしたが、実際に用いる電力平滑コンデンサの内部寄生インダクタンスに応じて、電力平滑コンデンサ２ａのみ、もしくは電力平滑コンデンサ２ｂのみを所定の構成としてもよい。

上記、実施の形態１に係る電力変換装置１０００では、電力変換回路が一石型チョッパ方式のＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００である場合を例としたが、電力変換回路がＬＬＣ型コンバータやフェイズシフト型コンバータといった降圧型コンバータ回路である場合においても同様の効果を奏す。また、たとえば２相インターリーブ方式コンバータ回路などの複数相コンバータ回路においては、電力平滑コンデンサに流れる電流リプルの周波数が、半導体スイッチング素子のキャリア周波数の相数倍となるためより大きな効果が得られる。さらにＤＣ／ＤＣコンバータ回路に限らず、電力変換回路が直流入力を交流出力に変換するインバータ回路である場合や、交流入力を直流出力に変換するＡＣ/ＤＣコンバー
タ回路である場合においても、電力平滑コンデンサには、半導体スイッチング素子のスイッチング動作によって発生する電流リプルが流れるため、同様の効果を奏する。

実施の形態２．
次に、この発明の実施の形態２に係る電力変換装置について図９に基づき説明する。
図９はこの実施の形態２に係る電力変換装置を示す構成回路図である。図９において、電力変換装置２０００は、実施の形態１に記載の第一の電力変換回路であるＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００に、電力平滑コンデンサ２ｂを介して第二の電力変換回路であるインバータ回路２００が接続されており、電力平滑コンデンサ２ｂは前記所定の構成であることを特徴とする。

第一の電力変換回路であるＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００は実施の形態１と同様の回路構成である。第二の電力変換回路であるインバータ回路２００は、第一のスイッチング素子対である半導体スイッチング素子２０１、半導体スイッチング素子２０４と、第二のスイッチング素子対である半導体スイッチング素子２０２、半導体スイッチング素子２０５と、第三のスイッチング素子対である半導体スイッチング素子２０３、半導体スイッチング素子２０６を備え、各スイッチング素子対は電力平滑コンデンサ２ｂに接続される。また半導体スイッチング素子２０１のソース端子及び半導体スイッチング素子２０４のドレイン端子、半導体スイッチング素子２０２のソース端子及び半導体スイッチング素子２０５のドレイン端子、半導体スイッチング素子２０３のソース端子及び半導体スイッチング素子２０６のドレイン端子はそれぞれ負荷３に接続される。

第一の電力変換回路であるＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００を構成する半導体スイッチング素子１０１、１０２はワイドバンドギャップ半導体で形成され、第二の電力変換回路であるインバータ回路２００を構成する半導体スイッチング素子２０１〜２０６はシリコン半導体で形成される。

この発明の実施の形態２においてＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００は、実施の形態１における電力変換回路であるＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００と同様の動作を行う。実施の形態２において電力平滑コンデンサ２ａに流れる電流リプルは、図３に示される実施の形態１における電力平滑コンデンサ２ａに流れる電流リプルと同様である。

実施の形態２に係る電力変換装置２０００において電力平滑コンデンサ２ｂに流れる電流リプルは、第一の電力変換回路であるＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００と第二の電力変換回路であるインバータ回路２００がそれぞれ発生させる電流リプルの合計となる。したがって、電力平滑コンデンサ２ｂには、実施の形態１における電力平滑コンデンサ２ｂに流れる電流リプルよりも大きな電流リプルが流れ、電力平滑コンデンサ２ｂに必要な静電容量は、実施の形態１における電力変換装置の電力平滑コンデンサ２ｂの静電容量よりも大きくなる。

しかし、電力平滑コンデンサにおいて静電容量が増加すると、コンデンササイズが大きくなるため内部寄生インダクタンスが増加する。これにより半導体スイッチング素子１０１〜１０２及び半導体スイッチング素子２０１〜２０６に発生するサージ電圧が増大するため、各半導体スイッチング素子のキャリア周波数が制限される。また電力平滑コンデンサ２ｂに発生するスパイクサージと電圧リプルが増大するため、電力平滑コンデンサ２ｂが大型化する。

