JP2016500506A5 - - Google Patents
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Description
本発明はシングルステージスイッチ電源に関し、詳しくはシングルステージスイッチ電源装置に関するものである。
電気エネルギーは、人間に利用されるエネルギーのうち最も広く利用され且つ最も便利なものである。世界でのエネルギー消耗の急速化に伴い、電気エネルギーに対する利用率、特に電力電子変換電源の稼働率を向上することはますます重視されてくる。電力を利用する装置の入力側電源として、そのエネルギー効率は装置全体のエネルギー効率に影響を大いに与えるから、入力側電源のエネルギー効率が高められない限り、装置全体としての電気エネルギーの効率がそれよりも高くなることがなく、低くなる一方である。
図1ないし図4は従来の典型的な4種類の単管シングルステージ高周波スイッチ電源トポロジー回路の適用形態を示し、ほとんどはパワーの小さいAC/DCスイッチ電源にしか用いられない。ここで、最も簡単なのは図1に示すようにアクティブクランプネットワーク101が備えられ、出力格納コンデンサの電圧が低すぎて、クランプネットワークの制御が複雑化され、且つ量の少ない損失が生じているから、電圧の低く電流の大きい場合に適用しにくい欠点が顕著になる。
図2に示すものは、回路にパワーダイオードが2つ追加されたため、大型化及びコストの上昇及びクランプネットワークの損失を増やしてしまう問題がある。図3に示すものの問題は完全なシングルステージではなくシングルステージ半体であるから、その力率の補正が難しいだけでなく、パワースイッチがオンされる時に、インダクタンス及びトランスからの2倍の電流による応力を受けられたため、オンによる消耗を更に増やしてしまう。
図4に示すものは、パッシブクランプネットワーク102が備えられ、効率が高められないだけでなく、一対のパワーダイオードを追加したため、消耗も体積もコストも増加され、更に同様なのは、パワースイッチがオンされた時に、インダクタンス及びトランスからの2倍の電流による応力を受けられたため、オンによる消耗を更に増やしてしまう。
現在では高周波スイッチ電源の管理基準において厳しく要求される複数種類の高度変換エネルギー効率及び工事用の高い指標に対応できる高周波スイッチ電源としては、少なくとも交互式、シングルステージ、ソフトスイッチ、同期整流、出力管理など、業界における複数の先端技術を備えなければならない。しかし、現在のシングルステージ高周波スイッチ電源は性能面ではまだ汎用的に効果的に向上されておらず、つまり、産業化及び商品化への推進が実施し難いことを意味している。
そこで、本発明の実施例はシングルステージスイッチ電源において、交流電源から入力される交流電力を少なくとも2つの直流電源である第1の直流電源及び第2の直流電源に変換する二重電源整流手段と、それぞれが第1の直流電源及び第2の直流電源を電力変換すると共に、直流電力を共同的に出力する第1のスイッチング回路及び第2のスイッチング回路を少なくとも備える複合開閉手段であって、第1の直流電源が一つの格納コンデンサを介して第1のスイッチング回路に接続され、第1のスイッチング回路がスイッチング回路としての機能を果たせる任意の回路で、第2のスイッチング回路がフライバック型スイッチング回路電源としての機能を有する回路である複合開閉手段と、を備えるシングルステージスイッチ電源を提供する。
本発明によるシングルステージ二重電源トポロジーを有し、損失なしでクランプでき、複数の相が交互にオン・オフされ、二重電源制御を集積したスイッチ電源を利用することにより、完全に力率補正を実施し出力保持時間を確保すると共に、電源変換効率を更に向上することができる。
