JP2019009923A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】簡単な構成で共振電流を抑制できる電力変換装置を提供する。【解決手段】複数の変換器と、複数の電荷蓄積素子と、共通線と、複数の配線と、を備えた電力変換装置が提供される。前記複数の変換器は、スイッチング素子を有し、前記スイッチング素子のスイッチングにより、直流又は交流の一次側の電力を、直流の二次側の電力に変換、又はその逆変換を行う。前記複数の電荷蓄積素子は、前記複数の変換器のそれぞれの二次側に設けられる。前記共通線は、前記複数の変換器の二次側に設けられる。前記複数の配線は、前記複数の変換器及び前記複数の電荷蓄積素子のそれぞれを前記共通線に接続し、前記複数の変換器の二次側を並列に接続する。前記複数の配線の配線インダクタンスは、個別に調整されている。【選択図】図１

Description

本発明の実施形態は、電力変換装置に関する。

複数の変換器を並列に接続した並列多重型の電力変換装置がある。各変換器は、スイッチング素子を有し、スイッチング素子のスイッチングにより、直流又は交流の一次側の電力を、直流の二次側の電力に変換、又はその逆変換を行う。各変換器の二次側には、電荷蓄積素子（直流コンデンサ）が設けられる。このため、二次側には、各電荷蓄積素子と配線インダクタンスとによって複数のＬＣループが形成され、スイッチングにともなって、これらのループ内に共振電流が発生する。

スイッチング周波数の整数倍付近に共振点を有するＬＣループが存在する場合、そのループにおいて特に大きな共振電流が発生する可能性がある。共振電流は、配線や電荷蓄積素子などの過熱を引き起こす要因となる。このため、各種の部品を大きくする必要が生じ、各変換器の小型化や低コスト化の妨げとなってしまう。

ＬＣループに流れる共振電流への対策として、例えば、スイッチング素子のゲート抵抗の増加による電圧変化速度（ｄＶ／ｄｔ）の低減や、共振発生ループ内又はその周辺へのダンピング抵抗の挿入などが挙げられる。

ゲート抵抗の増加は、変換効率を悪化させるだけでなく、発生している共振周波数帯によっては、効果が限定的である。一方、特許文献１などに見られるダンピング抵抗の挿入は、変換器仕様への影響を抑えつつ、共振電流を抑制できるが、定常電力損失の増加を招いてしまう。

直流回路の共振ループと並列に抵抗とスイッチング素子を挿入し、スイッチング素子を適切に制御することにより、共振電流の抑制と定常損失の低減とを両立させることも提案されている（例えば、特許文献２参照）。しかしながら、この手法では、スイッチング素子の追加により、システムが複雑化するうえ、コストも増大してしまう。

また、直流回路間を電気的に接続する配線にインダクタを挿入することで、共振周波数を低下させる手法も提案されている（例えば、特許文献３参照）。しかしながら、この手法を並列多重型の電力変換装置に適用すると、挿入するインダクタに大きな直流電流が流れるため、大型なインダクタが必要となり、電力変換装置の大型化を招いてしまう。

このため、並列多重型の電力変換装置においては、簡単な構成で、ＬＣループに流れる共振電流を抑制できるようにすることが望まれる。

特開２００５−１０２４４４号公報 特許第３８０１０８５号 特許第５９７２６３５号

本発明の実施形態は、簡単な構成で共振電流を抑制できる電力変換装置を提供する。

本発明の実施形態によれば、複数の変換器と、複数の電荷蓄積素子と、共通線と、複数の配線と、を備えた電力変換装置が提供される。前記複数の変換器は、スイッチング素子を有し、前記スイッチング素子のスイッチングにより、直流又は交流の一次側の電力を、直流の二次側の電力に変換、又はその逆変換を行う。前記複数の電荷蓄積素子は、前記複数の変換器のそれぞれの二次側に設けられる。前記共通線は、前記複数の変換器の二次側に設けられる。前記複数の配線は、前記複数の変換器及び前記複数の電荷蓄積素子のそれぞれを前記共通線に接続し、前記複数の変換器の二次側を並列に接続する。前記複数の配線の配線インダクタンスは、個別に調整されている。

