JP2017085772A - 多相コンバータ - Google Patents

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Abstract

【課題】多相変換部の動作を開始する際に各々の電圧変換部に対して出力の目標値を次第に上昇させる制御を行い得る構成において、逆流の発生を抑制し得る構成を、より簡易に且つより損失を抑えた形で実現することができる。【解決手段】多相コンバータ１は、多相変換部２を制御する制御部３を備え、この制御部３は、多相変換部２の動作を開始する際に駆動開始時期をずらして複数の電圧変換部ＣＶ１，ＣＶ２，ＣＶ３，ＣＶ４を順次駆動する。そして、制御部３は、電圧変換部ＣＶ１，ＣＶ２，ＣＶ３，ＣＶ４の各々の駆動を開始する毎に、検出部８で検出される値が駆動済みの電圧変換部の個数に対応付けられた個別閾値に達したか否かを判断し、達した場合に次の電圧変換部の駆動を開始する。【選択図】図１

Description

本発明は、多相コンバータに関するものである。
スイッチ素子の駆動によって直流電圧を昇圧又は降圧するＤＣＤＣコンバータでは、複数の電圧変換部を並列に接続した構成の多相式のＤＣＤＣコンバータが知られている。この種の多相コンバータの例としては、例えば特許文献１のような技術が存在し、この技術では、出力電流に応じて動作させるスイッチング回路の数及び組合せを変化させている。
特許第４４５２３８３号公報
ところで、この種のＤＣＤＣコンバータでは、出力開始時の突入電流を防ぐため、出力開始直後の初期段階では、出力の目標値を次第に上昇させるソフトスタート制御が行われる。このソフトスタート制御では、例えば、最終的な目標電流値に向けて制御目標電流値を一定の上昇勾配で次第に上昇させ、制御目標電流値に基づいてＰＩＤ制御等のフィードバック制御を行いながら出力を増加させるといった制御方式などが採用される。
しかしながら、このように出力開始直後にソフトスタート制御を行うと、ソフトスタート制御中の出力電流量が少なくなるため、インダクタ電流が０を下回ることになる期間が生じ、この期間に出力電流の逆流状態が発生してしまうことになる。このような逆流状態が発生すると大きな損失を招くため何らかの対策が求められるが、特許文献１の技術では、このような逆流状態についての対策はなされていない。
例えば、図４には、制御部３以外を図１と同様のハードウェア構成にした同期整流方式の多相コンバータにおいて、１つの相に着目し、この相のソフトスタート制御中の電流波形を概念的に示している。図４において、破線で示すＶａは、平均電流値を概念的に示している。図４では、ソフトスタート制御が開始した直後の時期におけるインダクタ電流の波形を実線で示しており、図４のように出力電流（平均電流Ｖａ）が小さい時期には、ハイサイドＦＥＴの立ち上がりタイミング前後の時間帯でインダクタ電流が０を下回ることになり、この時間帯で逆流が発生することになる（図４の領域Ａ１，Ａ２を参照）。
このような逆流を防ぐためには、例えば、図５のように、逆流が発生する時間帯にローサイドＦＥＴをオフ状態に切り替えることが考えられる。このようにすれば、出力ラインからローサイドＦＥＴを介してグランドに流れ込む逆流経路の導通を遮断することができ、逆流の発生を防ぐことができる。しかし、この方法では、ハードウェア又はソフトウェアによるＰＷＭ制御が複雑になってしまう。
別の方法としては、図１で示す構成と同様、各相に逆流防止ＦＥＴ（図１のスイッチング素子ＳＣ１，ＳＣ２，ＳＣ３，ＳＣ４と同様の素子）を配置し、各相のソフトスタート制御中に、各相の逆流防止ＦＥＴをオフ状態で維持し、各相の出力電流を寄生ダイオードで整流する方法が考えられる。しかし、この方法では、各相の逆流防止ＦＥＴをオン動作させて出力する場合と比較して損失が大きくなってしまう。
本発明は上述した事情に基づいてなされたものであり、多相変換部の動作を開始する際に各々の電圧変換部に対して出力の目標値を次第に上昇させる制御を行い得る構成において、逆流の発生を抑制し得る構成を、より簡易に且つより損失を抑えた形で実現することを目的とするものである。
本発明の多相コンバータは、
入力側の導電路に入力された電圧を変換して出力側の導電路に出力する電圧変換部を複数備えた多相変換部と、
前記多相変換部の出力が目標値となるように各々の前記電圧変換部を制御信号によって個々に制御し、前記多相変換部の動作を開始する際に各々の前記電圧変換部に対し出力の目標値を次第に上昇させる制御を行う制御部と、
前記多相変換部からの出力電流を反映した値を検出する検出部とを有し、
