DE102018106886B4

DE102018106886B4 - Wandlerschaltung

Info

Publication number: DE102018106886B4
Application number: DE102018106886.7A
Authority: DE
Inventors: Ole Steen Seiersen; Truls Mjelde Andersen
Original assignee: Infineon Technologies North America Corp
Current assignee: Infineon Technologies North America Corp
Priority date: 2018-03-22
Filing date: 2018-03-22
Publication date: 2022-04-21
Anticipated expiration: 2038-03-23
Also published as: DE102018106886A1

Abstract

Schaltung, umfassend
- einen ersten gekoppelten Induktor umfassend einen ersten Primärinduktor (T100A), der magnetisch mit einem ersten Sekundärinduktor (T100B) gekoppelt ist,
- einen zweiten gekoppelten Induktor umfassend einen zweiten Primärinduktor (T101A), der magnetisch mit einem zweiten Sekundärinduktor (T101B) gekoppelt ist,
- wobei der erste Primärinduktor (T100A) und der zweite Primärinduktor (T101A) in einer Parallelkonfiguration geschaltet sind,
- wobei der erste Sekundärinduktor (T100B) und der zweite Sekundärinduktor (T101B) in einer gleichgerichteten Reihen-Parallel-Konfiguration geschaltet sind,
- wobei die Parallelkonfiguration auf der Primärseite umfasst:
- einen Eingangsknoten (111), der über eine erste Kette umfassend einen dritten Induktor (T100C) gekoppelt in Reihe mit einem ersten elektronischen Schaltelement (Q100) mit einem Primärreferenzpotential (102) verbunden ist,
- wobei ein erster Knoten (112) zwischen dem dritten Induktor (T100C) und dem ersten elektronischen Schaltelement (Q100) über den ersten primärseitigen Induktor (T100A) mit einem zweiten Knoten (113) verbunden ist,
- wobei der zweite Knoten (113) über einen Kondensator (C100) mit dem Primärreferenzpotential (102) verbunden ist,
- wobei der Eingangsknoten (111) über eine zweite Kette umfassend einen vierten Induktor (T101C) gekoppelt in Reihe mit einem zweiten elektronischen Schaltelement (Q101) mit dem Primärreferenzpotential (102) verbunden ist,
- wobei ein dritter Knoten (114) zwischen dem vierten Induktor (T101C) und dem zweiten elektronischen Schaltelement (Q101) über den zweiten primärseitigen Induktor (T101A) mit dem zweiten Knoten (113) verbunden ist.

Description

Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung betreffen einen effizient kombinierten DC/DC-Wandler.
Aus US 5 508 903 A ist ein DC-DC-Flyback-Wandler mit reduzierter Strom- und Spannungsbelastung bekannt.
Aus DE 22 14 148 A ist ein Schaltregler für geregelte und mitgeführte Spannungen bekannt.
Aus DE 689 05 238 T2 ist ein Linearisierungsverfahren für Gleichspannungswandler bekannt.
Eine Aufgabe besteht insbesondere darin, bestehende DC-DC-Wandler zu verbessern.
Diese Aufgabe wird gemäß den Merkmalen der unabhängigen Ansprüche gelöst. Bevorzugte Ausführungsformen sind insbesondere den abhängigen Ansprüchen entnehmbar.
Die hier vorgeschlagenen Beispiele können insbesondere auf mindestens einer der folgenden Lösungen basieren. Insbesondere könnten Kombinationen der folgenden Merkmale benutzt werden, um ein gewünschtes Ergebnis zu erzielen. Die Merkmale des Verfahrens könnten mit einem oder mehreren beliebigen Merkmalen der Einrichtung, der Vorrichtung oder des Systems oder umgekehrt kombiniert werden .
Eine Schaltung wird vorgeschlagen, umfassend

- einen ersten gekoppelten Induktor umfassend einen ersten Primärinduktor, der magnetisch mit einem ersten Sekundärinduktor gekoppelt ist,
- einen zweiten gekoppelten Induktor umfassend einen zweiten Primärinduktor, der magnetisch mit einem zweiten Sekundärinduktor gekoppelt ist,
- wobei der erste Primärinduktor und der zweite Primärinduktor in einer Parallelkonfiguration geschaltet sind,
- wobei der erste Sekundärinduktor und der zweite Sekundärinduktor in einer gleichgerichteten Reihen-Parallel-Konfiguration geschaltet sind,
- wobei die Parallelkonfiguration auf der Primärseite umfasst:
- einen Eingangsknoten, der über eine erste Kette umfassend einen dritten Induktor gekoppelt in Reihe mit einem ersten elektronischen Schaltelement mit einem Primärreferenzpotential verbunden ist,
- - wobei ein erster Knoten zwischen dem dritten Induktor und dem ersten elektronischen Schaltelement über den ersten primärseitigen Induktor mit einem zweiten Knoten verbunden ist,
- - wobei der zweite Knoten über einen Kondensator mit dem Primärreferenzpotential verbunden ist,
- wobei der Eingangsknoten über eine zweite Kette umfassend einen vierten Induktor gekoppelt in Reihe mit einem zweiten elektronischen Schaltelement mit dem Primärreferenzpotential verbunden ist,
- - wobei ein dritter Knoten zwischen dem vierten Induktor und dem zweiten elektronischen Schaltelement über den zweiten primärseitigen Induktor mit dem zweiten Knoten verbunden ist.

Der erste Primärinduktor und der zweite Primärinduktor sind in einer Parallelkonfiguration geschaltet, die als eine rein-parallele oder parallelartige Konfiguration bezeichnet werden kann. Beispielsweise können parallele Ketten über einen Kondensator zusammen mit einem Referenzpotential verbunden sein. Dieser Kondensator kann ein gemeinsamer Kondensator sein, oder jede Kette kann einen separaten Kondensator zum Verbinden mit dem Referenzpotential verwenden.
Die Sekundärseite kann insbesondere mit einem konstanten Tastverhältnis betrieben werden, was zum Beispiel 50% beträgt.
Gemäß einer Ausführung ist das elektronische Schaltelement ein Transistor, insbesondere ein MOSFET.
Gemäß einer Ausführung umfasst die Schaltung eine Steuerschaltung zum Ansteuern der elektronischen Schaltelemente mit einem Tastverhältnis zwischen 0 und 50%.
Gemäß einer Ausführung umfasst die Schaltung mehrere gleichgerichtete Reihen-Parallel-Konfigurationen zum Liefern von mehreren Ausgangsspannungen, insbesondere zwei gespiegelte gleichgerichtete Reihen-Parallel-Konfigurationen zum Liefern einer positiven Ausgangsspannung und einer negativen Ausgangsspannung.
Es wird angemerkt, dass mehrere (z.B. mehr als zwei) Ausgänge vorgesehen sein können. Die Ausgänge können verschiedene Spannungspegel liefern, beide sowohl positiv und/oder negativ. Mit anderen Worten kann eine beliebige Kombination aus negativen und/oder positiven Spannungspegeln als Ausgänge geliefert werden.
Gemäß einer Ausführung umfasst die Schaltung mehrere gleichgerichtete Reihen-Parallel-Konfigurationen zum Liefern mehrerer Ausgangsspannungen, insbesondere zwei gleichgerichtete Reihen-Parallel-Konfigurationen in Reihe miteinander.
Gemäß einer Ausführung umfasst die gleichgerichtete Reihen-Parallel-Konfiguration:

- eine dritte Kette umfassend den ersten sekundärseitigen Induktor gekoppelt in Reihe mit einem ersten gleichrichtenden Element,
- eine vierte Kette umfassend ein zweites gleichrichtendes Element gekoppelt in Reihe mit dem zweiten sekundärseitigen Induktor,
- wobei die dritte Kette und die vierte Kette parallel angeordnet sind,
- eine fünfte Kette, die den ersten sekundärseitigen Induktor, eine Mittendiode und den zweiten sekundärseitigen Induktor in Reihe schaltet,
- wobei eine Ausgangsspannung an einem Ausgangsknoten an einem Ende der Parallelschaltung aus der dritten Kette und der vierten Kette geliefert wird und wobei der gegenüberliegende Knoten dieser Ketten mit einem Sekundärreferenzpotential verbunden ist.

Gemäß einer Ausführungsform ist ein Kondensator parallel zu der dritten und vierten Kette angeordnet.
Gemäß einer Ausführungsform umfasst jedes der gleichrichtenden Elemente mindestens eines der Folgenden:

- einen Halbleiter,
- einen Halbleiterschalter,
- einen Transistor,
- einen MOSFET,
- eine Diode,
- ein Schaltelement,
- ein gleichrichtendes Element.

Die gleichrichtenden Elemente können Silizium umfassen, wobei die Sperrverzögerung signifikant sein kann. Außerdem können andere Halbleitertechnologien wie etwa GaN oder SiC verwendet werden.
Gemäß einer Ausführungsform ist ein Resonanzausgangsfilter parallel zu der dritten und vierten Kette angeordnet.
Gemäß einer Ausführungsform umfasst das Resonanzausgangsfilter eine Pi-Struktur.
Zusätzlich kann eine Diode parallel zu dem Anschluss vorgesehen werden, der die Ausgangsspannung liefert.
Außerdem wird ein Verfahren zum Betreiben der Schaltungsanordnung wie hierin beschrieben bereitgestellt durch Ansteuern der elektronischen Schaltelemente mit einem Tastverhältnis zwischen 0 und 50%, wobei die elektronischen Schaltelemente nicht zur gleichen Zeit eingeschaltet sind.
Ausführungsformen werden unter Bezugnahme auf die Zeichnungen gezeigt und veranschaulicht. Die Zeichnungen dienen der Veranschaulichung des Grundprinzips, so dass nur zum Verständnis des Grundprinzips notwendige Aspekte dargestellt werden. Die Zeichnungen sind nicht maßstabsgetreu. In den Zeichnungen bezeichnen die gleichen Bezugszeichen gleiche Merkmale.

