JP2016500506A

JP2016500506A - 単極スイッチ電源

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Abstract

単極スイッチ電源は、交流電源から入力される交流電力を少なくとも２つの直流電源である第１の直流電源（６０６）及び第２の直流電源（６０７）に変換する二重電源整流手段（５０１）と、それぞれが第１の直流電源（６０６）及び第２の直流電源（６０７）を電力変換すると共に、直流電力を共通的に出力する第１のスイッチング回路（６０３）及び第２のスイッチング回路（６０５）を少なくとも備える複合開閉手段であって、第１の直流電源（６０６）が一つの格納コンデンサ（６０４）を介して第１のスイッチング回路（６０３）に接続され、第１のスイッチング回路（６０３）がスイッチング回路としての機能を果たせる任意の回路で、第２のスイッチング回路（６０５）がフライバック型スイッチング回路としての機能を有する回路である複合開閉手段と、を備える。本単極スイッチ電源は完全に力率補正を実施し出力保持時間を確保すると共に、電源変換効率を更に向上することができる。

Description

本発明は単極スイッチ電源に関し、詳しくは単極スイッチ電源装置に関するものである。

電気エネルギーは、人間に利用されるエネルギーのうち最も広く利用され且つ最も便利なものである。世界でのエネルギー消耗の急速化に伴い、電気エネルギーに対する利用率、特に電力電子変換電源の稼働率を向上することはますます重視されてくる。電力を利用する装置の入力側電源として、そのエネルギー効率は装置全体のエネルギー効率に影響を大いに与えるから、入力側電源のエネルギー効率が高められない限り、装置全体としての電気エネルギーの効率がそれよりも高くなることがなく、低くなる一方である。

図１ないし図４は従来の典型的な４種類の単管単極高周波スイッチ電源トポロジー回路の適用形態を示し、ほとんどはパワーの小さいＡＣ／ＤＣスイッチ電源にしか用いられない。ここで、最も簡単なのは図１に示すようにアクティブクランプネットワーク１０１が備えられ、出力格納コンデンサの電圧が低すぎて、クランプネットワークの制御が複雑化され、且つ量の少ない損失が生じているから、電圧の低く電流の大きい場合に適用しにくい欠点が顕著になる。

図２に示すものは、回路にパワーダイオードが２つ追加されたため、大型化及びコストの上昇及びクランプネットワークの損失を増やしてしまう問題がある。図３に示すものの問題は完全な単極ではなく単極半体であるから、その力率の補正が難しいだけでなく、パワースイッチがオンされる時に、インダクタンス及びトランスからの２倍の電流による応力を受けられたため、オンによる消耗を更に増やしてしまう。

図４に示すものは、パッシブクランプネットワーク１０２が備えられ、効率が高められないだけでなく、一対のパワーダイオードを追加したため、消耗も体積もコストも増加され、更に同様なのは、パワースイッチがオンされた時に、インダクタンス及びトランスからの２倍の電流による応力を受けられたため、オンによる消耗を更に増やしてしまう。

現在では高周波スイッチ電源の管理基準において厳しく要求される複数種類の高度変換エネルギー効率及び工事用の高い指標に対応できる高周波スイッチ電源としては、少なくとも交互式、単極、ソフトスイッチ、同期整流、出力管理など、業界における複数の先端技術を備えなければならない。しかし、現在の単極高周波スイッチ電源は性能面ではまだ汎用的に効果的に向上されておらず、つまり、産業化及び商品化への推進が実施し難いことを意味している。

そこで、本発明の実施例は単極スイッチ電源において、交流電源から入力される交流電力を少なくとも２つの直流電源である第１の直流電源及び第２の直流電源に変換する二重電源整流手段と、それぞれが第１の直流電源及び第２の直流電源を電力変換すると共に、直流電力を共同的に出力する第１のスイッチング回路及び第２のスイッチング回路を少なくとも備える複合開閉手段であって、第１の直流電源が一つの格納コンデンサを介して第１のスイッチング回路に接続され、第１のスイッチング回路がスイッチング回路としての機能を果たせる任意の回路で、第２のスイッチング回路がフライバック型スイッチング回路電源としての機能を有する回路である複合開閉手段と、を備える単極スイッチ電源を提供する。