以下、本発明についての上記目的及びその他の目的、特徴や利点をより理解しやすいために、最適な実施例を挙げて、更に添付の図面を参照しながら詳しく説明する。
以下、本発明の実施例又は従来技術の技術案をより明瞭的に説明するために、実施例又は従来技術の記述に用いられる図面を簡単に説明するが、以下に述べる図面は本発明の実施例に過ぎず、当業者が進歩的な工夫をせずにそれらの図面から他の図面を得られるのは明らかなことである。
従来のスイッチ電源トポロジー回路図である。
従来のスイッチ電源トポロジー回路図である。
従来のスイッチ電源トポロジー回路図である。
従来のスイッチ電源トポロジー回路図である。
本発明に係るシングルステージスイッチ電源の構成のブロック図である。
本発明に係るシングルステージスイッチ電源のトポロジー回路の原理を示す図である。
本発明に係るシングルステージスイッチ電源の電流と電圧の関係を示す図である。
本発明に係るシングルステージスイッチ電源のトポロジー回路の原理を示す図である。
本発明に係るシングルステージスイッチ電源のトポロジー回路の原理を示す図である。
本発明に係るシングルステージスイッチ電源のトポロジー回路の原理を示す図である。
本発明に係るシングルステージスイッチ電源の一実施例の回路図である。
本発明の一実施例に係る単相シングルステージスイッチ二重電源制御集積回路を示す図である。
本発明に係るシングルステージスイッチ電源の他の一実施例の回路図である。
本発明の他の一実施例に係る二相シングルステージスイッチ二重電源制御集積回路を示す図である。
以下、本発明の実施例における図面を参照しながら、本発明の実施例に係る技術案を明瞭的に完全的に説明するが、当然、以下に述べる実施例は本発明の実施例の一部に過ぎず全部のものではない。本発明の実施例に基づき、当業者が進歩的な工夫をせずに得られる他のあらゆる実施例も、本発明の保護範囲に含まれる。
本発明はシングルステージスイッチ電源を開示し、図5に示すのは本発明の開示によるシングルステージスイッチ電源の構成のブロック図である。本発明の開示によるシングルステージスイッチ電源は、交流電源から入力される交流電力を二本の直流電源である第1の直流電源及び第2の直流電源に変換する二重電源整流手段501と、それぞれが第1の直流電源及び第2の直流電源についての力率補正を行い、補正された直流電力を出力する第1のスイッチング回路5021及び第2のスイッチング回路5022を備える複合開閉手段であって、第1の直流電源が一つの格納コンデンサを介して第1のスイッチング回路に接続され、第2のスイッチング回路がフライバック型スイッチ電源である複合開閉手段502と、を備える。本実施例では、二重電源整流手段501は、それぞれの交流入力側が並列接続され、直流出力のマイナス側が並列接続されることで、入力された交流電力を二本の直流電源に変換する2つの整流ブリッジを備える。
本発明によるシングルステージスイッチ電源は、複合開閉手段502による充電電流を交流電源に帰還してクローズ回路を構成する合流手段503と、複合開閉手段502の第1のスイッチング回路及び第2のスイッチング回路を制御する二重電源制御手段504とを備える。
図6に示す本発明によるシングルステージスイッチ電源のトポロジー回路の原理図のように、整流ブリッジ601及び整流ブリッジ602の交流入力側を並列で、直流出力のマイナス側を並列で接続することで、二重電源による整流ネットワークを構成し、この整流ネットワークに、単相交流電源から二本の直流電源である直流電源606及び直流電源607を発生する2つの交流入力電極及び3つの直流出力電極が備えられ、そのうち一方の直流電源606は入力格納大容量コンデンサ604を備え、格納用電源と言われ、他方の直流電源607は入力格納大容量コンデンサ604を備えず、交番用電源と言われ、この二本の直流電源で二重電源直流電力供給源を構成している。
