JP2017108204A - 半導体装置、電源装置及び半導体装置の制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】より広いレンジの信号をＡ／Ｄ変換する半導体装置を提供する。【解決手段】半導体装置１０は、アナログの入力電圧を検出する入力電圧検出部１４、検出された入力電圧に基づいて基準電圧を設定する基準電圧設定部１５、入力電圧と基準電圧との差分を増幅するアンプ１１、増幅された信号をＡ／Ｄ変換するＡＤＣ１２、Ａ／Ｄ変換結果及び基準電圧に基づいて、入力電圧に対応するデジタル電圧を算出する演算処理部１３を備える。【選択図】図４

Description

本発明は、半導体装置、電源装置及び半導体装置の制御方法に関し、例えば、Ａ／Ｄ変換器を備える半導体装置、電源装置及び半導体装置の制御方法に関する。

アナログ信号をデジタル信号に変換するＡＤＣ（Ａ／Ｄコンバータ、Ａ／Ｄ変換器）が各種の装置やシステムで広く利用されている。例えば、所望の出力電圧を生成する電源装置では、出力電圧に応じた検出信号をＡＤＣがデジタル信号に変換し、このデジタル信号をもとに出力電圧が一定の電圧となるようにフィードバック制御を行っている。

このような電源装置など様々な用途に対応するため、広いレンジの信号を変換するＡＤＣが望まれている。関連する技術として、例えば特許文献１が知られている。

特開平６−３３４５２３号公報

例えば、微小なレベルのアナログ信号をＡ／Ｄ変換するため、ＡＤＣの前段にアンプを接続する場合、Ａ／Ｄ変換の対象となるアナログ信号のレンジが制限される恐れがある。そこで、一実施の形態では、より広いレンジの信号をＡ／Ｄ変換することを一つの課題とする。

その他の課題と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。

一実施の形態によれば、半導体装置は、入力電圧検出部、基準電圧設定部、差分増幅器、Ａ／Ｄ変換器、及び演算処理部を備えている。入力電圧検出部は、アナログの入力電圧を検出し、基準電圧設定部は、検出された入力電圧に基づいて基準電圧を設定する。差分増幅器は、入力電圧と基準電圧との差分を増幅し、Ａ／Ｄ変換器は、増幅された信号をＡ／Ｄ変換する。演算処理部は、Ａ／Ｄ変換結果及び基準電圧に基づいて、入力電圧に対応するデジタル電圧を算出する。

前記一実施の形態によれば、より広いレンジの信号をＡ／Ｄ変換することができる。

検討例１の半導体装置の構成例を示す構成図である。 検討例２の半導体装置の構成例を示す構成図である。 検討例１及び２のＡ／Ｄ変換の入力レンジ及び分解能を示すグラフである。 実施の形態１に係る半導体装置の構成例を示す構成図である。 実施の形態１に係る半導体装置の構成例を示す構成図である。 実施の形態１に係る半導体装置の構成例を示す構成図である。 実施の形態１のＡ／Ｄ変換の入力レンジを示すグラフである。 検討例３の電源装置の構成例を示す構成図である。 検討例３の電源ユニットの構成例を示す回路図である。 検討例３の電源ユニットの構成例を示す回路図である。 検討例３の電源ユニットの構成例を示す回路図である。 検討例３のＡ／Ｄ変換の入力レンジを示すグラフである。 実施の形態２に係る電源装置の構成例を示す構成図である。 実施の形態２に係る電源装置の構成例を示す構成図である。 実施の形態２のＡ／Ｄ変換の入力レンジを示すグラフである。 実施の形態２に係る半導体装置の動作例を示すフローチャートである。 実施の形態２に係る電源装置の動作例を示すタイミングチャートである。 実施の形態３に係る半導体装置の動作例を示すフローチャートである。 実施の形態３に係る電源装置の動作例を示すタイミングチャートである。

説明の明確化のため、以下の記載及び図面は、適宜、省略、及び簡略化がなされている。また、様々な処理を行う機能ブロックとして図面に記載される各要素は、ハードウェア的には、ＣＰＵ、メモリ、その他の回路で構成することができ、ソフトウェア的には、メモリにロードされたプログラムなどによって実現される。したがって、これらの機能ブロックがハードウェアのみ、ソフトウェアのみ、またはそれらの組合せによっていろいろな形で実現できることは当業者には理解されるところであり、いずれかに限定されるものではない。なお、各図面において、同一の要素には同一の符号が付されており、必要に応じて重複説明は省略されている。

（実施の形態１）
以下、図面を参照して実施の形態１について説明する。実施の形態１の理解を助けるため、まず、検討例１及び２の半導体装置について説明した後、実施の形態１の半導体装置について説明する。

＜検討例１及び２の半導体装置＞
図１は、検討例１の半導体装置９１の構成例を示し、図２は、検討例２の半導体装置９２の構成例を示している。図１及び図２に示すように、検討例１の半導体装置９１は、アンプ（ＡＭＰ）１１、ＮビットのＡＤＣ１２、演算処理部１３を備えており、検討例２の半導体装置９２も同様に、アンプ１１、ＡＤＣ１２、演算処理部１３を備えている。

アンプ１１は、入力信号を所定の増幅率（ゲイン）で増幅する増幅器である。アンプ１１は、例えばオペアンプであり、入力電圧とアンプ基準電圧との差分を増幅する差分増幅器である。ＡＤＣ１２は、アンプ１１により増幅されたアナログ信号をＮビットのデジタル信号にＡ／Ｄ変換する。演算処理部１３は、ＡＤＣ１２のＡ／Ｄ変換結果に必要な演算処理を行う。