本発明による単極二重電源トポロジーを有し、損失なしでクランプでき、複数の相が交互にオン・オフされ、二重電源制御を集積したスイッチ電源を利用することにより、完全に力率補正を実施し出力保持時間を確保すると共に、電源変換効率を更に向上することができる。

以下、本発明についての上記目的及びその他の目的、特徴や利点をより理解しやすいために、最適な実施例を挙げて、更に添付の図面を参照しながら詳しく説明する。

以下、本発明の実施例又は従来技術の技術案をより明瞭的に説明するために、実施例又は従来技術の記述に用いられる図面を簡単に説明するが、以下に述べる図面は本発明の実施例に過ぎず、当業者が進歩的な工夫をせずにそれらの図面から他の図面を得られるのは明らかなことである。
従来のスイッチ電源トポロジー回路図である。従来のスイッチ電源トポロジー回路図である。従来のスイッチ電源トポロジー回路図である。従来のスイッチ電源トポロジー回路図である。本発明に係る単極スイッチ電源の構成のブロック図である。本発明に係る単極スイッチ電源のトポロジー回路の原理を示す図である。本発明に係る単極スイッチ電源の電流と電圧の関係を示す図である。本発明に係る単極スイッチ電源のトポロジー回路の原理を示す図である。本発明に係る単極スイッチ電源のトポロジー回路の原理を示す図である。本発明に係る単極スイッチ電源のトポロジー回路の原理を示す図である。本発明に係る単極スイッチ電源の一実施例の回路図である。本発明の一実施例に係る単相単極スイッチ二重電源制御集積回路を示す図である。本発明に係る単極スイッチ電源の他の一実施例の回路図である。本発明の他の一実施例に係る二相単極スイッチ二重電源制御集積回路を示す図である。

以下、本発明の実施例における図面を参照しながら、本発明の実施例に係る技術案を明瞭的に完全的に説明するが、当然、以下に述べる実施例は本発明の実施例の一部に過ぎず全部のものではない。本発明の実施例に基づき、当業者が進歩的な工夫をせずに得られる他のあらゆる実施例も、本発明の保護範囲に含まれる。

本発明は単極スイッチ電源を開示し、図５に示すのは本発明の開示による単極スイッチ電源の構成のブロック図である。本発明の開示による単極スイッチ電源は、交流電源から入力される交流電力を二本の直流電源である第１の直流電源及び第２の直流電源に変換する二重電源整流手段５０１と、それぞれが第１の直流電源及び第２の直流電源についての力率補正を行い、補正された直流電力を出力する第１のスイッチング回路５０２１及び第２のスイッチング回路５０２２を備える複合開閉手段であって、第１の直流電源が一つの格納コンデンサを介して第１のスイッチング回路に接続され、第２のスイッチング回路がフライバック型スイッチ電源である複合開閉手段５０２と、を備える。本実施例では、二重電源整流手段５０１は、それぞれの交流入力側が並列接続され、直流出力のマイナス側が並列接続されることで、入力された交流電力を二本の直流電源に変換する２つの整流ブリッジを備える。

本発明による単極スイッチ電源は、複合開閉手段５０２による充電電流を交流電源に帰還してクローズ回路を構成する合流手段５０３と、複合開閉手段５０２の第１のスイッチング回路及び第２のスイッチング回路を制御する二重電源制御手段５０４とを備える。

図６に示す本発明による単極スイッチ電源のトポロジー回路の原理図のように、整流ブリッジ６０１及び整流ブリッジ６０２の交流入力側を並列で、直流出力のマイナス側を並列で接続することで、二重電源による整流ネットワークを構成し、この整流ネットワークに、単相交流電源から二本の直流電源である直流電源６０６及び直流電源６０７を発生する２つの交流入力電極及び３つの直流出力電極が備えられ、そのうち一方の直流電源６０６は入力格納大容量コンデンサ６０４を備え、格納用電源と言われ、他方の直流電源６０７は入力格納大容量コンデンサ６０４を備えず、交番用電源と言われ、この二本の直流電源で二重電源直流電力供給源を構成している。