1 zeigt eine beispielhafte Konfiguration umfassend zwei (z.B. identische) gekoppelte Induktoren (z.B. Transformatoren), wobei die Sekundärseiten der gekoppelten Induktoren in einer gleichgerichteten Reihen-Parallel-Konfiguration geschaltet sind;
2 zeigt mehrere Perioden, die Strommuster und Kommutationssequenzen für die in 1 gezeigte Schaltung veranschaulichen;
3 zeigt Schaltwellenformen (1) bis (15) für die Dioden-gleichgerichtete Konfiguration nach 1;
4 zeigt eine beispielhafte Schaltung mit Synchrongleichrichtern;
5 zeigt mehrere Perioden 1 bis 4, die Strompfade und Kommutationssequenzen für die in 4 gezeigte Schaltung darstellen;
6 zeigt Schaltwellenformen, die mit einer Ausbreitungsverzögerung zwischen den fallenden Flanken der primären Gateansteuersignale A und B und den Gateansteuersignalen Sync A und Sync_B für die Synchrongleichrichter dargestellt sind;
7 zeigt eine beispielhafte Schaltung mit einem einzelnen Ausgang umfassend ein Resonanzausgangsfilter;
8 zeigt eine Resonanzspannungswellenform am Kondensator des Resonanzausgangsfilters für drei verschiedene Verhältnisse zwischen der Schaltfrequenz und der Resonanzfrequenz;
9 zeigt mehrere Perioden 1 bis 4, die die Strompfade und Kommutationssequenzen für die in 7 gezeigte Schaltung darstellen;
10 zeigt Schaltwellenformen (21) bis (37) für die zusätzliche, in 7 gezeigte Resonanzausgangsfilterkonfiguration;
11 zeigt eine beispielhafte Schaltung mit einem integrierten Eingangsfilter, Synchrongleichrichtern und einem Resonanzausgangsfilter;
12 zeigt mehrere Perioden 1 bis 4, die die Strompfade und Kommutationssequenzen für die in 11 gezeigte Schaltung darstellen;
13 zeigt Wellenformen (21), (22) und (38) bis (45) für die in 11 gezeigte Konfiguration;
14 zeigt ein Beispiel einer Doppelausgangskonfiguration mit einem gemeinsamen Rücklauf;
15 zeigt mehrere Perioden 1 bis 4, die die Strompfade und Kommutationssequenzen für die in 14 gezeigte Schaltung darstellen;
16 zeigt Wellenformen (21), (22) und (46) bis (57) für die Doppelausgangskonfiguration gemäß 14.

Hierin beschriebene Beispiele liefern einen Ansatz für DC/DC-Wandler mit zum Beispiel hoher Steuerbandbreite, kleiner Bodenfläche und guten Regelcharakteristika über Leitung, Last und zwischen mehreren Ausgängen. Die vorgelegten Lösungen liefern einen großen Bereich von Eingangsspannungen, z.B. im Bereich von 15V bis 100V, eine hocheffiziente und preiswerte Implementierung. Es ist möglich, eine einstufige Lösung zu liefern, insbesondere für Versionen mit geringer Leistung. Die Lösung kann von kleiner Größe sein, was hohe (höhere) Schaltfrequenzen begünstigt. Außerdem kann die Lösung über große Temperaturbereiche hinweg verwendet werden.
Somit können hierin erörterte Beispiele insbesondere in der Lage sein, eine robuste Plattform mit einem hohen Grad an Flexibilität für Änderung beim Eingangsspannungsbereich und bei Ausgangsspannungs- und Strombereichen auszubilden, wodurch Anpassungen an das Grunddesign auf effiziente Weise mit einem geringen Fehlerrisiko ausgeführt werden können.
Bereitgestellte Beispiele liefern insbesondere eine Wandlertopologie mit einer Primärseite und einer Sekundärseite, die einen indirekten Leistungstransfer von der Primärseite zu der Sekundärseite erleichtert. Dies gestattet, dass Sekundärwellenformen von einem Primärtastverhältnis unabhängig sind.
In einem derartigen Fall kann eine Sekundärrücksetzwellenform resonant sein: Die Gestalt und Amplitude der Wellenform können durch die Resonanzfrequenz des Filters verstellt werden. Das Resonanzfilter stellt eine geringe und konstante Spannungsbeanspruchung für ein Ausgangsfilter sicher, das insbesondere von der Versorgungsspannung und der mit dem Wandler verbundenen Last unabhängig sein kann. Das Tastverhältnis der Gleichrichter wird idealerweise 50% betragen ungeachtet von Last und Spannung. Es kann wünschenswert sein, das Tastverhältnis zu verstellen.
Das Resonanzfilter bringt auch den Vorteil einer reduzierten Spannungsbeanspruchung auf die sekundärseitigen Gleichrichter, wenn der Schaltübergang im Tal der Resonanzspannungswellenform erfolgt, ungeachtet von passiver Gleichrichtung oder Synchrongleichrichtung.
Die Transferfunktion des Wandlers ist ohne ein rechtes Halbebenen-Null, was von bekannten Wandlern mit indirektem Leistungstransfer verschieden sein kann wie etwa Hochstell-, Sperr- oder Sepic-Wandler. Vorteilhafterweise kann die Transferfunktion der vorgeschlagenen Wandlertopologie mit einem Vorwärtswandler vergleichbar sein, d.h. einem direkten Leistungstransfer ohne das rechte Halbebenen-Null. Dies gestattet vorteilhafterweise eine hohe Bandbreite des Wandlers, was die Gesamtdynamik verbessert und somit einen Ausgangsfilter reduziert.
Somit beziehen sich hierin beschriebene Beispiele insbesondere auf eine Synchrongleichrichtung, die mindestens zwei Wandlerstufen umfasst. Jede der Wandlerstufen besitzt eine Primärseite und eine Sekundärseite. Die Primärseite ist parallel angeordnet und die Sekundärseite ist in einer Reihen-Parallel-Konfiguration angeordnet.
Die Sekundärseiten der beiden Wandlerstufen werden durch einen gesteuerten Halbleiter, z.B. eine Diode, eine Röhre oder irgendein Element, das das Leiten des Stroms nur in eine Richtung gestattet, gekoppelt. Dieses Element wird im Folgenden als „Mittendiode“ bezeichnet (d.h. die Diode CR3 in 1, 4, 7, 11 und 14 und die Diode CR4 in 14).
Beispielhafte Topologie
1 zeigt eine beispielhafte Konfiguration umfassend zwei (z.B. identische) gekoppelte Induktoren (z.B. Transformatoren) T100 und T101, wobei jeder derartige gekoppelte Induktor einen primärseitigen Induktor T100A, T101A und einen sekundärseitigen Induktor T100B, T101B umfasst. Die primärseitigen Induktoren T100A und T101A sind parallel geschaltet und die sekundärseitigen Induktoren T100B und T101B sind gleichgerichtet und in einer Reihen-Parallel-Konfiguration geschaltet.
Eine Eingangsspannung Vin wird einem Knoten 101 zugeführt. Der Knoten 101 ist über den primärseitigen Induktor T100A mit dem Drain eines n-Kanal-MOSFET Q100 verbunden. Die Source des MOSFET Q100 ist mit einem Referenzpotential 102 verbunden (z.B. Masse für die Primärseite). Das Gate des MOSFET Q100 ist mit einem Anschluss A verbunden (an den ein Signal A angelegt werden kann).
Der Knoten 101 ist über den primärseitigen Induktor T101A mit dem Drain eines n-Kanal-MOSFET Q101 verbunden. Die Source des MOSFET Q101 ist mit dem Referenzpotential 102 verbunden. Das Gate des MOSFET Q101 ist mit einem Anschluss B verbunden (an den ein Signal B angelegt werden kann).
Eine Ausgangsspannung Vout wird über einen Knoten 104 geliefert. Der Knoten 104 ist über den sekundärseitigen Induktor T100B mit einem Knoten 105 verbunden. Der Knoten 105 ist über eine Diode CR1 mit einem Referenzpotential 103 verbunden (z.B. einer Masse für die Sekundärseite). Die Kathode der Diode CR1 zeigt zu dem Knoten 105.
Der Knoten 105 ist über eine Diode CR3 (auch als „Mittendiode“ bezeichnet) mit einem Knoten 106 verbunden, wobei die Kathode der Diode CR3 zu dem Knoten 105 zeigt.
Der Knoten 106 ist über den sekundärseitigen Induktor T101B mit dem Referenzpotential 103 verbunden.
Der Knoten 104 ist über eine Diode CR2 mit dem Knoten 106 verbunden, wobei die Kathode der Diode CR2 zu dem Knoten 104 zeigt.
Der Knoten 104 ist weiter über einen Kondensator C1 mit dem Referenzpotential 103 verbunden.
Die in 1 dargestellte Konfiguration ist ein Einzelausgangs-Schaltmoduswandler mit Ausgangsfilterung. Dies ist ein Weg, um die Reihen-Parallel-Schaltung auf der Sekundärseite in Kombination mit einer Parallelschaltung auf der Primärseite zu nutzen.
1 veranschaulicht beispielhaft einen einzelnen Ausgang. Der hierin vorgeschlagene Ansatz kann jedoch mehrere Ausgänge in einer Reihen-Parallel-Konfiguration nutzen.
Die Reihenschaltung aus den sekundärseitigen Induktoren T100B und T101B wird über die Diode CR3 erhalten. Die Parallelschaltung wird über die Dioden CR1 und CR2 bereitgestellt.
Als eine Option können die Diode CR1 und die Diode CR2 mit Synchrongleichrichtern ersetzt werden, um z.B. die Effizienz der Schaltung zu erhöhen.
Ein Vorzug der Reihen-Parallel-Schaltung ist die Eliminierung der Effekte des rechten Halbebenen-Null in der Transferfunktion. Dies gestattet eine größere Bandbreite des Regelkreises, was bessere Transientenantwort und höhere Zurückweisung der leitungsgebundenen Suszeptibilität (CS - Conducted Susceptibility) bietet, was die Zurückweisung entweder von Gleichtakt- oder Differenztaktrauschen von der Primärzu der Sekundärseite der gekoppelten Induktoren ist. Eliminierung der Effekte des rechten Halbebenen-Null kann insbesondere dadurch erzielt werden, dass man ein festes Leitungstastverhältnis von 50% für jeden der sekundärseitigen Gleichrichter hat unabhängig von dem primärseitigen Tastverhältnis.
Da die Topologie einen indirekten Leistungstransfer besitzt, können die magnetischen Einrichtungen als gekoppelte Induktoren beschrieben werden. Beim Transferieren von Energie zu der Sekundärseite können der sekundärseitige Induktor T100B und der sekundärseitige T101B als Stromquelle angesehen werden. Das Stromquellenmodell der Induktoren wird vorteilhaft, wenn eine Synchrongleichrichtung implementiert wird.
Die vorgeschlagene Topologie besitzt die folgende ideale DC-Spannungstransferfunktion: $V_{o u t} = 2 * V_{i n} * \frac{N_{s e c}}{N_{p r i}} * D,$
wobei

Vout: die Ausgangsspannung ist,

Vin: die Eingangsspannung ist,
Nsec: die Anzahl von Windungen der Sekundärwicklung ist,
Npri: die Anzahl an Windungen der Primärwicklung ist,
D: das Tastverhältnis der Primärschalter ist, d.h. der MOSFETs Q100 und Q101.

