JP2016516364A - 固有周波数復調能力を備えた周波数選択性対数増幅器 - Google Patents

Abstract

再生式の選択的な対数検出器増幅器（ＬＤＡ）は、ＦＭ復調能力を統合することが可能である。これは、有線式又は無線式のＦＭ変調信号を受信することができ、且つ、先行技術と比較して高感度、高周辺比率、及び最小化した雑音により、ＦＭ変調信号を増幅又は復調することができる。ＰＬＬ又はミキサーなどの他の回路と共に使用した場合、それは、干渉除去及び周波数選択性を向上させて、周波数と位相における正確なチャンネル上に固定することができる。ＬＤＡは、与えられた閾値に達すると、セルフケンチされる間欠発振を作る。それはまた、直接のＦＭ判別を行なう回路を埋め込む。ＦＭ復調プロセスは、単純なアナログ又はデジタルの周波数-電圧変換器によって完了する。これに加え、瞬間再生利得が低−中であるという事実により、ノイズに埋もれた小さな振幅の信号の検出が可能となる。【選択図】図２４Ａ

Description

＜関連出願への相互参照＞
本出願は、２０１３年３月１５日出願の米国仮特許出願第６１／７８９，８２９号、表題「Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｓｅｌｅｃｔｉｖｅ Ｌｏｇａｒｉｔｈｍｉｃ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ ｗｉｔｈ Ｉｎｔｒｉｎｓｉｃ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｃａｐａｂｉｌｉｔｙ」の利益を主張するものであり、この内容は全体において参照により本明細書に組み込まれる。

＜技術分野＞
本明細書に開示される主題は、統合されたＦＭ復調能力を持つ再生式の選択性対数検出器増幅器（ＬＤＡ）に関係する。これは、有線式又は無線式のＦＭ変調信号を受信し、先行技術と比較して高感度、高周辺比率（ｈｉｇｈ ｓｋｉｒｔ ｒａｔｉｏ）、及び最小化した雑音により、ＦＭ変調信号を増幅又は復調することができる。位相ロックループ（ＰＬＬ）又はミキサーなどの他の回路と共に使用した場合、それは、干渉除去及び周波数選択性を向上させて、周波数と位相における正確なチャンネル上に固定することができる。ＬＤＡは、与えられた閾値に達すると、セルフケンチされる（ｓｅｌｆ−ｑｕｅｎｃｈｅｄ）間欠発振を作る。それはまた、直接のＦＭ判別判定を行なう回路を埋め込む。これに加え、瞬間再生利得（ｉｎｓｔａｎｔａｎｅｏｕｓ ｒｅｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ ｇａｉｎ）が低−中（ｌｏｗ−ｍｅｄｉｕ）であるという事実により、雑音に埋もれた小さな振幅の信号の検出が可能となる。ＬＤＡは、アナログ又はデジタルのＦＭ、ＡＭ、又はＦＭ＆ＡＭ変調信号を変換し、そして、広いダイナミックレンジ上の中間周波数において、連続するほぼ一定の振幅及び準デジタル・パルスを作り出す。デジタルの周波数−電圧変換器（ＶＦＣ）は、単純な処理によりデジタル電圧ワードのパルス周波数を変換するために使用されてもよい。代替的に、単純なアナログＶＦＣ又はピーク検出器は、オーディオ又はビデオの帯域幅を備えたベースバンドへと入力信号を復調するために使用され得る。イノベーションファクター（Ｉｎｎｏｖａｔｉｏｎ ｆａｃｔｏｒｓ）は、ＡＦＣを必要とすることなく、雑音レベル、高周辺比率、及び準デジタル出力のデータからの、直接のＦＭ復調、高感度、及び信号再生を含む。

本明細書に開示される再生式の選択性対数検出器増幅器（ＬＤＡ）は、回路トポロジーに関して超再生受信器（ＳＲＯ）との類似性を有している。しかし、ＬＤＡは位相感応性再生検出器であり、一方でＳＲＯは振幅感応性再生デバイスである。特に、ＬＤＡは、多くのサイクルにわたるノイズフロアからの信号を増幅する、低利得を持つセルフケンチ機構を有する。対照的に、ＳＲＯは、その電気挙動及び性能をかなり異なるものにする、外部ケンチ（ｅｘｔｅｒｎａｌ ｑｕｅｎｃｈｉｎｇ）及び高利得を有する。ＬＤＡとＤＣ又はベースバンド・ログ・アンプの間にも幾つかの類似性が存在する。その両方により、広いダイナミックレンジにわたる対数増幅が提供される。更に、ＬＤＡは、アナログ又はデジタルのＦＭ又はＡＭ＆ＦＭを同時に復調する、固有の能力を有し得る。ＬＤＡの例は、ＤｏｃｋＯｎ ＡＧに交付された米国特許第７，９１１，２３５号に見出すことができ、その内容は、全体における参照により本明細書に組み込まれる。

狭帯域信号に使用されると、ＳＲＯは典型的に、貧しい選択性及び高出力雑音に悩む。発振器がＬＣベースである場合、ＳＲＯはまた、温度ドリフトすることもある。ＳＲＯ受信器は直ぐに、メインストリームラジオ用のスーパーヘテロダイン受信器に交換され、なぜならば、後者の方が優れた選択性と感度を有していたためである。しかし、ＳＲＯは単純且つ低電力であり、何十年もの間にわたってリモート制御システム、短距離計測、及び無線セキュリティのために使用されてきた。選択性とドリフトの制限は、ＳＡＷデバイスの使用によって１９８０年代の終わりに対処された。２１世紀の最初の十年間で、論文は、ＧＨｚ範囲までの低電力受信器の使用のため、及び、中度乃至高度のデータレートアプリケーションのための、ＳＲＯに対する新たな関心を示す。

ベースバンド・ログ・アンプは、複数のギルバートセルに基づくものであり、典型的には、低い乃至高い周波数で、中程度乃至大きなダイナミックレンジにわたり優れたリニアリティーを提供するより単純な対数増幅器（例えば、ＤＣログ・アンプ）は、トランジスタ対数電流対電圧伝達特性に基づくものであり、ＤＣ乃至低周波数にまで及ぶ適用に対処する。

図面の全体にわたって、参照番号は、参照された要素間の一致を示すために再使用されてもよい。図面は、本明細書に記載される例を示すために提供されるものであり、開示の範囲を制限するようには意図されていない。
ＬＤＡからの入出力信号の例を表す。 図１からの入出力信号の組み合わせを表す。 低レベルでの信号と雑音による入力、再生された信号、及び出力周波数パルスを表す。 高レベルでの信号と雑音による入力、再生された信号、及び出力周波数パルスを表す。 ＦＭ復調能力によるＬＤＡの時変振動及びケンチサイクルを表す。 並列共振回路と直列共振回路を備えた四極（ｑｕａｄｒｉｐｏｌｅ）を表す。 四極のおよその応答を示すボード線図を表す。 統合ＦＭ復調回路を備えたＬＤＡのブロック図の様々な実施形態を表す。 統合ＦＭ復調回路を備えたＬＤＡのブロック図の様々な実施形態を表す。 統合ＦＭ復調回路を備えたＬＤＡのブロック図の様々な実施形態を表す。 統合ＦＭ復調回路を備えたＬＤＡのブロック図の様々な実施形態を表す。 ＬＤＡ周波数のベル状の応答の中心に対して狭帯域（ＮＢ）ＦＭ復調が行われ得る場所を示す。 比較的広帯域（ＷＢ）のＦＭ信号の復調を示す。 ＦＭ復調を備えたＬＤＡの回路図の実施形態を表す。 準デジタル周波数入力のデジタル出力パルスストリームへの変換の例を表す。 デジタルパルスストリームのデジタル等価電圧サンプルへの変換を表す。 アナログ周波数−電圧変換器の例を表す。 アナログ検出器の１つの実施形態を表す。 ＬＤＡの別の実装を表す。 マイクロストリップラインで設計された整合ネットワークの例を表す。 右−左手系伝送ライン（ＣＲＬＨ−ＴＬ）で設計された整合ネットワークの例を表す。 図１６に示される右−左手系伝送ライン（ＣＲＬＨ−ＴＬ）で設計された整合ネットワークを使用する、２つの周波数での整合のための解決策（ｓｏｌｕｔｉｏｎ）の例を表す。 ＣＲＬＨ−ＴＬの１つの可能な実装を表す。 高感度ＦＭ無線受信器及び復調器としてのＬＤＡの例を表す。 固定基準電圧及びポテンショメータを備えた、差動エンド又はシングルエンドの同調電圧のためのバリキャップ回路の実装の例を表す。 アンテナがＬＤＡの共振回路に集積され、電波が共振回路の誘導部に直接結合される、所望のＦＭ無線チャンネルに合わせられる正確な基準周波数へと位相ロックループ（ＰＬＬ）中の周波数において固定される、ＬＤＡパルス発振器の実施形態を表す。 入力ＲＦ＿ＩＮに接続されたＣＰＬアンテナによるデジタルチャンネル選局を備えたＬＤＡベースのＦＭ無線受信器（ＦＭ−ＬＤＡ）の実施形態を表わす。 ＲＦ＿ＩＮ入力に接続されたアンテナによるＦＳＫ又はＦＨ−ＳＳ変調のための、ＦＭ−ＬＤＡ及びＰＬＬに基づく高感度の、低雑音増幅器の置換を表す。 スーパーヘテロダイントポロジーによるＦＳＫ又はＦＨ−ＳＳ変調のための、ＦＭ−ＬＤＡに基づく高感度の、低雑音増幅器の実施形態を表す。 ＦＭ ＬＤＡ及びスーパーヘテロダイン受信に基づく、ＦＳＫ受信器のＬＮＡ置換の実施形態を表す。 ＦＭ−ＬＤＡ ＬＮＡ置換の例を表す。 ＦＭモード及びＰＬＬにおけるＬＤＡに基づく、ＦＳＫ受信器のＬＮＡ置換の別の実施形態を表す。 ＦＭ−ＬＤＡベースのＦＳＫリピータの実施形態を表す。そのような無線リピータの実装はＬＮＡ置換に類似する。

本明細書に記載されるＬＤＡ技術は、最先端技術のＳＲＯ及びログ・アンプに著しい向上をもたらす。例えば、ＬＤＡは、欠点のない受信器チェーンにおける、高周辺比率、非常に高感度及び雑音抑圧、非常に高いダイナミックレンジ、優れた判別、及び柔軟な配置により、周波数を復調する固有の能力を有し得る。表１は、様々なＬＤＡ、ＳＲＯ、及びアンプ技術を、それぞれの長所及び短所（ｐｒｏｓ ａｎｄ ｃｏｎｓ）と比較する。

以下の他の方法は、雑音に埋まった弱い信号を処理すると想定され得る：平均値算出、選択性増幅、フィルタリング、同期検出、スペクトル拡散、及び、非直線ＲＡＭＡＮ光増幅器：

−平均値算出：雑音はｎ時間にわたり低減される。しかし、信号は増幅されない。また、平均化は、参照のための正確なトリガーを必要とし、このトリガーは騒々しく、低信号レベルで問題となることもある。

−選択性増幅及び／又はフィルタリング：増幅及び／又はフィルタリングは、周波数依存性であり、且つ不変であるので、それらは、周波数通過帯域において経時的に何らかの改善を提供せず、その通過帯域において雑音を低減しない。帯域幅が大きい場合、これは問題となる。また、選択性増幅器は制限された雑音除去を有する。

−同期検出：より複雑な方法が使用されない限りは選択性が狭帯域を示す、入力信号にロックするために位相ロックループ（ＰＬＬ）を使用し、また、非常に低い信号レベルで問題となり得る。

−直接シーケンス・スペクトル拡散（Ｄ−ＳＳ）：ビットは、送信変調処理中に広い周波数スペクトル上に広がり、最終的に損失性媒体上に通信される。受信器はエネルギーを広げて、復調信号がノイズフロア（例えば、１０００の典型的な拡散因子を持ったＧＰＳ）上で十分に目に見えるようにする。この手段により、非常に高い減衰量が解消され得る。もちろん、最終的に、この方法は、多くの用途には実用的でないＤＳ−ＳＳ送信器を使用することができる。