直流電源607はフライバック型スイッチトポロジー回路605を介して交流電力を直流電力に変換する。直流電源606はスイッチトポロジー回路603を介して格納大容量コンデンサ604の電気エネルギーを直流電力に変換する。ここで、スイッチトポロジー回路603は任意のスイッチトポロジー回路であり、フォワード型、フライバック型、プッシュプール型、ブリッジ型、又はスイッチング回路の機能を果たせる回路のいずれか一つでもよい。また、2つのスイッチトポロジー回路の出力を並列で接続することにより直流電力を出力して、出力コンデンサ609に格納する。
本発明によるシングルステージスイッチ電源は、計測抵抗と合流計測抵抗とからなる商用電源周波数合流ネットワークを更に備える。2つの抵抗が直列に接続されるように構成され、直列に接続された一端が二重電源で整流し出力された電圧のマイナス側に、他端が商用電源周波数交番電流IPFCに、抵抗列の中央点が商用電源周波数充電電流ICHGにそれぞれ接続されている。スイッチトポロジー回路603に流れる商用電源周波数充電電流ICHGに、格納大容量コンデンサ604に対する交流電力による充電電流が反映されて、スイッチトポロジー回路605に流れる商用電源周波数交番電流IPFCに、電源による交流電流への調整電流が反映されている。スイッチ電源全体に流れる電流をIACとすると、三者の定量関係が次の式で表す。
IAC=ICHG+IPFC
IAC=ICHG+IPFC
三者の関係が図7に示されている。ここで、格納電源の電圧VCHGはほとんどがリップル直流電源であり、交番電源の電圧VACは交流電源に追従する全波直流電源である。図から分かるように、充電電流ICHGの大きさ及び形状は電源の負荷状況のみで決められ、スイッチ電源全体に流れる電流IACは電源の負荷状況と力率との両方で決められるのに対して、スイッチトポロジー回路の交番電流IPFCは上記2種類の電流で唯一に決められ、それを数式で次のように表す。
IPFC=IAC―ICHG
IPFC=IAC―ICHG
スイッチトポロジー回路の交番電流IPFCは二重電源制御装置を決定する目標関数のひとつとなっている。これは、二重電源スイッチトポロジー回路において力率を補正する原理ともなっている。
二重電源整流トポロジーに少なくとも4種類の異なるトポロジー回路が含まれ、それぞれが図8、図9、図10に示されている。ここで、図6は8つのダイオードからなる二重電源整流トポロジーを、図8は5つのダイオードからなる二重電源整流トポロジーを、図9は2つのダイオードからなる二重電源整流トポロジーを、図10は6つのダイオードからなる二重電源整流トポロジーをそれぞれ示す。
本発明によるフライバック型スイッチング回路の動作中では、一次コイルに発生する過渡電圧によるエネルギーはクランプ回路で抑制され、本発明の実施例では、クランプネットワークは、第2のスイッチング回路のスイッチトランジスタのオフによる過渡電圧を抑える一次損失無しクランプネットワーク又は二次損失無しクランプネットワークである。二次損失無しクランプネットワークは直列接続されているインダクタンスとコンデンサとを備え、インダクタンスの一端が前記第2のスイッチング回路のトランスの二次コイルの出力側に、インダクタンスの他端がコンデンサの一端に、コンデンサの他端が二次側の出力であるアースにそれぞれ接続されている。一次損失無しクランプネットワークは直列接続されているインダクタンスとコンデンサとを備え、インダクタンスがトランスのコイルの一部であり、その一端が第2のスイッチング回路の一次コイルとスイッチトランジスタとの接続点に、インダクタンスの他端がコンデンサの一端に、コンデンサの他端が一次側の入力であるアースにそれぞれ接続されている。以下、具体的な回路を組み合わせて本発明の実施例を更に詳しく説明する。
実施の形態1.