Besonders diese Transferfunktion gilt unter der Annahme eines kontinuierlichen Leitungsmodus und von verlustlosen Komponenten.
Die Gateansteuersignale (an die Knoten A und B angelegt) für die zwei primärseitigen Schalter (d.h. die MOSFETs Q100 und Q101) besitzen das gleiche Tastverhältnis, sind aber um 180° phasenverschoben (um T/2 verzögert).
Indirekter Leistungstransfer
Die Primärseite transferiert die Energie „indirekt“ zur Sekundärseite. Wenn die Energie „indirekt“ transferiert wird, fließt Strom entweder in der Primärseite oder der Sekundärseite des Induktors, aber nicht in beiden zur gleichen Zeit.
Bei indirektem Leistungstransfer beginnt der erste Zustand des Schaltens mit dem Stromleiten in der Primärseite des gekoppelten Induktors, wodurch Energie in dem gekoppelten Induktor gespeichert wird. Wenn die Leitung der Primärseite aufhört, beginnt der Strom in der Sekundärseite des gekoppelten Induktors zu fließen, wodurch Energie an die Sekundärseite geliefert wird.
Der indirekte Leistungstransfer liefert den Vorteil von gelockerten Anforderungen an die Zeitsteuersequenz der Gateansteuerschaltungsanordnung. Dies wird unten bezüglich der Wellenformen besonders veranschaulicht.
Schaltsequenz der in Fig.1 gezeigten Topologie:
2 zeigt mehrere Perioden 1 bis 4, die Strommuster und Kommutationssequenzen für die in 1 gezeigte Schaltung darstellen. Die vier kombinierten Perioden 1 bis 4 zeigen eine volle Schaltperiode T. Diese Darstellung setzt einen eingeschwungenen Betrieb voraus und vernachlässigt Transienten zwischen jeder der vier Perioden.

Periode 1: Der MOSFET Q100 ist eingeschaltet und der MOSFET Q101 ist ausgeschaltet. Ein Strom wird durch den primärseitigen Induktor T100A des gekoppelten Induktors T100 geleitet. Energie wird in dem gekoppelten Induktor T100 gespeichert und die reflektierte Spannung von dem primärseitigen Induktor T100A zu dem sekundärseitigen Induktor T100B spannt die Dioden CR1 und CR3 in Sperrrichtung. Dabei wird in dem gekoppelten Induktor T101 von dem vorausgegangenen Schaltzyklus gespeicherte Energie zu der Sekundärseite transferiert. Der Strom in dem sekundärseitigen Induktor T101B wird durch die Diode CR2 geleitet.
Periode 2: Die MOSFETs Q100 und Q101 sind beide ausgeschaltet. In dem gekoppelten Induktor T101 ist immer noch etwas Energie gespeichert. Wenn der MOSFET Q100 ausschaltet, transferiert der Strom in dem primärseitigen T100A zur Sekundärseite und der Strom beginnt in dem sekundärseitigen Induktor T100B zu leiten. Der in dem sekundärseitigen Induktor T100B leitende Strom zwingt, dass die Spannung im Knoten 105 auf das Referenzpotential 103 geht (sekundäre Masse, unter der Annahme von idealen Dioden). Da die Diode CR1 nun in Durchlassrichtung vorgespannt ist, leitet der Strom durch die Diode CR1. Da der Knoten 105 nun zu Masse gezwungen wird, ist das Potential an der Diode C3 niedrig, was dazu führt, dass der sekundärseitige Induktor T101B durch die Diode CR3 und den sekundärseitigen Induktor T100B leitet, da dies der Pfad des geringsten Widerstands ist. Die Diode CR2 besitzt die volle Ausgangsspannung als Vorspannung in Sperrrichtung. Der Strom in dem sekundärseitigen Induktor T101B fließt durch die Diode CR3, und der Strom in der Diode CR1 entspricht der Differenz zwischen dem Strom in dem sekundärseitigen Induktor T100B und dem sekundärseitigen Induktor T101B.
Periode 3: Der MOSFET Q101 ist eingeschaltet und der MOSFET Q100 ist ausgeschaltet. Der Strom in dem sekundärseitigen Induktor T101B hört zu fließen auf, wenn die Eingangsspannung an dem primärseitigen Induktor T101A angelegt wird, und die reflektierte Spannung auf dem sekundärseitigen Induktor T101B zwingt die Diode CR3 abzuschalten. Strom leitet im MOSFET Q101 und im primärseitigen Induktor T101A und Energie wird in dem gekoppelten Induktor T101 gespeichert. Die in dem gekoppelten Induktor T100 gespeicherte Energie wird immer noch durch den sekundärseitigen Induktor T100B transferiert, wo der volle Strom nun durch die Diode CR1 leitet.
Periode 4: Der MOSFET Q100 und der MOSFET Q101 sind beide ausgeschaltet. Der in dem primärseitigen Induktor T101A leitende Strom transferiert zur Sekundärseite (d.h. dem sekundärseitigen Induktor T101B), wenn der MOSFET Q101 ausschaltet. Der Knoten 106 wird auf das Potential von Vout gezwungen, da in dem sekundärseitigen Induktor T101B ein größerer Strom vorliegt als im sekundärseitigen Induktor T100B. Da das Potential am Knoten 106 gleich Vout ist und da in dem gekoppelten Induktor T100B immer noch Energie vorliegt, beginnt die Diode CR3 den Strom in dem sekundärseitigen T100B zu leiten. Da der Strom im sekundärseitigen Induktor T101B größer ist als der Strom im sekundärseitigen Induktor T100B, muss der Strom in dem sekundärseitigen Induktor T101B zwischen den Dioden CR3 und CR2 aufgeteilt werden. Der in der Diode CR3 leitende Strom ist gleich dem Strom in dem sekundärseitigen Induktor T100B. Die Diode CR2 leitet die Stromdifferenz zwischen dem sekundärseitigen Induktor T101B und dem sekundärseitigen Induktor T100B. Die Diode CR1 wird durch die Spannung Vout in Sperrrichtung vorgespannnt.

Nach Periode 4 ist der Schaltzyklus komplett und beginnt wieder mit Periode 1.
3 zeigt Schaltwellenformen (1) bis (15) für die diodengleichgerichtete Konfiguration gemäß 1. Außerdem sind die Schaltwellenformen (1) bis (16) auch für eine Konfiguration mit Synchrongleichrichtern relevant, wie bezüglich 4 unten dargestellt und erläutert wird.
Die Wellenformen (10) bis (13) veranschaulichen Spannungen und Ströme für den Diodengleichrichter gemäß 1, dies kann auch auf die Synchrongleichrichter angewendet werden, wie bezüglich 4 unten beschrieben werden wird.
Das Tastverhältnis jedes Primärschalters (d.h. der MOSFETs Q100 und Q101) ist so dargestellt, dass es circa 25% des vollen Zyklus T beträgt; es kann jedoch zwischen 0 und 50% variieren.
Unter der Annahme eines kontinuierlichen Leitungsmodus leiten die Dioden CR2 und CR3 auf der Sekundärseite für 50% der Zeit unabhängig von dem primärseitigen Tastverhältnis.
ΔI_Lpri gibt einen Welligkeitsstrom in dem gekoppelten Induktor auf der Primärseite an, und ΔI_Lsec gibt einen Welligkeitsstrom in dem gekoppelten Induktor auf der Sekundärseite an.
Der Welligkeitsstrom wird durch die Induktanz des jeweiligen gekoppelten Induktors T100 und den Eingangs- und Ausgangsbedingungen bestimmt.
Die gekoppelten Induktoren T100 und T101 leiten nicht gleichzeitig Strom auf der Primär- und Sekundärseite. Der größte Effektivwert (RMS - Root Mean Square) und die mittlere Amplitude der Spannungen und Ströme in dem primärseitigen Induktor T100A, dem sekundärseitigen Induktor T100B, dem primärseitigen Induktor T101A und dem sekundärseitigen Induktor T101B werden durch einen Arbeitspunkt, Komponentenwerte und ein allgemeines Design bestimmt.
Eine Drain-Source-Spannung Vds am MOSFET Q100 und eine Drain-Source-Spannung Vds am MOSFET Q101 veranschaulichen eine Spannung der primärseitigen Schalter (Q100 und Q101). Die Spannung an dem jeweiligen MOSFET ist gleich der Eingangsspannung Vin vor dem Einschalten des jeweiligen MOSFET.
Die Wellenformen (11), (13) und (15) zeigen, wie der Strom zwischen den gleichrichtenden Einrichtungen in der Zeit von t1 bis T/2 und t2 bis T geteilt wird (wobei T die Dauer des vollen Schaltzyklus bestimmt).
Zur Vereinfachung der Darstellungen der Spannungswellenformen wird die Diodenspannung als positiv definiert, wenn sie in Sperrrichtung vorgespannt ist, was bedeutet, dass die Kathode als positiver als die Anode angesehen wird. Der Diodenstrom wird positiv gezogen, wenn der Strom von der Anode zu der Kathode fließt. Alle Komponenten werden als ideal angesehen, um die Darstellungen zu vereinfachen.