簡単な構成で共振電流を抑制できる電力変換装置が提供される。

実施形態に係る電力変換装置を模式的に表すブロック図である。 実施形態に係る電力変換装置の特性の一例を表すグラフ図である。 図３（ａ）〜図３（ｃ）は、実施形態に係る電力変換装置の特性の一例を表すグラフ図である。 図４（ａ）及び図４（ｂ）は、実施形態に係る電力変換装置の特性の一例を表すグラフ図である。 実施形態に係る電力変換装置の特性の一例を表すグラフ図である。 実施形態に係る電力変換装置の特性の一例を表すグラフ図である。 実施形態に係る電力変換装置の特性の一例を表すグラフ図である。 実施形態に係る電力変換装置の特性の一例を表すグラフ図である。 図９（ａ）〜図９（ｃ）は、実施形態に係る電力変換装置の特性の一例を表すグラフ図である。 図１０（ａ）及び図１０（ｂ）は、実施形態に係る電力変換装置の特性の一例を表すグラフ図である。 実施形態に係る電力変換装置の特性の一例を表すグラフ図である。 実施形態に係る電力変換装置の特性の一例を表すグラフ図である。 図１３（ａ）〜図１３（ｃ）は、実施形態に係る電力変換装置の特性の一例を表すグラフ図である。 図１４（ａ）及び図１４（ｂ）は、実施形態に係る電力変換装置の特性の一例を表すグラフ図である。 実施形態に係る電力変換装置の特性の一例を表すグラフ図である。 実施形態に係る電力変換装置の特性の一例を表すグラフ図である。 実施形態に係る電力変換装置の変形例を模式的に表すブロック図である。 実施形態に係る電力変換装置の変形例を模式的に表すブロック図である。 実施形態に係る電力変換装置の変形例を模式的に表すブロック図である。

以下に、各実施の形態について図面を参照しつつ説明する。
なお、図面は模式的または概念的なものであり、各部分の厚みと幅との関係、部分間の大きさの比率などは、必ずしも現実のものと同一とは限らない。また、同じ部分を表す場合であっても、図面により互いの寸法や比率が異なって表される場合もある。
なお、本願明細書と各図において、既出の図に関して前述したものと同様の要素には同一の符号を付して詳細な説明は適宜省略する。

図１は、実施形態に係る電力変換装置を模式的に表すブロック図である。
図１に表したように、電力変換装置１０は、複数の変換器２１〜２３と、複数の電荷蓄積素子３１〜３３と、共通線４１、４２と、複数の配線５１〜５６と、を備える。

複数の変換器２１〜２３は、スイッチング素子１０１、１０２を有し、スイッチング素子１０１、１０２のスイッチングにより、直流又は交流の一次側の電力を、直流の二次側の電力に変換、又はその逆変換を行う。変換器２１〜２３は、例えば、複数のスイッチング素子１０１、１０２を有する。

複数の電荷蓄積素子３１〜３３は、複数の変換器２１〜２３のそれぞれの二次側に設けられる。共通線４１、４２は、複数の変換器２１〜２３の二次側に設けられる。複数の配線５１〜５６は、複数の変換器２１〜２３及び複数の電荷蓄積素子３１〜３３のそれぞれを共通線４１、４２と接続し、複数の変換器２１〜２３の二次側を並列に接続する。

このように、電力変換装置１０は、複数の変換器２１〜２３の二次側を並列に接続した並列多重型の電力変換装置がある。こうした並列多重型の電力変換装置では、並列に接続する変換器の数を増やすことにより、比較的容易に大容量化に対応することができる。この例では、３つの変換器２１〜２３を並列に接続した例を示している。並列に接続する変換器の数は、３つに限ることなく、任意の数でよい。

この例において、一次側の電力は、直流電力である。電力変換装置１０は、一次側の一対の端子６１ｐ、６１ｎと、二次側の一対の端子６２ｐ、６２ｎと、を有する。端子６１ｐ、６１ｎは、一次側の直流の電力系統と電気的に接続される。端子６２ｐ、６２ｎは、二次側の直流の電力系統と電気的に接続される。一次側の電力系統は、例えば、直流電源である。二次側の電力系統は、例えば、直流電源又は直流負荷である。また、端子６１ｐ、６２ｐは、直流の電力系統の高電位側に接続される。端子６１ｎ、６２ｎは、直流の電力系統の低電位側に接続される。端子６２ｎは、配線６４を介して端子６１ｎと電気的に接続されている。