二重電源単相シングルステージAC/DC電源回路であって、図11に示すように、本実施例による二重電源単相シングルステージAC/DC電源回路は、交流整流ブリッジ1101と交流整流ブリッジ1102、大容量格納コンデンサ1103、トランス1104aとトランス1104b、一次損失無しクランプネットワーク1106、パワースイッチトランジスタ1108とパワースイッチトランジスタ1109、及び単相シングルステージスイッチ二重電源制御集積回路を備える。
二重電源単相シングルステージAC/DC電源回路であって、図11に示すように、本実施例による二重電源単相シングルステージAC/DC電源回路は、交流整流ブリッジ1101と交流整流ブリッジ1102、大容量格納コンデンサ1103、トランス1104aとトランス1104b、一次損失無しクランプネットワーク1106、パワースイッチトランジスタ1108とパワースイッチトランジスタ1109、及び単相シングルステージスイッチ二重電源制御集積回路を備える。
交流電力は二重電源交流整流ブリッジ1101及び交流整流ブリッジ1102で整流されてから二本の直流電源に分解されて、本実施例では、二本の直流電源を格納電源1111と交番電源1112という。格納電源回路に入力格納大容量コンデンサ1103があるが、交番電源にはないようにすることで、二重電源直流電力供給源を構成している。各直流電源はそれぞれのトランス1104aとトランス1104bの一次コイルに接続され、2つの一次コイルの他端がそれぞれのスイッチトランジスタ1108と1109に接続されることにより、二本のシングルスイッチング回路を構成している。
交番電源に接続されるスイッチング回路は、電源の力率性能を調整できると共に、電源電力全体の半分ほどの電源変換電力を負担できるように、フライバック型スイッチ電源トポロジー、又は二相交互フライバック型スイッチング回路、又はフライバック型スイッチング回路の機能を果たせる任意の回路、又はそれらを相互に並列してなるスイッチング回路を利用することができる。
格納電源に接続されるスイッチング回路は周知の任意のスイッチ電源トポロジー、例えばフォワード型、フライバック型、プッシュプル型、又はブリッジ型、或いはそれらを相互に並列してなるスイッチング回路を利用することができる、即ちスイッチング回路の機能を果たせる任意の回路であってもよいが、ここではフライバック型スイッチ電源トポロジー回路を利用したのは、電源の出力特性、特に電圧が低く電流が大きい場合の出力性能を向上し、出力保持時間を確保すると共に、電源電力全体の半分ほどの電源変換電力を負担できるため、更にこのスイッチング回路のスイッチトランジスタの過渡電圧を抑えるためである。本実施例では、二次損失無しクランプネットワーク1107を用いてスイッチトランジスタのオフによる過渡電圧を抑制する。
直流出力電圧1113は出力サンプリングネットワーク1114におけるフォトカプラーを介して一次側の帰還複合信号ネットワーク1151に出力され、ゼロ電流検出信号1115と共に一つの同期複合信号SYNに合成してコントローラ1120に入力されてから、そのうちのデカプラー回路により本来のゼロ電流検出信号1115と直流出力電圧1113のフォトカプラーサンプル信号とに復元され、単相シングルステージスイッチ二重電源制御集積回路はサンプル信号に基づき二本のスイッチング回路を同時に制御できるので、信号入力要素を一つ省くことができる。
格納電源1111のスイッチング回路の充電電流ICHGは電流サンプリング抵抗1116に流れ、交番電源1112のスイッチング回路の力率制御電流IPFCは電流サンプリング抵抗1117に流れ、この2つの電流が合流してから交流電源に流れる。交流電流の信号サンプルは交番電圧のサンプル信号VACから間接的に得られ、力率制御電流サンプルCSが合流ネットワーク1150におけるサンプリング抵抗1116とサンプリング抵抗1117の電圧の和から得られるようにすることにより、単相力率制御電流の式IPFC=IAC―ICHGを満足させるようにし、予め定められる力率補正効果を得られるようになる。
本発明によるシングルステージスイッチ電源の一次損失無しクランプネットワーク1106の詳しい動作原理は次のようにする。
一次損失無しクランプネットワーク1106は直列接続されているインダクタンスとコンデンサとからなり、インダクタンスがトランス1104bの一次コイルの一部であり、その一端が一次コイルとスイッチトランジスタ1108との接続点に、インダクタンスの他端がコンデンサの一端に、コンデンサの他端がトランス1104bの一次コイルの入力であるアースにそれぞれ接続されている。