Wellenform (1) veranschaulicht die Gate-Source-Spannungen für die MOSFETs Q100 und Q101 während des Schaltzyklus T (der Schaltzyklus dauert von t0 bis T). Während des Schaltzyklus gibt es Zeiten t0, t1, T/2, t2 und T.
- Von t0 bis t1 ist der MOSFET Q100 eingeschaltet und er leitet einen Strom, wie in Wellenform (3) gezeigt.
- Von t1 bis T ist der MOSFET Q100 ausgeschaltet und er blockiert eine Spannung, wie in Wellenform (2) gezeigt.
Die Wellenform (1) enthält auch die Gate-Source-Spannung für den MOSFET Q101:
- Von t0 bis T/2 ist der MOSFET Q101 ausgeschaltet, und er blockiert eine Spannung, wie in Wellenform (4) gezeigt.
- Von T/2 bis t2 ist der MOSFET Q101 eingeschaltet und leitet einen Strom, wie in Wellenform (5) gezeigt.
- Von t2 bis T ist der MOSFET Q101 ausgeschaltet und blockiert die Spannung, wie in Wellenform (4) gezeigt.
Wellenform (2) veranschaulicht die Drain-Source-Spannung des MOSFET Q100.
- Von t0 bis t1 ist der MOSFET Q100 leitend, somit existiert keine Spannung an dem MOSFET Q100.
- Von t1 bis T ist der MOSFET Q100 ausgeschaltet und die folgenden Spannungen können an dem MOSFET Q100 wahrgenommen werden: von t1 bis t2 ist die blockierte Spannung eine Summe aus der Eingangsspannung und der reflektierten Ausgangsspannung von dem gekoppelten Induktor T100, d.h. Vin + (Vout/N), wobei N (N=Nsec/Npri) das Transferverhältnis des gekoppelten Induktors T100 ist. Von t2 bis T fällt die Spannung auf Vin ab, da keine reflektierte Spannung von dem gekoppelten Induktor T100 vorliegt.
Wellenform (3) veranschaulicht den Strom durch den MOSFET Q100 und den primärseitigen Induktor T100A. Der MOSFET Q100 und der primärseitige Induktor T100A leiten einen Strom von t0 bis t1; von t1 bis T liegt kein Strom vor. Die Amplitude von t0 bis t1 hängt von dem Arbeitsmodus ab, aber die mittlere Amplitude kann Iin/(2*D) betragen.
Wellenform (4) veranschaulicht die Spannung an dem MOSFET Q101, die mit der Spannung an dem MOSFET Q100, in Wellenform (3) gezeigt, identisch ist, aber um 180° phasenverschoben ist.
Wellenform (5) veranschaulicht den Strom durch den MOSFET Q101 und den primärseitigen Induktor T101A, der zu dem in Wellenform (3) gezeigten Strom identisch ist, aber um 180° phasenverschoben ist.
Wellenform (6) veranschaulicht die Spannung an dem sekundärseitigen Induktor T100B.
- Von t0 bis t1, wenn der MOSFET Q100 eingeschaltet ist, ist die Spannung an dem sekundärseitigen Induktor T100B die reflektierte Eingangsspannung, die bezüglich der Punktkonvention der Wicklung negativ ist (der Punkt ist als das positivere Potential definiert).
- Von t1 bis t2, wenn der MOSFET Q100 ausgeschaltet ist, liefert der sekundärseitige Induktor T100B Energie und die Spannung ist gleich Vout.
- Von t2 bis T, wenn der Strom in dem sekundärseitigen Induktor T101B größer ist als der Strom in dem sekundärseitigen Induktor T100B, ist die Spannung an dem sekundärseitigen Induktor T100B null.
Wellenform (7) veranschaulicht den Strom durch den sekundärseitigen Induktor T100B.
- Von t0 bis t1 wird kein Strom durch den sekundärseitigen Induktor T100B geleitet, weil der primärseitige Induktor T100A bestromt ist.
- Von t1 bis t2 entlädt der gekoppelte Induktor T100 somit die negative Steigung des Stroms. Die Welligkeit der Stromwellenform kann durch ΔI_Lsec ausgedrückt werden.
- Von t2 bis T ändert sich der Strom nicht, da keine Spannung an dem sekundärseitigen Induktor T100B anliegt.
Wellenform (8) veranschaulicht die Spannung an dem sekundärseitigen Induktor T101B.
- Von t0 bis t1 ist diese Spannung gleich Vout und Energie wird zum Ausgang transferiert.
- Von t1 bis T/2, wenn der Strom in dem sekundärseitigen Induktor T100B größer ist als der Strom im sekundärseitigen Induktor T101B, ist die Spannung an dem sekundärseitigen Induktor T101B null.
- Von T/2 bis t2 ist die Spannung aufgrund der reflektierten Eingangsspannung negativ.
- Von t2 bis T ist die Spannung gleich Vout, während Energie durch die Diode CR2 zum Ausgang transferiert wird.
Wellenform (9) veranschaulicht den Strom in dem sekundärseitigen Induktor T101B, der identisch zu der Wellenform (7) ist, aber um 180° phasenverschoben.
Wellenform (10) veranschaulicht die Spannung an der Diode CR1.
- Von t0 bis t1 blockiert die Diode CR1 die reflektierte Eingangsspannung plus die Ausgangsspannung.
- Von t1 bis t2 leitet die Diode CR1 und unter der Annahme idealer Komponenten gibt es keinen Diodenspannungsabfall.
- Von t2 bis T blockiert die Diode CR1 die Ausgangsspannung.
Wellenform (11) veranschaulicht den Strom durch die Diode CR1.
- Von t0 bis t1 blockiert die Diode CR1 die Spannung, kein Strom fließt.
- Von t1 bis T/2 leitet die Diode CR1 die Stromdifferenz zwischen dem sekundärseitigen Induktor T100B und dem sekundärseitigen Induktor T101B.
- Von T/2 bis t2 leitet die Diode CR1 den Strom von dem sekundärseitigen Induktor T100B.
- Von t2 bis T gibt es keinen Strom in der Diode CR1.
Wellenform (12) veranschaulicht die Spannung an der Diode CR2, die identisch zu der Wellenform (10) ist, aber um 180° phasenverschoben.
Wellenform (13) veranschaulicht den Strom durch die Diode CR2, die identisch zu der Wellenform (11) ist, aber um 180° phasenverschoben.
Wellenform (14) veranschaulicht die Spannung an der Diode CR3.
- Von t0 bis t1 blockiert die Diode CR3 die reflektierte Eingangsspannung.
- Von t1 bis T/2 leitet die Diode CR3 und zeigt (unter Idealbedingungen) keinen Spannungsabfall.
- Von T/2 bis t2 blockiert die Diode CR3 die reflektierte Eingangsspannung.
- Von t2 bis T leitet die Diode CR3 und zeigt (unter Idealbedingungen) keinen Spannungsabfall.
Wellenform (15) veranschaulicht den Strom durch die Diode CR3.
- Von t0 bis t1 blockiert die Diode CR3, kein Strom fließt.
- Von t1 bis T/2 leitet die Diode CR3 den Strom von dem sekundärseitigen Induktor T101B.
- Von T/2 bis t2 blockiert die Diode CR3, kein Strom fließt.
- Von t2 bis T leitet die Diode CR3 den Strom von dem sekundärseitigen Induktor T100B.

Es wird angemerkt, dass die Spannung der Dioden als positiv angenommen wird, während die jeweilige Diode blockiert; somit wird die Kathode als der positivere Anschluss angesehen. Der Diodenstrom wird als positiv angesehen, wenn der Strom von der Anode zu der Kathode fließt. Diese Annahmen reduzieren die Komplexität der Wellenformen.
Topologie mit Synchrongleichrichtern
Zum Verbessern der Effizienz der in 1 gezeigten Topologie können die Gleichrichter (d.h. die Dioden CR1 und CR2) auf der Sekundärseite durch gesteuerte Schalter ersetzt werden.
Es ist eine Option, die Mittendiode (CR3) mit gesteuerten Schaltern zu ersetzen. Die Wellenformen für die gesteuerten Schalter bleiben die gleichen. Die Gateansteuersignale sind eine Summe aus den Signalen PWM A und PWM B.
4 zeigt eine beispielhafte Schaltung mit Synchrongleichrichtern. 4 basiert auf 1. Im Gegensatz zu 1 umfasst 4 gesteuerte Schalter, d.h. n-Kanal-MOSFETs Q102 und Q103 anstelle der Dioden CR1 und CR2.
Im Gegensatz zu 1 gilt somit Folgendes für die in 4 gezeigte Schaltung: Der Knoten 105 ist mit dem Drain des MOSFET Q102 verbunden. Die Source des MOSFET Q102 ist mit dem Referenzpotential 103 verbunden. Das Gate des MOSFET Q102 ist mit dem Anschluss Sync A verbunden. Der Knoten 106 ist mit der Source des MOSFET Q103 verbunden, der Drain des MOSFET Q103 ist mit dem Knoten 104 verbunden. Das Gate des MOSFET Q103 ist mit dem Anschluss Sync_B verbunden.
Der MOSFET Q102 wird somit über den Anschluss Sync A (d.h. Signal Sync A) gesteuert, und der MOSFET Q103 wird über den Anschluss Sync B (d.h. das Signal Sync B) gesteuert.
Somit schalten die MOSFETs Q102 und Q103 ein und aus, wenn die Diode CR1 oder die Diode CR2 leitet oder blockiert.
Das Verwenden eines MOSFET als ein Synchrongleichrichter reduziert die Leitungsverluste im Vergleich zur Diode, weil der Spannungsabfall des MOSFET signifikant kleiner sein kann als der Spannungsabfall der Diode.
Die Synchrongleichrichter erfordern Gateansteuersignale über die Anschlüsse Sync A und Sync B. Es könnte enge Zeitsteueranforderungen zwischen den primären Gateansteuersignalen A und B und den sekundären Gateansteuersignalen Sync_A und Sync_B geben.
Da die vorgeschlagene Topologie mit indirektem Leistungstransfer implementiert werden kann, sind die Anforderungen an die Zeitsteuerung dieser Gateansteuersignale reduziert.
Ein zusätzlicher Vorzug des Synchrongleichrichters ist die Möglichkeit, sogar in Kombination mit geringen Lasten im kontinuierlichen Leitungsmodus zu bleiben. Dies ist insbesondere für eine Doppelausgangskonfiguration vorteilhaft, da es die Kreuzregelung verbessert.
Die Gateansteuersignale Sync A und Sync_B für die Synchrongleichrichter sind verglichen miteinander um 180° phasenverschoben. Die Übergänge der synchronen Gateansteuersignale Sync A und Sync B sind mit den fallenden Flanken der primärseitigen Gateansteuersignale A und B verknüpft, wie in Wellenform (1) und Wellenform (16) gezeigt. Somit ist gemäß der Wellenform (16) das an den Anschluss Sync A angelegte Gateansteuersignal (auch als Signal Sync A bezeichnet) von t0 bis t1 ausgeschaltet, von t1 bis t2 eingeschaltet und von t2 bis T ausgeschaltet. Das an den Anschluss Sync B angelegte Gateansteuersignal (auch als Signal Sync B bezeichnet) ist von t0 bis t1 eingeschaltet, von t1 bis t2 ausgeschaltet und von t2 bis T eingeschaltet.
Die synchronen Gateansteuersignale Sync A und Sync_B besitzen ein konstantes Tastverhältnis von 50% pro Phase unabhängig von der Ausgangslast und unabhängig von dem Tastverhältnis der primärseitigen Gateansteuersignale A und B.
Schaltsequenz der in Fig.4 gezeigten synchron-gleichgerichteten Topologie:
5 zeigt mehrere Perioden 1 bis 4, die Strompfade und Kommutationssequenzen für die in 4 gezeigte Schaltung darstellen. Die kombinierten Perioden 1 bis 4 zeigen eine volle Schaltperiode T.
Es wird angemerkt, dass die Übergänge der Gatesignale für die Synchrongleichrichter durch die fallenden Flanken der primärseitigen Gatesignale bestimmt werden. Die sekundären Gatesignale liegen immer bei 50% des Tastverhältnisses unabhängig von dem primärseitigen Tastverhältnis.
Es wird auf die in 3 gezeigten Wellenformen Bezug genommen. Da die grundlegende synchrongleichgerichtete Schaltung der grundlegenden Dioden-gleichgerichteten Schaltung ähnlich ist, besitzen die beiden Schaltungen die gleiche Figur von Wellenformen.

Wellenform (16) ist ein Zusatz im Vergleich zu der Dioden-gleichgerichteten Konfiguration:
- Wellenform (16) veranschaulicht die synchronen Gateansteuersignale. Es ist ersichtlich, dass die Signale Sync A und Sync B der Wellenform (16) bezüglich der fallenden Flanken der primären Gateansteuersignale A und B, wie in Wellenform (1) gezeigt, getaktet sind.