前記制御部は、前記多相変換部の動作を開始する際に駆動開始時期をずらして複数の前記電圧変換部を順次駆動し、各々の前記電圧変換部の駆動を開始する毎に、前記検出部で検出される値が前記多相変換部における駆動済みの電圧変換部の個数に対応付けられた個別閾値に達したか否かを判断し、達した場合に次の前記電圧変換部の駆動を開始する。
本発明の多相コンバータにおいて、制御部は、多相変換部の動作を開始する際に駆動開始時期をずらして複数の電圧変換部を順次駆動する。そして、順次駆動される各電圧変換部の駆動開始後には、出力電流を、動作している電圧変換部の個数（駆動相数）に対応する閾値まで上昇させてから次の電圧変換部を駆動するように制御を行う。つまり、各電圧変換部の駆動開始毎に、そのときの駆動相数に合わせた電流値まで出力電流を引き上げて電流量を確保してから次の電圧変換部を駆動する。このように制御を行えば、２番目以降に順次駆動される各電圧変換部の駆動後に、出力電流が小さくなる期間（逆流が生じる程度に出力電流が小さい期間）を減らすことができ、出力電流の逆流を抑制することができる。
従って、多相変換部の動作を開始する際に各々の電圧変換部に対して出力の目標値を次第に上昇させる制御を行い得る構成において、逆流の発生を抑制し得る構成を、より簡易に且つより損失を抑えた形で実現することができる。
実施例１の多相コンバータを概略的に例示する回路図である。 実施例１の多相コンバータにおける出力開始時の制御の流れを例示するフローチャートである。 上段は１相目の電圧変換部における、インダクタ電流（平均）、動作のオンオフ、及び逆流防止ＦＥＴのオンオフと、経過時間との関係を例示するグラフ及びタイミングチャートであり、下段は２相目の電圧変換部における、インダクタ電流（平均）、動作のオンオフ、及び逆流防止ＦＥＴのオンオフと、経過時間との関係を例示するグラフ及びタイミングチャートである。 比較例１となる多相コンバータの１つの相におけるインダクタ電流及び各ＦＥＴのオンオフと、経過時間との関係を示すグラフ及びタイミングチャートである。 比較例２となる多相コンバータの１つの相におけるインダクタ電流及び各ＦＥＴのオンオフと、経過時間との関係を示すグラム及びタイミングチャートである。 比較例３となる多相コンバータの各相におけるインダクタ電流、各ＦＥＴのオンオフ、及び逆流防止ＦＥＴのオンオフと、経過時間との関係を示すグラフ及びタイミングチャートである。
発明の望ましい形態を以下に例示する。
本発明において、各々の電圧変換部における出力側の導電路には、外部からの信号によってオン状態とオフ状態とに切り替えられるスイッチング部と、スイッチング部に対し並列に設けられるとともに正規の出力方向の通電を許容し逆方向の通電を遮断するダイオード部とを備えたスイッチング素子が設けられていてもよい。そして、制御部は、多相変換部の動作開始の際に最初に駆動する電圧変換部の駆動開始から検出部で検出される値が個別閾値よりも小さい所定閾値に達するまでの間は、スイッチング部をオフ状態に切り替え、達した後にスイッチング部をオン状態に切り替える構成であってもよい。
各々の電圧変換部に対して出力の目標値を次第に上昇させる制御を行う場合、最初に駆動される電圧変換部の駆動開始直後の期間は、出力電流が非常に小さくなる期間となり、通常の駆動では逆流が発生しやすくなる。これに対し、上記構成では、最初の電圧変換部の駆動を開始した後の初期期間（駆動開始から検出部で検出される値が所定閾値に達するまでの期間）は、スイッチング部をオフ状態に切り替え、ダイオード部を用いたダイオード整流によって電流を流すため、出力電流が小さくなる初期期間であっても確実に逆流を防ぐことができる。また、検出部で検出される値が所定閾値に達した後、即ち、最初に駆動される電圧変換部が出力する出力電流がある程度高まった後には、スイッチング部をオン状態に切り替えることができるため、ダイオード整流を継続し続ける構成と比較して損失を確実に低減することができる。
＜実施例１＞
以下、本発明を具体化した実施例１について説明する。
図１で示す多相コンバータ１は、例えば、車載用の多相型ＤＣＤＣコンバータとして構成されており、第１導電路６に印加された直流電圧（入力電圧）を多相方式且つ降圧方式で電圧変換し、入力電圧を降圧した出力電圧を第２導電路７に出力する構成となっている。
多相コンバータ１は、第１導電路６と第２導電路７とを備えた電源ライン５と、入力された電圧を変換して出力するｍ個の電圧変換部ＣＶ１，ＣＶ２…ＣＶｍを備えた多相変換部２と、電圧変換部ＣＶ１，ＣＶ２…ＣＶｍを制御信号（ＰＷＭ信号）によって個々に制御する制御部３とを備える。なお、電圧変換部の個数であるｍは２以上の自然数であればよい。以下では、図１で示す構成、即ち、ｍ＝４である場合を代表例として説明する。