変換器２１は、直列に接続された２つのスイッチング素子１０１、１０２と、２つのスイッチング素子１０１、１０２のそれぞれに逆並列に接続された２つの整流素子１１１、１１２と、を有する。スイッチング素子１０１、１０２には、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やパワーＭＯＳＦＥＴなどのパワー半導体が用いられる。整流素子１１１、１１２は、いわゆる還流ダイオードである。

スイッチング素子１０１の一方の主端子（例えばコレクタ）は、配線５１、共通線４１を介して二次側の端子６２ｐと電気的に接続されている。スイッチング素子１０１の他方の主端子（例えばエミッタ）は、スイッチング素子１０２の一方の主端子と電気的に接続されている。スイッチング素子１０２の他方の主端子は、配線５２、共通線４２を介して二次側の端子６２ｎと電気的に接続されている。スイッチング素子１０１、１０２の接続点は、直流インダクタ６６及び配線６８を介して一次側の端子６１ｐと電気的に接続されている。

このように、変換器２１は、２つのスイッチング素子１０１、１０２の両端を、二次側の一対の端子６２ｐ、６２ｎと電気的に接続し、２つのスイッチング素子１０１、１０２の接続点を一次側の高電位側の端子６１ｐと電気的に接続したハーフブリッジ回路である。換言すれば、変換器２１は、双方向チョッパ回路である。

変換器２１は、一次側の電力系統から供給された直流電力を二次側の電力系統に対応した直流電力に変換し、変換後の直流電力を二次側の電力系統に供給するとともに、二次側の電力系統から供給された直流電力を一次側の電力系統に対応した直流電力に変換し、変換後の直流電力を一次側の電力系統に供給する。変換器２１は、例えば、一次側の直流電力を昇圧して二次側に供給し、二次側の直流電力を降圧して一次側に供給する。なお、変換器２２、２３の構成は、変換器２１の構成と実質的に同じであるから、詳細な説明は省略する。

電荷蓄積素子３１〜３３は、変換器２１〜２３の二次側に並列に接続される。換言すれば、電荷蓄積素子３１〜３３は、スイッチング素子１０１、１０２に対して並列に接続される。電荷蓄積素子３１〜３３は、例えば、直流コンデンサである。

共通線４１は、二次側の端子６２ｐと電気的に接続されている。共通線４２は、二次側の端子６２ｎと電気的に接続されている。共通線４１、４２は、例えば、板状である。共通線４１、４２は、例えば、平行平板状のブスバーである。

配線５１の一端は、変換器２１の二次側の高電位側と電気的に接続されている。配線５１の他端は、共通線４１と電気的に接続されている。配線５２の一端は、変換器２１の二次側の低電位側と電気的に接続されている。配線５２の他端は、共通線４２と電気的に接続されている。配線５１、５２は、例えば、板状である。配線５１、５２は、例えば、平行平板状のブスバーである。配線５３〜５６の構成は、配線５１、５２の構成と実質的に同じであるから、詳細な説明は省略する。

配線５１は、配線インダクタンスＬｓ１を含む。配線５３は、配線インダクタンスＬｓ２を含む。配線５５は、配線インダクタンスＬｓ３を含む。共通線４１は、配線インダクタンスＬｓ４、Ｌｓ５を含む。配線インダクタンスＬｓ１〜Ｌｓ５は、部品として存在するものではなく、各配線５１、５３、５５、及び共通線４１の持つ寄生インダクタンスである。配線インダクタンスＬｓ４は、共通線４１の配線インダクタンスのうちの配線５１と配線５３との間の部分の配線インダクタンスである。配線インダクタンスＬｓ５は、共通線４１の配線インダクタンスのうちの配線５３と配線５５との間の部分の配線インダクタンスである。

なお、配線５２の配線インダクタンスは、配線５１の配線インダクタンスと実質的に同じである。配線５４の配線インダクタンスは、配線５３の配線インダクタンスと実質的に同じである。配線５６の配線インダクタンスは、配線５５の配線インダクタンスと実質的に同じである。共通線４２の配線インダクタンスは、共通線４１の配線インダクタンスと実質的に同じである。

電力変換装置１０では、複数の配線５１〜５６の配線インダクタンスが、個別に調整されている。高電位側の複数の配線５１、５３、５５のいずれか１つの配線インダクタンスは、別の１つの配線インダクタンスと異なる。配線５１、５３、５５の配線インダクタンスは、それぞれ異なっていてもよいし、３つのうちの１つのみが異なっていてもよい。同様に、低電位側の複数の配線５２、５４、５６のいずれか１つの配線インダクタンスは、別の１つの配線インダクタンスと異なる。