Es ist auch ersichtlich, dass das Tastverhältnis 50% beträgt. Falls sich das primärseitige Tastverhältnis ändert, verschieben sich die Synchrongleichrichter-Gatesignale nur bezüglich der Zeit, während das Verhältnis zwischen eingeschaltet und ausgeschaltet unverändert bleibt.
Zeitsteuerfehlanpassung von Gateansteuersignalen für Synchrongleichrichter
In Schaltungen, wo Synchrongleichrichung verwendet wird, gibt es oftmals Anforderungen an die Zeitsteuerung von Gateansteuersignalen. Dies gilt insbesondere für Topologien mit direktem Energietransfer. Vorteilhafterweise ist die Zeitsteuerung der Synchrongleichrichter nicht so kritisch, da die vorgeschlagene Topologie den indirekten Energietransfer verwendet.
Eine Fehlanpassung der Zeitsteuerung zwischen primärseitigen und sekundärseitigen Gateansteuerwellenformen kann verschiedene Gründe haben. Beispielsweise kann eine derartige Fehlanpassung durch Ausbreitungsverzögerungen in der Gateansteuerlogik und der Gateansteuerstufe verursacht werden, was ein verzögertes Schalten verursacht. Eine zweite signifikante Quelle für die Verzögerung ist die Kommunikationsverzögerung zwischen dem Strom von der Primärseite des Transformators zu der Sekundärseite des Transformators.
Wenn eine Verzögerung bei den synchronen Gateansteuersignalen in der Topologie mit direktem Transfer auftritt, kann der Gleichrichter einen Kurzschluss der Leistungsstufe der Topologie verursachen. In einem direkten Energietransfer würde das ähnlich einem Kurzschluss der Versorgungsspannung sein, wo der den Primärstrom begrenzende Faktor die Streuinduktanzen wären. Da Streuinduktanzen in einem Schaltnetzteil üblicherweise gering gehalten werden, besitzt der Strom in dem Synchrongleichrichter und der Leistungsstufe ein hohes ΔI/Δt, was zu starken Spitzenströmen führt. Dies kann übermäßige Verluste und im schlimmsten Fall einen Ausfall der Leistungsstufe oder des ganzen Synchrongleichrichters verursachen.
Jedoch nutzt die hierin beschriebene Topologie den indirekten Energietransfer. Somit wirken die sekundärseitigen Wicklungen als Stromquellen anstatt Spannungsquellen. Eine Fehlanpassung bei der Zeitsteuerung würde lediglich zu einem Kurzschließen einer Stromquelle führen, was im Vergleich zu einem Kurzschließen einer Spannungsquelle ein ziemlich gutes Verhalten ist; somit würde der Spitzenstrom begrenzt werden.
Deshalb kann eine Verzögerung bei der Zeitsteuerung der synchronen Gateansteuersignale zu erhöhten Verlusten führen, kann aber auch signifikant niedriger sein als für andere Topologien.
6 zeigt Schaltwellenformen, die mit einer Ausbreitungsverzögerung zwischen den fallenden Flanken der primären Gateansteuersignale A und B für die MOSFETs Q100 und Q101 dargestellt sind, und die Gateansteuersignale Sync A und Sync B für die Synchrongleichrichter (d.h. die MOSFETs Q102 und Q103).
Es wird insbesondere auf die Wellenformen Bezug genommen, die die Ströme der MOSFETs Q102, Q103 und der Diode CR3 zeigen. Die Ströme, die auf Basis der Verzögerung in den Synchrongleichrichtern fließen, sind auf den Strom begrenzt, der durch den sekundärseitigen Induktor T100B oder den sekundärseitigen Induktor T101B fließt.
Die vertikalen gestrichelten Linien von 6 veranschaulichen die Verzögerung zwischen den primären und sekundären Gatesignalen.
Die Spannungen an den Synchrongleichrichtern (d.h. den MOSFETs Q102 und Q103), bevor sie eingeschaltet werden, können durch die Einführung einer Verzögerung zwischen den Gateansteuersignalen reduziert werden.
Die reduzierte Spannung an dem MOSFET Q102 und dem MOSFET Q103 vor dem Einschalten ist vorteilhaft, da sie das Reduzieren der Einschaltverluste des MOSFET Q102 und des MOSFET Q103 gestattet, was wiederum die Effizienz der Schaltung erhöht.
Sekundäres Resonanzausgangsfilter
Zum Reduzieren von Schaltverlusten und Spannungsbeanspruchungen der Leistungsbauelemente und zum Reduzieren einer Stromwelligkeit der Ausgangskapazität kann ein Resonanzausgangsfilter zu der in 4 gezeigten Topologie hinzugefügt werden.
Ein derartiges Resonanzausgangsfilter trägt dazu bei, Strombeanspruchungen auf dem Ausgangskondensator C1 zu reduzieren, während die Spannung an den Schaltern reduziert wird, bevor sie eingeschaltet werden. Es trägt auch dazu bei, die Spitzenspannung der Synchrongleichrichter zu reduzieren, während die Topologie mit niedrigen Tastverhältnissen und hohen Eingangsspannungen betrieben wird, zudem reduziert es die Beanspruchung der auf den Primärschaltern nachschwingenden Spannung.
7 zeigt eine beispielhafte Schaltung mit einem einzelnen Ausgang. 7 basiert auf 4, im Gegensatz zu 4 jedoch enthält 7 ein Resonanzausgangsfilter zwischen dem Knoten 104 und dem Kondensator C1.
Im Gegensatz zu 4 gilt Folgendes für die in 7 gezeigte Schaltung: Der Knoten 104 ist über einen Induktor L200A mit einem Knoten 107 verbunden. Der Knoten 107 ist über den Kondensator C1 mit dem Referenzpotential 103 verbunden. Der Knoten 104 ist über eine Diode CR200 mit dem Referenzpotential 103 verbunden, wobei die Kathode der Diode CR200 zum Knoten 104 weist. Der Knoten 104 ist über einen Kondensator C200 mit dem Referenzpotential 103 verbunden. Das Ausgangspotential Vout wird über den Knoten 107 geliefert.
Eine Resonanzfrequenz des Resonanzausgangsfilters wird durch den Kondensator C200, den Induktor L200A, den sekundärseitigen Induktor T100B und den sekundärseitigen Induktor T101B bestimmt.
Die Amplitude der Resonanzwellenform basiert auf dem Arbeitspunkt des Wandlers. Wenn sich jedoch der Wandler in Regelung befindet, variiert die Spitzenamplitude der Spannung an dem Kondensator C200 nicht signifikant mit dem Arbeitspunkt. Die Spannung an dem Kondensator C200 kann zwischen einem Spitzenwert und null Volt schwingen, um Schaltverluste zu minimieren. Der Strom im Induktor L200A kann idealerweise konstant sein, kann aber in der Praxis etwas Welligkeit haben.
8 zeigt eine Resonanzspannungswellenform am Kondensator C200 für drei verschiedene Verhältnisse zwischen der Schaltfrequenz F_sw und der Resonanzfrequenz Fres.
Falls die Resonanzfrequenz Fres unter der Schaltfrequenz F_sw liegt, wird sich der Resonanzkondensator C200 nicht viel entladen und die Spannung vor dem Einschalten wird nicht signifikant reduziert werden.
Falls die Resonanzfrequenz Fres nahe der Schaltfrequenz F_sw liegt, entlädt sich der Resonanzkondensator C200 bis auf nahe null Volt. Dies bietet die höchste Reduktion bei der Spannung an den Halbleitern beim Schaltübergang.
Falls die Resonanzfrequenz Fres über der Schaltfrequenz F_sw liegt, wird die Spannung an dem Kondensator C200 negativ, was unerwünscht ist. Um dieses Problem zu mildern, wird die Diode CR200 hinzugefügt, um die Spannung nahe an null zu klemmen. Üblicherweise kann ein Betrieb mit einer Resonanzfrequenz, die unter der Schaltfrequenz oder nahe dieser liegt, bevorzugt werden.
Es wird angemerkt, dass die Spannung an dem in 8 gezeigten Kondensator C200 dem Synchrongleichrichter folgt (siehe Zeiten t1 und t2). Zwei zusätzliche Zeitindikatoren werden eingeführt, z.B. tr1 und tr2: $t r 1 = t_{1} + \frac{T}{4}, t r 2 = t_{2} + \frac{T}{4} .$
Diese Zeiten gelten insbesondere für F_res ≤ F_sw. Bei F_res ≥ F_sw kann die Resonanz immer noch bei t1 und t2 starten, wird aber ihre Spitze früher bei einer höheren Amplitude erreichen, sie wird aber ebenfalls auf null Volt fallen, wo der Strom durch die Diode CR200 geklemmt wird.

Von t1 bis tr1 wird Energie an den Kondensator C200 geliefert.
Von tr1 bis t2 wird Energie von dem Kondensator C200 geliefert.
Von t2 bis tr2 wird Energie an den Kondensator C200 geliefert.
Von tr2 bis t1 wird Energie von dem Kondensator C200 geliefert.

9 zeigt mehrere Perioden 1 bis 4, die die Strompfade und Kommutationssequenzen für die in 7 gezeigte Schaltung darstellen. Die kombinierten Perioden 1 bis 4 zeigen eine volle Schaltperiode T. Die zusätzliche Beschreibung des Stroms in dem Kondensator C200 wird im Folgenden beschrieben.
10 zeigt Schaltwellenformen (21) bis (37) für die in 7 gezeigte zusätzliche Resonanzausgangsfilterkonfiguration.
Das Tastverhältnis der primärseitigen Gateansteuersignale A und B wird reduziert, um den Vorzug des Resonanzausgangsfilters besser zu veranschaulichen..