直流電源６０７はフライバック型スイッチトポロジー回路６０５を介して交流電力を直流電力に変換する。直流電源６０６はスイッチトポロジー回路６０３を介して格納大容量コンデンサ６０４の電気エネルギーを直流電力に変換する。ここで、スイッチトポロジー回路６０３は任意のスイッチトポロジー回路であり、フォワード型、フライバック型、プッシュプール型、ブリッジ型、又はスイッチング回路の機能を果たせる回路のいずれか一つでもよい。また、２つのスイッチトポロジー回路の出力を並列で接続することにより直流電力を出力して、出力コンデンサ６０９に格納する。

本発明による単極スイッチ電源は、計測抵抗と合流計測抵抗とからなる商用電源周波数合流ネットワークを更に備える。２つの抵抗が直列に接続されるように構成され、直列に接続された一端が二重電源で整流し出力された電圧のマイナス側に、他端が商用電源周波数交番電流Ｉ_ＰＦＣに、抵抗列の中央点が商用電源周波数充電電流Ｉ_ＣＨＧにそれぞれ接続されている。スイッチトポロジー回路６０３に流れる商用電源周波数充電電流Ｉ_ＣＨＧに、格納大容量コンデンサ６０４に対する交流電力による充電電流が反映されて、スイッチトポロジー回路６０５に流れる商用電源周波数交番電流Ｉ_ＰＦＣに、電源による交流電流への調整電流が反映されている。スイッチ電源全体に流れる電流をＩ_ＡＣとすると、三者の定量関係が次の式で表す。
Ｉ_ＡＣ＝Ｉ_ＣＨＧ＋Ｉ_ＰＦＣ

三者の関係が図７に示されている。ここで、格納電源の電圧Ｖ_ＣＨＧはほとんどがリップル直流電源であり、交番電源の電圧Ｖ_ＡＣは交流電源に追従する全波直流電源である。図から分かるように、充電電流Ｉ_ＣＨＧの大きさ及び形状は電源の負荷状況のみで決められ、スイッチ電源全体に流れる電流Ｉ_ＡＣは電源の負荷状況と力率との両方で決められるのに対して、スイッチトポロジー回路の交番電流Ｉ_ＰＦＣは上記２種類の電流で唯一に決められ、それを数式で次のように表す。
Ｉ_ＰＦＣ＝Ｉ_ＡＣ―Ｉ_ＣＨＧ

スイッチトポロジー回路の交番電流Ｉ_ＰＦＣは二重電源制御装置を決定する目標関数のひとつとなっている。これは、二重電源スイッチトポロジー回路において力率を補正する原理ともなっている。

二重電源整流トポロジーに少なくとも４種類の異なるトポロジー回路が含まれ、それぞれが図８、図９、図１０に示されている。ここで、図６は８つのダイオードからなる二重電源整流トポロジーを、図８は５つのダイオードからなる二重電源整流トポロジーを、図９は２つのダイオードからなる二重電源整流トポロジーを、図１０は６つのダイオードからなる二重電源整流トポロジーをそれぞれ示す。

本発明によるフライバック型スイッチング回路の動作中では、一次コイルに発生する過渡電圧によるエネルギーはクランプ回路で抑制され、本発明の実施例では、クランプネットワークは、第２のスイッチング回路のスイッチトランジスタのオフによる過渡電圧を抑える一次損失無しクランプネットワーク又は二次損失無しクランプネットワークである。二次損失無しクランプネットワークは直列接続されているインダクタンスとコンデンサとを備え、インダクタンスの一端が前記第２のスイッチング回路のトランスの二次コイルの出力側に、インダクタンスの他端がコンデンサの一端に、コンデンサの他端が二次側の出力であるアースにそれぞれ接続されている。一次損失無しクランプネットワークは直列接続されているインダクタンスとコンデンサとを備え、インダクタンスがトランスのコイルの一部であり、その一端が第２のスイッチング回路の一次コイルとスイッチトランジスタとの接続点に、インダクタンスの他端がコンデンサの一端に、コンデンサの他端が一次側の入力であるアースにそれぞれ接続されている。以下、具体的な回路を組み合わせて本発明の実施例を更に詳しく説明する。

