JP2017022909A - 電流センサ異常診断装置 - Google Patents

Abstract

【課題】周期的に変動する電流を検出する電流センサの異常検出性能を向上させる電流センサ異常診断装置を提供する。【解決手段】電流センサ異常診断装置のピーク出力抽出部は、交流電流の電気一周期以上の期間における二つの電流センサの出力Ｉｓ１、Ｉｓ２の最大値又は最小値の少なくとも一方であるピーク出力Ｉｐ１、Ｉｐ２を抽出する。異常判定部は、複数の電流センサの対応するピーク出力Ｉｐ１、Ｉｐ２同士の偏差であるピーク出力偏差ΔＩｐに基づき、複数の電流センサの異常診断を実施する。ピーク出力Ｉｐ１、Ｉｐ２は、ゲイン特性が異常な電力センサと正常な電力センサとの特性差が顕著に現れるタイミングでのセンサ出力である。したがって、ピーク出力偏差ΔＩｐに基づいて異常診断を実施することにより、平均化処理等を実施することなく、電流センサの異常を確実に検出することができ、異常検出性能が向上する。【選択図】図３

Description

本発明は、電流センサの異常を診断する電流センサ異常診断装置に関する。

従来、同一の電流経路に流れる電流を検出する複数の電流センサの出力を比較し、出力偏差に基づいて、電流センサの異常を診断する装置が知られている。例えば特許文献１に開示された構成では、ハイブリッド自動車のモータジェネレータ（交流モータ）を駆動制御するインバータ装置において、三相のうち二相の相電流を検出する電流センサが一相につき二つずつ設けられている。そして、二つの電流センサの出力偏差が所定の異常判定値を超えたとき、電流センサの異常と判定される。

特開２００５−１６０１３６号公報

正弦波電流のように周期的に変動する電流を検出する電流センサにおいて、ゲイン特性が異常となり、正弦波出力の振幅が正常時に対して変化する場合を想定する。この場合、電気一周期のうち、電流の最大値及び最小値付近のタイミングでは特性差が顕著に現れ、ゼロクロス点付近のタイミングでは特性差が０に近い値となる。したがって、平均化処理等が必要となり、異常検出性能が低下したり、異常確定までの時間が長くかかったりするという問題がある。特許文献１には、このような問題に関して何ら言及されていない。

本発明は、このような点に鑑みて創作されたものであり、その目的は、周期的に変動する電流を検出する電流センサの異常検出性能を向上させる電流センサ異常診断装置を提供することにある。

本発明は、同一の電流経路に流れる周期的に変動する電流を検出する複数の電流センサの出力を比較し、出力偏差に基づいて、複数の電流センサの異常を診断する電流センサ異常診断装置に係る発明である。この電流センサ異常診断装置は、ピーク出力抽出部、及び異常判定部を備える。
ピーク出力抽出部は、電流の周期変動における複数の電流センサの出力の最大値又は最小値の少なくとも一方である「ピーク出力」を抽出する。
異常判定部は、複数の電流センサの対応するピーク出力同士の偏差であるピーク出力偏差に基づいて、複数の電流センサの異常診断を実施する。

ここで、ピーク出力抽出部は、ピーク出力として、厳密な最大値又は最小値を用いる態様に限らず、電流サンプルの都合等により、最大値又は最小値に近い値を代用して抽出してもよい。例えば、ＰＷＭキャリアの山又は谷のタイミングで制御用電流をサンプルするシステムにおいて、制御用電流のサンプルタイミングで検出される「最大値又は最小値に最も近い値」を異常診断用のピーク出力としてもよい。

本発明の第１の態様では、ピーク出力のサンプルタイミングを指令するサンプルタイミング算出部をさらに備える。ピーク出力抽出部は、指令されたサンプルタイミングにサンプルした複数の電流センサの出力をピーク出力として抽出する。
また、本発明の第２の態様では、ピーク出力抽出部は、電流の周期変動の一周期以上の期間にわたってサンプルした複数の電流センサの出力ピーク値をホールドし、ピーク出力として抽出する。

本発明では、ゲイン特性が異常な電力センサと正常な電力センサとの特性差が顕著に現れるタイミングでピーク出力を抽出し、ピーク出力偏差に基づいて異常診断を実施する。したがって、平均化処理等を実施することなく、電流センサの異常を確実に検出することができ、異常検出性能が向上する。
また、好ましくは、異常判定部は、ピーク出力偏差が偏差閾値を超えた時間である偏差過大時間の累積値が規定時間に達したとき、複数の電流センサのいずれかが異常であると確定する。この構成では、ピーク出力偏差を適切にホールドし、偏差過大時間を有効に累積することにより、異常を確定するまでの時間を短縮することができる。

本発明の一実施形態による電流センサ異常診断装置が適用されるハイブリッド自動車のモータ駆動システムの概略構成図。 本発明の第１実施形態による電流センサ異常診断装置の制御ブロック図。 本発明の第１実施形態による電流センサ異常診断のタイムチャート。 ＰＷＭキャリアの山のタイミングに電流をサンプルする構成を示すタイムチャート。 本発明の第１実施形態による電流センサ異常診断のフローチャート。 本発明の第２実施形態による電流センサ異常診断装置の制御ブロック図。 本発明の第２実施形態による電流センサ異常診断のタイムチャート。 本発明の第２実施形態による電流センサ異常診断のフローチャート。 比較例の電流センサ異常診断のタイムチャート。