−ＲＡＭＡＮ分布光増幅器：このようなデバイスにより、ＳＮＲは改善され、最小限の再生により何百又は何千キロメーターでの光ファイバーの伝送が可能となる。

本明細書に記載されるＬＤＡ技術は、増加した感度、混信阻止、及び最新の使用における回路に対する帯域幅を持つ、有線式又は無線式のＦＭ、ＡＭ、又はＦＭ＆ＡＭ信号を受信することが可能な集積ＦＭ復調（ＦＭ−ＬＤＡ）を備えた、再生式の対数検出器増幅器（ＬＤＡ）を懸念する。ＬＤＡはまた信号を増幅する一方で雑音を最小化することができる。

ＦＭ−ＬＤＡは、入力信号が経時的に特異的な振幅（閾値）に達する場合は常に、そのサイクルを自動的に再開することにより、且つ外部手段を必要とすることなく、ＡＭ又はＦＭの入力信号の信号対雑音比のＳＮＲを改善させる、統合ハードウェアにより、これらの目標を達成する。それにより、ＬＤＡ回路は、振幅又は周波数変調入力を低中間周波数（「ＩＦ」）の周波数パルスの出力ストリームに変換し、そこでは、瞬時周波数は入力波（即ち、ＩＦ帯に転換されたＡＭ／ＦＭ）で変調する。この出力ストリームは、準デジタル周波数パルス変調信号として設けられる。ＡＭが変調されると、変換は、固有の対数目盛、そして出力を介して行われる。

同じ周波数パルス変調出力も、ベースバンドに変換されるか、又は、振幅変換器、ピーク検出器或いはデジタルカウンター、論理インバータ、及びデジタルスケーリング回路へのアナログ周波数の添加を介して経時的に変わる電圧に復調することができる（Ｆ＿ｍａｘに対して０Ｈｚ）。

革新的なＦＭ−ＬＤＡ回路は、ほぼ同時に様々な機能を行なうことができる：対数増幅、信号再生、周波数変換、雑音・フィルタリング、混信阻止、及びアナログ／デジタル振幅／周波数復調。更に：

−ＡＭモードで、出力周波数は入力電圧の対数に比例する。

−信号を増幅する一方でｎ回のサイクルにわたり雑音を低減することにより、周波数変換の従来のものでないプロセスの一部として、ＬＤＡは再生受信器及び増幅器として作用する。

−固有のログ機能は、直線入力を対数出力に変換し、約１００ｄＢの使用可能なダイナミックレンジを可能にする非常に低い入力レベルでの検出を可能にする。

−ＬＤＡは、ＦＭ入力を異なる周波数にコード変換することができる。

−ＬＤＡは、様々なチャンネル及び回路基盤を扱うために調整可能な周波数を使用することができる。

−ＬＤＡ受信器回路は非常に高い感度を提供する。

−ＬＤＡは、コスト効率が良く、スケーラブルであり、集積回路チップに直接統合することができる。

−ＬＤＡは、アナログ、デジタル、ＡＭ、及びＦＭ復調を収容することができる。ＰＭなどの他のタイプの復調は、付加的な回路の追加により実現可能であり、それにより広範囲の実用化において有用となる。

用途は多く存在する。ＬＤＡ技術は、より高感度、より高いダイナミックレンジ、より低い電力消費、より優れた混信阻止、帯域幅の増加、より優れた信号対雑音比のＳＮＲ、より長い範囲、及び／又は、より巧みな（ｃｌｅａｎｅｒ）増幅から利益を得る、ほぼ全ての電子システムに統合することができる。

図１は、ＬＤＡからの入出力信号の例を表す。ＬＤＡは、白色ガウス入力雑音（１０２）により覆われる、その周波数捕捉帯域幅内で低レベルの入力信号（１０１）を与えることができる。閾値に達するまで、ＬＤＡは、多くの時間にわたり増幅した入力信号（１０３）を再生することができる。入力閾値レベルが到達すると、ＬＤＡは出力パルスを生成し、そのサイクルを再開することができる。

ガウス雑音がランダムであり、且つ入力信号と相互に関連しないので、及び、再生された増幅入力信号（１０３）が増加するので、雑音は平均化され、雑音低減（１０４）によって示されるように、同じ値に維持され、それ故多くの時間にわたり増幅されない。

図２は、図１からの入出力信号の組み合わせを表す。多くの時間にわたり入力信号（２０１）を組み合わせると、結果として生じる曲線（２０２）は、経時的に低減されたジッタを備える、再生され且つ増幅された信号を表す。

この効果は、光子が特異的な波長で空洞において増幅されるＬＡＳＥＲに類似する。共振周波数で、定常波は、経時的にエネルギーを構造的に構築する。構築時間の終わりに、より高いエネルギーの放出がもたらされ、プロセスが再開する。

ノイズフロア、及び、コヒーレントエネルギーのゆっくりした構築（並びに、振幅ジッタの低減）から生じる、再生プロセスについて説明するための別の例は、以下の通りである。高品質の因子及び同一の周波数共鳴の２つの同様の機械的なフォークを備えた、大きな騒々しい空間が存在し、それぞれ空間の他の側にある。第１のフォーク（励起源）は、低い及び一定レベルで打っている（ｂｅａｔｉｎｇ）。第２のフォークは、高レベルの雑音により、第１の雑音をかろうじて「聞く」ことができる。ある程度の時間後、高品質の因子により、両方のフォーク間の弱い結合、及び、最終的に機械エネルギーのゆっくりとした同期構築により、第２のフォークは、空間における雑音レベルに関係なく高振幅レベルにより第１のフォークのトーン周波数で増幅し、且つ共振することになる。重要な因子は、信号を構築するがランダム雑音を平均化するために、ゆっくりとした応答である。

図３は、低レベルでの信号と雑音による入力（３０１）、再生された信号（３０２）、及び出力周波パルス（３０３）を表す。図４は、高レベルでの信号と雑音による入力（４０１）、再生された信号（４０２）、及び出力周波パルス（４０３）を表す。図３と４は、入力のより長い時間スケール、及び、出力周波数に対する効果を示す。入力信号（雑音を含む）は上部に示され、再生された信号は中間に示され、出力繰返し周波数は下部に示される。入力信号が低レベルである場合、図３に示されるように、ＬＤＡは、信号を再生し、且つ一定の閾値に達するのに時間を要する。図３の時間窓において、５つの再生サイクルが作成される。図４は、より高い入力信号及び対応するより速い再生時期が閾値に到達することを示す。その結果、ＬＤＡは、同じ時間窓においてより多くの再生サイクルを作成する。加えて、出力パルスは、任意の低い乃至高い入力信号のための振幅においてほぼ一定であり、これは、含まれる大きなダイナミックレンジを考慮すると、著しいものである。

ＡＭモードである限り、ＬＤＡの出力周波数は入力電圧の対数に比例する。

ここで：
Ｆ_０は最小の固定周波数であり、
ＫとＫ_２は一定の値であり、
Ｖ_{ＩＮＲＭＳ}（ｔ）は入力信号Ｖ_ＩＮ（ｔ）のＲＭＳ値であり、
Ｌ_ＩＮｄＢはｄＢｍにおける入力レベルＬ_ＩＮであり、
Ｆ_ＯＵＴ（ｔ）は出力周波数である。

所望される場合、出力周波数は、アナログ又はデジタルの形式で電圧変調に変換され得る。この場合、低域通過フィルタリング後の出力電圧は、以下の通りになる：

ここで：
Ｖ_{ＯＵＴ＿ＲＭＳ}（ｔ）は出力電圧であり、
Ｋ_３とＫ_４は一定の値である。

ＦＭ復調回路を備えたＬＤＡは、広範囲の商業上の技術に対して価値のある多くの固有特性を持つことができる。以下の段落は、ＦＭ復調回路を備えたＬＤＡから可能であり得る、価値のあるタイプの包括的なリストを含む。

ＩＦ範囲における電圧変調入力信号の周波数変調への変換、及び、対数デコンプ（ｌｏｇａｒｉｔｈｍｉｃ ｄｅｃｏｍｐｒｅｓｓｉｏｎ）の使用は、雑音の低減、及び、雑音に対して弱い信号のダイナミックレンジの拡張に特に有効である。これらの特質により、ＬＤＡは、以下のものなどの多くの用途に理想的に適するようになる。

−スプラッタ−プローン・レーダー（ｓｐｌａｔｔｅｒ−ｐｒｏｎｅ ｒａｄａｒ）；超音波、ＭＲＩ、及びＣＡＴスキャンのような微小信号の医療デバイス；一般的に魚群探知機及びソナー；及び、衝突回避。

−信号解析器、電力計、及びＲＦ送信器増幅器。

−Ｗｉ−Ｆｉなどの無線ネットワーク。

−高解像度であり高速であるが高価なＡＤ変換器の代わりとして、ＬＤＡに基づく、単純であり低消費電力の周波数−デジタル変換器。

−油、水、及びガス産業におけるパイプライン測定及び通信（ｐｉｐｅｌｉｎｅ ｍｅｔｅｒｉｎｇ ａｎｄ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ）。

−高価なＡＤＣ変換器をＬＤＡ、ＰＬＬの様々な可能な形態に取り替える。

より弱い信号からランダム雑音をフィルタ処理するＬＤＡの能力は、それらに、例えば、スマートフォンデバイス又はセルラー基地局受信器のためのノイズフロアから数ｄＢの信号を抽出する手段を与える。携帯電話（向上したＲＦバジェットリンク）の出力電力を更に低減し、それにより因子ｎによってバッテリ寿命と範囲を拡張するために、ＬＤＡ技術を携帯電話に統合することができる。更に、セルラー基地局は、より弱い信号を再生するためにＬＤＡを使用することできる。ＬＤＡはまた、ＬＤＡをチップの処理工程に直接統合することにより、ＣＭＯＳプロセッサなどのマイクロプロセッサの電力消費を削減することができる。

ＬＤＡが入力信号を再生し、活動的に雑音を低減するので、ＬＤＡは、増幅チェーンにおいて第１又は第２のブロックの後に置かれたとしても、ＳＮＲ比率を有意に増加させ得る。例えば、ＬＤＡを低雑音増幅器と組み合わせると、８８−１０８ＭＨｚのＦＭ無線復調の非常に優れた感度が測定された。

ＬＤＡは、アナログ／デジタルのＡＭ、ＦＭ、及び、ＦＨ−Ｓなどの他の変調、並びに、ＰＬＬ、ミキサー、シンセサイザーなどのより多くの回路の追加によりｎ進のアナログ及びデジタルＦＭ及びＡＭ変調を、直接復調することができる。

ＬＤＡは、ＲＦ変調周波数の付近又はそれに合わせられると、多くのタイプの低レベルのＲＦ信号を再生することができる。

標準デジタル受信器の様々な機能を交換することによる、無線デジタル受信器の単純化（低い中間周波数に対する、又は直接デジタル変換を備えたベースバンドに対するＲＦ）。

ベースバンド・マイクロボルト・センサー（例えば、２０Ｈｚ−２０ＫＨｚのオーディオ帯域幅）において、ＬＤＡは、非常に低い雑音、及び、デジタル出力を備えた高い判別変換利得増幅器として使用され得る。

１つの実施形態において、ＬＤＡは、変更可能なコンダクタンスを備えるＬＣ回路とみなされ、後者は、正から負まで周期的に変わる。図５は、ＦＭ復調能力によるＬＤＡの時変振動及びケンチサイクルを表す。より具体的には、図５は、サイクルの開始（５０２）からサイクルの終わり（５０３）までのサイクル（５０１）を表す。発振が次第に０に分岐する（ｓｈｕｎｔ）（５０６）、閾値（５０５）に達するまで、発振は（５０４）を構築する。

図６は、並列共振回路（６０１）と直列共振回路（６０２）を備えた四極を表す。ＦＭ復調性能を持つＬＤＡは、図６に示されるように、並列及び直列の共振器回路（６０１）及び（６０２）で作られる四極の使用に基づく。それは、通過帯域におけるヌル位相を備えた帯域フィルタであるように設計される。並列共振回路の一例は、平行に接続されるＬ ａｎ Ｃ、適当に置かれた開放スタブ又はショートスタブを有する一連の伝達、水晶共振子、ＳＡＷ回路、ＢＡＷ、又はこれらの組み合わせなどである。直列共振回路の一例は、直列に搭載されるＬ ａｎ Ｃ、適当に置かれた開放スタブ又はショートスタブ、水晶共振子、ＳＡＷ回路、ＢＡＷ、又はこれらの組み合わせなどを有する一連の伝達である。