電力変換装置１０は、より詳しくは、以下のように配線５１〜５６の配線インダクタンスを調整する。スイッチング素子１０１、１０２のスイッチング周波数を「ｆｃ」とする。複数の変換器２１〜２３の数を「ｎ」とする。「ｎ」は、より具体的には、並列接続された変換器の数である。従って、この例においては、ｎ＝３である。ブリッジ回路である複数の変換器２１〜２３のレグ数を「ｐ」とする。この例において、変換器２１〜２３は、ハーフブリッジ回路であるから、ｐ＝１である。変換器２１〜２３が単相フルブリッジ回路である場合には、ｐ＝２となり、変換器２１〜２３が三相フルブリッジ回路である場合には、ｐ＝３となる。また、複数の電荷蓄積素子３１〜３３と、共通線４１、４２と、複数の配線５１〜５６とによって形成される複数のループ回路を、「ＬＰＣ」とする。

上記のように「ｆｃ」、「ｎ」、「ｐ」、「ＬＰＣ」を設定する時、複数の配線５１〜５６の配線インダクタンスは、複数のループ回路ＬＰＣのそれぞれの共振周波数を、ｐ×ｆｃの整数倍からずらすか、又はｎ×ｐ×ｆｃの整数倍に近づけるように、個別に調整する。

これにより、電力変換装置１０では、各ループ回路ＬＰＣにおける共振電流の発生を抑制することができる。スイッチング素子やダンピング抵抗などの部品の追加を必要とすることなく、簡単な構成で共振電流を抑制することができる。

配線５１〜５６の配線インダクタンスは、配線長や形状などの変更によって実現できる。共通線４１、４２、及び配線５１〜５６の配線インダクタンスは、例えば、有限要素法を用いた解析システムなどによって求めることができる。ループ回路ＬＰＣの共振周波数は、例えば、上記配線インダクタンス解析結果を反映した回路シミュレータなどによって求めることができる。

以下、配線５１〜５６の配線インダクタンスと共振電流との関係について説明する。
図２及び図３（ａ）〜図３（ｃ）は、実施形態に係る電力変換装置の特性の一例を表すグラフ図である。
図２及び図３（ａ）〜図３（ｃ）は、配線５１、５２の配線インダクタンスＬｓ１、配線５３、５４の配線インダクタンスＬｓ２、及び配線５５、５６の配線インダクタンスＬｓ３のそれぞれを、実質的に等しくした場合（Ｌｓ１＝Ｌｓ２＝Ｌｓ３とした場合）の特性の一例を表す。

図２は、電荷蓄積素子３１〜３３に流れる電流ｉＣ１〜ｉＣ３の電流実効値と、スイッチング素子１０１、１０２のスイッチングのデューティー比と、の関係を表している。
図３（ａ）〜図３（ｃ）は、電荷蓄積素子３１〜３３に流れる電流ｉＣ１〜ｉＣ３の電流実効値と、時間と、の関係を表している。

図２に表したように、電流ｉＣ１〜ｉＣ３の電流実効値は、スイッチング素子１０１、１０２のスイッチングのデューティー比に依存している。特に、電流ｉＣ１、ｉＣ３については、Ｄｕｔｙ＝０．３１、０．４４付近にピークがみられる。また、図３（ａ）〜図３（ｃ）では、電流ｉＣ１、ｉＣ３に４８００Ｈｚの成分が多く含まれており、さらにこの成分がスイッチング発生直後に限らず、継続的に流れていることから、直流回路において電荷蓄積素子３１〜３３と配線インダクタンスＬｓ１〜Ｌｓ５に起因する共振が発生し、電流ｉＣ１、ｉＣ３の増大を引き起こしていることがわかる。

図４（ａ）及び図４（ｂ）は、実施形態に係る電力変換装置の特性の一例を表すグラフ図である。
図４（ａ）及び図４（ｂ）は、図２及び図３（ａ）〜図３（ｃ）と同じ条件（Ｌｓ１＝Ｌｓ２＝Ｌｓ３）において、各変換器２１〜２３の直流部から直流回路全体を見込んだインピーダンスの周波数特性（４ｋＨｚ〜１０ｋＨｚ付近）を示す。インピーダンス測定点は、図１において矢線Ａ１−Ａ２で表すように、各変換器２１〜２３の二次側の端子部分である。図４（ａ）は、変換器２１、２３のインピーダンスの周波数特性であり、図４（ｂ）は、変換器２２のインピーダンスの周波数特性である。