以下、本発明の電流センサ異常診断装置の複数の実施形態を図面に基づいて説明する。この実施形態の電流センサ異常診断装置は、ハイブリッド自動車や電気自動車の動力源であるモータジェネレータを駆動するシステムにおいて、インバータからモータジェネレータへの電流経路に流れる相電流を検出する電流センサの異常を検出する装置である。以下の明細書中、モータジェネレータを「交流モータ」、又は、単に「モータ」という。
また、「本実施形態」とは、第１実施形態及び第２実施形態を包括していう。

［システム構成］
まず、モータ駆動システム全体の構成について、図１を参照して説明する。ハイブリッド自動車１００に搭載されたモータ駆動システム９０は、バッテリ２０の直流電力をインバータ３０で三相交流電力に変換して「負荷」としての交流モータ８０（図中「ＭＧ」）に供給し、交流モータ８０を駆動するシステムである。
バッテリ２０は、ニッケル水素電池、リチウムイオン電池等の充放電可能な二次電池である。なお、電池に代えて、電気二重層キャパシタ等を直流電源として用いてもよい。
平滑コンデンサ２５は、インバータ入力電圧を平滑化する。

インバータ３０は、上下アームの６つのスイッチング素子３１〜３６がブリッジ接続されている。詳しくは、スイッチング素子３１、３２、３３は、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の上アームのスイッチング素子であり、スイッチング素子３４、３５、３６は、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の下アームのスイッチング素子である。スイッチング素子３１〜３６は、例えばＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）で構成され、低電位側から高電位側へ向かう電流を許容する還流ダイオードが並列に接続されている。

インバータ３０は、ＰＷＭ制御等により、駆動回路４０からの駆動信号ＵＵ、ＶＵ、ＷＵ、ＵＬ、ＶＬ、ＷＬに従ってスイッチング素子３１〜３６がスイッチング動作することで直流電力を三相交流電力に変換する。
なお、他の実施形態のモータ駆動システムでは、バッテリ２０の直流電圧を昇圧する昇圧コンバータを備え、昇圧後電圧がインバータ３０に入力されてもよい。

モータ８０は、例えば永久磁石式同期型の三相交流電動機である。本実施形態では、モータ８０は、エンジン９１を備えたハイブリッド自動車１００に搭載される。モータ８０は、ハイブリッド自動車１００の駆動輪９５を駆動するトルクを発生する電動機としての機能、及び、エンジン９１や駆動輪９５から伝達されるトルクを発電によってエネルギー回収する発電機としての機能を兼ね備える「モータジェネレータ」として機能する。
モータ８０は、例えば変速機等のギア９３を介して車軸９４に接続されている。モータ８０が発生したトルクは、ギア９３を介して車軸９４を回転させることにより駆動輪９５を駆動する。図１には、一つのモータ８０を備えたシステム構成を例示しているが、本実施形態は、二つ以上のモータジェネレータを備えたシステムにも同様に適用可能である。

モータ８０のステータには、Ｕ相巻線８１、Ｖ相巻線８２、Ｗ相巻線８３が巻回されている。三相のうち二相の巻線には、制御用電流センサが設けられる。図１の例では、Ｖ相巻線８２及びＷ相巻線８３に、それぞれ、相電流Ｉｖ、Ｉｗを検出し、ＭＧ−ＥＣＵ５０のフィードバック（図中、「Ｆ／Ｂ」）制御部５５に出力する制御用電流センサ７１、７３が設けられている。ここで、相電流Ｉｖ、Ｉｗは、電気一周期毎に周期的に変動する交流電流である。また、交流電流の電気一周期は、モータ８０の回転数に反比例する。

回転角センサ８５は、例えばレゾルバであり、ロータの電気角θを検出する。本明細書では、電気角θを「位相θ」と表す。また、基準タイミングにおける基準位相をθ₀と表す。例えばレゾルバでは、Ｒ／Ｄコンバータのノースマーカ信号により基準位相θ₀が規定される。そこで、位相θ及び基準位相θ₀を含めて、「位相情報θ、θ₀」と記す。

ＨＶ−ＥＣＵ１０は、アクセル信号、ブレーキ信号、シフト信号、車速信号等の信号や他のＥＣＵからの情報が入力され、取得した情報に基づいて車両の運転状態を総合的に判断し、車両の駆動を制御する。他のＥＣＵには、モータ８０を制御するＭＧ−ＥＣＵ５０の他、バッテリ２０を制御するバッテリＥＣＵや、エンジン９１を制御するエンジンＥＣＵ等が含まれる。図１では、バッテリＥＣＵ、エンジンＥＣＵ等の図示を省略する。

各ＥＣＵは、マイコン等により構成され、図示しないＣＰＵ、ＲＯＭ、Ｉ／Ｏ、及び、これらの構成を接続するバスライン等を内部に備えている。各ＥＣＵは、予め記憶されたプログラムをＣＰＵで実行することによるソフトウェア処理や、専用の電子回路によるハードウェア処理による制御を実行する。