ＡＤＣ１２は、一例として、高分解能のＳＡＲ（Successive Approximation Register：逐次比較）型ＡＤＣである。ＳＡＲ型ＡＤＣは、高分解能で微小な信号の変換が可能である一方、逐次比較を繰り返すために高速化が困難である。このため、ＳＡＲ型ＡＤＣを用いて高速動作を行うためには、低ビット（低分解能）のＡＤＣを採用する必要がある。

しかし、低ビットのＡＤＣでは微小な入力信号（電圧）を正確に変換（検出）できない。このため、検討例１の半導体装置９１や検討例２の半導体装置９２では、ＡＤＣ１２の前段にアンプ１１を接続している。微小信号に対応するため、検討例１の半導体装置９１では、アンプ１１の反転入力端子Ｖｉｎ（−）と非反転入力端子Ｖｉｎ（＋）の２端子間の差分電圧をＡ倍に増幅しており、検討例２の半導体装置９２では、アンプ１１の反転入力端子Ｖｉｎ（−）をＧＮＤ接続し、非反転入力端子Ｖｉｎ（＋）とＧＮＤ間の電圧（Ｖｉｎ（＋）−ＧＮＤ間電圧）をＡ倍に増幅している。例えば、非反転入力端子Ｖｉｎ（＋）に入力される電圧を入力電圧（もしくは検出電圧）と呼び、反転入力端子Ｖｉｎ（−）に入力される電圧をアンプ基準電圧（もしくは単に基準電圧）と呼ぶ。

図３は、検討例１及び２のＡ／Ｄ変換の入力レンジと分解能を示している。図３に示すように、ＡＤＣ１２の参照電圧（最大入力電圧）をＶｒｅｆ、ＡＤＣ１２の分解能（変換ビット）をＮｂｉｔ（２^Ｎ）、アンプ１１の増幅率Ａ倍とすると、検出（変換）できる電圧の範囲（レンジ）はＶｒｅｆ／Ａであり、検出できる最小電圧幅は（Ｖｒｅｆ／２^Ｎ）／Ａとなる。これにより、アンプ１１が無い場合に比べて１／Ａの微小電圧を検出することができる。

このとき、Ａ／Ｄ変換結果をデータＤとすると、検出電圧を変換した検出デジタル電圧Ｖｄは、次の（式１）により求めることができる。
Ｖｄ＝（Ｄ／２^Ｎ）×（Ｖｒｅｆ／Ａ） ・・・（式１）
なお、ＡＤＣ１２が（式１）の値を出力してもよいし、演算処理部１３が（式１）の演算を行ってもよい。

このように、例えば高分解能のＳＡＲ型ＡＤＣを使用すると速度が低下し、一方、ＳＡＲ型ＡＤＣで高速化を図ろうとすると低分解能となるためＡＤＣ前段にアンプが必要となる。検討例１及び２では、増幅率Ａのアンプを用いることにより、Ａ／Ｄ変換できる検出電圧範囲（レンジ）はＶｒｅｆ／Ａとなり、増幅率Ａに比例してこの範囲が狭くなる。なお、Ａ／Ｄ変換できる検出電圧範囲Ｖｒｅｆ／Ａの分解能は、ＮビットＡＤＣであれば２^Ｎ段階であり、アンプの有無や増幅率Ａに関わらずこの分解能は変わらない。また、特許文献１のようにＡ／Ｄ変換結果に基づいてアンプ基準電圧を制御すると処理速度が低下する恐れがある。そこで、実施の形態１では、Ａ／Ｄ変換の検出電圧範囲（レンジ）を広げて、分解能の向上を図り、また、より高速な動作を可能とする。

＜実施の形態１の半導体装置＞
図４は、本実施の形態に係る半導体装置１０の構成例を示している。図４に示すように、本実施の形態に係る半導体装置１０は、アンプ１１、ＡＤＣ１２及び演算処理部１３に加えて、入力電圧検出部１４及び基準電圧設定部１５を備えている。

入力電圧検出部１４は、アナログの入力電圧を検出し、基準電圧設定部１５は、検出された入力電圧に基づいてアンプ基準電圧を設定する。アンプ（差分増幅器）１１は、入力電圧とアンプ基準電圧との差分を増幅し、ＡＤＣ（Ａ／Ｄ変換器）１２は、増幅された信号をＡ／Ｄ変換する。演算処理部１３は、Ａ／Ｄ変換結果及びアンプ基準電圧に基づいて、入力電圧に対応するデジタル電圧を算出する。

図４のように、基準電圧設定部１５がアンプ１１に供給されるアンプ基準電圧を直接設定してもよいし、図５のように、アンプ１１へアンプ基準電圧を供給する可変電圧源１６を備え、基準電圧設定部１５が可変電圧源１６の電圧を制御してもよい。また、図６のように、可変電圧源をＭビットのＤＡＣ（Ｄ／Ａコンバータ、Ｄ／Ａ変換器）１７で構成してもよい。

本実施の形態では、図４のように、ＡＤＣ１２の前段にアンプ（オペアンプ）１１を接続し、アンプ１１の非反転入力端子Ｖｉｎ（＋）に検出電圧を供給し、反転入力端子Ｖｉｎ（−）に可変電圧（アンプ基準電圧）を供給する構成となっている。このような構成とすることにより、本実施の形態では図７のような入力レンジ及び分解能となる。