図６の四極の振幅及び位相における伝達関数は、図７に示される。横軸は周波数（Ｈｚ）であり、縦軸はそれぞれ利得（ｄＢ）及び位相（度）である。

図７は、四極のおよその応答を示すボード線図を表す。ＦＭ／ＡＭ復調のための有用な動作範囲は、破線で描いた楕円の中に示される。図７におけるプロットは、振幅対周波数（上部）、及び、応答相対周波数（下部）を示す。四極の設計、及びＬＤＡの残りとの相互作用に依存して、利得は、ダイアグラム中に示されるような２つのスパイクを持つ先の尖った部分（ｐｏｉｎｔｙ）に対して水平又は丸くなるように設計され得る。

図８Ａは、統合ＦＭ復調回路を備えたＬＤＡのブロック図を表す。挙動原理は以下の通りである：増幅器（Ａ８１）は、ループバックにおいてコンデンサ（Ｃ８１）により発振するように作られる。典型的な増幅器は、ＮＰＮ、ＰＮＰトランジスタ、ＦＥＴトランジスタ、Ａ ＭＯＳトランジスタ、デュアルゲートＦＥＴトランジスタなどでもよい。また、能動回路の構成は、ダーリントン、共通ベース、共通コレクタ、共通エミッタ、カスコード、差動対などであり得る。単一増幅器又は多段増幅器、ロジック増幅器など他のタイプの増幅器が使用されてもよい。増幅器は、シリコン、Ｂｉ−ＣＭＯＳ、ＧａＡｓ、又は任意の他のプロセスなどの、任意の数のプロセスによって作られ得る。

最も単純な実装は、増幅器Ａ８１の入力（８０１）から出力までの１８０度のシフト、及び発振を、弱い又は強い結合としてＣ８１により維持することである。要するに、Ｃ８１の値は、所望されるように増幅器の利得を低い値に低減する。四極はＡ８１の出力に加えられ、及び、通過帯域におけるその高い低級減衰により、中心周波数で、又はその付近で増幅器を共鳴させる。図７に示されるように、回路がヌル位相範囲の中心に調整され、そこで作動する場合、最適なＦＭ復調モードが生じる。更に、歪みなしで復調され得る最高周波数偏差は、ヌル位相帯域幅に等しいか又はそれよりも大きく、そのため、狭い又は広いにかかわらず、帯域フィルタの四極は、目標偏差を収容するように設計される。

ＬＤＡ挙動の別の重要な部分は、サンプリング回路として作用するＲＣ回路Ｒ８１とＣ８３である。増幅器に接続されると、それは周期的に帯電し、その電位が増大するにつれ、Ｒ８１をわたる電圧は、増幅器の出力電流を増加させるように増大する。同時に、増幅器の入力バイアス電流は減少し、与えられた閾値で、増幅器、及び故に発振を切る。この時点で、Ｃ８３に蓄積された電荷はＲ８３において放電し、結果としてＲ８１とＣ８３の上の電圧が０にまで減少される。サイクルは再開し、そして、Ｒ８１とＣ８３の上の電位が低いので、増幅器バイアス電流は増加する傾向があり、短時間後、発振が再び高まる。

低域通過フィルタリングの後、Ｒ８１とＣ８３の上の信号は出力繰返し周波数であり、その形状は、図５に示される周期的な発振周波数の包絡線に類似し得る。

ダイオードＤ８１は、ＲＣ回路Ｒ８１及びＣ８３に増幅器を結合し、優れたＲＦ挙動により低域通過フィルタとして作用する。それは、ＲＣ回路を搭載した時に整流器と低域通過フィルタとして作用する、伝導にある場合には低インピーダンス（入力電圧の正の半サイクル）、及び、非伝導にある場合には高インピーダンス（入力電圧の負の半サイクル）を有する。

入力は、ダイオードＤ１の上部に弱く結合される。入力マッチングは重要であり、優れたマッチングは、有意な因子により性能を向上させることができる。随意のキャパシタが、結合を増加して繰返しのサイクリングを促進するために、Ｄ８１の陰極と増幅器のバイアスとの間で接続され得る。

別の実装において、ダイオードＤ８１は、比較的高い値（例えば、共振器のインダクタンスの値の１０倍）の、及び、１００ｎＨ乃至１ｍＨの範囲にある誘導子と取り替えられ得る。ＬＤＡ振動動作周波数が高すぎる場合、寄生性のものは、低域通過効果に悪影響を及ぼし得、ダイオードなどのより多くの理想的な構成要素が使用されてもよい。更に追加の実装において、Ｄ８１は、適切にバイアスされるトランジスタなどの能動部分と取り替えられ得る。

様々なタイプのＦＭ判別器又は復調器がある：とりわけ、Ｆｏｓｔｅｒ−Ｓｅｅｌｅｙ、Ｔｒａｖｉｓ、直交検出器、ＰＬＬ。Ｆｏｓｔｅｒ−Ｓｅｅｌｅｙ判別器は、使用頻度のために調整される特殊なセンタータップ変圧器、及び、全波整流における２つのダイオードを使用する。偏差がない場合、変圧器の両半分は等しい。ＦＭ信号が適用されると、バランスは破られ、周波数偏差に比例する出力で信号が現われる。

Ｔｒａｖｉｓ判別器はＦｏｒｓｔｅｒ−Ｓｅｅｌｅｙに似ているが、この変圧器の二次側は、センタータップと２つの対向する分岐を有しており、各分岐は、同調回路と勾配検出器に接続される。第１の同調回路は搬送波よりも僅かに高く共振し、一方で第２の同調回路は僅かに低く共振する。出力は、勾配検出器（１）と（２）の電圧の間の差異である。ＦＭ変調が適用され、搬送波よりも高い周波数の方へ逸脱する場合、検出器（１）の電圧は正になり、一方で検出器（２）の電圧は負になる。出力電圧及び両方の間の差異は、正である。ＦＭ変調が搬送周波数よりも下の方へ逸脱する場合、反対の事象が生じ、出力電圧は負になる。異符号の２つの共振曲線の追加により、優れた「Ｓ」曲線特性出力（大きな中間区分が直線である）を得る。

直交検出器において、入力は（２）において分割し、経路の１つは９０度まで遅れ、共振ＬＣ回路に適用される。２つの信号は最終的に位相コンパレータに動力供給し、低域通過でフィルタ処理される結果、ＦＭ出力が復調される。

ＰＬＬは１つのＦＭ判別器であり、集積回路の容易なアクセスにより採用された。着信ＦＭ信号対電圧制御発振器（ＶＣＯ）の１つの位相が比較される。結果は低域通過フィルタであり、ＶＣＯを制御する。入力の周波数が変わるにつれ、ＶＣＯの位相及び周波数を増加又は減少させることにより、位相差を補う位相検出器に補正電圧が現われる。ＰＬＬのループ帯域幅が適切に設計される場合、ＶＣＯに対する補正電圧も、復調された出力電圧である。

対照的に、本明細書に開示されるＬＤＡ技術は、幾つかの重要な新規性をもたらす。単に入出力の位相が互いから１８０度である場合に発振するだけの低利得増幅器を有することにより、他の判別器及びＬＤＡがＴｒａｖｉｓ判別器の性能をシミュレートするので、Ｓ字曲線の特有の出力が提供される。しかし、本明細書に開示されるＬＤＡ技術において、Ｓ字曲線は、四極通過帯域の帯域幅を超過する。結果、ＦＭ−ＬＤＡは、従来のＦＭ判別器として自動周波数制御ＡＦＣを必要せず、Ｓ字曲線の中心に正確にある必要はない。我々の実装において、自動センタリング効果がある。

位相がＳ字曲線に歪められる場合、ＬＤＡ発振器はその中心にとどまろうとする。偏差が周波数において高くなる場合、繰返し周波数は減少し、偏差が周波数において下がる又は低くなる場合、繰り返しは更に速くなる。これは、３つの数値（ｒｅａｄｉｎｇ）を有し得る電力計を有することに似ている：センター・チャンネル付近、センター・チャンネル、又はチャンネルの上。Ｓ字曲線が非常に広い場合、非常に広いＦＭを復調することができる。反対に、Ｓ字曲線が狭い場合、狭いＦＭを復調することができる。

出力繰返し周波数は、位相と周波数の情報を包含しており、ＦＭ入力信号により低い中間周波数で変調される。標準のＦＭ判別器は一定の振幅を使用する。本明細書に開示されるＬＤＡ技術において、これは、大きな振幅入力ダイナミックレンジを有する、且つ、入力振幅が大きいか非常に小さいかにかかわらずほぼ一定の繰返し率の振幅を提供する、ＬＤＡによって、実質的に提供される。ベースバンド信号は、アナログ又はデジタルの周波数−電圧変換器（ＦＶＣ）によって再生される。

ＦＭ−ＬＤＡによって再生されるので、本発明の利点は以下の１つ以上を含む：高ダイナミックレンジにわたる非常に高い感受性、一定の繰り返し出力振幅、高周辺比率（高選択性）、及び、ベースバンド復調振幅に、数ｄＢ多い振幅を加える同時のＦＭ＆ＡＭ復調。

図８Ｂ及び８Ｃは、統合ＦＭ復調回路及び代替的な出力を備えたＬＤＡの他の実施形態を表す。図８Ｂと８Ｃにおける実施形態は、代替的な出力へと通過するフィルタ信号に構成される低域通過フィルタ（８０２）を含む。図８Ｂにおいて、低域通過フィルタ（８０２）は、並列共振回路を出て代替的な出力に向かう信号をフィルタ処理する。図８Ｃにおいて、低域通過フィルタ（８０２）は、並列及び直列共振回路に進入する信号をフィルタ処理する。これら実施形態の他の変形が可能である。

ＦＭ−ＬＤＡの別の実装において、直列共振回路は取り除かれ、ＬＤＡは今なお、勾配検出方法に基づいてアナログ又はデジタルのＦＭを復調し得る。狭帯域又は比較的広い帯域のＦＭが復調され得る。デジタルＦＭは、ｎ進のＦＳＫ、ＭＳＫなどの変調を含み、ガウシアンフィルタにかけられるか、又はかけられない。アナログＦＭの一例は、２０−２０ＫＨｚからのオーディオＦＭ変調である。デジタルＦＭ変調の一例は４−ＧＦＳＫである。図８Ｄは、ＬＤＡのブロック図を示す。これは、直列共振回路が取り除かれた、図８Ａ、８Ｂ、８Ｃ、９、及び１４に類似する。本特許に記載される他の全ての記載、機能、及び方法は、この実装（例えば、アナログ又はデジタルのＦ／Ｖ変換器）を申請し続ける。

その勾配検出構成において、入力ＲＦ変調信号周波数がＬＤＡの周波数のベル形状の左又は右の勾配に調整されると、最適なＦＭ復調モードが生じる。図８Ｅは、ＬＤＡ周波数のベル状の応答の中心に対して狭帯域（ＮＢ）ＦＭ復調が行われ得る場所を示す。情報が変化率によって搬送されるので、偏差が勾配の上にあるか、勾配の中心にあるか、又は勾配の下にあるかにかかわらず、歪みはほとんど予期されない。好ましい実装は、アナログ（例えばオーディオ）又はデータが反転していない右の勾配中心上で復調することである。反対に、復調が左の勾配上で行われると、アナログ信号又はデータは反転することになる。それは、信号を打ち消すことにより、又は、受信器チェーンにおいて更に−１をそれに掛けることにより、反転されないこともある。

図８Ｆは、比較的広い帯域（ＷＢ）のＦＭ信号の復調を示す。これを生じさせるために、ＬＤＡはより広い帯域幅を示す必要があり、且つ、共振回路のＱ因子が下げられてＬＤＡの他のパラメータが更新されるように設計され得る。これは、とりわけ、増幅器ＡＣ及びＤＣの利得、バイアス、図８ＢのフィードバックキャパシタＣ８１を含み得る。結果、ＬＤＡの応答は、図８Ｆに示されるように広帯域ＦＭ変調信号を復調するためのより有効な傾斜帯域幅を提供する。

図８Ｄに戻り、判別された出力は整合ネットワーク（８０３）の後に示される。ＦＭ復調を完了するために、出力は、アナログ又はデジタルの周波数−電圧変換器に追従する必要がある。整合ネットワーク（８０４）及び低域通過フィルタ（８０２）を有し得る、３つの代替的な出力が可能である。これら３つの代替物は、復調信号のより高い電力レベルを提供し得、且つ、低域通過フィルタのカット周波数が繰返し数ｆ_ｒｅｐよりも低い場合、周波数−電圧変換器を必要としないこともある。第１の代替物（８０５）において、信号は増幅器（Ａ８１）の入力から取り上げられる。第２の代替物（８０６）において、信号は増幅器（Ａ８１）の出力から取り上げられる。第３の代替物（８０７）において、信号は、並列共振回路中のキャパシタにおける分割から取り上げられる。