スイッチトランジスタ1108はオンすると、そこに流れる電流はトランス1104bの一次コイルの格納インダクタンスの電流に加えて、クランプネットワーク1106においてコンデンサからクランプネットワークにおけるインダクタンスへの放電電流も含まれ、この時コンデンサに吸収される電気エネルギーはインダクタンスの磁気エネルギーに損失無しで変換され、一次コイルの格納インダクタンスの電流と共に格納動作に寄与することができる。
スイッチトランジスタ1108はオフすると、トランス1104bの一次コイルで過渡に跳ね返ったポテンシャルによる電気エネルギーは、クランプネットワークにおけるインダクタンスを介してクランプネットワークのコンデンサに格納されているので、過渡に跳ね返ったポテンシャルによる電気エネルギーを損失無しで抑制することができる。また、クランプネットワークにおけるインダクタンスとそのトランス304bの一次コイルとは同一の磁気体にあるが、誘導ポテンシャルの極性が逆であるので、この場合のインダクタンスのポテンシャルは過渡に跳ね返ったポテンシャルによる電気エネルギーを更に抑制することに有利する。
本発明によるシングルステージスイッチ電源の二次損失無しクランプネットワーク1107の詳しい動作原理は次のようにする。
スイッチトランジスタ1109はオンすると、トランス1104aの一次コイルは格納タイミングとなり、その二次コイルに電流が流れないので、クランプネットワーク1107における格納コンデンサに格納された電気エネルギーがインダクタンスに放電され、コンデンサに吸収された電気エネルギーがインダクタンスの電流に損失無しで変換され、インダクタンスにおける磁気エネルギーによる電流と共に出力用負荷に寄与することができる。
スイッチトランジスタ1109はオフすると、トランス1104aの一次コイルで過渡に跳ね返ったポテンシャルによる電気エネルギーは、二次コイルを介してクランプネットワーク1107における格納コンデンサに結合され、跳ね返ったポテンシャルによる電気エネルギーはコンデンサに格納されるように早く吸収され、スイッチトランジスタ1109で過渡に跳ね返ったポテンシャルによる電気エネルギーを損失無しで抑制することができる。
本実施例では、パワースイッチトランジスタ1108のオフによる過渡電圧は、一つの一次損失無しクランプネットワーク1106で抑制され、前記クランプネットワーク1106は一つのコンデンサと一つのインダクタンスとからなり、このインダクタンスを構成するコイルはトランス1104bと共通の磁気回路を共用し、そのうちのコンデンサは過渡に上昇された電圧を快速に吸収するものであり、インダクタンスはトランスでの格納動作中では、コンデンサに吸収される過渡電圧によるエネルギーを回収してトランスに格納するものであり、そのクランプ効果はコンデンサの容量の大きさで調整することができる。
本実施例では、パワースイッチトランジスタ1109のオフによる過渡電圧は、一つの二次損失無しクランプネットワーク1107で抑制され、そのうちのコンデンサはトランス1104aの一次から二次に結合される過渡に上昇された電圧を快速に吸収するものであり、インダクタンスはトランスの非出力期間ではコンデンサに吸収される過渡電圧によるエネルギーを回収して出力保持コンデンサ1110に格納するものであり、そのクランプ効果はコンデンサの容量の大きさで調整することもできる。前記二種類のクランプネットワークにはエネルギーの格納及び回復に参与する消耗素子がないので、前記二種類のクランプネットワークはいずれも損失無しクランプネットワークである。
図12に示す本実施例の単相シングルステージスイッチ二重電源制御集積回路1120は、少なくとも一つのフライバック型スイッチ電源コントローラ1122例えば一般の集積回路の型番がL6562又は類似なコントローラと、一つのフライバック型スイッチ電源コントローラ1123例えば一般の集積回路の型番がUC3842又は類似なコントローラと、一つの帰還信号デカプラー1124とで構成される。コントローラ1122はパワースイッチ1108を制御するものであり、コントローラ1123はパワースイッチ1109を制御するものであり、帰還信号デカプラー1124は帰還複合信号SYNをゼロ電流検出信号ZCD及び出力電圧帰還信号FBに復元するものである。
実施の形態2.