図７では、図３と同様に、ＡＤＣ１２の参照電圧（最大入力電圧）をＶｒｅｆ、ＡＤＣ１２の分解能（変換ビット）をＮｂｉｔ（２^Ｎ）、アンプ１１の増幅率Ａ倍とする。本実施の形態では、検出電圧に応じてアンプ基準電圧を変化させ（Ｖｖ１〜Ｖｖ３）、検出電圧とアンプ基準電圧の差分電圧をＶｒｅｆ÷Ａ以下とする。アンプ基準電圧を可変とすることにより、検出（変換）できる電圧の範囲（レンジ）はＶｒｅｆとなり、検出できる最小電圧幅は（Ｖｒｅｆ／２^Ｎ）／Ａ、分解能は２^Ｎ＊Ａとなる。したがって、本実施の形態では、検出電圧範囲及び分解能を、検討例１及び２よりもＡ倍に向上することができる。

このとき、Ａ／Ｄ変換結果のデータＤ、その際のアンプ基準電圧（可変電圧）Ｖｖとすると、検出電圧を変換して検出デジタル電圧Ｖｄは、次の（式２）により求めることができる。
Ｖｄ＝（Ｄ／２^Ｎ）×（Ｖｒｅｆ／Ａ）＋Ｖｖ ・・・（式２）
なお。ＡＤＣ１２が（式２）の値を出力してもよいし、演算処理部１３が（式２）の演算を行ってもよい。例えば、ＡＤＣ１２が（Ｄ／２^Ｎ）×（Ｖｒｅｆ／Ａ）を出力し、演算処理部１３がＶｖを加えてもよい。

このように、本実施の形態では、Ａ／Ｄ変換できる検出電圧範囲（レンジ）をオペアンプの増幅率Ａに関わらずＶｒｅｆ全範囲まで広げることができる。Ａ／Ｄ変換できる検出電圧範囲（Ｖｒｅｆ）の分解能は、ＮビットＡＤＣであれば、アンプの増幅率Ａ倍に応じて、Ａ×２^Ｎ段階と大きくなる。例えば、１０ｂｉｔＡＤＣと３２倍のオペアンプを使用した場合、３２×２^１０段階となる。

また、Ａ／Ｄ変換結果を読み込んでアンプ基準電圧を決定する例と比べて、入力電圧検出部（例えばコンパレータ）を用いて可変電圧を決定することにより高速化を実現することができる。

例えば、本実施の形態は、電源用途や照明用途、センサ用途などに適用することができる。センサ用途に適用し、センサの検出信号をＡ／Ｄ変換する場合、より微小な電圧や、よりダイナミックレンジの広いセンサ出力を検出可能となる。

なお、図４の構成において、アンプ（オペアンプ）を複数段接続してもよい。オペアンプの段数と増幅率に応じて、さらに微小な電圧を高分解能で検出することができる。例えば、増幅率Ｂ倍とＣ倍のオペアンプを追加すると、分解能は２^Ｎ×Ａ×Ｂ×Ｃ段階となり、検出できる最小電圧は（Ｖｒｅｆ／２^Ｎ）／（Ａ×Ｂ×Ｃ）となる。

（実施の形態２）
以下、図面を参照して実施の形態２について説明する。実施の形態２は、ＬＥＤ用の電源装置へ実施の形態１を適用した例である。実施の形態２の理解を助けるため、まず、検討例３の電源装置について説明した後、実施の形態２の電源装置について説明する。

＜検討例３の電源装置＞
図８は、検討例３の電源装置の構成例を示している。図８に示すように、検討例３の電源装置９は、電源ユニット２００とＭＣＵ９００を備えている。また、電源ユニット２００の負荷として端子Ｔ１及びＴ２の間にＬＥＤ３０が複数接続されている。

電源ユニット２００は、ＭＣＵ９００からの制御に基づいて生成した電源をＬＥＤ３０（負荷）へ供給する電源生成部である。例えば、電源ユニット２００は、交流電源（または直流電源）から所望の電圧の直流電源を生成する。

図８の例では、電源ユニット２００は、電源回路２１０とＡＣ電源２２０を備えている。電源回路２１０は、交流のＡＣ電源２２０が供給され、ＭＣＵ９００からの制御信号（ＰＷＭ信号）に基づいて交流電源を直流電源に変換し、直流電源をＬＥＤ３０へ供給する。

ＭＣＵ（マイクロコントローラ）９００は、ＬＥＤ３０（負荷）へ所望の電源を供給するため、ＬＥＤ３０の電流または電圧に応じて電源ユニット２００の動作を制御する半導体装置である。ＭＣＵ９００は、アンプ１０１、ＡＤＣ１０２、演算処理部１０３、ＰＷＭ回路１０４を備えている。

アンプ１０１は、例えばオペアンプであり、ＬＥＤ３０の電流または電圧を設定された増幅率（ゲイン）で増幅する。ＡＤＣ１０２は、例えばＳＡＲ型ＡＤＣであり、アンプ１０１により増幅された信号をＡ／Ｄ変換する。演算処理部１０３は、ＡＤＣ１０２のＡ／Ｄ変換結果に必要な演算処理を行い、ＬＥＤ３０の電流が所望の値となるように電源回路２１０を制御するためのＰＷＭ制御信号を生成する。ＰＷＭ回路（ＰＷＭ信号生成回路、制御信号生成回路）１０４は、演算処理部１０３からのＰＷＭ制御信号に応じてＰＷＭ信号を生成し、生成したＰＷＭ信号を電源回路２１０へ供給する。ＰＷＭ制御信号にしたがってＰＷＭ信号のパルス幅や周期、デューティ比が制御され、そのＰＷＭ信号に応じて電源回路２１０がスイッチング動作を行うことで、出力電源が制御される。