図９は、ＦＭ復調を備えたＬＤＡの回路図の実施形態を表す。図９は、ＦＭ復調能力を備えたＬＤＡの実装を示す。並列共振器回路Ｌ９１／Ｃ９３及び直列共振器回路Ｌ９２／Ｃ９８は、増幅器のコレクタ上に見出される。１つの実施形態において、増幅器はＮＰＮトランジスタであり得る。トランジスタは、コレクタとエミッタの間の１８０度の位相Ｃ９１、フィードバック発振器キャパシタＶＧ９１、キャパシタを介して結合された入力源信号（図示せず）、バイアスＶＳ９２、Ｒ９３、及び９６、Ｄ９２、ＲＣ回路に結合するダイオードＲ９４、Ｃ９１１、及び出力ＶＭ９１を提供する。随意のＣ９７は、ケンチ過程を改善するために示される。

図１０は、準デジタル周波数入力（１００１）のデジタル出力パルスストリーム（１００２）への変換の例を表す。前に議論したように、繰返し周波数比率は準デジタルであり、デジタル信号に形成される処理をほとんど必要としない。最初に、ピーク間の振幅が約０．５Ｖｐｐよりも小さい場合、増幅することが可能である。示されるように振幅が０．１Ｖｐｐである場合、利得は約５〜２０である。増幅は、１つ又は様々な工程で行うことができる。その後、増幅信号は、基準電圧Ｖ＿ｒｅｆと比較され、約Ｖ＿ｒｅｆの場合にはロジック「１」を、そうでない場合は「０」を作成する。１以上のロジックゲートが、現在のデジタル信号に鋭いエッジ及びＴＴＬレベルを提供するために加えられ得る。デジタル繰返し周波数出力信号（１００２）は、位相と瞬時周波数において情報を包含することができる。以前に述べたように、それは、長距離にわたり又は雑音の多い環境で搬送され得、及び、情報が振幅にはないので、雑音に対する感度が無い。

図１１は、デジタルパルスストリーム（１１０１）のデジタル等価電圧サンプル（１１０５）への変換を表す。デジタル繰返し周波数信号（１１０１）は、瞬時周波数メーター（１１０２）を通過することにより、デジタル電圧Ｖ（ｋ）（１１０３）に変換され得る。代替的に、デジタル繰返し周波数信号（１１０１）は、期間メーター、その後、デジタル逆関数を通過することができる。デジタル電圧Ｖ（ｋ）（１１０５）は、以下のようにスケーリング（１１０４）の後に得られる：

ここで、
Ｆ（ｋ）：瞬時周波数のｋｔｈサンプル
Ｋ_１： Ｖ／Ｈｚにおいて一定
Ｖ_０：ＬＤＡ入力が５０オームで終了する時に生成された電圧（周波数）に相当する、一定のオフセット電圧。Ｖ（０）＝５０オームでのＦ（ｋ）^＊Ｋ１

図１２は、アナログ周波数−電圧変換器（ＦＶＣ）の例を表す。ＦＶＣはＦＭ−ＬＤＡと共に使用することができる。ＦＶＣは、ＬＤＡの繰返し周波数出力に接続する。その名前が示すように、それは、変換電圧である平均値に出力を提供する。更なる低域通過フィルタリングが加えられ得る。これは、単純なＦＶＣであるが、幾つかの制限がある：例えば、スルーレートは前のデジタル方法よりも遅く、典型的に、少数のパルスを正確な平均電圧値に設定する必要がある。

図１３は、アナログ検出器の１つの実施形態を表す。他の実施形態が可能である。アナログ検出器は、図９の繰返し周波数出力（ＶＭ１）、同様に、増幅器の入力、図４のＴ９１の土台に接続することができる。更なる低域通過フィルタリングと増幅が加えられ得る。

図１４はＬＤＡの別の実装を表す。ＦＭ ＬＤＡ復調器のこの好ましい実施形態において、増幅器入力Ａ１４１のための温度補償バイアス（１４０４）は、温度が増幅器Ａ１４１を補償するように設計され得る。例えば、増幅器がバイポーラトランジスタで作られる場合、そのＶＢＥは−２ｍＶ／程度で変化する。ＤＣバイアス電圧が、−２ｍＶ／程度ごとに十分に減少するように作られる場合、エミッタ上の直流電圧は一定のまま残り、それ故、ＤＣ電流は同様に抵抗器Ｒ１４１を通る。

バイアス源の別の実装において、温度補償電流源が使用されてもよい。増幅器が一定の低周波利得を備えた電流増幅器として作用している時、出力電流は、利得を掛けたバイアス電流に十分に等しくなる。温度補償バイアス電流により、増幅器出力電流はまた、低周波利得が一定の温度で残ると仮定すると、温度補償される。例えば、増幅器がバイポーラトランジスタで作られ、及びＤＣ基部電流が温度補償される且つ一定である場合、ＤＣコレクタ電流は同様に一定である。ＤＣエミッタ電流は、基部及びコレクタ電流の追加であり、これは一定でもある。抵抗器Ｒ１４１をわたる一定の電流は、基部エミッタ電圧の変動に関連性がない一定のＤＣ電圧を作り出す。高インピーダンスである入力バイアス電流ソースは、−２ｍＶ／程度の基部エミッタ電圧ＶＢＥにより変化し、且つそれを補う電圧を自動的に提供する。

ＦＭ復調を備えたＬＤＡは、入力ポートの至る所での発振器からのＲＦエネルギーの漏出といった、幾つかの欠点に悩むことになる。これは、少なくとも２つの理由により悪化する要因である。最初に、ＬＤＡがＲＦ受信器において第一段階として使用される場合、ＲＦエネルギーはアンテナへと後方に供給される。これによりアンテナは、恐らく意図しない周波数帯で望まれないエネルギーを放射し、ＥＭＩ雑音を生じさせる。次に、漏出するエネルギーは、異なる位相対入力信号によりＬＤＡ入力に反映され得、再生の目的を無効にするという事実が存在する（再生は、入力信号で凝集する共振位相の遅い形成である）。それ故、それはＲＦ感度を弱める。

また、低雑音増幅器ＬＮＡがログ検出器増幅器ＬＤＡに先行する場合、利得の付加的使用を得ることができる。実際に再生式のデバイスである場合、ＬＤＡは、従来の受信器チェーンなどにおける線形回路のための雑音法則（ｎｏｉｓｅ ｌａｗ）によって完全に記載されず、そこでは、チェーンの第１の増幅器は、Ｆｒｉｉｓの式について定義されるように、受信器の雑音指数を判定するのに重要な要素である：

ＮＦ：全雑音指数、ｄＢにおける比率
Ｆ：全雑音指数、直線における比率
Ｆ_Ａｉ：増幅チェーンのｉ番目の増幅器の直線的な雑音指数
Ｇ_Ａｉ：ｉ番目の増幅器の直線的な利得
再生式のログ・アンプの場合、再生式の部分は、第１の場所に、又は受信チェーンにおける任意の位置に配されると、ＳＮＲを改善することができる。それ故、再生式のＬＤＡは、雑音を制限した増幅器受信器チェーンにおいてさえも、先行する低雑音増幅器を十分に使用することができる。ダイナミックレンジが信号の低い側（雑音のレベル）に拡張されるので、そのようなＬＤＡは雑音に埋まった信号を更に増幅し得る。そのような雑音を制限したがＬＤＡの無い受信器において、システムは雑音を制限されるので、ＬＮＡの仮定的な追加はほとんど役に立たない。

例えば、ＬＤＡの無い雑音を制限した受信器の前に２０ｄＢの利得ＬＮＡを加えることにより、感度レベルが０〜２ｄＢにまで辛うじて増加する。反対側で、８ｄＢの再生因子を備えたログ・アンプの使用により、６乃至８ｄＢの因子だけ感度が改善される。

それ故、ＬＤＡ入力での整合回路（１４０１）の追加は、先行する回路との結合を改善し、入力反射を低減し得る。更に、入力（１４０２）のアイソレータ（１４０３）（例えば、分離の高い因子を備えた増幅器）の追加は、再生及び利得の機会を更に改善し得る。

前述のように、ＬＤＡは、変更可能なコンダクタンスを備えるＬＣ回路とみなされ、後者は、正から負まで周期的に変わる。結果的に、入力インピーダンスは時間に応じて変わり、例えば、経時的に変化するＬＤＡ動揺周期と関係するスミス図の右下部分の円弧上にある。様々な入力と一致するシナリオが可能である：

−平均値での固定一致共役（ｆｉｘ ｍａｔｃｈｅｄ ｃｏｎｊｕｇａｔｅ）。

−雑音からの信号構築である、最も関心のある挙動点に対応する、インピーダンス値での固定一致共役。

−最大の発振振幅レベル（閾値が到達する時点）での固定一致共役。

−固定整合共役が平均値にある点での、或いは、固定性行共役が、雑音からの信号構築である最も関心のある挙動点に対応するインピーダンス値にある点での、２重のインピーダンス整合。

−例えばＬＤＡ挙動サイクルと同時発生する可変インピーダンス。

図１５は、マイクロストリップラインで設計されたマッチングネットワークの例を表す。例えば、直列マイクロストリップは、インピーダンスの実数部を変更し、分岐スタブは虚数部を調整する。分岐スタブは開放されるか、又は短くされ得る。標準化された負荷インピーダンスがスミス図上に位置している場合に依存して、直列マイクロストリップラインの前又は後に、分岐したスタブを配することができる。標準化された負荷インピーダンスがスミス図上の１＋ｊｘ円の内部にある場合、スタブは後に配され、標準化された負荷インピーダンスがスミス図上の１＋ｊｘ円の外部にある場合、分岐したスタブは直列μストリップラインの前に配されねばならない。

異なる周波数で異なるインピーダンスを制御するために、これらの従来のマイクロストリップラインを複合の右−左手系伝送ライン（ＣＲＬＨ−ＴＬ）に取り替えることが、可能である。図１６は、右−左手系伝送ライン（ＣＲＬＨ−ＴＬ）で設計されたマッチングネットワークの例を表す。

図１７は、図１６に示される右−左手系伝送ライン（ＣＲＬＨ−ＴＬ）で設計されたマッチングネットワークを使用する、２つの周波数でのマッチングのための解決策の例を表す。

図１７に示されるＣＲＬＨ−ＴＬ Ｂは開放されるか（ｏｐｅｎｅｄ ｅｎｄｅｄ）、又は短絡され得る。代替的な実装において、図１７のトポロジーは、同様の結果のために僅かに修正することができる。ＣＬＡは、ＣＲＡとＬＬＡの右に移動することができる。
別の代替的なの実装において、図１７のトポロジーは、同様の結果のために僅かに修正することができる。ＣＬＢは、ＣＲＢとＬＬＢの右に移動することができる。

例えば、ＣＲＬＨ−ＴＬ Ａは、位相Φ_１を備えた周波数ｆ_１、及び、位相Φ_２を備えた周波数ｆ_２を有するように設計され得る。ＣＲＬＨ−ＴＬは、例えば、直列インダクタＬＲＡ、分路コンデンサＣＲＡ、直列コンデンサＣＬＡ、及び分岐インダクタＬＬＡを使用することにより設計され得る。ＣＲＬＨ−ＴＬ Ｂは、例えば、直列インダクタＬＲＢ、分路コンデンサＣＲＢ、直列コンデンサＣＬＢ、及び分岐インダクタＬＬＢを有し得る。ＣＲＬＨ−ＴＬ Ａ及びＣＲＬＨ−ＴＬ Ｂのインピーダンスは、以下によって定めることができる：

直列ＣＲＬＨ−ＴＬ Ａは、インピーダンスの実数部を画成し、分流器ＣＲＬＨ−ＴＬ Ｂは虚数部を画成することができる。固定部品であるＬＲＡ、ＣＲＡ、ＬＬＡ、ＣＬＡ及びＬＲＢ、ＣＲＢ、ＬＬＢ、ＣＬＢを、変更可能／調整可能なキャパシタ及び変更可能／調整可能な誘導子と交換することによって、変更可能なインピーダンスを設計することも可能である。それ故、インピーダンスは、動作周波数に応じて変更され得る。例えば、これら変更可能なインピーダンスは、ＬＤＡの入出力に、ＬＮＡ出力とＬＤＡ入力の間に挿入され得る。変更可能な整合は、繰返し周波数の出力に挿入され得る。又は、変更可能／調整可能なＬＤＡを有するために、誘導子とキャパシタの固定値を変更可能なものに交換することによって、発振周波数を異なる値に調整することが可能である。