二相交互シングルステージAC/DC電源回路は図13に示すように、少なくとも二重電源交流整流ブリッジ1301と1302、大容量格納コンデンサ1303、一つの二相交互フライバック型スイッチトポロジー回路1304、一つの任意の種類のスイッチトポロジー回路1305、待機電源である一つの選択可能な任意の種類のスイッチトポロジー回路1306、及び一つの二相交互シングルステージスイッチ二重電源制御集積回路で構成される。
二相交互シングルステージAC/DC電源回路は図13に示すように、少なくとも二重電源交流整流ブリッジ1301と1302、大容量格納コンデンサ1303、一つの二相交互フライバック型スイッチトポロジー回路1304、一つの任意の種類のスイッチトポロジー回路1305、待機電源である一つの選択可能な任意の種類のスイッチトポロジー回路1306、及び一つの二相交互シングルステージスイッチ二重電源制御集積回路で構成される。
二相交互シングルステージスイッチ二重電源制御集積回路は図14に示す。交流電力は二重電源交流整流ブリッジ1301及び1302で整流されてから2つの直流電源である格納電源と交番電源とに分解されている。格納電源回路に入力格納大容量コンデンサ1303があるが、交番電源にはないようにすることで、二重電源直流電力供給源を構成している。交番電源に接続されるスイッチング回路は、電源の力率性能を調整すると共に、電源電力全体の半分ほどの電源変換電力を負担できるようにするために、二相交互フライバック型スイッチ電源トポロジーしか用いられない。格納電源に接続されるスイッチング回路は、周知の任意のスイッチ電源トポロジー、例えばフォワード型、フライバック型、プッシュプル型、又はブリッジ型のいずれか一つが用いられるが、ここでは、電源の出力特性、特に電圧が低く電流が大きい場合の出力性能を向上し、出力保持時間を確保すると共に、電源電力全体の半分ほどの電源変換電力を負担できるために、LLC共振ブリッジスイッチ電源トポロジー回路を採用している。
直流出力電圧VDCは、出力サンプリングネットワーク1314におけるフォトカプラーを介して一次側の帰還複合信号ネットワーク1351に出力され、帰還複合信号ネットワーク1351のゼロ電流検出信号と共に一つの同期複合信号SYN1に合成し、更に図14に示すコントローラ1320に入力されてから、そのうちのデカプラー回路1324aにより本来のゼロ電流検出信号と直流出力電圧のフォトカプラーサンプル信号とに復元され、それによって信号入力要素を一つ省くことができる。
待機直流出力電圧VSBは、出力サンプリングネットワーク1344におけるフォトカプラーを介して一次側の帰還複合信号ネットワーク1352に出力され、帰還複合信号ネットワーク1352のゼロ電流検出信号と共に一つの同期複合信号SYN2に合成し、更にコントローラに入力されてから、そのうちのデカプラー回路1324cにより本来のゼロ電流検出信号と待機直流出力電圧のフォトカプラーサンプル信号とに復元され、それによって信号入力要素をもう一つ省くことができる。
待機電源スイッチトポロジー回路は、2つの抵抗で構成される同期複合信号ネットワーク1353を一つ有するフライバック型トポロジー回路を利用しており、そのスイッチング電流サンプル信号CSとゼロ電流検出信号ZCsbとは一つの複合信号Csbに合成してコントローラに入力されてから、更にそのうちのデカプラー回路1324bにより本来の回路1353のゼロ電流検出信号ZCsbとスイッチング電流サンプル信号CSとに復元され、それによって信号入力要素をもう一つ省くことができる。
格納電源1311のスイッチング回路の充電電流ICHGは電流サンプリング抵抗1316に流れ、交番電源のスイッチング回路の力率制御電流IPFCは電流サンプリング抵抗1317aに流れる電流IPFC_aと電流サンプリング抵抗1317bに流れる電流IPFC_bとの和であり、この3つの電流が合流してから交流電源に流れる。交流電流の信号サンプルは交番電圧のサンプル信号VACから間接的に得られるものであり、力率制御電流サンプルCS1a及びCS1bは合流ネットワーク1350におけるサンプリング抵抗1316とサンプリング抵抗1317a及び1317bの電圧の和からそれぞれ得られたので、下記の二相交互力率制御電流を表す式