図４（ａ）及び図４（ｂ）に表したように、直流回路は、４８００Ｈｚ〜５４００Ｈｚの付近に共振点を有する。このように、変換器２１〜２３から共通線４１、４２までの配線５１〜５６の配線インダクタンスＬｓ１〜Ｌｓ３が実質的に等しい場合でも、共通線４１、４２の配線インダクタンスＬｓ４、Ｌｓ５の存在のために、各変換器２１〜２３からみたインピーダンスは、等しくならない。

図５〜図７は、実施形態に係る電力変換装置の特性の一例を表すグラフ図である。
図５は、各変換器２１〜２３の直流回路に流入するスイッチング電流の一例を表す。図５では、スイッチング電流の一例として、スイッチング周波数ｆｃ＝６００Ｈｚ、Ｄｕｔｙ＝０．４５とした時の交流分のみを表している。
図６は、図５に表したスイッチング電流のＦＦＴ（Fast Fourier Transform）解析の結果を表す。
図７は、図３（ａ）の電流ｉＣ１のＦＦＴ解析の結果を表す。

図５に表したスイッチング電流、及び図６に表したＦＦＴ解析結果が示すように、一般にスイッチング電流には、スイッチング周波数ｆｃ（今回は６００Ｈｚ）を基本波とした高調波成分が多く含まれる。なお、変換器２１〜２３がハーフブリッジ回路ではなく、レグ数ｐが２又は３のフルブリッジ回路である場合には、ｐ×ｆｃが基本波となる。一例として示したＤｕｔｙ＝０．４５の時には、８次高調波である４８００Ｈｚに無視できない大きさの電流成分が存在し、この周波数が図４（ａ）の共振点と近接している。このため、図２及び図３に示した変換器２１、２３における大きな共振電流をもたらしていると考えられる。

図７に表したように、電流ｉＣ１のＦＦＴ解析結果では、上記のメカニズムを裏付けるように、４８００Ｈｚ付近の電流成分が支配的となっている。

一方で、図４（ｂ）に表したように、変換器２２の共振点は、変換器２１、２３と比べて高く、９次高調波の５４００Ｈｚ付近である。図６のスイッチング電流のＦＦＴ解析結果に表したように、５４００Ｈｚ付近の高調波成分は、十分に小さい。このため、変換器２２においては、共振電流もそれほど顕著ではないと考えられる。

図８、図９（ａ）〜図９（ｃ）、図１０（ａ）、図１０（ｂ）、及び図１１は、実施形態に係る電力変換装置の特性の一例を表すグラフ図である。
図８及び図９（ａ）〜図９（ｃ）は、図２及び図３（ａ）〜図３（ｃ）に表した状況から配線インダクタンスＬｓ１〜Ｌｓ３を全て７０％に低減させた例を表す。
図１０（ａ）及び図１０（ｂ）は、図８及び図９（ａ）〜図９（ｃ）の状態における直流回路のインピーダンスの周波数特性を表す。
図１１は、図９（ｂ）の電流ｉＣ２のＦＦＴ解析の結果を表す。

図８、図９（ａ）〜図９（ｃ）、図１０（ａ）、図１０（ｂ）、及び図１１に表したように、配線インダクタンスＬｓ１〜Ｌｓ３の低下により、共振周波数は、全体的に上昇し、５３００Ｈｚ〜６０００Ｈｚとなっている。このため、４８００Ｈｚのスイッチング電流成分に起因する共振電流の低減を実現できる。一方で、変換器２２からみたインピーダンスの共振点は、スイッチング電流の１０次高調波である６０００Ｈｚに近づくため、図９の変換器２２では６０００Ｈｚの電流が多く流れ、共振電流の大幅な低減は実現できていない。

図１２、図１３（ａ）〜図１３（ｃ）、図１４（ａ）、図１４（ｂ）、及び図１５は、実施形態に係る電力変換装置の特性の一例を表すグラフ図である。
図１２及び図１３（ａ）〜図１３（ｃ）は、図２及び図３（ａ）〜図３（ｃ）に表した状況から配線インダクタンスＬｓ１、Ｌｓ３を７０％に設定する一方、配線インダクタンスＬｓ２を１４０％に設定した例を表す。
図１４（ａ）及び図１４（ｂ）は、図１２及び図１３（ａ）〜図１３（ｃ）の状態における直流回路のインピーダンスの周波数特性を表す。
図１５は、図１３（ｂ）の電流ｉＣ２のＦＦＴ解析の結果を表す。