第１導電路６は、例えば、相対的に高い電圧が印加される一次側（高圧側）の電源ラインとして構成され、一次側電源部９１の高電位側の端子に導通するとともに、その一次側電源部９１から所定の直流電圧（例えば、４８Ｖ）が印加される構成をなす。この第１導電路６は、各電圧変換部ＣＶ１，ＣＶ２，ＣＶ３，ＣＶ４の各入力側の導電路（個別入力路）ＬＡ１，ＬＡ２，ＬＡ３，ＬＡ４にそれぞれ接続されている。一次側電源部９１は、例えば、リチウムイオン電池、或いは電気二重層キャパシタ等の蓄電手段によって構成され、高電位側の端子は例えば４８Ｖに保たれ、低電位側の端子は例えばグラウンド電位（０Ｖ）に保たれている。
第２導電路７は、相対的に低い電圧が印加される二次側（低圧側）の電源ラインとして構成されている。この第２導電路７は、例えば、二次側電源部９２の高電位側の端子に導通するとともに、その二次側電源部９２から一次側電源部９１の出力電圧よりも小さい直流電圧（例えば１２Ｖ）が印加される構成をなす。二次側電源部９２は、例えば、鉛蓄電池等の蓄電手段によって構成され、高電位側の端子は、例えば１２Ｖに保たれ、低電位側の端子は、例えばグラウンド電位（０Ｖ）に保たれている。
第１導電路６と第２導電路７との間には、多相変換部２が設けられている。この多相変換部２は、第１導電路６と第２導電路７との間に並列に接続されたｍ個の電圧変換部ＣＶ１，ＣＶ２…ＣＶｍを備える。ｍ個の電圧変換部ＣＶ１，ＣＶ２…ＣＶｍは、同様の構成をなし、いずれも同期整流方式の降圧型コンバータとして機能する。第１導電路６からはｍ個の電圧変換部ＣＶ１，ＣＶ２…ＣＶｍの各入力側の導電路ＬＡ１，ＬＡ２…ＬＡｍが分岐している。また、ｍ個の電圧変換部ＣＶ１，ＣＶ２…ＣＶｍの各出力側の導電路ＬＢ１，ＬＢ２…ＬＢｍは、共通の出力路である第２導電路７に接続されている。なお、ｍ個の電圧変換部ＣＶ１，ＣＶ２…ＣＶｍは、それぞれ１相目、２相目…ｍ相目とされている。
ｍ個の電圧変換部ＣＶ１，ＣＶ２…ＣＶｍのうち、第ｋ相の電圧変換部ＣＶｋについて説明する。以下において、ｋは、ｍ以下の自然数である。第ｋ相の電圧変換部ＣＶｋは、入力側の導電路ＬＡｋに入力された電圧を変換して出力側の導電路ＬＢｋに出力するように機能する。第ｋ相の電圧変換部ＣＶｋは、ハイサイド側のスイッチング素子ＳＡｋと、ローサイド側のスイッチング素子ＳＢｋと、インダクタＬｋと、保護用のスイッチング素子ＳＣｋとを備える。例えば、第１相の電圧変換部ＣＶ１は、ハイサイド側のスイッチング素子ＳＡ１と、ローサイド側のスイッチング素子ＳＢ１と、インダクタＬ１と、保護用のスイッチング素子ＳＣ１とを備えており、第２相の電圧変換部ＣＶ２は、ハイサイド側のスイッチング素子ＳＡ２と、ローサイド側のスイッチング素子ＳＢ２と、インダクタＬ２と、保護用のスイッチング素子ＳＣ２とを備えている。第３相、第４相も同様である。
第ｋ相の電圧変換部ＣＶｋにおいて、スイッチング素子ＳＡｋは、Ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴとして構成され、スイッチング素子ＳＡｋのドレインには、第１導電路６から分岐した入力側の導電路ＬＡｋが接続されている。スイッチング素子ＳＡｋのソースには、ローサイド側のスイッチング素子ＳＢｋのドレイン及びインダクタＬｋの一端が接続されている。スイッチング素子ＳＢｋは、スイッチング素子ＳＡｋとインダクタＬｋとの接続点にドレインが接続され、ソースは接地されている。インダクタＬｋの他端は、スイッチング素子ＳＣｋのソースに接続されている。スイッチング素子ＳＣｋのドレインは、第２導電路７に接続されている。
第ｋ相の電圧変換部ＣＶｋにおいて、スイッチング素子ＳＣｋは、出力側の導電路ＬＢｋに介在している。スイッチング素子ＳＣｋは、Ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴとして構成され、ソースがインダクタＬｋに接続され、ドレインが共通の出力路（第２導電路７）に接続されている。スイッチング素子ＳＣｋにおいて、ＭＯＳＦＥＴ部ＳＷｋは、外部からの信号によってオン状態とオフ状態とに切り替えられるスイッチング部として機能し、寄生ダイオードＤｋは、ＭＯＳＦＥＴ部ＳＷｋに対し並列に設けられるとともに正規の出力方向の通電を許容し逆方向の通電を遮断するダイオード部として機能する。例えば、スイッチング素子ＳＣ１であれば、ソースがインダクタＬ１に接続され、ドレインが第２導電路７に接続され、ＭＯＳＦＥＴ部ＳＷ１がスイッチング部として機能し、寄生ダイオードＤ１がダイオード部として機能する。
スイッチング素子ＳＣ１，ＳＣ２…ＳＣｍを構成するＭＯＳＦＥＴ部ＳＷ１，ＳＷ２…ＳＷｍは、いずれもゲートに与えられる電圧が制御部３によって制御され、いずれも制御部３からの信号によってオンオフが切り替えられるようになっている。