異なる実装が可能である。例えば、変更可能なＣＲＬＨ−ＴＬ Ｂを備えた固定ＣＲＬＨ−ＴＬ Ａを有することが可能である。別の例において、固定ＣＲＬＨ−ＴＬ Ｂを備えた変更可能なＣＲＬＨ−ＴＬ Ａを有することが可能である。また別の例において、変更可能なＣＲＬＨ−ＴＬ Ａと変更可能なＣＲＬＨ−ＴＬ Ｂを有することが可能である。

図１８は、ＣＲＬＨ−ＴＬの１つの可能な実装を表す。図１８の直列分岐ＣＲＬＨ−ＴＬＡはＬＤＡに接続され、並列ＣＲＬＨ−ＴＬＢはＬＮＡ／入力に接続され、下部で左の開口に分岐し、ここで、図１７のトポロジーは、ＣＬＡがＣＲＡの右に（ＬＤＡの方に）移動するように修正される。修正された場合、最下段で開いている、ＣＲＡ（ＬＤＡへの）の右に移動される。

図１９は、高感度ＦＭ無線受信器及び復調器としてのＬＤＡ（１９００）の例を表す。この実施形態において、ＦＭ−ＬＤＡは、ＲＦフロントエンドとしてＦＭ無線に使用され得る。ＦＭ無線チャンネルアンテナ（１９０１）はＬＤＡ入力（１９０２）を直接供給することができる。随意のＬＮＡ（１９０３）及び整合回路（１９０４）は、感度を増加させて、且つ入力ポートを通る漏出を低減するために使用され得る。復調された音声出力は、アナログ又はデジタルの何れかで、ＦＶＣ（１９０５）によりＬＤＡ出力繰返し率を電圧に変換することにより得ることができる。ＦＭチャンネルは、バリキャップに適用されるＤＣ電圧Ｖ＿ｔｕｎｅ（１９０６）により選択される。この構成は、広帯域ＦＭ復調出力を提供する。他の構成は、（例えば、以下に議論されるように、ＰＬＬ実装を使用して）狭帯域ＦＭの復調を可能にする。

図２０は、固定基準電圧及びポテンショメータＲｐ１を備えた、差動エンド又はシングルエンドの同調電圧のためのバリキャップ回路の実装の例を表す。図２０は、バリキャップの差動エンド又はシングルエンドの制御可能な実装を示す。ＤＣ電圧Ｖ＿ｔｕｎｅは、高インピーダンスのＲｖ２０１及びＲｖ２０２を通じてバリキャップＣ_ｖの上に適用される。

小さな変形のモデルにおいて、並列共振回路の上部のノードがＡＣ接地にあると仮定して、バリキャップ分岐の合計の付加的な静電容量Ｃ_ＡＤＤは、以下のように、Ｃ２０１とＣ２０２を備えたＣ_Ｖ直列である：

その後、全静電容量、ＣＴは、以下のようになる：

その分岐におけるＣ_Ｖの効果を最大限にするために、Ｃ２０１とＣ２０２は、Ｃｖよりも大きい、又は遥かに大きくなくてはならない。

Ｃ_{ＯＴＨＥＲ}の静電容量は、並列共振回路の下部ノードにおいて見られる静電容量の他の全ての寄与の組み合わせであり得る。それは、プリント回路などにより、寄生容量に加えて、能動部品の等価な静電容量（例えば、トランジスタＣ＿ＣＥ／／Ｃ＿ＣＢ）、図８の帰還コンデンサＣ８１の１つの寄与を含み得る。別の実装において、並列回路の静電容量は取り除かれ、バリキャップのアームと交換される。この場合、用語「Ｃ_{ＲＥＳ＿ＰＡＲＡＬ}」は上記の式において０である。

ＦＭ ＬＤＡベースの受信器の、このより単純な実装において、周波数の調整は、手動で、又は、調整可能なキャパシタ又はインダクタンスにより機械的に行われる。並列共振回路のキャパシタは、周波数無線チャンネルを調整する、調整可能なキャパシタと交換される。実際に、固定の選択可能なキャパシタの束が、８８ＭＨｚ乃至１０８ＭＨｚ（即ち、周波数の範囲）の全体の周波数帯域幅を拡張し且つ覆うために付け加えられてもよい。

前の回路の半デジタル実装において、並列共振回路の固定静電容量は、同じ又は異なる値の２以上の固定コンデンサと交換され、及び、独立して選択可能であり、並列に接続され得る。キャパシタが並列に加えられる際に２つのノード間の全静電容量は付加的であるので、この回路の好ましい実装は、例えば、Ｃ_１＝Ｃ、Ｃ_２＝２×Ｃ、Ｃ_３＝４×Ｃ、…、Ｃ_ｎ＝２^Ｎ×Ｃの２進数列を使用することになる。２進数列により、値Ｃから値２Ｎ−１までの全ての容量値は、０を加えて生成され得る。

キャパシタの他の配列は、出力周波数がＬＣ生成物の逆の平方根にほぼ比例するので、例えば、出力周波数対入力選択を線形化するために選択され得る。別の実施形態において、インダクタンスは、２進、１０進、又はさもなくば変更され得る配列を持つキャパシタの代わりに、又は該キャパシタに加えて、変更されてもよい。

別の実施形態において、１つの小さな値のバリキャップは、固定の選択可能なキャパシタのバンク又はインベントリーに加えられ得る。小さな値のバリキャップは、調整分解能を増加させるために付け加えられ得る。更なる実施形態において、様々なバリキャップが並列で使用され得る。例えば、少なくともＣ_１、Ｃ_２、及びＣ_３を含む様々なキャパシタは、並列で配され得る。１つのキャパシタＣ_１は、約０．５Ｃ乃至約１．５Ｃの範囲で静電容量を有することができ、別のキャパシタＣ_２は、約１Ｃ乃至約３Ｃの範囲で静電容量を有することができ、及び、また別のキャパシタＣ_３は、約２Ｃ乃至約６Ｃの範囲で静電容量を有することができる。付加的なキャパシタはまた、補足キャパシタＣ_１、Ｃ_２、及びＣ_３と並列に配され得る。また別の実施形態において、ＬＣ回路の収集は、ＬＤＡの発振周波数を変更するためにオン及びオフに切り替えられ得る。

幾つかのＬＤＡ実装は、特定の欠点を備え得る。例えば、幾つかのＬＤＡ実装は、乏しい選択性、及び温度による可能なドリフトを備え得る。図２１は、所望のＦＭ無線チャンネルに調整された正確な基準周波数に対する、位相ロックループ（ＰＬＬ）（２１０２）における周波数及び位相に固定される、ＬＤＡパルス発振器（２１０４）を表わす。チャンネルの選択は、デジタルＩＣ、処理装置、又は、ＦＭカーラジオなどに見られる「デジタルダイヤラー」を持つエンドユーザーによって、制御され得る。

ＬＤＡ（２１０４）のパルス発振はフィルタ処理され、増幅され、デジタル化され、Ｎ（２１０３）によって周波数分割器を供給する。位相／周波数コンパレータは、Ｎ分割器から発せられた信号、及び基準信号を比較する。基準信号は、反対のＭ（２１０６）により分割されたデジタル水晶発振器などの局部発振器（２１０１）から生成され得る。位相／周波数コンパレータ（２１０７）は、両方の入力信号間の位相／周波数の差に比例する補正電圧を作り出す。様々なタイプのコンパレータは、様々な特性、即ち、利得、出力範囲、出力インピーダンス、出力信号のタイプ（パルス、可変電圧等）と共に使用され得る。低域通過フィルタの後、ＰＬＬのループ応答を判定する。フィルタ処理された信号Ｖｃ（ｔ）は、前述のようなＬＤＡ（２１０４）の並列共振回路のバリキャップを供給する。効果的に、ログ・アンプは制御されたＶＣＯとして使用される。復調されたＦＭ信号は制御電圧Ｖｃ（ｔ）である。有効であるために、ＰＬＬ（２１０２）のループ帯域幅は適切に調整され得、この構成において、ＦＭ無線チャンネルの最低のオーディオ周波数よりも低く（前述の５０Ｈｚ）なければならない。ＰＬＬループ帯域幅は、比率Ｍ、ｒａｄ／ｓにおける位相コンパレータの利得、及びＭＨｚ／ＶにおけるＶＣＯの利得により影響を受ける。

８８．０ＭＨｚ乃至１０８．０ＭＨｚのＦＭ無線帯域における０．１ＭＨｚの調整工程のために、比較周波数は、最高０．１ＭＨｚ、又は、５０ＫＨｚ、２５、２０、１０ＫＨｚ等、任意のモジュロ値より下であり得る。１つの実施形態において、Ｍ及びＮは、位相コンパレータの入力において０．１ＭＨｚのこの値を得るために調整され得る。この場合、比率Ｎは、例えば８８．０ＭＨｚでは８８０、８８．１ＭＨｚでは８８１、…、１０７．９ＭＨｚでは１０７９、及び１０８．０ＭＨｚでは１０８０といったＭＨｚで１０×Ｆ＿チャンネルに設定され得る。

随意のスケルチ機能（２１０８）は、ＦＭ無線において通常使用されるように加えられ得る。これは、無線チャンネルが提示されない場合に、騒々しい音声コンテンツが通過するのを防ぐことができる。スケルチスイッチ（２１０８）は、ＬＤＡ音声出力電圧の音声復調されたＲＭＳ値によって制御され得る。ＲＭＳ値が与えられた閾値を越える場合、ＬＤＡは、十分なレベルの無線チャンネル上にロックされると仮定される。

標準のＦＭ無線受信器とは対照的に、この実施形態の幾つかの利点は、限定されないが次のものを含む：

−ＦＭ信号がＬＤＡの高インピーダンス並列共振回路の中で直接受信されるので、外部アンテナが無い。このことは、外部アンテナを必要としないので、無視できない量のアセンブリとコストを節約する。しかし、回路が、例えば自動車のダッシュボード、又は、過剰な無線伝搬減衰がある任意の空きの無い（ｎｏｎ−ｆｒｅｅ）スペース位置に入れられる場合、ＲＦ感度は、後者の物理的サイズに制限され、高感度でない（ｍｉｓｓ ｔｏ ｂｅ ｈｉｇｈ ｓｅｎｓｉｔｉｖｉｔｙ）場合がある。

−ＰＬＬ及びＦＭ−ＬＤＡの高周辺比率による高選択性。

−単純な／安価なＦＭ無線フロントエンド回路。

−小さなＰＣＢ領域（例えば１平方インチ）。

−低い１つのインダクタンスを必要とし得る。

−最新のＦＭ無線としてのデジタル周波数調整。

−約１１０ｄＢｍの中程度乃至高度の感度。

−自動車の用途：ダッシュボードの一部は非伝導性である必要がある。

−可能な集積化（部品又は集積回路）。

２つの復調された音声出力が可能であることに注目されたい。１つの可能な出力は、ＶＣＯ（即ち、Ｖｃ（ｔ））の制御電圧を持つ狭帯域ＦＭ（又は位相）である。別の可能な出力は、単純な周波数−電圧変換器により電圧に変換される、規則的なＬＤＡパルス周波数出力を持つ広帯域ＦＭである。

図２２は、アンテナによるデジタルチャンネル調整を伴うＬＤＡベースのＦＭ無線受信器の実施形態を表わす。この実施形態は、少なくとも以下の違いはあるが、図２１に表わされた以前の実施形態に類似する。第１に、図２２に表わされた実施形態は、アンテナ（２２１０）、ＬＮＡ（２２０９）、及び再生式ＬＤＡ（２２０４）を含有するため、非常に高い感度を提供することができる。第２に、適切なアンテナは、自動車のダッシュボードなどの仕切りを介する最良の結合及び貫通のために磁気Ｈ（ループ）及び電界Ｅ（モノポール／ダイポール）の受け取りを埋め込む（ｅｍｂｅｄｄｉｎｇ）、同じプリント回路基板上に印刷することができる、ほぼ全方向性の小さな（例えば２平方インチの）アンテナ（２２１０）である。個の使用に非常に適切且つ好ましいプリントアンテナは、その幾何学的配列によりＨとＥ両方の界を最大限にするＣＰＬアンテナである。