本実施形態のＭＧ−ＥＣＵ５０は、フィードバック制御部５５及び電流センサ異常診断装置６０を含む。
フィードバック制御部５５は、ＨＶ−ＥＣＵ１０からのトルク指令ｔｒｑ^*、制御用電流センサ７１、７３からの相電流Ｉｖ、Ｉｗ、回転角センサ８５からの電気角θ等の情報が入力される。相電流について、フィードバック制御部５５は、他の一相（この例ではＵ相）の電流をキルヒホッフの法則により算出し、例えばベクトル制御により、電気角θを用いて三相電流をｄｑ軸電流に変換する。そして、ｄｑ軸電流を電流指令に対して電流フィードバックしたり、或いは、ｄｑ軸電流から算出した推定トルクをトルク指令に対してトルクフィードバックしたりする。

こうしてフィードバック制御部５５は、モータ８０に通電する電圧指令を演算し、駆動回路４０に出力する。駆動回路４０は、電圧指令に基づいて駆動信号ＵＵ、ＶＵ、ＷＵ、ＵＬ、ＶＬ、ＷＬを生成し、インバータ３０を駆動する。インバータ３０から電力が供給されることにより、モータ８０は、トルク指令ｔｒｑ^*に応じたトルクを出力する。

このように、ＭＧ−ＥＣＵ５０がモータ８０の駆動を適切に制御するためには、相電流等の制御情報を正確に取得することが重要である。そこで、制御用電流センサ７１、７３が故障した場合、異常を早期に確実に検知する必要がある。
そこで、このモータ駆動システム９０には、制御用電流センサ７１、７３の異常を監視する監視用電流センサ７２、７４がＶ相巻線８２及びＷ相巻線８３に設けられている。

Ｖ相の制御用電流センサ７１及び監視用電流センサ７２は、同一の電流経路であるＶ相巻線８２を流れるＶ相電流を検出して出力する。Ｗ相の制御用電流センサ７３及び監視用電流センサ７４は、同一の電流経路であるＷ相巻線８３を流れるＷ相電流を検出して出力する。図１では、制御用電流センサ７１、７３のセンサ出力をＩｖａ、Ｉｗａと記し、監視用電流センサ７２、７４のセンサ出力をＩｖｂ、Ｉｗｂと記す。

Ｖ相電流を検出する二つの電流センサ７１、７２、及び、Ｗ相電流を検出して出力する二つの電流センサ７３、７４は、特許請求の範囲に記載の「複数の電流センサ」に相当する。特許請求の範囲では、「複数の電流センサ」の参照符号として、対応する二つの電流センサ７１、７２を「７１／７２」、電流センサ７３、７４を「７３／７４」というように記載する。
ここで、「制御用」又は「監視用」の電流センサという用語は、あくまで一例の名称に過ぎない。実施例によっては、制御用と監視用の電流センサとが随時入れ替わってもよいし、全ての電流センサが制御用と監視用とを兼ねるようにしてもよい。

電流センサ異常診断装置６０は、Ｖ相、Ｗ相の各相について、制御用電流センサ７１、７３のセンサ出力Ｉｖａ、Ｉｗａ、及び、監視用電流センサ７２、７４のセンサ出力Ｉｖｂ、Ｉｗｂを取得して比較する。そして、それらの出力偏差に基づいて、電流センサ７１〜７４の異常を診断する。詳しくは、出力偏差が所定の偏差閾値を超えたとき異常であると仮判定し、出力偏差が所定の偏差閾値を超えた時間の累積値が規定時間に達したとき、いずれかの電流センサが異常であると確定する。
また、本実施形態では、電流センサ異常診断装置６０は、モータ８０の通電状態を判断するため、トルク指令ｔｒｑ^*を取得する。

次に、本実施形態の電流センサ異常診断装置６０の特徴的な構成について、実施形態毎に説明する。第１実施形態及び第２実施形態の電流センサ異常診断装置６０の符号を、それぞれ、６０１、６０２と記す。以下の説明では、制御用電流センサと監視用電流センサとを区別せず、また、Ｖ相電流及びＷ相電流に対して共通に、同一の電流経路に流れる周期的に変動する電流を検出する二つの電流センサの出力を第１電流センサ出力Ｉｓ１及び第２電流センサ出力Ｉｓ２と表す。

（第１実施形態）
第１実施形態の電流センサ異常診断装置について、図２〜図５を参照して説明する。
図２に示すように、電流センサ異常診断装置６０１は、診断実施判定部６３、サンプルタイミング算出部６４、ピーク出力取得部６５１及び異常判定部６６を含む。
診断実施判定部６３は、モータ通電中の信号、及び、ＨＶ−ＥＣＵ１０からのトルク指令ｔｒｑ^*が入力される。そして、モータが駆動中であり、トルク指令ｔｒｑ^*が所定値以上であるとき、異常診断を実施可能と判定する。

サンプルタイミング算出部６４は、回転角センサ８５から入力される位相情報θ、θ₀に基づいて、サンプルタイミング（又はサンプル位相）を算出する。
ピーク出力抽出部６５１は、サンプルタイミング算出部６４に指令されたタイミング又は位相に二つの電流センサの出力Ｉｓ１、Ｉｓ２をサンプルし、第１電流センサのピーク出力Ｉｐ１、及び、第２電流センサのピーク出力Ｉｐ２として抽出する。