図９〜図１１は、電源ユニット２００の具体的な回路構成例を示している。

図９は、電源ユニット２００をＰＦＣ（Power Factor Correction：力率改善）回路で実現する例である。図９の例では、電源ユニット２００は、交流電源ＡＣ１、ダイオードブリッジＤＢ１、チョークコイルＣＣ１、スイッチＳＷ１、ダイオードＤ１、コンデンサＣ１を備えており、負荷として抵抗Ｒ１が接続されている。ダイオードブリッジＤＢ１、チョークコイルＣＣ１、スイッチＳＷ１、ダイオードＤ１、コンデンサＣ１が電源回路２１０に相当する。

ダイオードブリッジＤＢ１の一方の入力端子と他方の入力端子の間に、交流電源ＡＣ１が接続されている。ダイオードブリッジＤＢ１の一方の出力端子と他方の出力端子の間に、チョークコイルＣＣ１を介してスイッチＳＷ１が接続されている。スイッチＳＷ１の両端に、ダイオードＤ１を介して、コンデンサＣ１及び抵抗Ｒ１が並列接続されている。

ダイオードブリッジＤＢ１により交流電源ＡＣ１が整流され、整流された電源がチョークコイルＣＣ１のインダクタに応じた直流電流に変換される。変換された直流電流はダイオードＤ１を介して、コンデンサＣ１により平滑化され、直流電源として抵抗Ｒ１に供給される。スイッチＳＷ１は、ＰＷＭ回路１０４からＰＷＭ信号が供給され、ＰＷＭ信号に応じてオン／オフする。ＰＷＭ信号に応じてスイッチＳＷ１をオン／オフすることで、ダイオードＤ１、コンデンサＣ１及び抵抗Ｒ１へ流れる電流を切り替え、出力電圧を制御する。抵抗Ｒ１の一端がアンプ１０１に接続され（例えばシャント抵抗を介して接続され）、抵抗Ｒ１に流れる電流（検出電流）がアンプ１０１に入力される。

図１０は、電源ユニット２００を降圧ＤＣ／ＤＣコンバータで実現する例である。図１０の例では、電源ユニット２００は、直流電源ＤＣ２、スイッチＳＷ２、ダイオードＤ２、チョークコイルＣＣ２、コンデンサＣ２を備えており、負荷として抵抗Ｒ２が接続されている。スイッチＳＷ２、ダイオードＤ２、チョークコイルＣＣ２、コンデンサＣ２が電源回路２１０に相当する。

直流電源ＤＣ２の両端に、スイッチＳＷ２を介してダイオードＤ２が接続されている。ダイオードＤ２の両端に、チョークコイルＣＣ２を介して、コンデンサＣ２及び抵抗Ｒ２が並列接続されている。

直流電源ＤＣ２が印加されチョークコイルＣＣ２のインダクタに応じた直流電流に変換される。変換された直流電流はコンデンサＣ２により平滑化され、直流電源として抵抗Ｒ２に供給される。スイッチＳＷ２は、ＰＷＭ回路１０４からＰＷＭ信号が供給され、ＰＷＭ信号に応じてオン／オフする。ＰＷＭ信号に応じてスイッチＳＷ２をオン／オフすることで、チョークコイルＣＣ２、コンデンサＣ２、抵抗Ｒ２、ダイオードＤ２へ流れる電流を切り替え、出力電圧を制御する。抵抗Ｒ２の一端がアンプ１０１に接続され、抵抗Ｒ２に流れる電流（検出電流）がアンプ１０１に入力される。

図１１は、電源ユニット２００を昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータで実現する例である。図１１の例では、電源ユニット２００は、直流電源ＤＣ３、チョークコイルＣＣ３、スイッチＳＷ３、ダイオードＤ３、コンデンサＣ３を備えており、負荷として抵抗Ｒ３が接続されている。チョークコイルＣＣ３、スイッチＳＷ３、ダイオードＤ３、コンデンサＣ３が電源回路２１０に相当する。

直流電源ＤＣ３の庁欄に、チョークコイルＣＣ３を介してスイッチＳＷ３が接続されている。スイッチＳＷ３の両端に、ダイオードＤ３を介して、コンデンサＣ３及び抵抗Ｒ３が並列接続されている。

直流電源ＤＣ３が印加されチョークコイルＣＣ３のインダクタに応じた直流電流に変換される。変換された直流電流はダイオードＤ３を介してコンデンサＣ３により平滑化され、直流電源として抵抗Ｒ３に供給される。スイッチＳＷ３は、ＰＷＭ回路１０４からＰＷＭ信号が供給され、ＰＷＭ信号に応じてオン／オフする。ＰＷＭ信号に応じてスイッチＳＷ３をオン／オフすることで、ダイオードＤ３、コンデンサＣ３、抵抗Ｒ３へ流れる電流を切り替え、出力電圧を制御する。抵抗Ｒ３の一端がアンプ１０１に接続され、抵抗Ｒ３に流れる電流（検出電流）がアンプ１０１に入力される。