これまでの検討結果より、変換器２１〜２３から共通線４１、４２までの配線５１〜５６の配線インダクタンスＬｓ１〜Ｌｓ３を一括して調整した場合、共通線４１、４２の配線インピーダンスＬｓ４、Ｌｓ５の存在により、各変換器２１〜２３からみたインピーダンスの共振点は、少しずつ異なってしまう。このため、結果としていずれかの変換器２１〜２３で大きな共振電流が発生し易いことがわかる。

従って、本実施形態に係る電力変換装置１０のように、配線インダクタンスＬｓ１〜Ｌｓ３を個別に調整する。図１２に表したように、配線インダクタンスＬｓ１、Ｌｓ３を７０％に設定し、配線インダクタンスＬｓ２を１４０％に設定した場合、幅広いデューティー比に対して電流ｉＣ１〜ｉＣ３は、１００Ａ未満と十分な抑制を実現している。

さらに、図１４（ａ）及び図１４（ｂ）に表したように、配線インダクタンスＬｓ１〜Ｌｓ３の調整の結果、変換器２１〜２３のすべての共振点が、５４００Ｈｚ付近になっている。そして、その結果として、図１５に表したように、４８００Ｈｚ、及び６０００Ｈｚの電流成分が、図７及び図１１に表した例のピーク時電流成分と比較して低減しており、共振電流の低減を実現できていることがわかる。

なお、Ｄｕｔｙ＝０．４５では、図６に示した通り、５４００Ｈｚの電流成分は、無視できる。一方、Ｄｕｔｙ＝０．５などに変化すると、５４００Ｈｚの成分は無視できなくなってくる。しかしながら、今回検討した３並列多重双方向チョッパでは、９次高調波である５４００Ｈｚのスイッチング電流成分は、三角波キャリアが１２０°ずつシフトされているにも関わらず、３の倍数の次数であるため、同相成分となり、結果として共振電流がほとんどキャンセルされる効果が起きている。一般に、ｎ×ｐ×ｆｃ（＝３×１×６００＝１８００Ｈｚ）の整数倍の周波数成分は、直流回路に実質的に表れない。

図１６は、実施形態に係る電力変換装置の特性の一例を表すグラフ図である。
上記の共振電流のキャンセル現象の裏付けとして、図１６に４並列多重双方向チョッパにおける電流ｉＣ１のＦＦＴ解析結果を示す。スイッチング電流は、図６と実質的に同じであるため、４８００Ｈｚの成分を多く含むにも関わらず、電流ｉＣ１には４８００Ｈｚの成分がほとんど含まれていない。これは、４８００Ｈｚが８次高調波であり、並列多重数４の倍数であることに起因すると考えられる。

以上、説明したように、本実施形態に係る電力変換装置１０では、配線インダクタンスＬｓ１〜Ｌｓ３を個別に調整することにより、スイッチング素子やダンピング抵抗などの部品の追加を必要とすることなく、簡単な構成で共振電流を抑制することができる。

図１７は、実施形態に係る電力変換装置の変形例を模式的に表すブロック図である。
なお、上記実施形態と機能・構成上実質的に同じものについては、同符号を付し、詳細な説明は省略する。
図１７に表したように、電力変換装置１０ａは、３つの一次側の端子６１ｕ、６１ｖ、６１ｗを有する。この例において、一次側の電力は、三相交流電力である。電力変換装置１０ａにおいて、変換器２１〜２３は、三相交流電力の各相に対応して設けられる。従って、この例において、変換器２１〜２３の数は、３の倍数である。

変換器２１のスイッチング素子１０１、１０２の接続点は、交流インダクタ６６ｕを介して一次側の端子６１ｕと電気的に接続されている。同様に、変換器２２のスイッチング素子１０１、１０２の接続点は、交流インダクタ６６ｖを介して一次側の端子６１ｖと電気的に接続される。変換器２３のスイッチング素子１０１、１０２の接続点は、交流インダクタ６６ｗを介して一次側の端子６１ｗと電気的に接続される。