Wellenform (21) veranschaulicht die Gateansteuersignale A und B für die MOSFETs Q100, Q101 der Primärseite. Das Tastverhältnis in diesem Beispiel ist kleiner als das in 3 gezeigte Tastverhältnis, um die Vorzüge des Resonanzausgangsfilters zu betonen.
Wellenform (22) veranschaulicht die sekundären Gateansteuersignale Sync A und Sync B für die Synchrongleichrichter, d.h. die MOSFETs Q102, Q103. Hier beträgt das Tastverhältnis 50%.
Wellenform (23) veranschaulicht die Spannung an dem Resonanzkondensator C200. Die Resonanzwellenform ist in Phase mit dem Synchrongleichrichter und sie hat Minimale bei t1 und t2 und eine Spitze in der Mitte zwischen t1 und t2 (was tr1 entspricht) und eine andere Spitze bei tr2.
Wellenform (24) veranschaulicht die Spannung an dem Drain und der Source des MOSFET Q100.
- Von t0 bis t1 ist der MOSFET Q100 eingeschaltet und idealerweise gibt es keinen Spanungsabfall.
- Von t1 bis t2 ist der MOSFET Q100 ausgeschaltet und blockiert die Eingangsspannung und die reflektierte Resonanzspannung.
- Von t2 bis T ist der MOSFET Q100 immer noch ausgeschaltet und blockiert nur die Eingangsspannung, da keine Spannung reflektiert wird.
Wellenform (25) veranschaulicht den Drainstrom des MOSFET Q100 und den Strom durch den primärseitigen Induktor T100A.
- Von t0 bis t1 ist der MOSFET Q100 eingeschaltet und Strom leitet durch den primärseitigen Induktor T100A und den MOSFET Q100. Diese Wellenform entspricht der Wellenform (3) mit Ausnahme des reduzierten Tastverhältnisses.
- Von t1 bis T ist der MOSFET Q100 ausgeschaltet, somit gibt es keinen Drainstrom.
Wellenform (26) veranschaulicht die Spannung an dem Drain und der Source des MOSFET Q101.
- Von t0 bis t1 ist der MOSFET Q101 ausgeschaltet und blockiert die Eingangsspannung und die reflektierte Resonanzspannung.
- Von t1 bis T/2 ist der MOSFET Q101 immer noch ausgeschaltet und blockiert nur die Eingangsspannung, da keine Spannung reflektiert wird.
- Von T/2 bis t2 ist der MOSFET Q101 eingeschaltet und idealerweise gibt es keinen Spannungsabfall an dem Drain und der Source.
- Von t2 bis T ist der MOSFET Q101 ausgeschaltet und blockiert die Eingangsspannung und die reflektierte Resonanzspannung.
Wellenform (27) veranschaulicht den Drainstrom des MOSFET Q101 und den Strom durch den primärseitigen Induktor T101A.
- Von t0 bis T/2 ist der MOSFET Q101 ausgeschaltet und kein Strom wird geleitet.
- Von T/2 bis t2 ist der MOSFET Q101 eingeschaltet und Strom leitet durch den primärseitigen Induktor T101A und den MOSFET Q101. Diese Wellenform entspricht der Wellenform (5) mit Ausnahme des verkürzten Tastverhältnisses.
- Von t2 bis T ist der MOSFET Q101 ausgeschaltet, somit gibt es keinen Drainstrom.
Wellenform (28) veranschaulicht die Spannung an dem sekundärseitigen Induktor T100B.
- Von t0 bis t1 ist die Spannung gleich der reflektierten Eingangsspannung.
- Von t1 bis t2 liefert der sekundärseitige Induktor T100B Energie, wobei die Spannung durch die Resonanzspannung an dem Kondensator C200 bestimmt wird.
- Von t2 bis T gibt es keine Spannung an dem sekundärseitigen Induktor T100B.
Wellenform (29) veranschaulicht den Strom durch den sekundärseitigen Induktor T100B.
- Von t0 bis t1 gibt es keinen Strom durch den sekundärseitigen Induktor T100B, da Strom im primärseitigen Induktor T100A geleitet wird.
- Von t1 bis t2 wird Strom von dem sekundärseitigen Induktor T100B zum Kondensator C200 geliefert.
- Von t2 bis T gibt es keinen Spannungsabfall an dem sekundärseitigen Induktor T100B, somit keine Stromänderungen.
Wellenform (30) veranschaulicht die Spannung an dem sekundärseitigen Induktor T101B.
- Von t0 bis t1 wird die Spannung durch die Spannung an dem Kondensator C200 bestimmt.
- Von t1 bis T/2 gibt es keinen Spannungsabfall am sekundärseitigen Induktor T101B.
- Von T/2 bis t2 sieht der sekundärseitige Induktor T101B die reflektierte Eingangsspannung.
- Von t2 bis T wird die Spannung wieder durch die Spannung am Kondensator C200 bestimmt, während Energie geliefert wird.
Wellenform (31) veranschaulicht den Strom durch den sekundärseitigen Induktor T101B.
- Von t0 bis t1 wird Strom geleitet.
- Von t1 bis T/2 gibt es keine Spannung am sekundärseitigen Induktor T101B, somit keine Stromänderung.
- Von T/2 bis t2 gibt es keinen Strom, da der primärseitige Induktor T101A leitet.
- Von t2 bis T leitet der sekundärseitige Induktor T101B wieder.
Wellenform (32) veranschaulicht die Spannung an dem Drain und der Source des MOSFET Q102.
- Von t0 bis t1 wird die Spannung durch die reflektierte Eingangsspannung und die Resonanzspannung an dem Kondensator C200 bestimmt.
- Von t1 bis t2 ist der MOSFET Q102 eingeschaltet und idealerweise gibt es keinen Spannungsabfall.
- Von t2 bis T ist die Spannung an dem von der Spannung MOSFET Q102 an dem Kondensator C200 bestimmt.
- Der Vorzug des Resonanztanks wird effektiv, wenn der MOSFET Q102 zur Zeit t1 eingeschaltet wird. Dann approximiert die Spannung an dem MOSFET Q102 null; somit approximieren die Ausschaltverluste null, was die Effizienz der Topologie erhöht. Weiterhin wird die Spitzenspannung an dem Synchrongleichrichter bei niedrigen Tastverhältnissen reduziert.
Wellenform (33) veranschaulicht den Drainstrom des MOSFET Q102.
- Von t0 bis t1 ist der MOSFET Q102 ausgeschaltet und kein Strom leitet.
- Von t1 bis T/2 leitet der MOSFET Q102 eine Stromdifferenz zwischen dem sekundärseitigen Induktor T100B und dem sekundärseitigen Induktor T101B.
- Von T/2 bis t2 leitet der MOSFET Q102 den Strom im sekundärseitigen Induktor T100B.
- Von t2 bis T ist der MOSFET Q102 ausgeschaltet.
Wellenform (34) veranschaulicht die Spannung an dem Drain und der Source des MOSFET Q103.
- Von t0 bis t1 ist der MOSFET Q103 eingeschaltet und hat idealerweise keinen Spannungsabfall.
- Von t1 bis T/2 ist der MOSFET Q103 ausgeschaltet und blockiert die Resonanzspannung an dem Kondensator C200.
- Von T/2 bis t2 bleibt der MOSFET Q103 ausgeschaltet und blockiert die reflektierte Eingangsspannung plus die Resonanzspannung an dem Kondensator C200.
- Von t2 bis T ist der MOSFET Q103 wieder eingeschaltet, somit gibt es idealerweise keinen Spannungsabfall.
- Der Vorzug des Resonanztanks wird effektiv, wenn der MOSFET Q103 zur Zeit t2 eingeschaltet wird. Dann approximiert die Spannung an dem MOSFET Q103 null; somit approximieren die Ausschaltverluste null, was die Effizienz der Topologie erhöht. Weiterhin wird die Spitzenspannung an dem Synchrongleichrichter bei niedrigen Tastverhältnissen reduziert.
Wellenform (35) veranschaulicht den Strom des MOSFET Q103. Diese Wellenform entspricht der Wellenform (33), ist aber um 180° phasenverschoben.
Wellenform (36) veranschaulicht die Spannung an der Diode CR3, die der Wellenform (14) entspricht, mit der Ausnahme des verkürzten Tastverhältnisses.
Wellenform (37) veranschaulicht den Strom an der Diode C3, die der Wellenform (15) entspricht, mit der Ausnahme des verkürzten Tastverhältnisses.