異常判定部６６は、ピーク出力取得部６５１からピーク出力Ｉｐ１、Ｉｐ２を取得し、二つの電流センサのピーク出力Ｉｐ１、Ｉｐ２の偏差であるピーク出力偏差ΔＩｐを算出する。そして、ピーク出力偏差ΔＩｐに基づき、二つの電流センサのいずれかが異常であることを判定し、ダイアグ信号を出力する。

第１実施形態による電流センサ異常診断について、図３のタイムチャート、及び、図９の比較例のタイムチャートを参照しつつ説明する。
図３及び図９には、インバータ３０からモータ８０への同一相の電流経路に流れる交流電流を検出する二つの電流センサの出力波形を示す。ここでは、交流電流は１次成分のみからなる理想的な正弦波電流であるとして説明する。ただし、実際の出力波形は、過変調電流波形のように、高調波成分が１次成分に重畳した波形であってもよい。

時刻ｔ１０にモータ８０が駆動開始し、正弦波電流が流れ始める。その後、第１電流センサの出力Ｉｓ１、第２電流センサの出力Ｉｓ２、及び、二つの電流センサの出力同士の差分の絶対値である出力偏差ΔＩｓは、式（１．１）〜（１．３）で表される。
Ｉｓ１＝Ａ１×ｓｉｎ（θ−θ₀） ・・・（１．１）
Ｉｓ２＝Ａ２×ｓｉｎ（θ−θ₀） ・・・（１．２）
ΔＩｓ＝｜Ｉｓ１−Ｉｓ２｜＝｜（Ａ１−Ａ２）×ｓｉｎ（θ−θ₀）｜
・・・（１．３）

時刻ｔ１０以降、三周期の正弦波電流が図示されている。第１周期の時刻ｔ１０における基準位相θ₀を０［ｄｅｇ］とし、位相９０、１８０、２７０、３６０［ｄｅｇ］に対応する時刻を、それぞれ、ｔ１１、ｔ１２、ｔ１３、ｔ２０と記す。第２周期、第３周期についても同様に、９０［ｄｅｇ］毎の位相に対応する時刻をｔ２０〜ｔ３０、ｔ３０〜ｔ４０と記す。
ここでは、第１電流センサは、ゲイン特性が異常に大きく、第２電流センサはゲイン特性が正常である場合を仮定する。したがって、第１電流センサ出力Ｉｓ１の振幅Ａ１は、第２電流センサ出力Ｉｓ２の振幅Ａ２よりも大きい。なお、第１電流センサのゲイン特性が異常に小さい場合でも同様の考え方が適用できる。

先に、図９を参照し、センサ出力Ｉｓ１、Ｉｓ２の全タイミングの値に基づいて異常診断を実施する比較例の動作を説明する。
例えば正弦波電流の第１周期において、センサ出力Ｉｓ１、Ｉｓ２は、位相９０［ｄｅｇ］に最大となり、位相２７０［ｄｅｇ］に最小となる。そのため、位相９０［ｄｅｇ］に対応する時刻ｔ１１、及び、位相２７０［ｄｅｇ］に対応する時刻ｔ１３の付近のタイミングでは、出力偏差ΔＩｓは比較的大きくなり、特性差が顕著に現れる。

一方、位相０［ｄｅｇ］に対応する時刻ｔ１０、ｔ２０、及び、位相１８０［ｄｅｇ］に対応する時刻ｔ１２、すなわちゼロクロス点では、出力偏差ΔＩｓは０となる。また、ゼロクロス点付近のタイミングでは、出力偏差ΔＩｓは、０に近い微小な値となる。そのため、ゲイン特性が異常な電力センサと正常な電力センサとの特性差が小さくなる。

図９の比較例では、時刻ｔ１０以降、ずっとサンプルタイミングとなり、常時、センサ出力Ｉｓ１、Ｉｓ２がサンプルされ、出力偏差ΔＩｓが算出される。この出力偏差ΔＩｓは、正弦波の絶対値の波形となり、位相９０［ｄｅｇ］及び２７０［ｄｅｇ］を跨ぐ期間で偏差閾値ΔＩｔｈ（＜（Ａ１−Ａ２））を超える。すると、比較例の異常判定部は、電流センサの異常であると仮判定し、出力偏差ΔＩｓが偏差閾値ΔＩｔｈを超えた時間を偏差過大期間Ｔｅｘとしてカウントする。

そして、電気一周期の半分に満たない期間が偏差過大期間Ｔｅｘとして、少しずつ累積される。その後、第３周期の時刻ｔ３３付近の時刻Ｄｘに、偏差過大時間Ｔｅｘの累積値ΣＴｅｘがようやく規定時間Ｔｌｉｍに達する。すると、異常判定部は、二つの電流センサのいずれかが異常であると確定し、電流センサが異常であることを示すダイアグ信号を出力する。