図１２は、検討例３のＡ／Ｄ変換の入力レンジを示している。図１２の例では、ＡＤＣ１０２の参照電圧（最大入力電圧）Ｖｒｅｆが５Ｖ、アンプ１０１の増幅率（ゲイン）が４倍である。図３と同様に、検出（変換）できる電圧の範囲（レンジ）はＶｒｅｆ／Ａであるため、５／４＝１．２５Ｖとなる。このため、検討例３では、０Ｖ〜１．２５Ｖまでの電圧しか検出できず、１．２５Ｖ以上の電圧を検出することができない。なお、例えば、１．２５Ｖ以上の電圧を検出するために別の回路を追加した場合には半導体装置のチップ面積が増大する恐れもある。

＜実施の形態２の電源装置＞
図１３は、本実施の形態に係る電源装置の構成例を示している。図１３に示すように、本実施の形態に係る電源装置１は、電源ユニット２００とＭＣＵ１００を備えている。電源ユニット２００は、図８の検討例３と同様であり、負荷としてＬＥＤ３０が接続されている。

本実施の形態に係るＭＣＵ１００は、図８の検討例３と同様のアンプ１０１、ＡＤＣ１０２、演算処理部１０３、ＰＷＭ回路１０４に加えて、コンパレータ１０５、基準電圧可変処理部１０６、可変電圧源１０７を備えている。

可変電圧源１０７は、基準電圧可変処理部１０６からの制御に応じた可変電圧（基準電圧）Ｖｖを生成する。生成した可変電圧Ｖｖをアンプ１０１へアンプ基準電圧として供給し、また、可変電圧Ｖｖをコンパレータ１０５へコンパレータ基準電圧としても供給する。例えば、可変電圧源１０７は、ＭＣＵに内蔵されたＤ／Ａコンバータである。Ｄ／Ａコンバータの場合、基準電圧可変処理部１０６からのアンプ基準電圧切り替え信号をＤ／Ａ変換し、可変電圧Ｖｖを生成する。Ｄ／Ａコンバータを利用することで、ＭＣＵ内蔵回路のみで基準電圧を自動的に設定できる。

なお、可変電圧源１０７は、ＭＣＵの内部に限らず、外付けの回路であってもよい。図１４は、可変電圧源として外付けの可変抵抗１０８を用いた例を示している。例えば、可変抵抗１０８は、電源とＧＮＤの間に接続されたラダー抵抗などで構成することができる。可変抵抗１０８は、基準電圧可変処理部１０６からのアンプ基準電圧切り替え信号に応じて抵抗値を可変し、その抵抗値により可変電圧Ｖｖを生成する。外付け回路を利用することで、ＭＣＵからの制御により、または、外部からの制御により基準電圧を任意に設定できる。

コンパレータ１０５は、ＬＥＤ電流に応じた検出電圧が非反転入力端子Ｖｉｎ（＋）に入力され、コンパレータ基準電圧（しきい値電圧）が反転入力端子Ｖｉｎ（−）に入力され、検出電圧とコンパレータ基準電圧とを比較し、比較結果を基準電圧可変処理部１０６へ出力する。ここでは、コンパレータ基準電圧は可変電圧源１０７の可変電圧Ｖｖであるため、コンパレータ１０５は、検出電圧と可変電圧Ｖｖとを比較する。コンパレータにより検出電圧（入力電圧）を検出することで、簡易かつ高速に電圧を検出することができる。

基準電圧可変処理部１０６は、コンパレータ１０５の比較結果に応じて、可変電圧源の可変電圧Ｖｖを制御する。基準電圧可変処理部１０６は、検出電圧のレベルに応じて、基準電圧（コンパレータ基準電圧及びアンプ基準電圧）を設定する。基準電圧可変処理部１０６は、コンパレータが検出したとき（検出電圧がコンパレータ基準電圧を超えたとき）のコンパレータ基準電圧を、アンプ基準電圧に設定する。コンパレータの検出結果により基準電圧を設定することにより、高速に基準電圧を設定するこができる。演算処理部１０３及び基準電圧可変処理部１０６は、ＣＰＵ１１０により構成される。ＣＰＵ１１０が、各処理のためのプログラムを実行することで、演算処理部１０３及び基準電圧可変処理部１０６が実現される。基準電圧可変処理部１０６は、ユーザの操作に応じた調光レベルが調光レベル入力部１１１から入力される。基準電圧可変処理部１０６は、調光レベルに応じて基準電圧を設定してもよい。本実施の形態では、アンプ基準電圧を可変に設定するため、演算処理部１０３は、ＡＤＣ１０２のＡ／Ｄ変換結果に基準電圧を加算する。これにより、検出電圧を精度よくデジタル値に変換することができる。

図１５は、本実施の形態のＡ／Ｄ変換の入力レンジを示している。図１５の例では、ＡＤＣ１０２の参照電圧（最大入力電圧）Ｖｒｅｆが５Ｖ、アンプ１０１の増幅率（ゲイン）が４倍である。例えば、アンプ基準電圧を２．５Ｖに設定すると、検出可能な電圧が２．５Ｖ〜３．７５Ｖとなる。さらに、アンプ基準電圧を変更することで、０Ｖ〜５Ｖの電圧を検出することができる。すなわち、電源装置として、０Ｖ〜５Ｖの電源を供給するように制御可能となる。