本明細書に記載される特徴を備えたＬＤＡベースのＦＭ無線受信器は、デジタル無線、衛星無線などのために構築され得る。同様のタイプのトポロジーが、衛星無線とデジタル無線に使用され得る。

ＬＤＡは、ＦＭ受信器、ＡＭ受信器、又は、組み合わされたＦＭ及びＡＭの受信器と復調器に使用され得る。ＦＭ復調を持つＬＤＡ受信器の１つの利点は、それがＦＭ、ＡＭ、又は両方を同時に復調することができるということである。これにより、従来の判別器に対する数ｄＢの利得が提供される。別の利点は、優れた選択性を提供するＬＤＡの高周辺比率である。例えば、ＦＭ無線の場合、高周辺比率は、弱い信号を聞く一方で強い信号が非常に接近している場合に、より優れた音声品質を可能にする（例えば、強い信号と弱い信号の両方を判別する能力を持つ）。

図２３は、ＦＳＫ又は周波数ホッピングスペクトル拡散方式ＦＨ−ＳＳ変調の、ＦＭ−ＬＤＡ及びＰＬＬに基づく、高感度の、低雑音の増幅器の置換を表す。この実施形態は、デジタルＦＭ信号及びデジタルＦＭ ＦＨ−ＳＳの固有の復調を標的とすることができる。

ＦＭモードのＬＤＡ（２３０４）は、高感度でＦＳＫ入力（２３１０）変調を実質的に復調することができる。ＰＬＬ（２３０２）においてＬＤＡを加えることにより、より高い周辺比率で選択性を増加させ、混信阻止を増加させ、及び、所望される狭帯域又は広帯域チャンネルを正確に選択することを可能にすることができる。これは、ＢＢ又は低ＩＦに対する直接の復調であり、ここにはスーパーヘテロダインステージは無い。入力雑音帯域幅は、全体の周波数帯（チャンネルＢＷより多い）、又は、反対に１つのみの特定のチャンネルを覆うこともある。しかし、両方の場合、再生因子は信号対雑音比を増加させることもある。

出力は、以下の１つから、及び用途に依存して選択されてもよい：

−Ｆ＿Ｄａｔａ＿ｏｕｔ：出力が、Ｆ＿ｒｅｐとも称される繰返し周波数出力である。データのビットはそれぞれ、瞬時周波数（パルス間のＦ＿ｒｅｐの瞬間の期間にわたって正確なものであること）として提供される。出力は、準デジタル及び無感覚の雑音である。雑音の問題を生じることなく必要とされる場合、それは効果的に長尺ケーブルへ送信され得る。また、データが周波数領域にあるので、高価であり電力を大量に消費する高速ＡＤＣは必要とされない。データは、図１０と１１に関して以前に議論された回路、及び送達されたデータ（ｋ）により抽出され得る。

−Ｄａｔａ＿ｏｕｔ（ｔ）：データは、ベースバンド周波数で（Ｆｍａｘに対して０Ｈｚ）既に変換される。Ｄａｔａ＿ｏｕｔ（ｔ）出力電圧は、制限された信号形成、又は、以前に強調した場合に強調の度合いを弱めることにより僅かに処理され得る。

−ＮＢ ＦＭ ｄａｔａ＿ｏｕｔ（ｔ）：これは、入力信号に追従しようと試みるＰＬＬのための位相補正又は狭帯域ＦＭに値が相当する、偶然にもＰＬＬのＶＣＯのための制御電圧である、狭帯域（ＮＢ）ＦＭ電圧出力である。ＰＬＬの帯域幅は、システムが正確に作用するために正確に（通常はデータ率よりも下に）設定されなければならない。

別の実施形態において、及び入力雑音帯域幅の更なる低減に関して、１セットの選択可能な並列及び直列の共振器は、ＬＤＡに追加され得る。集積回路において実施された場合、加えられた複雑性は、もはや関連する因子ではないこともある。

更なる実施形態において、回路は、１以上のセンサーから発せられる１以上の周波数変調信号の増幅及び復調のために使用され得る。典型的な適用は、温度又は他の物理的パラメータの周波数関数で発振する水晶共振子などのセンサーを覆うこともある。入力は無線式でも有線式でもよい。幾つかのインピーダンス整合又は分極／バイアスネットワークは、１以上のセンサー及びＦＭ−ＬＤＡをインターフェースするために使用され得る。他のセンサーは、圧電センサー、加速度センサー、センサーのアレイまでも含み得る。変調は、周波数のチャーピング又は掃引を含み得る。また別の実施形態において、選択性が最も重要である場合、スーパーヘテロダインステージが、図２４Ａと２４Ｂに示されるような入力に加えられ得る。図２４Ａは、スーパーヘテロダイントポロジーによるＦＳＫ又はＦＨ−ＳＳ変調のための、ＦＭ−ＬＤＡに基づく高感度の、低雑音の増幅器の実施形態を表す。

図２４Ａ及び２４Ｂは、ＦＭ ＬＤＡ及びスーパーヘテロダイン受信に基づく、ＦＳＫ受信器（２４０１）のＬＮＡ置換の実施形態を表す。回路レベルで、スーパーヘテロダイントポロジーの利点は、高位フィルタを適用してそれにより高選択性を獲得することを可能にする、固定入力周波数を生成することであり得る。また、ミキサー出力（２４０２）が一般的にフィルタ処理される他の事項（ｔｅｒｍｓ）の中のＬＯ１の１つを引いたＲＦの周波数の差異に等しい中間周波数ＩＦを提供するように、図２４ＡにおいてＲＦと呼ばれる変更可能なチャンネル周波数がＬＯ１の上の変更可能な周波数によって選択されるので、受信チェーンにおける追従回路は、どんなチャンネルが選択されようとも、固定周波数で信号を処理する。言い換えると、ＬＯ１は、ＲＦ周波数におけるＮチャンネルの中の１つのチャンネルを選択する、及び、選択したチャンネルにかかわらず、周波数、及び中間の固定周波数ＩＦでそれをダウンコンバートするなどのために、受信器によって選択される。実質的に狭帯域増幅器及び再生式デバイスであるＬＤＡは、高位のフィルタリングによる操作の周波数帯域幅の外部で周波数成分をフィルタ処理する。それは、高い切断周波数及び低い切断周波数の両方の上での高位のフィルタリングを備えた、能動バンドパスフィルタの機能性を示す。ＬＤＡの１つの用途は、成分又はサブシステムの置換として、より多くの範囲、より多くの信号対雑音比、より多くのダイナミックレンジ、及び、より多くの混信阻止を提供する。ＬＤＡ解法（ｓｏｌｕｔｉｏｎ）が、産業におけるＶＣＯモジュールのために現在行われるように、集積回路又は小さなモジュールに統合される場合、それは、多くのＦＭ／ＦＳＫ／ＦＨ−ＳＳ受信器におけるＲＦ低雑音増幅器のＬＮＡの高性能ドロップイン代替品であり得る。値は、完全に受信器を再設計することなく性能を向上させるが、１つの成分と交換する。

図２４Ｂの実施形態において、標準ＲＦ ＬＮＡは、ＦＭ復調を持つＬＤＡに基づく回路と交換され得る。多くの利点は、限定されないが次のものを含む、そのような代替品を作ることによって、引き出され得る：

−高感度（非常に弱い信号を再生する）。

−高周辺比率による高い選択性（近い及び遠い周波数干渉を拒否する）。

−高ダイナミックレンジ（弱い乃至強い信号）。

−低雑音帯域幅（通常のＬＮＡとして全体の周波数帯を増幅しない）。

−干渉の高い拒否。

−役に立つ周波数帯の外側の中程度−強い干渉による、飽和の高い拒否。

この実施形態はまた、高周辺比率により、古典的なスーパーヘテロダイン受信器に対する優れた性能、主に、高感度、交ダイナミックレンジ、強力な干渉の高い拒否、及び、高選択性を有する。この実施形態は、ＦＭの狭い又は広い帯域の変調、デジタルＦＳＫ又はＦＭをベースとするＦＨ−ＳＳに使用され得る。

ＲＦ入力信号が固定ＦＭ帯域の上にある場合、ローカル発振器ＬＯ１及びＬＯ２は固定され得る。信号が周波数帯（即ち、周波数の範囲）におけるチャンネルにある場合、ローカル発振器ＬＯ１及びＬＯ２は調整可能となり得る。入力信号がデジタルＦＭ及び周波数ホッピングスペクトル拡散方式である場合、ＬＯ１とＬＯ２は機敏であり、且つ、それらの周波数を変更し、チャンネル間で望まれるように入力ＲＦ信号に追従することができる。ＬＤＡのスーパーヘテロダイン構造及び高周辺比率は、干渉の高選択性及び高い拒否を提供する。ＬＮＡは、役に立つ周波数帯全体を覆うことが出来る一方、本明細書に開示されるＬＤＡ技術は、選択されたチャンネルに焦点を当てる。それ故、性能は上記で列挙されるように優れている。

図２４Ｂにおける入力信号は、Ｆ＿ＲＦ−Ｆ＿ＬＯ１で固定ＩＦ周波数に対してミキサー（２４０２）を使用してダウンコンバートされる。Ｆ＿ＲＦ＋Ｆ＿ＬＯ１での望まれない成分は、周波数選択性であり、且つＩＦ周波数を与えられた帯域幅ｆ＿ＩＦ＋／−ＢＷに整合させるように設計される、ＬＤＡ（２４０３）によってフィルタ処理される。ＬＤＡ（２４０３）は、入力信号を再生し、それにより、ミキサー（２４０２）の後にまで高感度を提供する。ＬＮＡ（２４０４）は、感度を更に改善し、且つ入力ポートへの分離を増加させ、且つＲＦエネルギーが入力（ミキサー（２４０２）及びアンテナ（２４０１））上で直る（ｌｉｃｋ ｏｕｔ）のを回避するために、ＬＤＡ（２４０３）に統合され得る。ＬＤＡ（２４０３）の出力周波数繰り返しは、最も高いデータ入力より少なくとも１〜２倍速い場合がある。２つのシナリオが現われ得る：第１に、ＬＤＡは、入力データのシンボルレートと同期せず、ナイキスト基準を尊重するために、出力頻度Ｆ＿ｒｅｐは最も高い入力データ率よりも少なくとも２倍高くなければならない。２）第２に、ＬＤＡは、入力データの記号レートと同期され、この場合、出力周波数Ｆ＿ｒｅｐは、実際に計数されるものが、入力データの１つよりも２倍以上でなければならないＦ＿ｒｅｐの変化率であるので、少なくとも１つの（ｏｎｃｅ）最も高い入力データ率であり得る。最後に、それは、出力ＲＦ周波数で別のミキサー（２４０６）及びＬＯ２と混合され（アップコンバートされ）、ＲＦに戻る。

出力信号は、Ｆ＿ＲＦ−２×Ｆ＿ｒｅｐで画像を包含することができたことに注目されたい。ほとんどの場合、以下の受信ステージは、周波数チャンネルからのどの信号も拒否し、それ故、これは任意の問題を引き起こさない場合がある。必要な場合、イメージリジェクションミキサーは、Ｆ＿ＲＦ−２×Ｆ＿ｒｅｐで画像を取り消すために使用され得る。

図２５は、ＦＭ−ＬＤＡ ＬＮＡ置換の例を表す。ＬＮＡ（２５０１）は、ＲＦ入力（２５０２）、ＲＦ出力（２５０３）、１以上の電圧供給（２５０７）、及び接地接続（２５０４）を有し得る。加えて、ＬＮＡは、位相同期される（ｐｈａｓｅ ｃｏｈｅｒｅｎｔ）ために、受信器基準周波数（２５０５）との接続を有し得る。また、選択された周波数帯に１より多くのチャンネルがある場合、チャンネル入力情報（２５０６）が提供され得る。それは、例えば９１３ＭＨｚではナンバー９１３の、デジタル・ワードであり得る。この数は、２進の「１１１００１０００１」、１６進の「３９１」、又は他のものにおいてコード化され得る。