制御部３は、主として、制御回路１０とＰＷＭ駆動部１８とを備える。制御回路１０は、例えばマイクロコンピュータを含む回路であり、各種演算処理を行うＣＰＵ１２、ＲＯＭ、ＲＡＭ、不揮発性メモリなどによって構成される記憶部１４、アナログ電圧をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器１６などを備える。Ａ／Ｄ変換器１６には、後述する電流検出部９Ａから出力される電圧値や、第２導電路７の電圧値が入力される。
制御部３において、制御回路１０は、デューティ比を決定する機能、及び決定したデューティ比のＰＷＭ信号を生成し出力する機能を有しており、具体的には、ｍ個の電圧変換部ＣＶ１，ＣＶ２…ＣＶｍのそれぞれに対するＰＷＭ信号を生成し、出力する。例えば、後述するソフトスタート制御の終了後の定常出力状態において、ｍ個の電圧変換部ＣＶ１，ＣＶ２…ＣＶｍを全て駆動する場合、制御回路１０は、位相が２π／ｍずつ異なるＰＷＭ信号を生成し、ｍ個の電圧変換部ＣＶ１，ＣＶ２…ＣＶｍのそれぞれに出力する。例えば、図１のように多相変換部２が４個の電圧変換部ＣＶ１，ＣＶ２，ＣＶ３，ＣＶ４によって構成されている場合において、定常出力状態で全相が駆動される場合には、位相を２π／４ずつ異ならせたＰＷＭ信号が各相に与えられる。
ＰＷＭ駆動部１８は、制御回路１０で生成された各相に対するＰＷＭ信号に基づき、各相のスイッチング素子ＳＡｋ，ＳＢｋ（ｋは、１〜ｍの自然数）のそれぞれを交互にオンするためのオン信号をスイッチング素子ＳＡｋ，ＳＢｋのゲートに印加する。スイッチング素子ＳＡｋ，ＳＢｋへのＰＷＭ信号の出力中においてスイッチング素子ＳＢｋのゲートに与えられる信号は、デッドタイムが確保された上で、スイッチング素子ＳＡｋのゲートに与えられる信号に対して位相が略反転する。
検出部８は、出力電流を検出する電流検出部９Ａと、出力電圧を検出する電圧検出部９Ｂとを備え、複数の電圧変換部ＣＶ１，ＣＶ２…ＣＶｍからの共通の出力経路（第２導電路７）における出力電流及び出力電圧を反映した値をそれぞれ検出する。電流検出部９Ａは、第２導電路７を流れる電流に対応する電圧値を検出値として出力する構成であればよい。例えば、電流検出部９Ａは、第２導電路７に介在する抵抗器と差動増幅器とを有し、抵抗器の両端電圧が差動増幅器に入力され、第２導電路７を流れる電流によって抵抗器に生じた電圧降下量が差動増幅器で増幅され、検出値として制御回路１０のＡ／Ｄ変換器１６に出力するようになっている。電圧検出部９Ｂは、例えば第２導電路７の電圧を反映した値（例えば、第２導電路７の電圧そのもの、或いは分圧値等）を制御回路１０のＡ／Ｄ変換器１６に入力する経路として構成され、図１の例では、第２導電路７から分岐して制御回路１０のＡ／Ｄ変換器１６と導通するように構成されている。
このように構成される多相コンバータ１では、制御部３は、ｍ個の電圧変換部ＣＶ１，ＣＶ２…ＣＶｍのそれぞれに対して、デッドタイムを設定した形でＰＷＭ信号を相補的に出力する。例えば、第ｋ相の電圧変換部ＣＶｋを構成するスイッチング素子ＳＡｋ，ＳＢｋの各ゲートに対しては、制御部３は、デッドタイムを設定した上で、スイッチング素子ＳＡｋのゲートへのオン信号の出力中には、スイッチング素子ＳＢｋのゲートにオフ信号を出力し、スイッチング素子ＳＡｋのゲートへのオフ信号の出力中には、スイッチング素子ＳＢｋのゲートにオン信号を出力する。電圧変換部ＣＶｋは、このような相補的なＰＷＭ信号に応じて、スイッチング素子ＳＡｋのオン動作とオフ動作との切り替えをスイッチング素子ＳＢｋのオフ動作とオン動作との切り替えと同期させて行い、これにより、入力側の導電路ＬＡｋに印加された直流電圧を降圧し、出力側の導電路ＬＢｋに出力する。出力側の導電路ＬＢｋの出力電圧は、スイッチング素子ＳＡｋ，ＳＢｋの各ゲートに与えるＰＷＭ信号のデューティ比に応じて定まる。このような制御は、上述した自然数ｋが１からｍのいずれの場合でも、即ち、第１相から第ｍ相までのいずれの電圧変換部においても、同様に行われる。
制御部３は、多相変換部２を動作させる場合、複数の電圧変換部ＣＶ１，ＣＶ２…ＣＶｍの一部又は全部を制御信号（ＰＷＭ信号）によって個々に制御し、多相変換部２からの出力が設定された目標値となるようにフィードバック制御を行う。具体的には、制御部３は、制御回路１０に入力された第２導電路７の電流値と、出力電流の目標値（目標電流値）とに基づき、公知のＰＩＤ制御方式によるフィードバック演算によって制御量（デューティ比）を決定する。例えば、駆動相数がＮである定常出力状態では、出力電流の目標値（目標電流値）が駆動相数Ｎに対応する値で固定化され、フィードバック演算によって決定したデューティ比のＰＷＭ信号を、位相を２π／Ｎずつ異ならせてＮ個の電圧変換部のそれぞれに出力する。
次に、多相コンバータ１における動作開始に伴う初期制御（ソフトスタート制御）について説明する。なお、図２では、図１の構成（即ち、相数ｍ＝４の構成）に関する制御を代表例として説明する。