このように、変換器２１〜２３は、２つのスイッチング素子１０１、１０２の両端を、二次側の一対の端子６２ｐ、６２ｎと電気的に接続し、２つのスイッチング素子１０１、１０２の接続点を三相交流電力の１つの相の端子（端子６１ｕ、６１ｖ、６１ｗのいずれか）と電気的に接続したハーフブリッジ回路である。

このように構成された電力変換装置１０ａにおいても、配線インダクタンスＬｓ１〜Ｌｓ３を個別に調整することにより、上記実施形態と同様に、スイッチング素子やダンピング抵抗などの部品の追加を必要とすることなく、簡単な構成で共振電流を抑制することができる。

図１８は、実施形態に係る電力変換装置の変形例を模式的に表すブロック図である。
図１８に表したように、電力変換装置１０ｂは、２つの一次側の端子６１ｕ、６１ｖを有する。この例において、一次側の電力は、単相交流電力である。

電力変換装置１０ｂにおいて、変換器２１は、４つのスイッチング素子１０１〜１０４と、４つの整流素子１１１〜１１４と、を有する。変換器２１は、４つのスイッチング素子１０１〜１０４をフルブリッジ接続した２レグのフルブリッジ回路である。

直列に接続されたスイッチング素子１０１、１０２の一端は、二次側の端子６２ｐと電気的に接続されている。スイッチング素子１０１、１０２の他端は、二次側の端子６２ｎと電気的に接続されている。そして、スイッチング素子１０１とスイッチング素子１０２との接続点は、交流インダクタ６６ｕを介して一次側の端子６１ｕと電気的に接続されている。

直列に接続されたスイッチング素子１０３、１０４の一端は、二次側の端子６２ｐと電気的に接続されている。スイッチング素子１０３、１０４の他端は、二次側の端子６２ｎと電気的に接続されている。そして、スイッチング素子１０３とスイッチング素子１０４との接続点は、一次側の端子６１ｖと電気的に接続されている。

各整流素子１１１〜１１４は、各スイッチング素子１０１〜１０４に逆並列に接続されている。変換器２２、２３の構成は、変換器２１の構成と実質的に同じであるから、詳細な説明は省略する。

このように、電力変換装置１０ｂにおいて、変換器２１〜２３は、２レグの両端を二次側の一対の端子６２ｐ、６２ｎと電気的に接続し、２レグの一方の中点を一次側の一対の端子６１ｕ、６１ｖの一方と電気的に接続し、２レグの他方の中点を一次側の一対の端子６１ｕ、６１ｖの他方と電気的に接続している。

このように構成された電力変換装置１０ｂにおいても、配線インダクタンスＬｓ１〜Ｌｓ３を個別に調整することにより、上記実施形態と同様に、スイッチング素子やダンピング抵抗などの部品の追加を必要とすることなく、簡単な構成で共振電流を抑制することができる。

図１９は、実施形態に係る電力変換装置の変形例を模式的に表すブロック図である。
図１９に表したように、電力変換装置１０ｃは、３つの一次側の端子６１ｕ、６１ｖ、６１ｗを有する。この例において、一次側の電力は、三相交流電力である。

電力変換装置１０ｃにおいて、変換器２１は、６つのスイッチング素子１０１〜１０６と、６つの整流素子１１１〜１１６と、を有する。変換器２１は、６つのスイッチング素子１０１〜１０６をフルブリッジ接続した３レグのフルブリッジ回路である。

直列に接続されたスイッチング素子１０１、１０２の一端は、二次側の端子６２ｐと電気的に接続されている。スイッチング素子１０１、１０２の他端は、二次側の端子６２ｎと電気的に接続されている。そして、スイッチング素子１０１とスイッチング素子１０２との接続点は、交流インダクタ６６ｕを介して一次側の端子６１ｕと電気的に接続されている。

直列に接続されたスイッチング素子１０３、１０４の一端は、二次側の端子６２ｐと電気的に接続されている。スイッチング素子１０３、１０４の他端は、二次側の端子６２ｎと電気的に接続されている。そして、スイッチング素子１０３とスイッチング素子１０４との接続点は、交流インダクタ６６ｖを介して一次側の端子６１ｖと電気的に接続されている。

直列に接続されたスイッチング素子１０５、１０６の一端は、二次側の端子６２ｐと電気的に接続されている。スイッチング素子１０５、１０６の他端は、二次側の端子６２ｎと電気的に接続されている。そして、スイッチング素子１０５とスイッチング素子１０６との接続点は、交流インダクタ６６ｗを介して一次側の端子６１ｗと電気的に接続されている。