実施の形態１．
二重電源単相単極ＡＣ／ＤＣ電源回路であって、図１１に示すように、本実施例による二重電源単相単極ＡＣ／ＤＣ電源回路は、交流整流ブリッジ１１０１と交流整流ブリッジ１１０２、大容量格納コンデンサ１１０３、トランス１１０４ａとトランス１１０４ｂ、一次損失無しクランプネットワーク１１０６、パワースイッチトランジスタ１１０８とパワースイッチトランジスタ１１０９、及び単相単極スイッチ二重電源制御集積回路を備える。

交流電力は二重電源交流整流ブリッジ１１０１及び交流整流ブリッジ１１０２で整流されてから二本の直流電源に分解されて、本実施例では、二本の直流電源を格納電源１１１１と交番電源１１１２という。格納電源回路に入力格納大容量コンデンサ１１０３があるが、交番電源にはないようにすることで、二重電源直流電力供給源を構成している。各直流電源はそれぞれのトランス１１０４ａとトランス１１０４ｂの一次コイルに接続され、２つの一次コイルの他端がそれぞれのスイッチトランジスタ１１０８と１１０９に接続されることにより、二本のシングルスイッチング回路を構成している。

交番電源に接続されるスイッチング回路は、電源の力率性能を調整できると共に、電源電力全体の半分ほどの電源変換電力を負担できるように、フライバック型スイッチ電源トポロジー、又は二相交互フライバック型スイッチング回路、又はフライバック型スイッチング回路の機能を果たせる任意の回路、又はそれらを相互に並列してなるスイッチング回路を利用することができる。

格納電源に接続されるスイッチング回路は周知の任意のスイッチ電源トポロジー、例えばフォワード型、フライバック型、プッシュプル型、又はブリッジ型、或いはそれらを相互に並列してなるスイッチング回路を利用することができる、即ちスイッチング回路の機能を果たせる任意の回路であってもよいが、ここではフライバック型スイッチ電源トポロジー回路を利用したのは、電源の出力特性、特に電圧が低く電流が大きい場合の出力性能を向上し、出力保持時間を確保すると共に、電源電力全体の半分ほどの電源変換電力を負担できるため、更にこのスイッチング回路のスイッチトランジスタの過渡電圧を抑えるためである。本実施例では、二次損失無しクランプネットワーク１１０７を用いてスイッチトランジスタのオフによる過渡電圧を抑制する。

直流出力電圧１１１３は出力サンプリングネットワーク１１１４におけるフォトカプラーを介して一次側の帰還複合信号ネットワーク１１５１に出力され、ゼロ電流検出信号１１１５と共に一つの同期複合信号ＳＹＮに合成してコントローラ１１２０に入力されてから、そのうちのデカプラー回路により本来のゼロ電流検出信号１１１５と直流出力電圧１１１３のフォトカプラーサンプル信号とに復元され、単相単極スイッチ二重電源制御集積回路はサンプル信号に基づき二本のスイッチング回路を同時に制御できるので、信号入力要素を一つ省くことができる。

格納電源１１１１のスイッチング回路の充電電流Ｉ_ＣＨＧは電流サンプリング抵抗１１１６に流れ、交番電源１１１２のスイッチング回路の力率制御電流Ｉ_ＰＦＣは電流サンプリング抵抗１１１７に流れ、この２つの電流が合流してから交流電源に流れる。交流電流の信号サンプルは交番電圧のサンプル信号ＶＡＣから間接的に得られ、力率制御電流サンプルＣＳが合流ネットワーク１１５０におけるサンプリング抵抗１１１６とサンプリング抵抗１１１７の電圧の和から得られるようにすることにより、単相力率制御電流の式Ｉ_ＰＦＣ＝Ｉ_ＡＣ―Ｉ_ＣＨＧを満足させるようにし、予め定められる力率補正効果を得られるようになる。