このように、比較例では、電気一周期の全タイミングのうち、電流の最大値及び最小値付近のタイミングでのセンサ出力Ｉｓ１、Ｉｓ２のみが異常診断に有効に使用され、それ以外のタイミングでのセンサ出力Ｉｓ１、Ｉｓ２は、実質的に異常診断に寄与しない。
仮に、出力偏差ΔＩｓが偏差閾値ΔＩｔｈ未満の期間にのみ異常診断が実施されると、電流センサのゲイン特性異常を検出し損ねるおそれがある。そのため、平均化処理等が必要となる。しかし、平均化処理をしても異常検出性能が低下したり、異常確定までの時間が長くかかったりするという問題がある。

続いて、図３を参照し、第１実施形態による異常診断の動作を説明する。
第１実施形態のサンプルタイミング算出部６４は、回転角センサ８５から取得した位相情報θ、θ₀に基づき、センサ出力Ｉｓ１、Ｉｓ２が最大及び最小となるタイミング又は位相を算出する。詳しくは、サンプルタイミングを時間軸で制御する場合、時刻ｔ１１、ｔ１３等のサンプルタイミングを算出し、位相軸で制御する場合は、９０［ｄｅｇ］及び２７０［ｄｅｇ］のサンプル位相を算出する。或いは、それらの両方を算出してもよい。
ピーク出力抽出部６５１は、サンプルタイミング算出部６４に指令されたタイミング又は位相に、二つの電流センサの出力Ｉｓ１、Ｉｓ２をサンプルし、ピーク出力Ｉｐ１、Ｉｐ２として抽出する。

異常判定部６６は、ピーク出力抽出部６５１から入力されたピーク出力Ｉｐ１、Ｉｐ２に基づいてピーク出力偏差ΔＩｐを算出する。第１電流センサ、第２電流センサのピーク出力Ｉｐ１、Ｉｐ２、及び、二つの電流センサのピーク出力同士の差分の絶対値であるピーク出力偏差ΔＩｐは、式（２．１）〜（２．３）で表される。
Ｉｐ１＝Ｍａｘ（Ｉｓ１），Ｍｉｎ（Ｉｓ１） ・・・（２．１）
Ｉｐ２＝Ｍａｘ（Ｉｓ２），Ｍｉｎ（Ｉｓ２） ・・・（２．２）
ΔＩｐ＝｜Ｉｐ１−Ｉｐ２｜ ・・・（２．３）

ピーク出力偏差ΔＩｐは理想的にはセンサ出力Ｉｓ１、Ｉｓ２の振幅差（Ａ１−Ａ２）に等しく、偏差閾値ΔＩｔｈより大きい。そのため、サンプルタイミング毎にピーク出力偏差ΔＩｐは偏差閾値ΔＩｔｈを超え、異常と仮判定される。
また、異常の仮判定は、次回のサンプルタイミングまでホールドされる。したがって、今回のサンプルタイミングから次回のサンプルタイミングまで、電気一周期の２分の１の期間にわたって偏差過大時間Ｔｅｘが累積される。

図３の例では、第２周期の時刻ｔ２１付近の時刻Ｄｘに、偏差過大時間Ｔｅｘの累積値ΣＴｅｘが規定時間Ｔｌｉｍに達する。これにより、異常判定部６６は、二つの電流センサのいずれかが異常であると確定し、電流センサが異常であることを示すダイアグ信号を出力する。よって、図９の比較例よりも異常を早く確定することができる。

ところで、第１実施形態においてサンプルタイミング算出部６４がサンプルタイミングを算出するにあたり、厳密な最大値又は最小値に対応するタイミングを、異常診断専用のタイミングとして算出するとは限らない。
例えばモータ駆動システム９０に代表的に採用されるＰＷＭ制御において、ＰＷＭキャリアの山又は谷のタイミングを制御用電流のサンプルタイミングとする場合がある。このように、本来、制御用電流センサ７１が制御用電流をサンプルするタイミングの全部又は一部を異常診断用のサンプルタイミングとして援用してもよい。

図４に、キャリア周期を電流位相に同期させる構成において、キャリア（三角波）の山のタイミングを電流サンプルタイミングとする例を示す。図４（ａ）、（ｂ）には、それぞれ、電気一周期のキャリア周波数ｎが９及び８の場合の電流サンプルタイミングを示す。また、キャリアは、位相０［ｄｅｇ］で中心値から正側に増加するものとする。

図４（ａ）の例では、電流最大となる位相９０［ｄｅｇ］はサンプルタイミングに一致しており、真の最大値ＰＨがピーク出力としてサンプルされる。一方、電流最小となる位相２７０［ｄｅｇ］は前後のサンプルタイミングのちょうど真ん中に位置している。この場合、前後の位相２７０±２０［ｄｅｇ］のいずれかのサンプルタイミングに、真の最小値に最も近い値ＰＬがピーク出力としてサンプルされる。なお、キャリアの谷のタイミングをサンプルタイミングとする構成では、位相２７０［ｄｅｇ］がサンプルタイミングに一致するため、真の最小値ＰＬがピーク出力としてサンプルされる。

図４（ｂ）の例では、電流最大となる位相９０［ｄｅｇ］、及び、電流最小となる位相２７０［ｄｅｇ］は、いずれもサンプルタイミングに一致していない。この場合、最大値については、位相９０＋１１．２５［ｄｅｇ］のサンプルタイミングに、真の最大値に最も近い値ＰＨがピーク出力としてサンプルされる。また、最小値については、位相２７０＋１１．２５［ｄｅｇ］のサンプルタイミングに、真の最小値に最も近い値ＰＬがピーク出力としてサンプルされる。