多相コンバータ１は、所定の動作開始条件の成立に伴い、制御部３が図２の流れで制御を行う。動作開始条件は、例えばイグニッション信号のオフからオンへの切り替わり等であり、これ以外の動作開始条件であってもよい。
制御部３は、図２で示す初期制御の開始に伴い、全ての相（即ち、多相変換部２を構成する複数の電圧変換部ＣＶ１，ＣＶ２，ＣＶ３，ＣＶ４の全て）に設けられたスイッチング素子（逆流防止ＦＥＴ）ＳＣ１，ＳＣ２，ＳＣ３，ＳＣ４をオフ動作させる（Ｓ１）。このＳ１の処理により、ＭＯＳＦＥＴ部ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４が全てオフ状態で維持される。
Ｓ１の処理の後には、１相目のスイッチング素子ＳＡ１（ハイサイドＦＥＴ）及びスイッチング素子ＳＢ１（ローサイドＦＥＴ）に対して相補的なＰＷＭ信号を出力し、１相目の電圧変換部ＣＶ１による電圧変換を開始する（Ｓ２）。なお、Ｓ２において１相目の電圧変換部ＣＶ１による電圧変換を開始した後には、１相目の電圧変換部ＣＶ１のソフトスタート制御を行う。１相目のみのソフトスタート制御を行う期間は、１相目の電圧変換部ＣＶ１からの出力電流の平均（インダクタ電流の平均）が多相変換部２の総出力電流の平均となり、この制御では、多相変換部２における出力の目標値を次第に上昇させながら、多相変換部２の出力（即ち、１相目の電圧変換部ＣＶ１の出力）が設定された目標値となるようにフィードバック制御を繰り返す。
制御部３は、Ｓ２で１相目のソフトスタート制御を開始させた後、第２導電路７を流れる総出力電流の平均が、所定閾値Ｉｔ０以上であるか否かを判断する（Ｓ３）。この所定閾値Ｉｔ０は、「１相目のインダクタ電流の逆流閾値」であり、多相変換部２において１相目の電圧変換部ＣＶ１のみが駆動されている場合に、逆流が生じなくなるような総出力電流の範囲のうちの下限値である。つまり、多相変換部２において１相目の電圧変換部ＣＶ１のみが駆動されている場合、第２導電路７を流れる総出力電流の平均（１相目のインダクタ電流の平均）が所定閾値Ｉｔ０以上であれば、第２導電路７において逆流が発生する期間がなくなる。
制御部３は、Ｓ３において、第２導電路７を流れる総出力電流の平均が所定閾値Ｉｔ０未満と判断した場合、Ｓ３でＮＯに進み、１相目のソフトスタート制御を継続しつつ総出力電流の目標値（目標電流値）を増加させる（Ｓ４）。そして、Ｓ４の処理で目標値を増加させた後に再びＳ３の判断処理を行う。つまり、第２導電路７を流れる総出力電流の平均が所定閾値Ｉｔ０に達するまでＳ３とＳ４の処理を繰り返す。
制御部３は、Ｓ３において、第２導電路７を流れる総出力電流の平均が所定閾値Ｉｔ０以上と判断した場合、Ｓ３でＹＥＳに進み、１相目の電圧変換部ＣＶ１におけるスイッチング素子ＳＣ１（逆流防止ＦＥＴ）をオン動作させる。つまり、図３の上段で示すように、１相目の電圧変換部ＣＶ１のソフトスタート制御を開始した後、第２導電路７を流れる総出力電流の平均（１相目のインダクタ電流の平均）を次第に上昇させ、この値が所定閾値Ｉｔ０に達するまでは、スイッチング素子ＳＣ１（逆流防止ＦＥＴ）をオフ状態で継続し、達した後にはオン状態に切り替えるのである。Ｓ２の処理の後、Ｓ５の処理が実行される前までは、ＭＯＳＦＥＴ部ＳＷ１がオフ状態であるため、１相目の電圧変換部ＣＶ１の出力電流は寄生ダイオードＤ１を流れることになる。一方、Ｓ５の処理が実行された後は、ＭＯＳＦＥＴ部ＳＷ１がオン状態となり、出力電流は寄生ダイオードＤ１だけでなく主にＭＯＳＦＥＴ部ＳＷ１を流れることになる。
Ｓ５の処理の後には、第２導電路７を流れる総出力電流の平均が、個別閾値Ｉｔ１以上であるか否かを判断する（Ｓ６）。本構成では、駆動相数に対応付けた個別閾値が設定されており、駆動相数と個別閾値を対応付けた情報が例えば記憶部１４に記憶されている。具体的には、駆動相数「１」に対応付けて個別閾値Ｉｔ１が定められ、駆動相数「２」に対応付けて個別閾値Ｉｔ２が定められ、駆動相数「３」に対応付けて個別閾値Ｉｔ３が定められている。
例えば、駆動相数「１」に対応付けられた個別閾値Ｉｔ１は、「１相目及び２相目のインダクタ電流の逆流閾値」であり、１相目の電圧変換部ＣＶ１の駆動を継続しながら次の相（２相目）の電圧変換部ＣＶ２を駆動しても逆流が生じなくなるような総出力電流（総出力電流の平均）の範囲のうちの下限値である。つまり、多相変換部２において１相目と２相目の電圧変換部ＣＶ１，ＣＶ２のみが駆動されている場合、第２導電路７を流れる総出力電流の平均が個別閾値Ｉｔ１以上であれば、第２導電路７において逆流が発生する期間がなくなる。具体的には、１相目と２相目の電圧変換部ＣＶ１，ＣＶ２を同一のデューティ比で駆動する場合、総出力電流の平均値の１／２が各相に流れる電流の平均値であり、１相目と２相目の電圧変換部ＣＶ１，ＣＶ２のいずれも、各相での出力電流（インダクタ電流）の平均値がＩｔ１／２以上であれば逆流が発生しないように構成されている。