IPFC=IPFC_a+IPFC_b
IPFC=IAC―ICHG
を満足させることにより、予め定められた力率補正効果を得られるようになる。
IPFC=IPFC_a+IPFC_b
IPFC=IAC―ICHG
を満足させることにより、予め定められた力率補正効果を得られるようになる。
単相シングルステージスイッチ二重電源制御集積回路1320は、少なくとも一つの二相交互フライバック型スイッチ電源コントローラ1322例えば一般の集積回路の型番がFAN9612又は類似なコントローラと、一つのLLC共振型スイッチ電源コントローラ1323例えば一般の集積回路の型番がUCC25600又は類似なコントローラと、3つの信号デカプラー1324a、1324b、1324cとで構成される。コントローラ1322はスイッチングトポロジー回路1304を制御するものであり、コントローラ1323はスイッチングトポロジー回路1305を制御するものであり、帰還信号デカプラー1324aは帰還複合信号SYN1をゼロ電流検出信号ZCD1及び出力電圧帰還信号FBとの2つの信号に復元するものであり、帰還信号デカプラー1324cは帰還複合信号SYN2をゼロ電流検出信号ZCD2及び待機出力電圧帰還信号FBsbとの2つの信号に復元するものであり、同期信号デカプラー1324bは同期複合信号Csbをゼロ電流検出信号ZCsb及び待機スイッチ電流サンプル信号CSとの2つの信号に復元するものである。
本発明による二重電源スイッチトポロジー回路は従来の2つの単一電源スイッチトポロジー回路に相当するが、2つのトポロジー回路の制御信号の一部は相関性のあるものである。従って、2つのトポロジー回路の従来のコントローラ1122、1123を単相二重電源コントローラ1120に集積する、或いは2つのトポロジー回路の従来のコントローラ1322、1323を二相交互二重電源コントローラ1320に集積することにより、二重電源スイッチトポロジー回路の複雑度を低下でき、実用性を強化することができる。
本発明では、具体的な実施例を用いて本発明の原理及び実施形態を説明したが、以上の実施例の説明はただ本発明の方法及びその主旨を理解するためのものである。また、当業者は本発明の主旨に基づいて、具体的な実施形態及びその適用範囲を変更することができることは無論である。上述したように、本明細書の記載内容は本発明を限定すると理解できない。
Claims (13)
- シングルステージスイッチ電源において、
交流電源から入力される交流電力を少なくとも2つの直流電源である第1の直流電源及び第2の直流電源に変換する二重電源整流手段と、
それぞれが前記第1の直流電源及び前記第2の直流電源を電力変換すると共に、
各種の整流をしてから直流電力を出力し並列に接続される第1のスイッチング回路及び第2のスイッチング回路を少なくとも備える複合開閉手段であって、
前記第1の直流電源が一つの格納コンデンサを介して第1のスイッチング回路に接続され、
前記第1のスイッチング回路がスイッチング回路としての機能を果たせる任意の回路であり、
前記第2のスイッチング回路がフライバック型スイッチング回路としての機能を有する回路であり、
前記第1のスイッチング回路に流れる商用電源周波数充電電流をICHGとし、
前記第2のスイッチング回路に流れる商用電源周波数充電電流をIPFCとし、
前記シングルステージスイッチ電源全体に流れる電流をIACとすると、
IAC=ICHG+IPFC
複合開閉手段と、
を備え、
前記複合開閉手段は、前記第2のスイッチング回路のスイッチトランジスタのオフによる過渡電圧を抑える一次損失無しクランプネットワークを更に備え、
前記一次損失無しクランプネットワークは、直列接続されている第1のインダクタンス及び第1のコンデンサのみを備えることを特徴とするシングルステージスイッチ電源。 - 前記二重電源整流手段は2つの整流ブリッジを備え、
前記整流ブリッジは交流入力側が並列接続され、
2つの整流ブリッジは直流出力のマイナス側が並列接続され、