本発明による単極スイッチ電源の一次損失無しクランプネットワーク１１０６の詳しい動作原理は次のようにする。

一次損失無しクランプネットワーク１１０６は直列接続されているインダクタンスとコンデンサとからなり、インダクタンスがトランス１１０４ｂの一次コイルの一部であり、その一端が一次コイルとスイッチトランジスタ１１０８との接続点に、インダクタンスの他端がコンデンサの一端に、コンデンサの他端がトランス１１０４ｂの一次コイルの入力であるアースにそれぞれ接続されている。

スイッチトランジスタ１１０８はオンすると、そこに流れる電流はトランス１１０４ｂの一次コイルの格納インダクタンスの電流に加えて、クランプネットワーク１１０６においてコンデンサからクランプネットワークにおけるインダクタンスへの放電電流も含まれ、この時コンデンサに吸収される電気エネルギーはインダクタンスの磁気エネルギーに損失無しで変換され、一次コイルの格納インダクタンスの電流と共に格納動作に寄与することができる。

スイッチトランジスタ１１０８はオフすると、トランス１１０４ｂの一次コイルで過渡に跳ね返ったポテンシャルによる電気エネルギーは、クランプネットワークにおけるインダクタンスを介してクランプネットワークのコンデンサに格納されているので、過渡に跳ね返ったポテンシャルによる電気エネルギーを損失無しで抑制することができる。また、クランプネットワークにおけるインダクタンスとそのトランス３０４ｂの一次コイルとは同一の磁気体にあるが、誘導ポテンシャルの極性が逆であるので、この場合のインダクタンスのポテンシャルは過渡に跳ね返ったポテンシャルによる電気エネルギーを更に抑制することに有利する。

本発明による単極スイッチ電源の二次損失無しクランプネットワーク１１０７の詳しい動作原理は次のようにする。

スイッチトランジスタ１１０９はオンすると、トランス１１０４ａの一次コイルは格納タイミングとなり、その二次コイルに電流が流れないので、クランプネットワーク１１０７における格納コンデンサに格納された電気エネルギーがインダクタンスに放電され、コンデンサに吸収された電気エネルギーがインダクタンスの電流に損失無しで変換され、インダクタンスにおける磁気エネルギーによる電流と共に出力用負荷に寄与することができる。

スイッチトランジスタ１１０９はオフすると、トランス１１０４ａの一次コイルで過渡に跳ね返ったポテンシャルによる電気エネルギーは、二次コイルを介してクランプネットワーク１１０７における格納コンデンサに結合され、跳ね返ったポテンシャルによる電気エネルギーはコンデンサに格納されるように早く吸収され、スイッチトランジスタ１１０９で過渡に跳ね返ったポテンシャルによる電気エネルギーを損失無しで抑制することができる。

本実施例では、パワースイッチトランジスタ１１０８のオフによる過渡電圧は、一つの一次損失無しクランプネットワーク１１０６で抑制され、前記クランプネットワーク１１０６は一つのコンデンサと一つのインダクタンスとからなり、このインダクタンスを構成するコイルはトランス１１０４ｂと共通の磁気回路を共用し、そのうちのコンデンサは過渡に上昇された電圧を快速に吸収するものであり、インダクタンスはトランスでの格納動作中では、コンデンサに吸収される過渡電圧によるエネルギーを回収してトランスに格納するものであり、そのクランプ効果はコンデンサの容量の大きさで調整することができる。

本実施例では、パワースイッチトランジスタ１１０９のオフによる過渡電圧は、一つの二次損失無しクランプネットワーク１１０７で抑制され、そのうちのコンデンサはトランス１１０４ａの一次から二次に結合される過渡に上昇された電圧を快速に吸収するものであり、インダクタンスはトランスの非出力期間ではコンデンサに吸収される過渡電圧によるエネルギーを回収して出力保持コンデンサ１１１０に格納するものであり、そのクランプ効果はコンデンサの容量の大きさで調整することもできる。前記二種類のクランプネットワークにはエネルギーの格納及び回復に参与する消耗素子がないので、前記二種類のクランプネットワークはいずれも損失無しクランプネットワークである。