正弦波ではピーク値付近の変化率は小さいため、サンプルタイミングが多少ずれても、異常診断において大きな影響は生じない。この構成により、制御用電流のサンプルタイミングを異常診断用のピーク出力のサンプルタイミングとして共用することができ、演算負荷を低減することができる。
なお、キャリア周期が電流位相に同期せず、時間に同期する構成でも同様である。

次に図５のフローチャートを参照し、本実施形態による電流センサ異常診断処理について説明する。フローチャートの説明で、記号「Ｓ」はステップを意味する。
この説明では、同一の電流経路を流れる電流を検出する複数の電流センサを「Ｖ相の電流センサ７１、７２」として符号を記載する。

診断実施判定部６３は、モータ８０が駆動中か、また、トルク指令ｔｒｑ^*が所定値以上であるか否か判断する（Ｓ１、Ｓ２）。モータ８０が停止中には電流が０となり、異常診断不能となる。また、モータ８０が駆動中であっても、トルク指令ｔｒｑ^*が小さいほど、電流出力とノイズとのＳ／Ｎ比が小さく、ノイズの影響を受けやすくなる。そこで、モータ８０が停止中（Ｓ１：ＮＯ）、又は、トルク指令ｔｒｑ^*が所定値未満（Ｓ２：ＮＯ）の場合、Ｓ１の前に戻り、ステップを繰り返す。
ここで、トルク指令ｔｒｑ^*は実トルクを反映するものであり、実トルクは、特許請求の範囲に記載の「負荷が生成する出力」に相当する。なお、モータ８０にトルクセンサが設けられたシステムや、電流値等から推定トルクを演算するシステムでは、Ｓ２にて、トルク指令ｔｒｑ^*に代えて検出トルクや推定トルクに基づいて判断してもよい。

モータ８０が駆動中（Ｓ１：ＹＥＳ）、且つ、トルク指令ｔｒｑ^*が所定値以上（Ｓ２：ＹＥＳ）のとき、Ｓ３Ａに移行する。
Ｓ３Ａでは、サンプルタイミング算出部６４は、位相情報θ、θ₀に基づいて、サンプルタイミング（又はサンプル位相）を算出する。
Ｓ４Ａでは、ピーク出力抽出部６５１は、算出されたサンプルタイミング（又はサンプル位相）にセンサ出力Ｉｓ１、Ｉｓ２をサンプルし、ピーク出力Ｉｐ１、Ｉｐ２として抽出する。

異常判定部６６は、二つの電流センサ７１、７２のピーク出力偏差ΔＩｐが偏差閾値ΔＩｔｈを超えたとき（Ｓ５：ＹＥＳ）、異常であると仮判定し、ピーク出力偏差ΔＩｐが偏差閾値ΔＩｔｈを超えた時間を偏差過大時間Ｔｅｘとしてカウントする（Ｓ６）。
そして、偏差過大時間Ｔｅｘの累積値ΣＴｅｘが規定時間Ｔｌｉｍに達したとき、すなわち、「ΣＴｅｘ≧Ｔｌｉｍ」となったとき（Ｓ７：ＹＥＳ）、異常判定部６６は、二つの電流センサ７１、７２のいずれかが異常であると確定する（Ｓ８）。

この場合、フェールセーフを優先する思想によれば、モータ８０の駆動を全面的に中止（シャットダウン）してもよい。また、退避走行を優先する思想によれば、故障した電流センサを特定し、正常な電流センサによる検出値を用いてフィードバック制御を継続してもよい。或いは、Ｖ相について、二つの電流センサ７１、７２の検出値の平均値を用いる制御に切り替えてもよい。また、Ｗ相の電流センサ７３、７４が正常である場合、Ｗ相の電流検出値のみを用いる一相制御（特開２０１３−１７２５９１号公報等）に切り替えてもよい。

一方、診断期間のタイムアップ前に、ピーク出力偏差ΔＩｐが偏差閾値ΔＩｔｈを超えないとき（Ｓ５：ＮＯ）、又は、偏差過大時間の累積値ΣＴｅｘが規定時間Ｔｌｉｍに達しないとき（Ｓ７：ＮＯ）、異常判定部６６は、二つの電流センサ７１、７２がいずれも正常であると判定する（Ｓ９）。そして、フィードバック制御部５５において、制御用電流センサ７１の検出値を用いたフィードバック制御が実施される。

（効果）
本実施形態の効果について説明する。
（１）本実施形態の電流センサ異常診断装置６０１は、ゲイン特性が異常な電力センサと正常な電力センサとの特性差が顕著に現れるタイミングでピーク出力Ｉｐ１、Ｉｐ２を抽出し、ピーク出力偏差ΔＩｐに基づいて異常診断を実施する。したがって、平均化処理等を実施することなく、電流センサのゲイン特性の異常を確実に検出することができ、異常検出性能が向上する。