Integriertes Eingangsfilter
11 zeigt eine beispielhafte Schaltung mit einem integrierten Eingangsfilter, Synchrongleichrichtern und einem Resonanzausgangsfilter.
Die Sekundärseite der in 11 gezeigten Schaltung entspricht der Sekundärseite der in 7 gezeigten Schaltung.
Jedoch ist die Primärseite der in 11 gezeigten Schaltung erweitert. Somit umfasst der gekoppelte Induktor T100 einen zusätzlichen primärseitigen Induktor T100C, und der gekoppelte Induktor T101 umfasst einen zusätzlichen primärseitigen Induktor T101C. Die primärseitigen Induktoren T100C und T101C können als eine zusätzliche Wicklung realisiert werden, die an den Kern des gekoppelten Induktors T100 gekoppelt ist, oder als ein separater Induktor, der nicht an den Kern des gekoppelten Induktors T100 gekoppelt ist.
Die Eingangsspannung Vin wird an einen Knoten 111 geliefert. Der Knoten 111 ist über den primärseitigen Induktor T100C mit einem Knoten 112 verbunden. Der Knoten 112 ist über den primärseitigen Induktor T100A mit einem Knoten 113 verbunden. Der Knoten 113 ist über einen Kondensator C100 mit dem Referenzpotential 102 verbunden. Außerdem ist der Knoten 113 über den primärseitigen Induktor T101A mit einem Knoten 114 verbunden. Der Knoten 111 ist weiter über den primärseitigen Induktor T101C mit dem Knoten 114 verbunden.
Der Knoten 112 ist mit dem Drain des MOSFET Q100 verbunden. Die Source des MOSFET Q100 ist mit dem Referenzpotential 102 verbunden. Das Gate des MOSFET Q100 ist mit dem Anschluss A verbunden (an dem das Signal A angelegt wird).
Der Knoten 114 ist mit dem Drain des MOSFET Q101 verbunden. Die Source des MOSFET Q101 ist mit dem Referenzpotential 102 verbunden. Das Gate des MOSFET Q101 ist mit dem Anschluss B verbunden (an dem das Signal B angelegt wird).
Die primärseitigen Induktoren T100C und T101C reduzieren die Eingangsstromwelligkeit und die Notwendigkeit für zusätzliche Filterung. Die Kombination aus dem primärseitigen Induktor T100C, dem primärseitigen Induktor T101C und dem Kondensator C100 führt zu einem LC-Filter, das die Anforderungen für zusätzliche Eingangsfilterung reduziert.
Die primärseitigen Induktoren T100C und T101C können auch dazu beitragen, einen Proximity-Effekt zwischen primär- und sekundärseitigen Induktoren zu reduzieren, insbesondere falls sie Windungen umfassen, die auf den gleichen Kern gewickelt sind. Dieser reduzierte Proximity-Effekt führt zu einem niedrigeren AC-Widerstand und er gestattet eine verbesserte Effizienz.
Die primärseitigen Induktoren T100C und T101C von 11 sind als integrierte magnetische Teile dargestellt (sie können sich einen Kern mit den anderen Induktoren teilen, d.h. die primärseitigen Induktoren T100A, T100C und der sekundärseitige Induktor T100B teilen sich einen ersten Kern, und die primärseitigen Induktoren T101A, T101C und der sekundärseitige Induktor T101B teilen sich einen zweiten Kern). Als Alternative können die primärseitigen Induktoren als diskrete Induktoren realisiert werden.
Falls sich die primärseitigen Induktoren T100A, T100C und der sekundärseitige Induktor T100B den gleichen Kern teilen, besitzt jeder der Induktoren vorteilhafterweise die gleiche Anzahl an Windungen. Es ist jedoch eine Option, dass der sekundärseitige Induktor T100B eine andere Windungszahl besitzt.
Falls sich die primärseitigen Induktoren T101A, T101C und der sekundärseitige Induktor T101B den gleichen Kern teilen, besitzt jeder der Induktoren vorteilhafterweise die gleiche Anzahl an Windungen. Es ist jedoch eine Option, dass der sekundärseitige Induktor T101B eine andere Windungszahl besitzt.
Es wird angemerkt, dass die primärseitigen Induktoren bezüglich der Sekundärseite mit einem Punkt versehen sind: die primärseitigen Punkte sind zu dem Drain der MOSFETs Q100, Q101 angeordnet.
Der primäre Schaltstrom in dem MOSFET Q100 wird von dem primärseitigen Induktor T100C und dem Kondensator C100 geliefert. Wenn der MOSFET Q100 ausgeschaltet wird, wird der Eingangsstrom weiterhin im primärseitigen Induktor T100C und im primärseitigen Induktor T100A geleitet, um den Kondensator C100 zu laden.
Der primäre Schaltstrom in dem MOSFET Q101 wird von dem primärseitigen Induktor T101C und dem Kondensator C100 geliefert. Wenn der MOSFET Q101 ausgeschaltet wird, wird der Eingangsstrom weiterhin im primärseitigen Induktor T101C und im primärseitigen Induktor T101A geleitet, um den Kondensator C100 zu laden.
12 zeigt mehrere Perioden 1 bis 4, die die Strompfade und Kommutationssequenzen für die in 11 gezeigte Schaltung darstellen. Die kombinierten Perioden 1 bis 4 zeigen eine volle Schaltperiode T.
Die Sekundärseite verhält sich wie zuvor entweder in der Dioden-gleichgerichteten Konfiguration oder der synchron-gleichgerichteten Konfiguration beschrieben mit oder ohne das Resonanzfilter.
13 zeigt Wellenformen (21), (22) und (38) bis (45) für die in 11 gezeigten Konfigurationen, d.h. unter Berücksichtigung der integrierten primärseitigen Induktoren T100C und T101C.
Die Wellenformen (21) und (22) sind bezüglich 10 oben gezeigt und erläutert.
Die Spannungen an den primärseitigen Induktoren sind gleich. Außerdem wird der Strom in den primärseitigen Induktoren T100A und T101A negativ, was anzeigt, dass der Strom in beide Richtungen kommutiert.
Der Eingangsstrom an den primärseitigen Induktoren T100C und T101C ist positiv mit einem kleinen Ausmaß an Welligkeit.
Der Vergleich der Eingangsströme an den primärseitigen Induktoren T100C und T101C veranschaulicht die Differenz der Eingangsstromwelligkeit: Eine Wellenform Iini zeigt die Eingangsstromwelligkeit der Topologie ohne Eingangsinduktoren, und eine Wellenform I_in2 zeigt die Eingangsstromwelligkeit der Topologie mit den primärseitigen Induktoren T100C und T101C. Die Mittelwerte beider Eingangsstromwelligkeiten I_in1 und I_in2 sind identisch, aber der Effektivwert (RMS-Wert) und das Rauschen von der Eingangsstromwelligkeit I_in1 ist signifikanter. Somit reduzieren die primärseitigen Induktoren T100C und T101C die Anforderung nach zusätzlicher Eingangsfilterung.

Wellenform (38) veranschaulicht eine optimale Spannungswellenform an dem Kondensator C200. Dies ist eine teilweise Wiederholung der Wellenform (23).
Wellenform (39) veranschaulicht die Spannung an den primärseitigen Induktoren T100A und T100C.
- Von t0 bis t1 sind die primärseitigen Induktoren T100A und T100C -Vin ausgesetzt.
- Von t1 bis t2 sind die primärseitigen Induktoren T100A und T100C der reflektierten Resonanzspannung an dem Kondensator C200 ausgesetzt.
- Von t2 bis T gibt es keine Spannung an den primärseitigen Induktoren T100A und T100C.
Wellenform (40) veranschaulicht den Strom durch den primärseitigen Induktor T100A.
- Von t0 bis t1 leitet der primärseitige Induktor T100A einen positiven Strom.
- Von t1 bis t2 ist der Strom negativ und gleich dem Strom in dem primärseitigen Induktor T100C.
- Von t2 bis T ist der Strom immer noch negativ, aber konstant, da es keinen Spannungsabfall an den primärseitigen Induktoren T100A oder T100C gibt.
- Der mittlere Strom durch dem primärseitigen Induktor T100A pro Zyklus beträgt null.
Wellenform (41) veranschaulicht die Stromwellenform für den primärseitigen Induktor T100C.
- Von t0 bis t1 nimmt der Strom in dem primärseitigen Induktor T100C zu, wodurch Energie in dem gekoppelten Induktor T100 gespeichert wird.
- Von t1 bis t2 nimmt der Strom ab, während Energie geliefert wird.
- Von t2 bis T ist der Strom in dem primärseitigen Induktor T100C konstant.
- Der Mittelwert des Stroms in dem primärseitigen Induktor T100C pro Zyklus beträgt 0,5*I_in (wobei I_in der Eingangsstrom ist).
Wellenform (42) veranschaulicht die Spannungen an den primärseitigen Induktoren T101A und T101C. Die Wellenformen sind identisch mit der Wellenform (39), sie sind aber um 180° phasenverschoben.
Wellenform (43) veranschaulicht den Strom in dem primärseitigen Induktor T101A. Diese Wellenform ist mit der Wellenform (40) identisch, aber um 180° phasenverschoben.
Wellenform (44) veranschaulicht die Stromwellenform des primärseitigen Induktors T101C. Diese Wellenform ist mit der Wellenform (41) identisch, aber um 180° phasenverschoben.
Wellenform (45) veranschaulicht die Eingangsstromwelligkeit Iini der Topologie ohne die primärseitigen Induktoren T100C und im Vergleich zu der Eingangsstromwelligkeit I_in2 der Topologie mit den primärseitigen Induktoren T100C und T101C. Die Eingangsstromwelligkeit I_in2 ist viel kleiner als die Eingangsstromwelligkeit I_in1, was vorteilhaft ist. Die mittleren Eingangs(welligkeits)-Ströme der beiden Eingangsstromwelligkeiten I_in1und I_in2 sind identisch.

Mehrere Ausgänge
Außerdem kann eine Topologie bereitgestellt werden, die mehr als einen Ausgang besitzt. Die mindestens zwei Ausgänge können galvanisch getrennt sein oder sie können einen gemeinsamen Rückweg besitzen. Die Ausgänge der Topologie können beides sein, positiv oder negativ, jeder Ausgang kann ebenfalls eine separate Ausgangsspannung besitzen.
14 zeigt ein Beispiel einer Doppelausgangskonfiguration mit einem gemeinsamen Rückweg.
Die Primärseite der in 14 gezeigten Schaltung entspricht der Primärseite der in 11 gezeigten Schaltung.
Jedoch ist die Sekundärseite der in 14 gezeigten Schaltung erweitert, um eine positive Ausgangsspannung Vout_pos und eine negative Ausgangsspannung Vout neg zu liefern.
Im Vergleich zu der in 11 gezeigten Schaltung ist der sekundärseitige Induktor L200A Teil eines gekoppelten Induktors L200, der auch einen sekundärseitigen Induktor L200B umfasst.
Ein sekundärseitiger Induktor T100D ist zwischen dem Referenzpotential 103 und einem Knoten 121 angeordnet. Der Knoten 121 ist über eine Diode CR4 mit einem Knoten 122 verbunden, wobei die Kathode der Diode CR4 zu dem Knoten 121 zeigt. Die Diode CR4 ist eine andere Mittendiode.
Der Knoten 122 ist über einen sekundärseitigen Induktor T101D mit einem Knoten 123 verbunden. Der Knoten 121 ist mit dem Drain eines n-Kanal-MOSFET Q104 verbunden, und die Source des MOSFET Q104 ist mit dem Knoten 123 verbunden.
Der Knoten 122 ist mit der Source eines n-Kanal-MOSFET Q105 verbunden, und der Drain des MOSFET Q105 ist mit dem Referenzpotential 103 verbunden.
Das Gate des MOSFET Q104 ist mit dem Anschluss Sync A verbunden, und das Gate des MOSFET Q105 ist mit dem Anschluss Sync_B verbunden. Somit wird das Signal Sync_A an die Gates der MOSFETs Q102 und Q104 geliefert, und das Signal Sync B wird an das Gate der MOSFETs Q103 und Q105 geliefert.
Der Knoten 123 ist über eine Diode CR201 mit dem Referenzpotential 103 verbunden, wobei die Kathode der Diode CR200 zu dem Referenzpotential 103 zeigt. Der Knoten 123 ist über einen Kondensator C201 mit dem Referenzpotential 103 verbunden. Der Knoten 123 ist weiterhin über den sekundärseitigen Induktor L200B mit einem Knoten 124 verbunden. Der Knoten 124 ist über einen Kondensator C2 mit dem Referenzpotential 103 verbunden. Das negative Ausgangspotential Vout neg wird über den Knoten 124 geliefert.
15 zeigt mehrere Perioden 1 bis 4, die die Strompfade und Kommutationssequenzen für die in 14 gezeigte Schaltung veranschaulichen. Die kombinierten Perioden 1 bis 4 zeigen eine volle Schaltperiode T.
Die Wellenformen, Schaltperioden und Strompfade sind die gleichen, wie oben bezüglich 11 beschrieben.
Die Stromwellenformen und Strompfade für jeden Ausgang sind ebenfalls die gleichen wie zuvor beschrieben. Die beiden Ausgänge Vout_pos und Vout neg sind „gespiegelt“, um eine negative Ausgangsspannung bereitzustellen.
Das Ausgangsfilter nutzt beispielhaft den gekoppelten Induktor L200. Eine derartige Kopplung ist jedoch nicht erforderlich, es können auch diskrete Induktoren verwendet werden.
Die Diode CR200 und die Diode CR201 sind zu Schutzzwecken hinzugefügt; unter Idealbedingungen leiten beide Dioden keinen Strom.
Gestrichelte Pfeile zeigen Strompfade für die positive Spanungsschiene an, durchgehende Pfeile zeigen Strompfade für die negative Spannungsschiene an, und gepunktete Pfeile zeigen Strompfade für die Primärseite an.
Der durch die gestrichelten Pfeile angezeigte Strompfad ist der gleiche wie die zuvor beschriebenen Strompfade für Einzelausgangskonfigurationen.
Der durch die durchgehenden Pfeile angezeigte Strompfad ist ähnlich dem durch die gestrichelten Pfeile angezeigten Strompfad, aber mit entgegengesetzter Richtung.
16 zeigt die Wellenformen (21), (22) und (46) bis (57) für die Doppelausgangskonfiguration gemäß 14.
Die Wellenformen (21) und (22) sind bezüglich 10 oben gezeigt und erläutert.
Die Wellenformen sind unter der Annahme einer symmetrischen Last, einem gleichen Ausmaß an Ausgangsspannung an beiden Ausgängen und gleichen Wicklungsverhältnis auf den sekundärseitigen Induktoren.
Es ist auch möglich, eine andere Spannung an jedem Ausgang zu haben, was dann zu der gleichen Gestalt von Wellenformen an jedem Ausgang, aber zu unterschiedlichen Amplituden, führen würde.