図１２に示す本実施例の単相単極スイッチ二重電源制御集積回路１１２０は、少なくとも一つのフライバック型スイッチ電源コントローラ１１２２例えば一般の集積回路の型番がＬ６５６２又は類似なコントローラと、一つのフライバック型スイッチ電源コントローラ１１２３例えば一般の集積回路の型番がＵＣ３８４２又は類似なコントローラと、一つの帰還信号デカプラー１１２４とで構成される。コントローラ１１２２はパワースイッチ１１０８を制御するものであり、コントローラ１１２３はパワースイッチ１１０９を制御するものであり、帰還信号デカプラー１１２４は帰還複合信号ＳＹＮをゼロ電流検出信号ＺＣＤ及び出力電圧帰還信号ＦＢに復元するものである。

実施の形態２．
二相交互単極ＡＣ／ＤＣ電源回路は図１３に示すように、少なくとも二重電源交流整流ブリッジ１３０１と１３０２、大容量格納コンデンサ１３０３、一つの二相交互フライバック型スイッチトポロジー回路１３０４、一つの任意の種類のスイッチトポロジー回路１３０５、待機電源である一つの選択可能な任意の種類のスイッチトポロジー回路１３０６、及び一つの二相交互単極スイッチ二重電源制御集積回路で構成される。

二相交互単極スイッチ二重電源制御集積回路は図１４に示す。交流電力は二重電源交流整流ブリッジ１３０１及び１３０２で整流されてから２つの直流電源である格納電源と交番電源とに分解されている。格納電源回路に入力格納大容量コンデンサ１３０３があるが、交番電源にはないようにすることで、二重電源直流電力供給源を構成している。交番電源に接続されるスイッチング回路は、電源の力率性能を調整すると共に、電源電力全体の半分ほどの電源変換電力を負担できるようにするために、二相交互フライバック型スイッチ電源トポロジーしか用いられない。格納電源に接続されるスイッチング回路は、周知の任意のスイッチ電源トポロジー、例えばフォワード型、フライバック型、プッシュプル型、又はブリッジ型のいずれか一つが用いられるが、ここでは、電源の出力特性、特に電圧が低く電流が大きい場合の出力性能を向上し、出力保持時間を確保すると共に、電源電力全体の半分ほどの電源変換電力を負担できるために、ＬＬＣ共振ブリッジスイッチ電源トポロジー回路を採用している。

直流出力電圧ＶＤＣは、出力サンプリングネットワーク１３１４におけるフォトカプラーを介して一次側の帰還複合信号ネットワーク１３５１に出力され、帰還複合信号ネットワーク１３５１のゼロ電流検出信号と共に一つの同期複合信号ＳＹＮ１に合成し、更に図１４に示すコントローラ１３２０に入力されてから、そのうちのデカプラー回路１３２４ａにより本来のゼロ電流検出信号と直流出力電圧のフォトカプラーサンプル信号とに復元され、それによって信号入力要素を一つ省くことができる。

待機直流出力電圧ＶＳＢは、出力サンプリングネットワーク１３４４におけるフォトカプラーを介して一次側の帰還複合信号ネットワーク１３５２に出力され、帰還複合信号ネットワーク１３５２のゼロ電流検出信号と共に一つの同期複合信号ＳＹＮ２に合成し、更にコントローラに入力されてから、そのうちのデカプラー回路１３２４ｃにより本来のゼロ電流検出信号と待機直流出力電圧のフォトカプラーサンプル信号とに復元され、それによって信号入力要素をもう一つ省くことができる。

待機電源スイッチトポロジー回路は、２つの抵抗で構成される同期複合信号ネットワーク１３５３を一つ有するフライバック型トポロジー回路を利用しており、そのスイッチング電流サンプル信号ＣＳとゼロ電流検出信号ＺＣｓｂとは一つの複合信号Ｃｓｂに合成してコントローラに入力されてから、更にそのうちのデカプラー回路１３２４ｂにより本来の回路１３５３のゼロ電流検出信号ＺＣｓｂとスイッチング電流サンプル信号ＣＳとに復元され、それによって信号入力要素をもう一つ省くことができる。