かかる課題に関して、この発明の実施の形態２に係る電力変換装置２０００では、複数の電力変換回路に接続される電力平滑コンデンサ２ｂを実施の形態１に記載の所定の構造とすることで、電力平滑コンデンサ２ｂの複数の電力変換回路に接続されることによる静電容量の増加に伴う内部寄生インピーダンスの増加を抑制する。これにより半導体スイッチング素子１０１〜１０２及び半導体スイッチング素子２０１〜２０６に発生するサージ電圧を抑制することで高キャリア周波数化を行い、電力平滑コンデンサ２ａ、２ｂ及びリアクトル１１０の小型とする。また電力平滑コンデンサ２ｂの内部寄生インダクタンスを減少させ、電圧リプルとスパイクサージの増大を抑制していることにより、高キャリア周波数化に伴う電力平滑コンデンサ２ｂ及び各電力変換回路の小型化が阻害されない。

上記実施の形態２に係る電力変換装置において、第一の電力変換回路であるＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００に、電力平滑コンデンサ２ｂを介して第二の電力変換回路であるインバータ回路２００が接続される構成としたが、接続される電力変換回路はこの数に限るものではなく、接続される電力変換回路が多くなるほど、電力平滑コンデンサに流れる電流リプルが大きくなるため、より大きな効果を発揮する。

上記実施の形態２に係る電力変換装置において、第一の電力変換回路は一石型チョッパ方式のＤＣ／ＤＣコンバータ回路であり、第二の電力変換回路は３相インバータ回路であるとしたが、それぞれの電力変換回路において、その回路の形態はこれに限るものではなく、この発明の範囲内において自由に組み合わせることができる。たとえば、第一の電力変換回路を階調制御型ＰＦＣ(Power Factor Correction)のＡＣ／ＤＣコンバータ回路とし、第二の電力変換回路をフェイズシフト型コンバータの降圧型コンバータ回路としても同様の効果が得られる。

実施の形態３．
上記各実施の形態に係る電力変換装置では入力電源を直流入力電源としたが、これに限るものではなく、入力電源を商用電源としてもよい。商用電源の電圧変動は２０パーセント程度であるため、実効値１００Ｖの商用電源を入力電源とした場合、入力電圧は少なくとも実効値８０Ｖ以上の高電圧となる。したがって電力変換装置の電力平滑コンデンサには高耐圧が求められるため大型化し、それに伴い内部寄生インダクタンスが増加するため本発明の効果をより奏する。また実効値８０Ｖ以上の高電圧バッテリ等の直流電源を入力電源としてもよく、同様の効果が得られる。

上記各実施の形態に係る電力変換装置の電力平滑コンデンサには高耐圧が求められるためフィルムコンデンサが適する。フィルムコンデンサは、体積当たりの静電容量が小さいため大型化しやすく、内部寄生インダクタンスが大きいため発明の効果をより奏する。また、電力平滑コンデンサに求められる静電容量が大きい場合、電力平滑コンデンサとして電解コンデンサを用いてもよい。大容量の電解コンデンサは内部寄生インダクタンスが大きいため発明の効果が得られる。さらに、電力平滑コンデンサに求められる静電容量が小さい場合は、電力平滑コンデンサとしてセラミックコンデンサを用いてもよく同様の効果を奏する。

なお、上記実施の形態１に係る電力変換装置の電力変換回路、及び実施の形態２に係る電力変換装置の第一の電力変換回路における、各半導体スイッチング素子を形成するワイドバンドギャップ半導体としては、炭化ケイ素、窒化ガリウム、ダイヤモンドが適する。ワイドバンドギャップ半導体から成る電力用半導体スイッチング素子は、シリコン半導体ではユニポーラ動作が困難な高電圧領域で使用可能であるとともに、高速スイッチング及び超高キャリア周波数動作に適する。また実施の形態２に係る電力変換装置の第二の電力変換回路において、各半導体スイッチング素子はシリコン半導体によって形成されるとしたが、これに限るものではなくワイドバンドギャップ半導体で形成される半導体スイッチング素子でもよい。ワイドバンドギャップ半導体で形成される半導体スイッチング素子を用いて、高キャリア周波数化を行うことで電力平滑コンデンサ２ｂに流れる電流リプルが小さくなり、さらに電力平滑コンデンサ２ｂを小型化することができる。