2つの整流ブリッジの直流出力のプラス側が二重電源整流手段の2つの直流出力側とされることを特徴とする請求項1に記載のシングルステージスイッチ電源。 - 前記複合開閉手段は、
前記第2のスイッチング回路のスイッチトランジスタのオフによる過渡電圧を抑える二次損失無しクランプネットワークを備えることを特徴とする請求項1に記載のシングルステージスイッチ電源。 - 前記二次損失無しクランプネットワークは、
直列接続されている第2のインダクタンスと第2のコンデンサとを備え、
前記第2のインダクタンスの一端が前記第2のスイッチング回路のトランスの二次コイルの出力側に、
前記第2のインダクタンスの他端が第2のコンデンサの一端に、
前記第2のコンデンサの他端が二次コイルの出力であるアースにそれぞれ接続されていることを特徴とする請求項3に記載のシングルステージスイッチ電源。 - 前記一次損失無しクランプネットワークは、
前記第1のインダクタンスが第2のスイッチング回路のトランスのトランス用一次コイルの一部であり、
その一端が前記第2のスイッチング回路の一次コイルとスイッチトランジスタとの接続点に、
前記第1のインダクタンスの他端が第1のコンデンサの一端に、
前記第1のコンデンサの他端が一次コイルの入力であるアースにそれぞれ接続されていることを特徴とする請求項3に記載のシングルステージスイッチ電源。 - 前記シングルステージスイッチ電源は、
前記複合開閉手段を介して第1のスイッチング回路に流れる充電電流及び第2のスイッチング回路に流れるスイッチング電流を前記交流電源に帰還する合流手段を更に備えることを特徴とする請求項1に記載のシングルステージスイッチ電源。 - 前記合流手段は少なくとも2つの直列接続されている抵抗を備え、
前記2つの直列接続されている抵抗は、
一端が二重電源整流手段の直流出力のマイナス側に、
他端が第2のスイッチング回路のスイッチトランジスタのアース側に接続されることで、力率補正電流を入力できるようにし、
前記2つの直列接続されている抵抗は、
中央点が前記格納コンデンサのマイナス側に接続されることで、第1のスイッチング回路の前記格納コンデンサの充電電流を受け取れるようにし、
前記力率補正電流及び前記格納コンデンサの充電電流は前記複合開閉手段を流れる合流電流に合流して前記交流電源に帰還されることを特徴とする請求項6に記載のシングルステージスイッチ電源。 - 前記シングルステージスイッチ電源は、
前記複合開閉手段の第1のスイッチング回路及び第2のスイッチング回路を制御する二重電源制御手段を更に備えることを特徴とする請求項1に記載のシングルステージスイッチ電源。 - 前記二重電源制御手段は単相二重電源制御回路であり、
前記単相二重電源制御回路は、
前記第2のスイッチング回路を制御するフライバック型スイッチ電源コントローラと、
前記第1のスイッチング回路を制御する第1のスイッチ電源コントローラと、
を備えることを特徴とする請求項8に記載のシングルステージスイッチ電源。 - 前記単相二重電源制御回路は、
帰還複合信号をゼロ電流検出信号と出力電圧帰還信号に復元する帰還信号デカプラーを更に備えることを特徴とする請求項9に記載のシングルステージスイッチ電源。 - 前記二重電源制御手段は二相交互二重電源制御回路であり、
前記二相交互二重電源制御回路は、
前記第2のスイッチング回路を制御する二相交互フライバック型スイッチ電源コントローラと、
前記第1のスイッチング回路を制御する第1のスイッチ電源コントローラと、
を備えることを特徴とする請求項8に記載のシングルステージスイッチ電源。 - 前記二相交互二重電源制御回路は、
帰還複合信号をゼロ電流検出信号と出力電圧帰還信号に復元する帰還信号デカプラーを更に備えることを特徴とする請求項11に記載のシングルステージスイッチ電源。 - 前記二相交互二重電源制御回路は、
同期複合信号をゼロ電流検出信号と待機スイッチ電流サンプル信号に復元する同期信号デカプラーを更に備えることを特徴とする前記の請求項11に記載のシングルステージスイッチ電源。
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