制御部３は、Ｓ６において、第２導電路７を流れる総出力電流の平均が個別閾値Ｉｔ１未満と判断した場合、Ｓ６でＮＯに進み、１相目のソフトスタート制御を更に継続しつつ総出力電流の目標値（目標電流値）を増加させる（Ｓ７）。そして、Ｓ７の処理で目標値を増加させた後に再びＳ６の判断処理を行う。つまり、第２導電路７を流れる総出力電流の平均が個別閾値Ｉｔ１に達するまでＳ６とＳ７の処理を繰り返す。
制御部３は、Ｓ６において、第２導電路７を流れる総出力電流の平均が個別閾値Ｉｔ１以上と判断した場合、Ｓ６でＹＥＳに進み、１相目の電圧変換部ＣＶ１に加え、２相目のスイッチング素子ＳＡ２（ハイサイドＦＥＴ）及びスイッチング素子ＳＢ２（ローサイドＦＥＴ）に対しても相補的なＰＷＭ信号を出力し、２相目の電圧変換部ＣＶ２による電圧変換を開始する（Ｓ８）。更に、２相目の電圧変換部ＣＶ２におけるスイッチング素子ＳＣ２（逆流防止ＦＥＴ）のＭＯＳＦＥＴ部ＳＷ２をオン動作させる（Ｓ９）。つまり、図３の上段（１相目の図）及び下段（２相目の図）で示すように、１相目の電圧変換部ＣＶ１のソフトスタート制御を開始した後、第２導電路７を流れる総出力電流の平均（１相目のインダクタ電流の平均）を次第に上昇させ、この値が個別閾値Ｉｔ１に達するまでは、２相目を停止状態で維持し、達した後には２相目を動作状態に切り替え、その直後に２相目のスイッチング素子ＳＣ２（逆流防止ＦＥＴ）をオンさせるのである。
Ｓ８において２相目の電圧変換部ＣＶ２による電圧変換を開始した後には、１相目と２相目の電圧変換部ＣＶ１，ＣＶ２のソフトスタート制御を行う。１相目及び２相目のソフトスタート制御では、総出力電流の目標値（目標電流値）を、Ｓ８の開始時点での値から次第に上昇させてゆく。そして、総出力電流の目標値の１／２が各相の目標値となり、各相の出力電流を各相の目標値に近づけるようにフィードバック制御を行う。
Ｓ９の処理の後には、第２導電路７を流れる総出力電流の平均が、個別閾値Ｉｔ２以上であるか否かを判断する（Ｓ１０）。駆動相数「２」に対応付けられた個別閾値Ｉｔ２は、「１相目、２相目、３相目のインダクタ電流の逆流閾値」であり、１相目及び２相目の電圧変換部ＣＶ１，ＣＶ２の駆動を継続しながら次の相（３相目）の電圧変換部ＣＶ３を駆動しても逆流が生じなくなるような総出力電流（総出力電流の平均）の範囲のうちの下限値である。つまり、多相変換部２において１相目、２相目、３相目の電圧変換部ＣＶ１，ＣＶ２，ＣＶ３のみが駆動されている場合、第２導電路７を流れる総出力電流の平均が個別閾値Ｉｔ２以上であれば、第２導電路７において逆流が発生する期間がなくなる。具体的には、１相目、２相目、３相目の電圧変換部ＣＶ１，ＣＶ２，ＣＶ３を同一のデューティ比で駆動する場合、総出力電流の平均値の１／３が各相に流れる電流の平均値であり、１相目、２相目、３相目の電圧変換部ＣＶ１，ＣＶ２，ＣＶ３のいずれも、各相での出力電流（インダクタ電流）の平均値がＩｔ２／３以上であれば逆流が発生しないように構成されている。
制御部３は、Ｓ１０において、第２導電路７を流れる総出力電流の平均が個別閾値Ｉｔ２未満と判断した場合、Ｓ１０でＮＯに進み、１相目及び２相目のソフトスタート制御を更に継続しつつ総出力電流の目標値（目標電流値）を増加させる（Ｓ１１）。そして、Ｓ１１の処理で目標値を増加させた後に再びＳ１０の判断処理を行う。つまり、第２導電路７を流れる総出力電流の平均が個別閾値Ｉｔ２に達するまでＳ１０とＳ１１の処理を繰り返す。
制御部３は、Ｓ１０において、第２導電路７を流れる総出力電流の平均が個別閾値Ｉｔ２以上と判断した場合、Ｓ１０でＹＥＳに進み、１相目及び２相目の電圧変換部ＣＶ１，ＣＶ２に加え、３相目のスイッチング素子ＳＡ３（ハイサイドＦＥＴ）及びスイッチング素子ＳＢ３（ローサイドＦＥＴ）に対しても相補的なＰＷＭ信号を出力し、３相目の電圧変換部ＣＶ３による電圧変換を開始する（Ｓ１２）。更に、３相目の電圧変換部ＣＶ３におけるスイッチング素子ＳＣ３（逆流防止ＦＥＴ）のＭＯＳＦＥＴ部ＳＷ３をオン動作させる（Ｓ１３）。
Ｓ１２において３相目の電圧変換部ＣＶ３による電圧変換を開始した後には、１相目、２相目、３相目の電圧変換部ＣＶ１，ＣＶ２，ＣＶ３のソフトスタート制御を行う。１相目、２相目、３相目のソフトスタート制御では、総出力電流の目標値（目標電流値）を、Ｓ１２の開始時点での値から次第に上昇させてゆく。そして、総出力電流の目標値の１／３が各相の目標値となり、各相の出力電流を各相の目標値に近づけるようにフィードバック制御を行う。