図２６は、ＦＭモード及びＰＬＬにおけるＬＤＡに基づく、ＦＳＫ受信器のＬＮＡ置換の別の実施形態を表す。この実装は、図２４Ｂに表わされた実施形態に似ているが、幾つかの点でより単純である。ＲＦ ＬＮＡと比較すると、図２６に表わされた実施形態は、高感度、高判別性、及び高い混信阻止を有し得る。ＬＤＡ（２６０１）が役に立つ周波数帯全体を覆い、広帯域であり、基準局部発振器（２６０３）にロックされたＰＬＬ（２６０２）の使用により正確なチャンネルへと設定され得るような、ヘテロダイン効果は生じない。入力雑音帯域幅は、チャンネルが選択される役に立つ周波数帯全体を包含し得るので、より大きくなり得る。結果として、受信感度は低減しない。しかし、それは再生式であるため、もしあれば、何が影響力となり得るのかを判定することは、明白ではない。

図２７は、ＦＭ−ＬＤＡベースのＦＳＫリピータの実施形態を表す。そのような無線リピータの実装はＬＮＡ置換に類似する。しかし、様々な差異が可能である。１つの差異は、ミキサー（２７０６）の出力ＲＦに対する周波数が非常に接近しているので、出力画像が拒否されない、又は十分に拒否されず、それにより、出力ミキサー（２７０６）がイメージリジェクションミキサーと交換され得ることである。随意の電力増幅器（２７０７）及び帯域フィルタ（２７０８）が加えられてもよく、再放射アンテナ（２７０９）を最終的に供給してもよい。アナログリピータは、別のチャンネル、さもなくばシステムにある再送信周波数が自身を干渉し得るか、又は発振し得ることを要求する。同じ周波数で再送信するために、幾つかのインテリジェンス及びメモリが使用されてもよく、信号は、時分割多元接続ＴＤＭＡ持つ受信信号、又は、衝突回避ＣＳＭＡ／ＣＡプロトコルを持つ搬送波感知多重アクセスとは別に、再送信され得る。

ＦＭ ＬＤＡ対古典的ＦＭ検波器の別の利益は、ＦＭとＡＭの同時の復調により、約４ｄＢ以上の復調されたベースバンド量の追加をもたらすことができるということである。ＬＤＡは、ＦＭ変調を復調し、且つ、パルス間の瞬時周波数の変形が入力信号ｖ（ｔ）に対応する、振幅と位相の情報を保持するＩＦ周波数に繰返し率を示し得る。信号は、ＦＶＣを供給してＶ＿ｏｕｔ（ｔ）を得ることにより、又は、デジタルＦＶＣを適用することにより抽出され得る。情報がＦＭ変調されるので、繰返し出力パルス信号は雑音に対する感度が無い。これは、雑音の多い環境にわたる、又は長いラインにわたる信号の伝達が必要とされる用途に役立ち得る。

「ａｍｏｎｇ ｏｔｈｅｒｓ」、「ｃａｎ」、「ｃｏｕｌｄ」、「ｍｉｇｈｔ」、「ｍａｙ」、「ｅ．ｇ．」などの、本明細書で使用される条件的な言語は、特に明記されない限り、又はさもなくば使用されるような範囲内で理解されない限り、通常は、特定の例が特定の特徴、要素、及び／又は工程を含む一方で他の例はそれらを含まないことを伝えるように意図される。
故に、そのような条件的な言語は一般的に、著者の入力又はプロンプテイングの有無にかかわらず、特徴、要素、及び／又は工程が任意の特定の例に含まれるか又はその例において実行されねばならないかにかかわらず、特徴、要素、及び／又は工程が、１以上の例に必要とされる任意の方法であること、又は、１以上の例が必ず決定のための論理を含むことを示すように、意図される。用語「含む（ｃｏｍｐｒｉｓｉｎｇ）」、「含む（ｉｎｃｌｕｄｉｎｇ）」、「有する（ｈａｖｉｎｇ）」などは同意語であり、包括的に無制限の様式で使用され、そして、付加的な要素、特徴、作用、操作などを排除しない。また、用語「又は」は、例えば、要素のリストを接続するために使用される場合に、用語「又は」がリストにおける要素の１つ、幾つか、又は全てを意味するように、包括的な意味において使用される（その排他的な意味において使用されない）。

総じて、上述の様々な特徴及び処理は、互いに独立して使用されるか、又は、異なる方法で組み合わせられてもよい。全ての可能な組み合わせ及びサブ組み合わせは、本開示の範囲内にあるように意図される。加えて、特定の方法又は処理ブロックは、幾つかの実装において省略され得る。本明細書に記載される方法及び処理はまた、任意の特定の配列に限定されず、それに関係するブロック又は状態は、適切な他の配列において行なうことができる。例えば、記載されるブロック又は状態が、具体的に開示される以外の順に行われ、多数のブロック又は状態は、単一のブロック又は状態で組み合わせられ得る。例となるブロック又は状態は、直列、並列、又は、幾つかの他の様式で行われ得る。ブロック又は状態は、開示された例に加えられるか、又はそこから取り除かれてもよい。本明細書に記載される、例となるシステム及び成分は、記載される元のとは異なって構成されてもよい。例えば、要素は、開示された例に加えられ、そこから取り除かれ、又は、それと比較して再配置されてもよい。

特定の例又は例示的な例が記載されてきた一方で、これらの例は、ほんの一例として提示され、本明細書に開示される主題の範囲を限定するようには意図されない。実際、本明細書に記載される新規の方法及びシステムは様々な他の形態で具体化されてもよい。添付の特許請求の範囲及びその同等物は、本明細書に開示される主題の特定の範囲及び精神の中にあるように、そのような形態又は修正をカバーするように意図される。

Claims (64)