各整流素子１１１〜１１６は、各スイッチング素子１０１〜１０６に逆並列に接続されている。変換器２２、２３の構成は、変換器２１の構成と実質的に同じであるから、詳細な説明は省略する。

このように、電力変換装置１０ｃにおいて、変換器２１〜２３は、３レグの両端を二次側の一対の端子６２ｐ、６２ｎと電気的に接続し、３レグのそれぞれの中点を一次側の一対の端子６１ｕ、６１ｖ、６１ｗのそれぞれと電気的に接続している。

このように構成された電力変換装置１０ｂにおいても、配線インダクタンスＬｓ１〜Ｌｓ３を個別に調整することにより、上記実施形態と同様に、スイッチング素子やダンピング抵抗などの部品の追加を必要とすることなく、簡単な構成で共振電流を抑制することができる。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

１０、１０ａ〜１０ｃ…電力変換装置、 ２１〜２３…変換器、 ３１〜３３…電荷蓄積素子、 ４１、４２…共通線、 ５１〜５６…配線、 ６１ｐ、６１ｎ、６１ｕ、６１ｖ、６１ｗ…端子、 ６２ｐ、６２ｎ…端子、 ６４…配線、 ６６…直流インダクタ、 ６６ｕ、６６ｖ、６６ｗ…交流インダクタ、 ６８…配線、 １０１〜１０６…スイッチング素子、 １１１〜１１６…整流素子

Claims (6)

1. スイッチング素子を有し、前記スイッチング素子のスイッチングにより、直流又は交流の一次側の電力を、直流の二次側の電力に変換、又はその逆変換を行う複数の変換器と、
   前記複数の変換器のそれぞれの二次側に設けられた複数の電荷蓄積素子と、
   前記複数の変換器の二次側に設けられた共通線と、
   前記複数の変換器及び前記複数の電荷蓄積素子のそれぞれを前記共通線に接続し、前記複数の変換器の二次側を並列に接続する複数の配線と、
   を備え、
   前記複数の配線の配線インダクタンスを個別に調整した電力変換装置。
2. 前記複数の変換器は、ブリッジ回路であり、
   前記スイッチング素子のスイッチング周波数をｆｃとし、
   前記複数の変換器の数をｎとし、
   前記複数の変換器のレグ数をｐとする時、
   前記複数の配線の配線インダクタンスは、前記複数の電荷蓄積素子と前記共通線と前記複数の配線とによって形成される複数のループ回路のそれぞれの共振周波数を、ｐ×ｆｃの整数倍からずらすか、又はｎ×ｐ×ｆｃの整数倍に近づけるように、個別に調整されている請求項１記載の電力変換装置。
3. 前記一次側の電力は、直流電力であり、
   前記複数の変換器は、直列に接続された２つの前記スイッチング素子を有し、前記２つのスイッチング素子の両端を二次側の一対の端子と電気的に接続し、前記２つのスイッチング素子の接続点を一次側の高電位側の端子と電気的に接続したハーフブリッジ回路である請求項１又は２に記載の電力変換装置。
4. 前記一次側の電力は、三相交流電力であり、
   前記複数の変換器は、前記三相交流電力の各相に対応して設けられ、直列に接続された２つの前記スイッチング素子を有し、前記２つのスイッチング素子の両端を二次側の一対の端子と電気的に接続し、前記２つのスイッチング素子の接続点を前記三相交流電力の１つの相の端子と電気的に接続したハーフブリッジ回路である請求項１又は２に記載の電力変換装置。
5. 前記一次側の電力は、単相交流電力であり、
   前記複数の変換器は、４つの前記スイッチング素子をフルブリッジ接続した２レグのフルブリッジ回路であり、前記２レグの両端を二次側の一対の端子と電気的に接続し、前記２レグの一方の中点を一次側の一対の端子の一方と電気的に接続し、前記２レグの他方の中点を一次側の一対の端子の他方と電気的に接続している請求項１又は２に記載の電力変換装置。
6. 前記一次側の電力は、三相交流電力であり、
   前記複数の変換器は、６つの前記スイッチング素子をフルブリッジ接続した３レグのフルブリッジ回路であり、前記３レグの両端を二次側の一対の端子と電気的に接続し、前記３レグのそれぞれの中点を一次側の３つの端子のそれぞれと電気的に接続している請求項１又は２に記載の電力変換装置。

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