Ｓ１３の処理の後には、第２導電路７を流れる総出力電流の平均が、個別閾値Ｉｔ３以上であるか否かを判断する（Ｓ１４）。駆動相数「３」に対応付けられた個別閾値Ｉｔ３は、「１相目、２相目、３相目、４相目のインダクタ電流の逆流閾値」であり、１相目、２相目、３相目の電圧変換部ＣＶ１，ＣＶ２，ＣＶ３の駆動を継続しながら次の相（４相目）の電圧変換部ＣＶ４を駆動しても逆流が生じなくなるような総出力電流（総出力電流の平均）の範囲のうちの下限値である。つまり、多相変換部２において全相の電圧変換部ＣＶ１，ＣＶ２，ＣＶ３，ＣＶ４が駆動されている場合、第２導電路７を流れる総出力電流の平均が個別閾値Ｉｔ３以上であれば、第２導電路７において逆流が発生する期間がなくなる。具体的には、全相の電圧変換部ＣＶ１，ＣＶ２，ＣＶ３，ＣＶ４を同一のデューティ比で駆動する場合、総出力電流の平均値の１／４が各相に流れる電流の平均値であり、電圧変換部ＣＶ１，ＣＶ２，ＣＶ３，ＣＶ４のいずれも、各相での出力電流（インダクタ電流）の平均値がＩｔ３／４以上であれば逆流が発生しないように構成されている。
制御部３は、Ｓ１４において、第２導電路７を流れる総出力電流の平均が個別閾値Ｉｔ３未満と判断した場合、Ｓ１４でＮＯに進み、１相目、２相目、３相目のソフトスタート制御を更に継続しつつ総出力電流の目標値（目標電流値）を増加させる（Ｓ１５）。そして、Ｓ１５の処理で目標値を増加させた後に再びＳ１４の判断処理を行う。つまり、第２導電路７を流れる総出力電流の平均が個別閾値Ｉｔ３に達するまでＳ１４とＳ１５の処理を繰り返す。
制御部３は、Ｓ１４において、第２導電路７を流れる総出力電流の平均が個別閾値Ｉｔ３以上と判断した場合、Ｓ１４でＹＥＳに進み、１相目、２相目、３相目の電圧変換部ＣＶ１，ＣＶ２，ＣＶ３に加え、４相目のスイッチング素子ＳＡ４（ハイサイドＦＥＴ）及びスイッチング素子ＳＢ４（ローサイドＦＥＴ）に対しても相補的なＰＷＭ信号を出力し、４相目の電圧変換部ＣＶ４による電圧変換を開始する（Ｓ１６）。更に、４相目の電圧変換部ＣＶ３におけるスイッチング素子ＳＣ４（逆流防止ＦＥＴ）のＭＯＳＦＥＴ部ＳＷ４をオン動作させる（Ｓ１７）。
Ｓ１６において４相目の電圧変換部ＣＶ４による電圧変換を開始した後には、全相のソフトスタート制御を行う。全相のソフトスタート制御では、総出力電流の目標値（目標電流値）を、Ｓ１６の開始時点での値から次第に上昇させてゆく。そして、総出力電流の目標値の１／４が各相の目標値となり、各相の出力電流を各相の目標値に近づけるようにフィードバック制御を行う。最終的に総出力電流の目標値が一定値に達した場合にはソフトスタート制御を終了する。その後は、総出力電流の目標値を一定値に設定した定常出力状態となる。
以上のように、本構成では、制御部３が図２で示す初期制御を行う場合、駆動開始時期をずらして複数の電圧変換部ＣＶ１，ＣＶ２，ＣＶ３，ＣＶ４を順次駆動し、電圧変換部ＣＶ１，ＣＶ２，ＣＶ３，ＣＶ４の各々の駆動を開始する毎に、検出部８で検出される値が多相変換部２における駆動済みの電圧変換部の個数に対応付けられた個別閾値に達したか否かを判断し、達した場合に次の電圧変換部の駆動を開始する。つまり、順次駆動される各電圧変換部の駆動開始後には、出力電流を、動作している電圧変換部の個数（駆動相数）に対応する閾値まで上昇させてから次の電圧変換部を駆動するように制御を行う。このように各電圧変換部の駆動開始毎に、そのときの駆動相数に合わせた電流値まで出力電流を引き上げ、電流量を確保してから次の電圧変換部を駆動しているため、出力電流の逆流を防ぐことができる。
また、制御部３は、最初に駆動する電圧変換部ＣＶ１の駆動開始から、検出部８の検出値によって特定される総出力電流値が所定閾値Ｉｔ０に達するまでの間は、ＭＯＳＦＥＴ部ＳＷ１（スイッチング部）をオフ状態で維持し、この期間は、寄生ダイオードＤ１を介して出力電流を流している。そして、検出部８の検出値で特定される総出力電流値が所定閾値Ｉｔ０に達した後にＭＯＳＦＥＴ部ＳＷ１をオン状態に切り替えている。
以下、本構成の主な効果を例示する。
本構成の多相コンバータ１では、制御部３は、多相変換部２の動作を開始する際に駆動開始時期をずらして複数の電圧変換部ＣＶ１，ＣＶ２，ＣＶ３，ＣＶ４を順次駆動する。そして、順次駆動される電圧変換部ＣＶ１，ＣＶ２，ＣＶ３，ＣＶ４の各々の駆動開始後には、出力電流を、動作している電圧変換部の個数（駆動相数）に対応する閾値まで上昇させてから次の電圧変換部を駆動するように制御を行う。つまり、電圧変換部ＣＶ１，ＣＶ２，ＣＶ３，ＣＶ４の各々の駆動開始毎に、そのときの駆動相数に合わせた電流値まで出力電流を引き上げ、電流量を確保してから次の電圧変換部を駆動する。このように制御を行えば、２番目以降に順次駆動される各電圧変換部の駆動後に、出力電流が小さくなる期間（逆流が生じる程度に出力電流が小さい期間）を減らすことができ、出力電流の逆流を抑制することができる。