格納電源１３１１のスイッチング回路の充電電流Ｉ_ＣＨＧは電流サンプリング抵抗１３１６に流れ、交番電源のスイッチング回路の力率制御電流Ｉ_ＰＦＣは電流サンプリング抵抗１３１７ａに流れる電流Ｉ_{ＰＦＣ＿ａ}と電流サンプリング抵抗１３１７ｂに流れる電流Ｉ_{ＰＦＣ＿ｂ}との和であり、この３つの電流が合流してから交流電源に流れる。交流電流の信号サンプルは交番電圧のサンプル信号ＶＡＣから間接的に得られるものであり、力率制御電流サンプルＣＳ１ａ及びＣＳ１ｂは合流ネットワーク１３５０におけるサンプリング抵抗１３１６とサンプリング抵抗１３１７ａ及び１３１７ｂの電圧の和からそれぞれ得られたので、下記の二相交互力率制御電流を表す式
Ｉ_ＰＦＣ＝Ｉ_{ＰＦＣ＿ａ}＋Ｉ_{ＰＦＣ＿ｂ}
Ｉ_ＰＦＣ＝Ｉ_ＡＣ―Ｉ_ＣＨＧ
を満足させることにより、予め定められた力率補正効果を得られるようになる。

単相単極スイッチ二重電源制御集積回路１３２０は、少なくとも一つの二相交互フライバック型スイッチ電源コントローラ１３２２例えば一般の集積回路の型番がＦＡＮ９６１２又は類似なコントローラと、一つのＬＬＣ共振型スイッチ電源コントローラ１３２３例えば一般の集積回路の型番がＵＣＣ２５６００又は類似なコントローラと、３つの信号デカプラー１３２４ａ、１３２４ｂ、１３２４ｃとで構成される。コントローラ１３２２はスイッチングトポロジー回路１３０４を制御するものであり、コントローラ１３２３はスイッチングトポロジー回路１３０５を制御するものであり、帰還信号デカプラー１３２４ａは帰還複合信号ＳＹＮ１をゼロ電流検出信号ＺＣＤ１及び出力電圧帰還信号ＦＢとの２つの信号に復元するものであり、帰還信号デカプラー１３２４ｃは帰還複合信号ＳＹＮ２をゼロ電流検出信号ＺＣＤ２及び待機出力電圧帰還信号ＦＢｓｂとの２つの信号に復元するものであり、同期信号デカプラー１３２４ｂは同期複合信号Ｃｓｂをゼロ電流検出信号ＺＣｓｂ及び待機スイッチ電流サンプル信号ＣＳとの２つの信号に復元するものである。

本発明による二重電源スイッチトポロジー回路は従来の２つの単一電源スイッチトポロジー回路に相当するが、２つのトポロジー回路の制御信号の一部は相関性のあるものである。従って、２つのトポロジー回路の従来のコントローラ１１２２、１１２３を単相二重電源コントローラ１１２０に集積する、或いは２つのトポロジー回路の従来のコントローラ１３２２、１３２３を二相交互二重電源コントローラ１３２０に集積することにより、二重電源スイッチトポロジー回路の複雑度を低下でき、実用性を強化することができる。

本発明では、具体的な実施例を用いて本発明の原理及び実施形態を説明したが、以上の実施例の説明はただ本発明の方法及びその主旨を理解するためのものである。また、当業者は本発明の主旨に基づいて、具体的な実施形態及びその適用範囲を変更することができることは無論である。上述したように、本明細書の記載内容は本発明を限定すると理解できない。