＜実施の形態２の動作＞
図１６は、本実施の形態のＡ／Ｄ変換動作の例を示すフローチャートである。この例では、ＡＤＣ１０２の参照電圧Ｖｒｅｆが５Ｖ、アンプ１０１のゲインＧａｍｐが４倍であるため、５Ｖを４分割し、１．２５Ｖ（Ｖｒｅｆ＿ｏｆｆｓｅｔ）ごとの判定エリアａ１〜ａ４に分割する。判定エリアは、ＡＤＣの入力レンジをアンプのゲインで分割した分割エリアである。フローチャートで用いるカウンタｃｎｔ（カウント値）はこの判定エリアを示しており、この判定エリアに対応する最適な基準電圧を求める。この例では、判定エリア（ａ１〜ａ４）を順次選択し、検出電圧（入力電圧）に対応するエリアに基づいて、基準電圧を設定する。これにより、簡易に最適な基準電圧を設定することができる。

図１６に示すように、まず、基準電圧可変処理部１０６は、検出電圧を判定する判定エリアを初期化し（Ｓ１０１）、電圧判定レンジＶｒｅｆ＿ｏｆｆｓｅｔを決定する（Ｓ１０２）。具体的には、カウンタｃｎｔ＝１に設定し、電圧判定レンジ（仮の基準電圧）Ｖｒｅｆ＿ｏｆｆｓｅｔ＝Ｖｒｅｆ／Ｇａｍｐに設定する。この例では、Ｖｒｅｆ＿ｏｆｆｓｅｔ＝５／４＝１．２５Ｖとなる。

続いて、基準電圧可変処理部１０６は、コンパレータ１０５の基準電圧（しきい値）に、最初の判定エリア（電圧判定レンジ）の電圧を設定する（Ｓ１０３）。具体的には、コンパレータ基準電圧＝Ｖｒｅｆ−Ｖｒｅｆ＿ｏｆｆｓｅｔ＊ｃｎｔに設定する。例えば１回目の動作ではｃｎｔ＝１（判定エリアa１）であるためコンパレータ基準電圧＝５−１．２５＊１＝３．７５Ｖとなる。

続いて、基準電圧可変処理部１０６は、カウンタｃｎｔがアンプゲインＧａｍｐ以上かどうか判定し（Ｓ１０４）、カウンタｃｎｔがアンプゲインＧａｍｐより小さい場合、コンパレータ１０５の検出結果を判定する（Ｓ１０５）。

カウンタｃｎｔがアンプゲインＧａｍｐ以上の場合、または、コンパレータ基準電圧が検出電圧を下回り、コンパレータ１０５が応答（電圧を検出）した場合、基準電圧可変処理部１０６は、現在のコンパレータ基準電圧をアンプ１０１の基準電圧に設定する（Ｓ１０７）。具体的には、アンプ基準電圧＝Ｖｒｅｆ−Ｖｒｅｆ＿ｏｆｆｓｅｔ＊ｃｎｔに設定する。例えば１回目の動作ではｃｎｔ＝１であるためアンプ基準電圧＝５−１．２５＊１＝３．７５を設定する。なお、本実施の形態では可変電圧源１０７がコンパレータ１０５及びアンプ１０１に同じ基準電圧を供給するため、Ｓ１０７の設定処理を省略してもよい。

アンプの基準電圧を設定した状態で、ＡＤＣ１０２はＡ／Ｄ変換を実行し（Ｓ１０８）、演算処理部１０３はＡ／Ｄ変換結果を演算処理する（Ｓ１０９）。具体的には、実施の形態１と同様に、（Ｄ／２^Ｎ）×（Ｖｒｅｆ／Ａ）＋Ｖｖを求める。

Ｓ１０５において、現在の基準電圧ではコンパレータ１０５が応答（電圧を検出）しない場合、基準電圧可変処理部１０６は、カウンタｃｎｔに１加算し（インクリメントし）（Ｓ１０６）、Ｓ１０３以降を繰り返す。すなわち、次の判定エリアを選択（ａ１の次はａ２を選択）することで、コンパレータ基準電圧を再設定し、コンパレータ１０５が応答するまで順にコンパレータ基準電圧を変更する。すべての判定エリアでコンパレータ１０５が応答しなかった場合、Ｓ１０４でカウンタｃｎｔがアンプゲインＧａｍｐと等しくなり、最小基準電圧（０Ｖ）をアンプ基準電圧に設定してＡ／Ｄ変換を実行する。

図１７は、本実施の形態のＬＥＤ調光動作の例を示すタイミングチャートである。図１７に示すように、電源回路のスイッチング周期ごとにＰＷＭ信号が生成され、ＰＷＭ信号のパルス幅に応じた電流がＬＥＤに流れる。

まず、周期Ｐ１において、デューティ比ａのＰＷＭ制御信号が演算処理部１０３からＰＷＭ回路１０４へ出力され（Ｓ２０１）、ＰＷＭ回路１０４がデューティ比ａのＰＷＭ信号を電源回路２１０へ出力する。電源回路２１０からＰＷＭ信号に応じた電流がＬＥＤ３０に流れる。

基準電圧可変処理部１０６では、所定の間隔でＡ／Ｄ変換開始トリガが生成される（Ｓ２０２）。このＡ／Ｄ変換開始トリガに応じて、基準電圧可変処理部１０６は、アンプ基準電圧切り替え処理を行う（Ｓ２０３）。すなわち、基準電圧可変処理部１０６は、図１６のフローチャートで説明したように、検出電圧（ＬＥＤ電流）に応じてアンプ基準電圧を設定する。