従って、多相変換部２の動作を開始する際に電圧変換部ＣＶ１，ＣＶ２，ＣＶ３，ＣＶ４の各々に対して出力の目標値を次第に上昇させる制御を行い得る構成において、逆流の発生を抑制し得る構成を、より簡易に且つより損失を抑えた形で実現することができる。
また、本構成では、最初の電圧変換部ＣＶ１の駆動を開始した後の初期期間（駆動開始から検出部８で検出される値が所定閾値に達するまでの期間）は、ＭＯＳＦＥＴ部ＳＷ１（スイッチング部）をオフ状態に切り替え、寄生ダイオードＤ１（ダイオード部）を用いたダイオード整流によって電流を流すため、出力電流が小さくなる初期期間であっても確実に逆流を防ぐことができる。また、検出部８で検出される値が所定閾値に達した後、即ち、最初に駆動される電圧変換部ＣＶ１が出力する出力電流がある程度高まった後には、ＭＯＳＦＥＴ部ＳＷ１（スイッチング部）をオン状態に切り替えることができるため、ダイオード整流を継続し続ける構成と比較して損失を確実に低減することができる。
＜他の実施例＞
本発明は上記記述及び図面によって説明した実施例に限定されるものではなく、例えば次のような実施例も本発明の技術的範囲に含まれる。
（１）実施例１では、降圧型の多相コンバータを例示したが、昇圧型の多相コンバータであってもよく昇降圧型の多相コンバータであってもよい。
（２）実施例１では、ｋを１〜ｍの自然数とし、各相のローサイド側にスイッチング素子ＳＢｋを設けたが、接地電位にアノードが接続されたダイオードに置き換えることが可能である。また、スイッチング素子ＳＡｋ，ＳＢｋは、Ｐチャネル型のＭＯＳＦＥＴであってもよく、バイポーラトランジスタ等の他のスイッチング素子であってもよい。
（３）実施例１における一次側電源部９１や二次側電源部９２の具体例はあくまで一例であり、蓄電手段の種類や発生電圧は上述した例に限定されず、様々に変更することができる。また、例えば二次側電源部が存在しない構成とすることもできる。
（４）図１の例では、入力側導電路や出力側導電路に接続される発電機や負荷などは省略して示したが、様々な装置や電子部品を入力側導電路や出力側導電路に接続することができる。
（５）図１では、４つの電圧変換部ＣＶ１，ＣＶ２，ＣＶ３，ＣＶ４が並列に接続された４相構造の多相コンバータ１を代表例として例示したが、電圧変換部の数は４未満の複数であってもよく、５以上の複数であってもよい。
１…多相コンバータ
２…多相変換部
３…制御部
８…検出部
ＣＶ１，ＣＶ２，ＣＶ３，ＣＶ４…電圧変換部
ＳＣ１，ＳＣ２，ＳＣ３，ＳＣ４…スイッチング素子
ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４…ＭＯＳＦＥＴ部（スイッチング部）
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４…寄生ダイオード（ダイオード部）
ＬＡ１，ＬＡ２，ＬＡ３，ＬＡ４…入力側の導電路
ＬＢ１，ＬＢ２，ＬＢ３，ＬＢ４…出力側の導電路

Claims (2)

  1. 入力側の導電路に入力された電圧を変換して出力側の導電路に出力する電圧変換部を複数備えた多相変換部と、
    前記多相変換部の出力が目標値となるように各々の前記電圧変換部を制御信号によって個々に制御し、前記多相変換部の動作を開始する際に各々の前記電圧変換部に対し出力の目標値を次第に上昇させる制御を行う制御部と、
    前記多相変換部からの出力電流を反映した値を検出する検出部とを有し、
    前記制御部は、前記多相変換部の動作を開始する際に駆動開始時期をずらして複数の前記電圧変換部を順次駆動し、各々の前記電圧変換部の駆動を開始する毎に、前記検出部で検出される値が前記多相変換部における駆動済みの電圧変換部の個数に対応付けられた個別閾値に達したか否かを判断し、達した場合に次の前記電圧変換部の駆動を開始する多相コンバータ。
  2. 各々の前記電圧変換部における前記出力側の導電路には、外部からの信号によってオン状態とオフ状態とに切り替えられるスイッチング部と、前記スイッチング部に対し並列に設けられるとともに正規の出力方向の通電を許容し逆方向の通電を遮断するダイオード部とを備えたスイッチング素子が設けられ、
    前記制御部は、前記多相変換部の動作開始の際に最初に駆動する前記電圧変換部の駆動開始から前記検出部で検出される値が前記個別閾値よりも小さい所定閾値に達するまでの間は、前記スイッチング部をオフ状態に切り替え、達した後に前記スイッチング部をオン状態に切り替える請求項１に記載の多相コンバータ。
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