Claims

単極スイッチ電源において、
交流電源から入力される交流電力を少なくとも２つの直流電源である第１の直流電源及び第２の直流電源に変換する二重電源整流手段と、
それぞれが前記第１の直流電源及び前記第２の直流電源を電力変換すると共に、
直流電力を共通的に出力する第１のスイッチング回路及び第２のスイッチング回路を少なくとも備える複合開閉手段であって、
前記第１の直流電源が一つの格納コンデンサを介して第１のスイッチング回路に接続され、
前記第１のスイッチング回路がスイッチング回路としての機能を果たせる任意の回路であり、
前記第２のスイッチング回路がフライバック型スイッチング回路としての機能を有する回路である複合開閉手段と、
を備えることを特徴とする単極スイッチ電源。
前記二重電源整流手段は２つの整流ブリッジを備え、
前記整流ブリッジは交流入力側が並列接続され、
２つの整流ブリッジは直流出力のマイナス側が並列接続され、
２つの整流ブリッジの直流出力のプラス側が二重電源整流手段の２つの直流出力側とされることを特徴とする請求項１に記載の単極スイッチ電源。
前記複合開閉手段は、
前記第２のスイッチング回路のスイッチトランジスタのオフによる過渡電圧を抑える一次損失無しクランプネットワーク及び／又は二次損失無しクランプネットワークを備えることを特徴とする請求項１に記載の単極スイッチ電源。
前記二次損失無しクランプネットワークは、
直列接続されているインダクタンスとコンデンサとを備え、
前記インダクタンスの一端が前記第２のスイッチング回路のトランスの二次コイルの出力側に、
前記インダクタンスの他端がコンデンサの一端に、
前記コンデンサの他端が二次コイルの出力であるアースにそれぞれ接続されていることを特徴とする請求項３に記載の単極スイッチ電源。
前記一次損失無しクランプネットワークは、
直列接続されているインダクタンスとコンデンサとを備え、
前記インダクタンスが第２のスイッチング回路のトランスのトランス用一次コイルの一部であり、
その一端が前記第２のスイッチング回路の一次コイルとスイッチトランジスタとの接続点に、
前記インダクタンスの他端がコンデンサの一端に、
前記コンデンサの他端が一次コイルの入力であるアースにそれぞれ接続されていることを特徴とする請求項３に記載の単極スイッチ電源。
前記単極スイッチ電源は、
前記複合開閉手段を介して第１のスイッチング回路に流れる充電電流及び第２のスイッチング回路に流れるスイッチング電流を前記交流電源に帰還する合流手段を更に備えることを特徴とする請求項１に記載の単極スイッチ電源。
前記合流手段は少なくとも２つの直列接続されている抵抗を備え、
前記２つの直列接続されている抵抗は、
一端が二重電源整流手段の直流出力のマイナス側に、
他端が第２のスイッチング回路のスイッチトランジスタのアース側に接続されることで、力率補正電流を入力できるようにし、
前記２つの直列接続されている抵抗は、
中央点が前記格納コンデンサのマイナス側に接続されることで、第１のスイッチング回路の前記格納コンデンサの充電電流を受け取れるようにし、
前記力率補正電流及び前記格納コンデンサの充電電流は前記複合開閉手段を流れる合流電流に合流して前記交流電源に帰還されることを特徴とする請求項６に記載の単極スイッチ電源。
前記単極スイッチ電源は、
前記複合開閉手段の第１のスイッチング回路及び第２のスイッチング回路を制御する二重電源制御手段を更に備えることを特徴とする請求項１に記載の単極スイッチ電源。
前記二重電源制御手段は単相二重電源制御回路であり、
前記単相二重電源制御回路は、
前記第２のスイッチング回路を制御するフライバック型スイッチ電源コントローラと、
前記第１のスイッチング回路を制御する第１のスイッチ電源コントローラと、
を備えることを特徴とする請求項８に記載の単極スイッチ電源。
前記単相二重電源制御回路は、
帰還複合信号をゼロ電流検出信号と出力電圧帰還信号に復元する帰還信号デカプラーを更に備えることを特徴とする請求項９に記載の単極スイッチ電源。
前記二重電源制御手段は二相交互二重電源制御回路であり、
前記二相交互二重電源制御回路は、
前記第２のスイッチング回路を制御する二相交互フライバック型スイッチ電源コントローラと、
前記第１のスイッチング回路を制御する第１のスイッチ電源コントローラと、
を備えることを特徴とする請求項８に記載の単極スイッチ電源。
前記二相交互二重電源制御回路は、
帰還複合信号をゼロ電流検出信号と出力電圧帰還信号に復元する帰還信号デカプラーを更に備えることを特徴とする請求項９に記載の単極スイッチ電源。
前記二相交互二重電源制御回路は、
同期複合信号をゼロ電流検出信号と待機スイッチ電流サンプル信号に復元する同期信号デカプラーを更に備えることを特徴とする前記の請求項９に記載の単極スイッチ電源。