この発明の各実施の形態に係る電力変換装置の電力平滑コンデンサはケース内部に収納され、ケース内部に樹脂を注入したモジュールとして構成してもよい。モジュールとすることで電力平滑コンデンサの小型化における発熱の集中を抑えることができる。
以上、この発明の実施の形態を記述したが、この発明は実施の形態に限定されるものではなく、種々の設計変更を行うことが可能であり、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。

１：直流入力電源、 ２、２ａ、２ｂ：電力平滑コンデンサ、 ３：負荷、
１０：内部寄生インダクタンス、 １００：ＤＣ／ＤＣコンバータ回路、
１０１〜１０２：半導体スイッチング素子、 １１０：リアクトル、
２００：インバータ回路、 ２０１〜２０６：半導体スイッチング素子、
３００ａ：第一の配線、３００ｂ：第二の配線、 ３０１〜３０４：コンデンサ、
３０１ａ〜３０４ｂ：コンデンサ電極、 １０００、２０００：電力変換装置

この発明の電力変換装置は、半導体スイッチング素子を有し、この半導体スイッチング素子のスイッチング制御にて電力変換を行う電力変換回路と、電力変換回路の前段または後段に接続される複数の電力平滑コンデンサとを備え、電力変換回路は、インバータ回路、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路、ＡＣ/ＤＣコンバータ回路のうち、複数の回路で構成され、複数の電力平滑コンデンサは複数の回路間に接続された電力変換装置であって、半導体スイッチング素子はワイドバンドギャップ半導体で形成され、複数の電力平滑コンデンサは互いに隣り合うように配置され、電力平滑コンデンサの各々は、第一の電極と第二の電極と、第一の電極に接続される第一の配線と、第二の電極に接続される第二の配線を有し、隣り合う電力平滑コンデンサの間において、第一の配線と第二の配線が１回交差する接続形態を一ヵ所以上有するものである。

Claims (11)

1. 半導体スイッチング素子を有し、この半導体スイッチング素子のスイッチング制御にて電力変換を行う電力変換回路と、前記電力変換回路の前段または後段に接続される複数の電力平滑コンデンサとを備えた電力変換装置であって、
   前記半導体スイッチング素子はワイドバンドギャップ半導体で形成され、前記複数の電力平滑コンデンサは互いに隣り合うように配置され、前記電力平滑コンデンサの各々は、第一の電極と第二の電極と、前記第一の電極に接続される第一の配線と、前記第二の電極に接続される第二の配線を有し、隣り合う前記電力平滑コンデンサの間において、前記第一の配線と前記第二の配線が１回交差する接続形態を一ヵ所以上有することを特徴とする電力変換装置。
2. 前記電力変換回路は、直流入力電圧を直流出力電圧に変換するするＤＣ／ＤＣコンバータ回路であり、前記複数の電力平滑コンデンサが前記コンバータ回路の前段、もしくは後段、もしくは前後段に接続されることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記電力変換回路は、直流入力を交流出力に変換するインバータ回路であり、前記複数の電力平滑コンデンサが前記インバータ回路の前段に接続されることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
4. 前記電力変換回路は、交流入力を直流出力に変換するＡＣ/ＤＣコンバータであり、前記複数の電力平滑コンデンサが前記ＡＣ/ＤＣコンバータの後段に接続されることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
5. 前記電力変換回路は、インバータ回路、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路、ＡＣ/ＤＣコンバータ回路のうち、複数の回路で構成され、前記複数の電力平滑コンデンサが前記複数の回路間に接続されていることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
6. 前記複数の電力平滑コンデンサはフィルムコンデンサであることを特徴とする請求項１から請求項５のいずれか一項に記載の電力変換装置。
7. 前記複数の電力平滑コンデンサは電解コンデンサであることを特徴とする請求項１から請求項５のいずれか一項に記載の電力変換装置。
8. 前記複数の電力平滑コンデンサはセラミックコンデンサであることを特徴とする請求項１から請求項５のいずれか一項に記載の電力変換装置。
9. 前記電力変換回路の入力電圧は、実効値８０Ｖ以上であることを特徴とする請求項１から請求項８のいずれか一項に記載の電力変換装置。
10. 前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化ケイ素、窒化ガリウム、またはダイヤモンドを用いた半導体であることを特徴とする請求項１から請求項９のいずれか一項に記載の電力変換装置。
11. 前記複数の電力平滑コンデンサは、モジュールとして構成されること特徴とする請求項１から請求項１０のいずれか一項に記載の電力変換装置。

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