アンプ基準電圧を切り替えると、ＡＤＣ１０２がＡ／Ｄ変換を行い（Ｓ２０４）、演算処理部１０３がＡ／Ｄ変換結果に演算処理を行う（Ｓ２０５）。演算処理部１０３は、演算結果にしたがってデューティ比ｂのＰＷＭ制御信号をＰＷＭ回路１０４へ出力する。そうすると、周期Ｐ２において、ＰＷＭ回路１０４がデューティ比ｂのＰＷＭ信号を電源回路２１０へ出力する。周期Ｐ３も同様に、デューティ比ｃのＰＷＭ信号が生成される。

以上のように、本実施の形態では、ＬＥＤの調光を行う電源装置に実施の形態１を適用することで、より高精度な定電圧／定電流制御（１５ｂｉｔ分解能など）を、特定の微小電圧領域ではなく、広範囲な電圧／電流レンジで制御可能となる。照明用途に適用することにより、よりきめ細かい調光ステップ（０．００１％ステップなど）で、より広範囲な調光レベル（１００％〜０．００１％など）を実現可能となる。また、ＡＤＣのビット数を減らすことが可能なため、電源制御の演算時間短縮（フィードバック制御の高速化）に貢献できる。さらに、電圧判定エリアを順次選択し、コンパレータの検出結果により、アンプ基準電圧を設定するため、簡易かつ高速に基準電圧を設定することができる。

（実施の形態３）
以下、図面を参照して実施の形態３について説明する。実施の形態３では、実施の形態２の構成において、さらに調光レベルを切り替える場合の動作について説明する。なお、実施の形態２と重複する部分については説明を省略する。

図１８は、本実施の形態のＡ／Ｄ変換動作の例を示すフローチャートである。図１８に示すように、ユーザインターフェースである調光レベル入力部１１１からの入力に応じて、基準電圧可変処理部１０６は調光レベルを決定する（Ｓ１１１）。

続いて、基準電圧可変処理部１０６は、目標出力電流から検出電圧を推測する（Ｓ１１２）。具体的には、調光レベルと最大ＬＥＤ電流から、今回の調光レベルで出力する電流（目標出力電流）を算出し、この電流を検出する電圧値へ変換する。例えば、調光レベルから推定検出電圧を算出する方法として、次の（式３）のように調光レベルと最大出力電流値、電流検出用シャント抵抗値から求めることができる。
推定検出電圧＝調光レベル［％］×最大出力電流値［Ａ］×シャント抵抗値［Ω］ ・・・（式３）

続いて、基準電圧可変処理部１０６は、アンプ１０１のゲインにより検出電圧範囲を分割し、調光レベルから求めた推定検出電圧と一致する判定エリアを指定する（Ｓ１１３）。具体的には、カウンタｃｎｔを設定し判定エリアを指定する。例えば、推測電圧レベルが３Ｖの場合、判定エリアa２（検出電圧範囲）を選択する。

以降、実施の形態１と同様にアンプ基準電圧を設定し、Ａ／Ｄ変換を行う（Ｓ１０２〜Ｓ１０９）。本実施の形態では、調光レベルに基づいて判定エリアを選択するため、全ての判定エリアを順次選択する必要がない。

図１９は、本実施の形態のＬＥＤ調光動作の例を示すタイミングチャートである。図１９に示すように、ユーザにより調光レベルが変更されると（Ｓ２１１）、図１８のフローチャートのように、調光レベルに応じて判定エリアを選択しアンプ基準電圧を設定する。アンプ基準電圧が設定され、Ａ／Ｄ変換が行われると、演算処理部１０３は、設定された調光レベルに合わせたデューティ比のＰＷＭ制御信号を生成する。これにより、ユーザの設定した調光レベルでＬＥＤ３０を発光させることができる。

以上のように、本実施の形態では、調光レベルに応じて検出電圧を判定する判定エリアを設定するため、より高速にアンプ基準電圧を設定することができる。

なお、上述したプログラムは、様々なタイプの非一時的なコンピュータ可読媒体（ｎｏｎ−ｔｒａｎｓｉｔｏｒｙ ｃｏｍｐｕｔｅｒ ｒｅａｄａｂｌｅ ｍｅｄｉｕｍ）を用いて格納され、コンピュータに供給することができる。非一時的なコンピュータ可読媒体は、様々なタイプの実体のある記録媒体（ｔａｎｇｉｂｌｅ ｓｔｏｒａｇｅ ｍｅｄｉｕｍ）を含む。非一時的なコンピュータ可読媒体の例は、磁気記録媒体（例えばフレキシブルディスク、磁気テープ、ハードディスクドライブ）、光磁気記録媒体（例えば光磁気ディスク）、ＣＤ−ＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）ＣＤ−Ｒ、ＣＤ−Ｒ／Ｗ、半導体メモリ（例えば、マスクＲＯＭ、ＰＲＯＭ（Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ ＲＯＭ）、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ ＰＲＯＭ）、フラッシュＲＯＭ、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ））を含む。また、プログラムは、様々なタイプの一時的なコンピュータ可読媒体（ｔｒａｎｓｉｔｏｒｙ ｃｏｍｐｕｔｅｒ ｒｅａｄａｂｌｅ ｍｅｄｉｕｍ）によってコンピュータに供給されてもよい。一時的なコンピュータ可読媒体の例は、電気信号、光信号、及び電磁波を含む。一時的なコンピュータ可読媒体は、電線及び光ファイバ等の有線通信路、又は無線通信路を介して、プログラムをコンピュータに供給できる。