1. 通信装置の受信チェーンに使用されるシステムであって、該システムは：
   入力信号を受信し、且つ入力信号に基づいて発振を生成するように構成される増幅回路；
   ほぼ０の位相領域を備える周波数通過帯域の転送応答を確立するように構成される、１以上の四極の共振回路であって、１以上の四極の共振回路は増幅回路に結合され、且つシステムの動作周波数を確立するように構成される、１以上の四極の共振回路；
   一連の電圧スパイクを生成するために発振を定期的に固定及び再開するように、増幅回路に結合され且つ予め定めた閾値に基づいて発振を終えるように構成されるサンプリング回路であって、ここで、電圧スパイクの瞬時周波数は、入力信号の周波数変調（ＦＭ）及び振幅変調（ＡＭ）の変調情報を搬送して、出力信号として出力され、及び、出力信号は入力信号とは異なる周波数を有する、サンプリング回路；及び
   増幅器によって生成された入力信号と発振から出力信号を分離するために、増幅器回路とサンプリング回路の間に結合される、低域通過フィルタ回路
   を含むシステム。
2. 低域通過フィルタ回路とサンプリング回路は、ダイオードを含有する回路を含む、ことを特徴とする請求項１に記載のシステム。
3. 低域通過フィルタ回路とサンプリング回路は、インダクタを含有する回路を含む、ことを特徴とする請求項１に記載のシステム。
4. 電圧スパイクを受信し、且つ、ＦＭ及びＡＭの変調情報をベースバンド周波数にもたらすことによりＦＭ及びＡＭの変調情報を復調するように構成される周波数対電圧回路を更に含む、請求項１に記載のシステム。
5. 出力信号は、サンプリング回路のアクティブノード、増幅器のバイアス又は基地、増幅器の出力、又は四極のアクティブノードの１以上によって出力される、ことを特徴とする請求項１に記載のシステム。
6. サンプリング回路は、周波数変調を実質的に復調するように構成される、ことを特徴とする請求項１に記載のシステム。
7. システムは、入力信号の信号強度にかかわらず、ＦＭ及びＡＭの変調情報の１つ又は両方を復調するように構成される、ことを特徴とする請求項１に記載のシステム。
8. ＦＭ及びＡＭの変調の１つ又は両方の復調は、付加的な検出感度の利得を提供する、ことを特徴とする請求項１に記載のシステム。
9. システムは、入力信号の信号強度にかかわらず、ＦＭ及びＡＭの変調情報の１つ又は両方を復調するように構成される、ことを特徴とする請求項１に記載のシステム。
10. システムは、高い信号感度を提供するために固有の低い利得及び構造に基づいて、ノイズフロアから入力信号を再生するように構成される、ことを特徴とする請求項１に記載のシステム。
11. 入力信号はＡＭ入力を含み、出力信号は周波数出力を含む、ことを特徴とする請求項１に記載のシステム。
12. システムは、高い信号感度を提供するために固有の低い利得及び構造に基づいて、ノイズフロアから入力信号を再生するように構成される、ことを特徴とする請求項１に記載のシステム。
13. システムは、周辺比率に予め定めた感度のレベルを提供する、ことを特徴とする請求項１に記載のシステム。
14. システムは、周波数−電圧変換器又はアナログ検出器の１以上を使用して、出力信号を繰返し周波数出力から電圧出力に変換するように構成される、ことを特徴とする請求項１に記載のシステム。
15. システムは、繰返し周波数出力をデジタルパルスに適合させ、及び、以下：
    即時の周波数測定を行い、その後、デジタル電圧出力を得るためにデジタル基準化関数を行なう工程；又は
    デジタル電圧出力を得るためにインバーター機能及びデジタル基準化関数を行なった後の時間を測定する工程
    の少なくとも１つを実行することにより、出力信号を繰返し周波数出力からデジタル電圧に変換するように構成される、ことを特徴とする請求項１に記載のシステム。
16. デジタル電圧出力のデジタルパルス間の期間は、特定の速度でクロックを使用して計数される、ことを特徴とする請求項１５に記載のシステム。
17. デジタル電圧出力から測定するための最小の期間よりも小さい、ほぼ２^Ｎの時間のクロックは、デジタル電圧出力にＮビットの２進の精度を提供するために使用される、ことを特徴とする請求項１６に記載のシステム。
18. システムは、ノイズフロアから弱い信号の再生を可能にするために約１．００１〜約３の範囲で利得を提供するように構成される、ことを特徴とする請求項１に記載のシステム。
19. １以上の四極の共振回路は、ＬＣ回路、ＳＡＷ、ＢＡＷ、与えられたインピーダンスの伝達のライン、与えられた長さの伝達のライン、又はスタブによる伝達のラインの少なくとも１つを含む、ことを特徴とする請求項１に記載のシステム。
20. システムは、入力バイアスを受信するように構成される、ことを特徴とする請求項１に記載のシステム。
21. 入力バイアスは、温度補償電流源又は温度補償電圧源の１以上を含む、ことを特徴とする請求項２０に記載のシステム。
22. 入力バイアスは電流源又は電圧源の１以上を含む、ことを特徴とする請求項２０に記載のシステム。
23. 増幅回路は、トランジスタ、増幅器、ダイオード、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）、金属酸化膜半導体（ＭＯＳ）、デュアルゲート増幅器、ＧａＮ増幅器、Ｓｉ増幅器、又はシリコンの相補的金属酸化物半導体（ＳｉＣＭＯＳ）の１以上を含む、ことを特徴とする請求項１に記載のシステム。
24. 通信装置の受信チェーンに使用されるシステムであって、該システムは：
    入力信号を受信し、且つ入力信号に基づいて発振を生成するように構成される増幅回路；
    ほぼ０の位相領域を備える周波数通過帯域の転送応答を確立するように構成される、１以上の四極の共振回路であって、１以上の四極の共振回路は増幅回路に結合され、且つシステムの動作周波数を確立するように構成される、１以上の四極の共振回路；
    一連の電圧スパイクを生成するために発振を定期的に固定及び再開するように、増幅回路に結合され且つ予め定めた閾値に基づいて発振を終えるように構成されるサンプリング回路であって、ここで、電圧スパイクの瞬時周波数は、入力信号のＦＭ及びＡＭの変調の情報を搬送して、出力信号として出力され、及び、出力信号は入力信号とは異なる周波数を有する、サンプリング回路；
    増幅器によって生成された入力信号と発振から出力信号を分離するために、増幅器回路とサンプリング回路の間に結合される、低域通過フィルタ回路；
    入力信号又は出力信号の少なくとも１つを受信し、且つ入力信号又は出力信号の１つ以上の整合及び結合を改善するように構成される整合回路；及び
    入力信号と整合回路の間の分離回路であって、分離回路は、後方へのエネルギーの漏出を低減するように構成される、分離回路
    を含むシステム。
25. 分離回路は、サーキュレーター、スプリッター、カプラー、及び減衰器の１以上を持つ受動回路を含む、ことを特徴とする請求項２４に記載のシステム。
26. 分離回路は、低雑音増幅器（ＬＮＡ）及び増幅器の１以上を持つ能動回路を含む、ことを特徴とする請求項２４に記載のシステム。
27. 通信装置の受信チェーンに使用される対数検出器増幅器であって、該対数検出器増幅器は：
    ＦＭ入力信号を受信するように構成されるＦＭ受信器；
    入力信号を受信し、且つＦＭ入力信号に基づいて発振を生成するように構成される増幅器；
    増幅器に結合される少なくとも１つの四極であって、少なくとも１つの四極は並列共振回路及び直列共振回路を有し、且つ、ＦＭ入力信号をフィルタ処理し及び目標周波数で増幅器を共振させるための帯域フィルタとして構成される、少なくとも１つの四極；及び
    一連の電圧スパイクを生成するために発振を定期的に固定及び再開するように、増幅器に結合され且つ予め定めた閾値に基づいて発振を終えるように構成されるサンプリング回路であって、ここで、電圧スパイクの瞬時周波数は、ＦＭ入力信号のＦＭ変調情報を搬送して、ＦＭ出力信号として出力される、サンプリング回路
    を含み；
    ここで、目標周波数は変更可能であり、対数検出器増幅器の少なくとも１つのパラメータに基づく
    ことを特徴とする対数検出器増幅器。
28. 対数検出器増幅器の少なくとも１つのパラメータは少なくとも１つの四極の静電容量を含む、ことを特徴とする請求項２７に記載の対数検出器増幅器。
29. 目標周波数は、少なくとも１つの四極の静電容量を変えることにより変えられる、ことを特徴とする請求項２８に記載の対数検出器増幅器。
30. 目標周波数は、少なくとも１つの四極の並列共振回路の静電容量を変えることにより変えられる、ことを特徴とする請求項２７に記載の対数検出器増幅器。
31. 少なくとも１つの四極の並列共振回路は、変更可能な静電容量又は調整可能な静電容量の何れかを有し、少なくとも１つの四極の並列共振回路の静電容量はアナログ制御装置又はデジタル制御装置の何れかを使用して変えられ得る、ことを特徴とする請求項３０に記載の対数検出器増幅器。
32. 少なくとも１つの四極の並列共振回路の静電容量はアナログ制御装置を使用して変えられ、ここで、アナログ制御装置は、変更可能なキャップボタン、ポテンショメータ、又は、デジタル−アナログの制御装置を備えたマイクロコントローラを含む、ことを特徴とする請求項３０に記載の対数検出器増幅器。
33. 少なくとも１つの四極の並列共振回路の静電容量はデジタル制御装置を使用して変えられ得、ここで、デジタル制御装置は、マイクロコントローラ、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）、又は論理回路を含む、ことを特徴とする請求項３１に記載の対数検出器増幅器。
34. 出力繰返し周波数は、サンプリング回路の予め定めた閾値レベルを変えることにより変えられ、前記閾値レベルは、抵抗器又は静電容量の値の変更により変えられ得る、ことを特徴とする請求項２７に記載の対数検出器増幅器。
35. 目標周波数は、増幅器のバイアスを変えることにより変えられる、ことを特徴とする請求項２７に記載の対数検出器増幅器。
36. 目標周波数は、約８８ＭＨｚ乃至約１０８ＭＨｚの範囲内で変更可能である、ことを特徴とする請求項２７に記載の対数検出器増幅器。
37. ＦＭ入力信号はデジタルＦＭ変調ＲＦ信号であり、デジタルＦＭ変調ＲＦ信号は、周波数偏移変調（ＦＳＫ）信号、ガウス周波数偏移変調（ＧＦＳＫ）信号、ｎ−ＦＳＫ信号、ガウスｎ−ＦＳＫ信号、最小偏位変調（ＭＳＫ）信号、又はガウス最小偏位変調（ＧＭＳＫ）信号、ガウスフィルタリング、ｎ進のＦＳＫ信号、デジタル変調の１以上を含む、ことを特徴とする請求項２７に記載の対数検出器増幅器。
38. 目標周波数は、約１ＧＨｚ、約１６８ＭＨｚ、約４３３ＭＨｚ、約８６８ＭＨｚ、及び約９０２ＭＨｚの少なくとも１つ含む、ことを特徴とする請求項３７に記載の対数検出器増幅器。
39. 閉鎖ループ構成中にあり、且つ、発振を基準位相又は基準周波数と比較するように構成される位相ロックループ（ＰＬＬ）であって、ＰＬＬは、値の範囲内で目標周波数を変更するように構成される、位相ロックループを更に含む、請求項２７に記載の対数検出器増幅器。
40. ＰＬＬによる目標周波数の変化は、正確に特定のチャンネルを選択するために、温度に関連したドリフトを補正するために、又は、固定許容範囲に合わせて調節するために行われ得る、ことを特徴とする請求項３９に記載の対数検出器増幅器。
41. ＰＬＬは、ＰＬＬのパラメータの変更により目標周波数を変更するように構成され、ＰＬＬのパラメータは、ディバイダＭ又はリファレンスディバイダＮ又は基準周波数の少なくとも１つを含む、ことを特徴とする請求項３９に記載の対数検出器増幅器。
42. スーパーヘテロダイントポロジーにおけるＦＭ受信器に使用されるシステムであって、該システムは：
    第１の予め定めた周波数で第１の中間信号を受信するように構成される対数検出器増幅器（ＬＤＡ）であって、ＬＤＡは、第１の中間信号に基づいて発振を生成し、発振から変調情報を判定し、第２の予め定めた周波数で第２の中間信号を生成するように構成される、対数検出器増幅器；
    入力周波数で無線周波数（ＲＦ）入力信号を受信し、且つ第１の予め定めた周波数でＲＦ入力信号を第１の中間信号に変換するように構成される第１のミキサーであって、入力周波数は周波数の範囲内にある、第１のミキサー；及び
    入力周波数と第１の予め定めた周波数との間の差の指標を第１のミキサーに提供するように構成される、第１の変更可能な発振器
    を含むシステム。
43. ＲＦ入力信号は、ＦＭ無線信号、デジタルＦＭ無線信号、アナログＦＭ信号、周波数偏移変調（ＦＳＫ）信号、ガウス周波数偏移変調（ＧＦＳＫ）信号、ＨＤ無線信号、衛星無線信号、最小偏位変調（ＭＳＫ）信号、ガウス最小偏位変調（ＧＭＳＫ）信号、又はｎ進のデジタルＦＭ信号の少なくとも１つを含む、ことを特徴とする請求項４２に記載のシステム。
44. ＬＤＡは、第１の中間信号の感度を増加させて、且つＬＤＡの入力ポートを通る漏出を少なくするように構成される整合回路を含む、ことを特徴とする請求項４２に記載のシステム。
45. ＬＤＡは、入力ポートと整合回路との間で第１の中間信号を絶縁するように構成される低雑音増幅器を更に含む、ことを特徴とする請求項４４に記載のシステム。
46. 第１の変更可能な発振器に基準周波数を提供するように構成される周波数基準ソースを更に含む、請求項４２に記載のシステム。
47. 第１の変更可能な発振器に基準周波数を提供するように構成される制御装置を更に含む、請求項４２に記載のシステム。
48. 閉鎖ループ構成中にあり、且つ電圧制御発振器（ＶＣＯ）として作用するように構成される位相ロックループ（ＰＬＬ）であって、制御装置はＰＬＬに基準周波数を提供するように構成される、位相ロックループを更に含む、請求項４７に記載のシステム。
49. ＰＬＬのＮディバイダは、入力ＲＦ信号の周波数を調整するように構成され、ＬＤＡの出力はＰＬＬのＮディバイダに接続される、ことを特徴とする請求項４８に記載のシステム。
50. アナログ電圧周波数変換器、デジタル電圧周波数変換器、又はアナログＦＭ検波器の１以上を更に含む、請求項４２に記載のシステム。
51. 入力ＲＦ信号は有線式ＦＭ信号、無線式ＦＭ信号、アナログＦＭ信号、又はデジタルＦＭ信号の少なくとも１つを含む、ことを特徴とする請求項４２に記載のシステム。
52. 第２のミキサーは、第２の予め定めた周波数での第２の中間信号を、出力周波数を有する出力ＲＦ信号に変換するように構成され、出力周波数は周波数の範囲内にあり；及び
    第２の変更可能な発振器は、出力周波数と第１の予め定めた周波数との間の差の指標を第２のミキサーに提供するように構成される
    ことを特徴とする請求項４２に記載のシステム。
53. 第２の変更可能な発振器に基準周波数を提供するように構成される周波数基準ソースを更に含む、請求項５２に記載のシステム。
54. 第２の変更可能な発振器に基準周波数を提供するように構成される制御装置を更に含む、請求項５２に記載のシステム。
55. システムはリピータとして作動し、それにより、出力ＲＦ信号は入力ＲＦ信号における情報を反復し、出力ＲＦ信号は入力ＲＦ信号から増幅される、ことを特徴とする請求項５３に記載のシステム。
56. 入力周波数は出力周波数とは異なる、ことを特徴とする請求項５５に記載のシステム。
57. 入力周波数は出力周波数と同じであり、第２のミキサーは、完全なメッセージが入力信号を介して第１のミキサーにより受信された後、出力信号を介して完全なメッセージを出力するように構成される、ことを特徴とする請求項５５に記載のシステム。
58. 第２のミキサーに結合されるフィルタであって、出力信号から特定の周波数成分をフィルタ処理するように構成される、フィルタを更に含む、請求項５６に記載のシステム。
59. フィルタに結合される増幅器フィルタであって、フィルタ処理した出力信号を増幅するように構成される、増幅器フィルタを更に含む、請求項５８に記載のシステム。
60. フィルタは、高域通過フィルタ、バンドパスフィルタ、又は低域通過フィルタの１以上を含む、ことを特徴とする請求項５８に記載のシステム。
61. 通信装置の受信チェーンに使用されるシステムであって、該システムは：
    入力信号を受信し、且つ入力信号に基づいて発振を生成するように構成される増幅回路；
    増幅回路に結合され、且つシステムの動作周波数を確立するように構成される、１以上の並列共振回路；
    一連の電圧スパイクを生成するために発振を定期的に固定及び再開するように、増幅回路に結合され且つ予め定めた閾値に基づいて発振を終えるように構成されるサンプリング回路であって、ここで、電圧スパイクの瞬時周波数は、入力信号の周波数変調（ＦＭ）及び振幅変調（ＡＭ）の変調情報を搬送して、出力信号として出力され、及び、出力信号は入力信号とは異なる周波数を有する、サンプリング回路；及び
    増幅器によって生成された入力信号と発振から出力信号を分離するために、増幅器回路とサンプリング回路の間に結合される、低域通過フィルタ回路
    を含み；
    ここで、システムの動作周波数は、勾配検出を使用して入力ＦＭ信号変調がシステムの周波数応答の勾配上で復調されるように入力信号の周波数とは異なる
    ことを特徴とするシステム。
62. 入力ＦＭ信号変調は狭帯域ＦＭ信号変調である、ことを特徴とする請求項６１に記載のシステム。
63. 入力ＦＭ信号変調は広帯域ＦＭ信号変調である、ことを特徴とする請求項６１に記載のシステム。
64. 通信装置の受信チェーンに使用されるシステムであって、該システムは：
    入力信号を受信し、且つ入力信号に基づいて発振を生成するように構成される増幅回路；
    増幅回路に結合され、且つシステムの動作周波数を確立するように構成される、１以上の並列共振回路；
    一連の電圧スパイクを生成するために発振を定期的に固定及び再開するように、増幅回路に結合され且つ予め定めた閾値に基づいて発振を終えるように構成されるサンプリング回路であって、ここで、電圧スパイクの瞬時周波数は、入力信号の周波数変調（ＦＭ）及び振幅変調（ＡＭ）の変調情報を搬送する、サンプリング回路；
    増幅器によって生成された入力信号と発振から出力信号を分離するために、増幅器回路とサンプリング回路の間に結合される、低域通過フィルタ回路；及び
    整合ネットワークであって、入力信号から復調されたＦＭ信号を出力するように構成される低域フィルタが続き、整合ネットワークの入力は、増幅器の出力、増幅器の入力、１以上の並列共振回路内で分割されたキャパシタから成る群の１以上に接続され、出力信号は入力信号とは異なっている周波数を有する、整合ネットワーク
    を含み；
    ここで、システムの動作周波数は、勾配検出を使用して入力ＦＭ信号変調がシステムの周波数応答の勾配上で復調されるように入力信号の周波数とは異なる
    ことを特徴とするシステム。