Wellenform (46) veranschaulicht die Spannung an den beiden Resonanzkondensatoren C200 und C201 bezüglich des Referenzpotentials 103. Die Wellenformen sind identisch mit zuvor beschriebenen Resonanzkondensatorwellenformen. Die Spannung an dem Kondensator C102 ist um null Volt herum gespiegelt.
Wellenform (47) veranschaulicht die Spannung an der Sekundärseite des gekoppelten Induktors T100 (umfassend die sekundärseitigen Induktoren T100B und T100D). Die Wellenformen sind identisch mit der Wellenform (28), nur mit dem Zusatz des sekundärseitigen Induktors T100D. Da das Ausmaß der an beiden Ausgängen Vout_pos und Vout-neg gelieferten Spannung das gleiche ist, ist die Spannung an den sekundärseitigen Induktoren T100B und T100D die gleiche.
Wellenform (48) veranschaulicht den Strom durch die Sekundärseite des gekoppelten Induktors T100 (umfassend die sekundärseitigen Induktoren T100B und T100D). Die Wellenformen sind identisch mit der Wellenform (29), nur mit dem Zusatz des sekundärseitigen Induktors T100D.
Wellenform (49) veranschaulicht die Spannung an der Sekundärseite des gekoppelten Induktors T101 (umfassend die sekundärseitigen Induktoren T101B und T101D). Die Wellenformen sind identisch mit der Wellenform (30), nur mit dem Zusatz des sekundärseitigen Induktors T101D.
Wellenform (50) veranschaulicht den Strom durch die Sekundärseite des gekoppelten Induktors T101 (umfassend die sekundärseitigen Induktoren T101B und T101D). Die Wellenformen sind identisch mit der Wellenform (31), nur mit dem Zusatz des sekundärseitigen Induktors T101D.
Wellenform (51) veranschaulicht die Spannung an den Synchrongleichrichtern (d.h. den MOSFETs Q102 und Q104). Da die Ausgänge identisch sind, sind die Amplitude und Gestalt der Spannung an den MOSFETs Q102 und Q104 identisch. Falls die beiden Ausgänge unterschiedliche Spannungen besitzen, würden die Wellenformen die gleiche Gestalt besitzen, aber unterschiedliche Amplituden. Die Wellenformen sind identisch mit der Wellenform (32), aber mit dem Zusatz des MOSFET Q104.
Wellenform (52) veranschaulicht den Drainstrom der MOSFETs Q102 und Q104. Da die Lasten als für beide Ausgänge Vout_pos und Vout neg symmetrisch angesehen werden, wird auch der Strom symmetrisch sein und die Ströme durch die MOSFETs Q102 und Q104 sind identisch. Die Wellenformen sind identisch mit der Wellenform (33), aber mit dem Zusatz des MOSFET Q104.
Wellenform (53) veranschaulicht die Spannung an den Synchrongleichrichtern (d.h. den MOSFETs Q103 und Q105). Da die Ausgänge identisch sind, sind die Amplitude und Gestalt der Spannung an den MOSFETs Q103 und Q105 identisch. Die Wellenformen sind identisch mit der Wellenform (34), aber mit dem Zusatz des MOSFET Q105.
Wellenform (54) veranschaulicht den Drainstrom der MOSFETs Q103 und Q105. Die Wellenformen sind identisch mit der Wellenform (35), aber mit dem Zusatz des MOSFET Q105.
Wellenform (55) veranschaulicht die Spannung an den Mittendioden CR3 und CR4. Die Wellenformen sind identisch mit der Wellenform (36), aber mit dem Zusatz der Diode CR4.
Wellenform (56) veranschaulicht den Strom durch die Mittendioden CR3 und CR4. Die Wellenformen sind identisch mit der Wellenform (37), aber mit dem Zusatz der Diode CR4.
Wellenform (57) veranschaulicht die Ausgangsspannungen Vout_pos und Vout neg unter Bezugnahme auf sekundäre Masse (d.h. das Referenzpotential 103).

Obwohl verschiedene Ausführungsbeispiele der Erfindung offenbart worden sind, ist für den Fachmann offensichtlich, dass verschiedene Änderungen und Modifikationen vorgenommen werden können, die einige der Vorteile der Erfindung erzielen, ohne von dem Gedanken und Schutzbereich der Erfindung abzuweichen. Es wird für den Durchschnittsfachmann offensichtlich sein, dass andere Komponenten, die die gleichen Funktionen ausführen, geeignet substituiert werden können. Es sei erwähnt, dass unter Bezugnahme auf eine spezifische Figur erläuterte Merkmale mit Merkmalen von anderen Figuren kombiniert werden können, sogar in jenen Fällen, in denen dies nicht explizit erwähnt worden ist. Weiterhin können die Verfahren der Erfindung entweder in Voll-Software-Implementierungen erzielt werden, unter Verwendung der entsprechenden Prozessoranweisungen, oder in Hybrid-Implementierungen, die eine Kombination aus Hardwarelogik und Softwarelogik nutzen, um die gleichen Ergebnisse zu erzielen. Solche Modifikationen an dem erfindungsgemäßen Konzept sollen durch die beigefügten Ansprüche abgedeckt sein.

Claims

Schaltung, umfassend - einen ersten gekoppelten Induktor umfassend einen ersten Primärinduktor (T100A), der magnetisch mit einem ersten Sekundärinduktor (T100B) gekoppelt ist, - einen zweiten gekoppelten Induktor umfassend einen zweiten Primärinduktor (T101A), der magnetisch mit einem zweiten Sekundärinduktor (T101B) gekoppelt ist, - wobei der erste Primärinduktor (T100A) und der zweite Primärinduktor (T101A) in einer Parallelkonfiguration geschaltet sind, - wobei der erste Sekundärinduktor (T100B) und der zweite Sekundärinduktor (T101B) in einer gleichgerichteten Reihen-Parallel-Konfiguration geschaltet sind, - wobei die Parallelkonfiguration auf der Primärseite umfasst: - einen Eingangsknoten (111), der über eine erste Kette umfassend einen dritten Induktor (T100C) gekoppelt in Reihe mit einem ersten elektronischen Schaltelement (Q100) mit einem Primärreferenzpotential (102) verbunden ist, - wobei ein erster Knoten (112) zwischen dem dritten Induktor (T100C) und dem ersten elektronischen Schaltelement (Q100) über den ersten primärseitigen Induktor (T100A) mit einem zweiten Knoten (113) verbunden ist, - wobei der zweite Knoten (113) über einen Kondensator (C100) mit dem Primärreferenzpotential (102) verbunden ist, - wobei der Eingangsknoten (111) über eine zweite Kette umfassend einen vierten Induktor (T101C) gekoppelt in Reihe mit einem zweiten elektronischen Schaltelement (Q101) mit dem Primärreferenzpotential (102) verbunden ist, - wobei ein dritter Knoten (114) zwischen dem vierten Induktor (T101C) und dem zweiten elektronischen Schaltelement (Q101) über den zweiten primärseitigen Induktor (T101A) mit dem zweiten Knoten (113) verbunden ist.
Schaltung nach Anspruch 1, bei der das elektronische Schaltelement ein Transistor ist, insbesondere ein MOSFET.
Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, umfassend eine Steuerschaltung zum Ansteuern der elektronischen Schaltelemente mit einem Tastverhältnis zwischen 0 und 50%.
Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, umfassend mehrere gleichgerichtete Reihen-Parallel-Konfigurationen zum Liefern von mehreren Ausgangsspannungen, insbesondere zwei gespiegelte gleichgerichtete Reihen-Parallel-Konfigurationen zum Liefern einer positiven Ausgangsspannung und einer negativen Ausgangsspannung.
Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, umfassend mehrere gleichgerichtete Reihen-Parallel-Konfigurationen zum Liefern mehrerer Ausgangsspannungen, insbesondere zwei gleichgerichtete Reihen-Parallel-Konfigurationen in Reihe zueinander.
Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der die gleichgerichtete Reihen-Parallel-Konfiguration umfasst: - eine dritte Kette umfassend den ersten sekundärseitigen Induktor (T100B) gekoppelt in Reihe mit einem ersten gleichrichtenden Element (Q102), - eine vierte Kette umfassend ein zweites gleichrichtendes Element (Q103) gekoppelt in Reihe mit dem zweiten sekundärseitigen Induktor (T101B), - wobei die dritte Kette und die vierte Kette parallel angeordnet sind, - eine fünfte Kette, die den ersten sekundärseitigen Induktor (T100B), eine Mittendiode (CR3) und den zweiten sekundärseitigen Induktor (T101B) in Reihe schaltet, - wobei eine Ausgangsspannung an einem Ausgangsknoten (104) an einem Ende der Parallelschaltung aus der dritten Kette und der vierten Kette geliefert wird und wobei der gegenüberliegende Knoten dieser Ketten mit einem Sekundärreferenzpotential (103) verbunden ist.
Schaltung nach Anspruch 6, bei der ein Kondensator (C200) parallel zu der dritten und vierten Kette angeordnet ist.
Schaltung nach einem der Ansprüche 6 oder 7, bei der jedes der gleichrichtenden Elemente mindestens eines der folgenden umfasst; - einen Halbleiter, - einen Halbleiterschalter, - einen Transistor, - einen MOSFET, - eine Diode, - ein Schaltelement, - ein gleichrichtendes Element.
Schaltung nach einem der Ansprüche 6 bis 8, bei der ein Resonanzausgangsfilter (L200A, C1) parallel zu der dritten und vierten Kette angeordnet ist.
Schaltung nach Anspruch 9, bei der das Resonanzausgangsfilter eine Pi-Struktur umfasst.
Verfahren zum Betreiben der Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche durch Ansteuern der elektronischen Schaltelemente mit einem Tastverhältnis zwischen 0 und 50%, bei dem die elektronischen Schaltelemente nicht zur gleichen Zeit eingeschaltet sind.