以上、本発明者によってなされた発明を実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は既に述べた実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々の変更が可能であることはいうまでもない。

１ 電源装置
１０ 半導体装置
１１ アンプ
１２ ＡＤＣ
１３ 演算処理部
１４ 入力電圧検出部
１５ 基準電圧設定部
１６ 可変電圧源
１００ ＭＣＵ
１０１ アンプ
１０２ ＡＤＣ
１０３ 演算処理部
１０４ ＰＷＭ回路
１０５ コンパレータ
１０６ 基準電圧可変処理部
１０７ 可変電圧源
１０８ 可変抵抗
１１０ ＣＰＵ
１１１ 調光レベル入力部
２００ 電源ユニット
２１０ 電源回路
２２０ ＡＣ電源
ＡＣ１ 交流電源
Ｃ１〜Ｃ３ コンデンサ
ＣＣ１〜ＣＣ３ チョークコイル
Ｄ１〜Ｄ３ ダイオード
ＤＢ１ ダイオードブリッジ
ＤＣ２、ＤＣ３ 直流電源
Ｒ１〜Ｒ３ 抵抗
ＳＷ１〜ＳＷ３ スイッチ

Claims (14)

1. アナログの入力電圧を検出する入力電圧検出部と、
   前記検出された入力電圧に基づいて基準電圧を設定する基準電圧設定部と、
   前記入力電圧と前記基準電圧との差分を増幅する差分増幅器と、
   前記増幅された信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器と、
   前記Ａ／Ｄ変換結果及び前記基準電圧に基づいて、前記入力電圧に対応するデジタル電圧を算出する演算処理部と、
   を備える、半導体装置。
2. 前記入力電圧検出部は、しきい値電圧と前記入力電圧を比較するコンパレータであり、
   前記基準電圧設定部は、前記コンパレータが前記入力電圧を検出するように前記しきい値電圧を設定する、
   請求項１に記載の半導体装置。
3. 前記基準電圧設定部は、前記コンパレータが前記入力電圧を検出したときの前記しきい値電圧を、前記基準電圧に設定する、
   請求項２に記載の半導体装置。
4. 前記基準電圧設定部は、前記Ａ／Ｄ変換器の入力レンジを分割した分割レンジから一つの分割レンジを順次選択し、前記選択した分割レンジに基づいて前記しきい値電圧を設定する、
   請求項２に記載の半導体装置。
5. 前記分割レンジは、前記Ａ／Ｄ変換器の入力レンジを前記差分増幅器のゲインにより分割したレンジである、
   請求項４に記載の半導体装置。
6. 前記基準電圧設定部は、前記Ａ／Ｄ変換器の入力レンジを分割した分割レンジのうち、前記入力電圧に対応した分割レンジに基づいて前記基準電圧を設定する、
   請求項１に記載の半導体装置。
7. 前記分割レンジは、前記Ａ／Ｄ変換器の入力レンジを前記差分増幅器のゲインにより分割したレンジである、
   請求項６に記載の半導体装置。
8. 前記基準電圧を生成し、前記生成した基準電圧を前記差分増幅器へ供給する可変電圧源を備え、
   前記基準電圧設定部は、前記可変電圧源が生成する基準電圧を設定する、
   請求項１に記載の半導体装置。
9. 前記可変電圧源は、前記基準電圧設定部からの設定信号をＤＡ変換するＤＡ変換器である、
   請求項８に記載の半導体装置。
10. 前記基準電圧設定部は、前記半導体装置に接続された可変電圧源が生成する前記基準電圧を設定する、
    請求項１に記載の半導体装置。
11. 前記可変電圧源は、前記基準電圧設定部からの設定信号に応じて抵抗値が可変する可変抵抗である、
    請求項１０に記載の半導体装置。
12. 前記演算処理部は、前記Ａ／Ｄ変換結果に前記基準電圧を加算することで前記デジタル電圧を求める、
    請求項１に記載の半導体装置。
13. 制御信号に応じた電源を生成する電源ユニットと、
    前記生成される電源に基づいて前記制御信号を生成する半導体装置と、を備え、
    前記半導体装置は、
    前記生成された電源を入力電圧として検出する入力電圧検出部と、
    前記検出された入力電圧に基づいて基準電圧を設定する基準電圧設定部と、
    前記入力電圧と前記基準電圧との差分を増幅する差分増幅器と、
    前記増幅された信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器と、
    前記Ａ／Ｄ変換結果及び前記基準電圧に基づいて、前記入力電圧に対応するデジタル電圧を算出する演算処理部と、
    前記デジタル電圧に基づいて前記制御信号を生成する制御信号生成部と、
    を備える、電源装置。
14. Ａ／Ｄ変換器を備えた半導体装置の制御方法であって、
    アナログの入力電圧を検出し、
    前記検出された入力電圧に基づいて基準電圧を設定し、
    前記検出された入力電圧と前記設定した基準電圧との差分を増幅し、
    前記Ａ／Ｄ変換器が前記増幅された信号をＡ／Ｄ変換し、
    前記Ａ／Ｄ変換結果及び前記基準電圧に基づいて、前記入力電圧に対応するデジタル電圧を算出する、
    半導体装置の制御方法。

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