また、ピーク出力偏差ΔＩｐが偏差閾値Δｔｈを超えたとき、異常の仮判定は、次回のサンプルタイミングまでホールドされ、電気一周期の２分の１の期間にわたって偏差過大時間Ｔｅｘが累積される。このように、ピーク出力偏差ΔＩｐを適切にホールドし、偏差過大時間Ｔｅｘを有効に累積することにより、異常を確定するまでの時間を短縮することができる。

（２）本実施形態での異常診断の対象である制御用電流センサ７１、７３は、モータ駆動システム９０において、フィードバック制御に用いられる電流を検出するものである。このような形態では、電流センサの検出値がシステムの制御性に直接的に影響するため、電流センサの信頼性に対する要求が高くなる。したがって、上記（１）の効果が有効に発揮される。
中でも、ハイブリッド自動車や電気自動車の動力源であるモータジェネレータを駆動するシステムでは、車両の運転状況によってモータ８０の回転数及び要求トルクが大きく変化する中で良好なドライバビリティを実現するために、特に高精度の制御が要求される。よって、本実施形態を用いて電流センサ７１〜７４の異常を適確に検出することが特に有効である。

（３）異常診断は、トルク指令ｔｒｑ^*が所定値以上であって最低限のＳ／Ｎ比を確保できる領域で実施されるため、異常診断を適正に実施することができる。
（４）モータ駆動システム９０に用いられる本実施形態では、モータ８０の回転数に応じて電気一周期の長さが広範囲に変化する。これに対し、サンプルタイミング算出部６４は、回転数に応じてサンプルタイミング又はサンプル位相を算出するため、全回転数領域にわたって異常検出性能を適切に確保することができる。

（第２実施形態）
次に、第２実施形態の電流センサ異常診断装置について、図６〜図８を参照して説明する。第２実施形態は、第１実施形態に対し、ピーク出力抽出部がピーク出力を抽出する構成が異なる。第２実施形態の説明において、第１実施形態と実質的に同一の構成、及び、フローチャートにおける実質的に同一のステップには、同一の符号及びステップ番号を付して説明を省略する。また、複数の電流センサの符号として「７１、７２」を用いる。

図６に示すように、電流センサ異常診断装置６０２のピーク出力抽出部６５２は、電流センサ７１、７２からセンサ出力Ｉｓ１、Ｉｓ２が入力されると共に、回転角センサ８５から位相情報θ、θ₀が入力される。ピーク出力抽出部６５２は、取得した位相情報θ、θ₀に基づいて、センサ出力Ｉｓ１、Ｉｓ２のサンプル期間を、電気一周期以上となるように設定する。すなわち、低回転時には相対的に長く、高回転時には相対的に短く、サンプル期間を設定する。或いは、低回転用のサンプル期間を固定期間として用いてもよい。

ピーク出力抽出部６５２は、設定されたサンプル期間、センサ出力Ｉｓ１、Ｉｓ２をサンプルし、サンプル期間内における最大値及び最小値をホールドする。そして、ホールドされた値をそのサンプル期間のピーク出力Ｉｐ１、Ｉｐ２として抽出する。
異常判定部６６は、ピーク出力抽出部６５２が取得したピーク出力Ｉｐ１、Ｉｐ２の偏差ΔＩｐに基づいて、異常診断を実施する。
最大値及び最小値のホールドに関し、第１実施形態と同様に、厳密な最大値及び最小値をホールドする必要はない。例えばＰＷＭキャリアの山又は谷のタイミングに取得した値のうち、「最大値及び最小値に最も近い値」をホールドしてもよい。

図７に示す例では、電気一周期に同期し、且つ、位相０［ｄｅｇ］を起点としてサンプル期間が設定される。すなわち、正弦波電流の第１〜第３周期が第１〜第３サンプル期間となる。第１サンプル期間では、時刻ｔ１１における最大値、及び、時刻ｔ１３における最小値が順次サンプルホールドされ、サンプル期間の終了時ｔ２０にピーク出力Ｉｐ１、Ｉｐ２として抽出される。

最大値及び最小値におけるピーク出力偏差ΔＩｐは同じ値であって、偏差閾値ΔＩｔｈよりも大きいため、異常判定部６６は、電流センサの異常と仮判定する。そして、時刻ｔ２０に偏差過大時間Ｔｅｘのカウントが開始される。第１サンプル期間終了時の異常の仮判定は、第２サンプル期間の終了時までホールドされ、その間、偏差過大時間Ｔｅｘが累積される。

図７の例では、第２サンプル期間終了時である時刻ｔ２０付近の時刻Ｄｘに、偏差過大時間Ｔｅｘの累積値ΣＴｅｘが規定時間Ｔｌｉｍに達する。これにより、異常判定部６６は、二つの電流センサのいずれかが異常であると確定し、電流センサが異常であることを示すダイアグ信号を出力する。よって、第１実施形態と同様に、図９の比較例よりも異常を早く確定することができる。

第２実施形態の思想を共有する他の実施例では、電気一周期に同期したサンプル期間を０［ｄｅｇ］以外の位相を起点として設定してもよい。また、電気一周期よりも長いサンプル期間を時間軸で設定してもよい。
また、サンプル期間におけるピーク出力の抽出について、サンプル期間の終了時にホールド値を一度に抽出する形態以外に、サンプル期間の起点からの最大値、最小値を随時更新しながらピーク出力を取得するようにしてもよい。

図８のフローチャートは、図５に対し、Ｓ３Ｂ、Ｓ４Ｂのみが異なる。
Ｓ３Ｂでは、ピーク出力抽出部６５２は、設定されたサンプル期間、センサ出力Ｉｓ１、Ｉｓ２をサンプルする。Ｓ４Ｂでは、ピーク出力抽出部６５２は、サンプル期間内のピーク値をホールドし、ピーク出力Ｉｐ１、Ｉｐ２として抽出する。
このように、第２実施形態では、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。また、サンプルタイミング演算のための構成を省略することができる。

（その他の実施形態）
（ア）異常診断の対象となる複数の電流センサは、インバータから供給される交流電流を検出するものに限らず、周期的に変動するどのような電流でもよい。例えば、昇圧コンバータのリアクトル電流や、高調波が重畳した直流電流を検出するもの等が該当する。
また、周期的に変動する電流は、交流電流のようにゼロ値に対して正負対称に変動するものに限らず、正側又は負側の一方にのみ振れるものであってもよい。そのような場合、ピーク出力として、最大値又は最小値の一方のみを取得してもよい。
また、インバータからの供給電流を電流センサが検出する形態において、インバータの負荷は、ハイブリッド自動車用のモータジェネレータその他の交流モータに限らない。
さらに、電流センサが検出する電流は、フィードバック制御に用いられなくてもよい。

（イ）「同一の電流経路」における複数の電流センサの配置は、図１に示すように隣接していなくてもよい。電気回路において、理論的に同一の大きさの電流が同期して流れる部分については、たとえ距離が離れていても、また、トランスの一次側巻線及び二次側巻線のように物理的に分離していても、「同一の電流経路」と解釈するものとする。

（ウ）同一の電流経路に流れる電流を検出する複数の電流センサは、二つに限らず三つ以上でもよい。異常判定部により、三つ以上の電流センサのいずれかが異常であると判定された場合、多数決判定により異常な電流センサを特定し、正常な電流センサの検出値を用いてモータの駆動制御等を継続してもよい。
以上、本発明は、上記実施形態になんら限定されるものではなく、発明の趣旨を逸脱しない範囲において種々の形態で実施可能である。

３０・・・インバータ、
６０、６０１、６０２・・・電流センサ異常診断装置、
６４・・・サンプルタイミング算出部、
６５１、６５２・・・ピーク出力抽出部、
６６・・・異常判定部、
７１、７３・・・（制御用）電流センサ、
７２、７４・・・（監視用）電流センサ、
８０・・・モータ、交流モータ（負荷）。

Claims (9)

1. 同一の電流経路に流れる周期的に変動する電流を検出する複数の電流センサ（７１／７２、７３／７４）の出力を比較し、出力偏差に基づいて、前記複数の電流センサの異常を診断する電流センサ異常診断装置であって、
   電流の周期変動における前記複数の電流センサの出力の最大値又は最小値の少なくとも一方であるピーク出力を抽出するピーク出力抽出部（６５１、６５２）と、
   前記複数の電流センサの対応する前記ピーク出力同士の偏差であるピーク出力偏差に基づいて、前記複数の電流センサの異常診断を実施する異常判定部（６６）と、
   を備えることを特徴とする電流センサ異常診断装置。
2. 前記ピーク出力のサンプルタイミングを算出するサンプルタイミング算出部（６４）をさらに備え、
   前記ピーク出力抽出部（６５１）は、指令されたサンプルタイミングにサンプルした前記複数の電流センサの出力を前記ピーク出力として抽出することを特徴とする請求項１に記載の電流センサ異常診断装置。
3. 前記ピーク出力抽出部（６５２）は、電流の周期変動の一周期以上の期間にわたってサンプルした前記複数の電流センサの出力ピーク値をホールドし、前記ピーク出力として抽出することを特徴とする請求項１に記載の電流センサ異常診断装置。
4. 前記異常判定部は、前記ピーク出力偏差が偏差閾値を超えた時間である偏差過大時間の累積値が規定時間に達したとき、前記複数の電流センサのいずれかが異常であると確定することを特徴とする請求項１〜３のいずれか一項に記載の電流センサ異常診断装置。
5. 前記複数の電流センサは、直流電力を多相交流電力に変換するインバータ（３０）と負荷（８０）との間の電流経路を流れる相電流を検出するものであることを特徴とする請求項１〜４のいずれか一項に記載の電流センサ異常診断装置。
6. 前記異常判定部は、前記負荷が生成する出力が所定値以上のとき、前記異常診断を実施することを特徴とする請求項５に記載の電流センサ異常診断装置。
7. 前記インバータの負荷は、交流モータ（８０）であることを特徴とする請求項５または６に記載の電流センサ異常診断装置。
8. 前記交流モータは、ハイブリッド自動車又は電気自動車の動力源として用いられるものであることを特徴とする請求項７に記載の電流センサ異常診断装置。
9. 前記複数の電流センサのうち少なくとも一つの電流センサは、フィードバック制御に用いられる電流を検出するものであることを特徴とする請求項１〜８のいずれか一項に記載の電流センサ異常診断装置。

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