CN101980434B - 单级桥式功率因数校正变换器电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种单级桥式功率因数校正变换器电路，该器包括输入整流电路，贮能电感一端接输入整流电路的正输出端，贮能电感另一端、第一电容的一端和第一二极管的正极汇接，第一二极管的负极、贮能电容的正极和第一电感的一端汇接，第一电感的另一端接桥式电路上端，第一电容的另一端、第二电容的一端和桥式电路的中端汇接，第二电容的另一端、第二二极管的负极和输入整流电路的负输出端汇接，第二二极管的正极、贮能电容的负极和第二电感的一端汇接，第二电感的另一端接桥式电路的下端，桥式电路接有输出整流滤波电路。开关不需要体内二极管或外并二极管，电路简单，功率因数、效率高，成本低，体积小。适合做各种功率的高性能开关电源。

Description

单级桥式功率因数校正变换器电路

技术领域

本发明属于开关电源技术领域，尤其涉及单级桥式功率因数校正变换器电路。

背景技术

公知的单级桥式功率因数校正变换器有2009年8月5日公开的“一种单级半桥AC-DC变换器”发明专利说明书，公开号为CN101499732A和2009年7月8日公开的“一种Z源软开关功率因数校正全桥变换器”发明专利说明书，公开号为CN101478245A。前者优点是电路简单，缺点是市电输入电流不连续，电磁干扰重，共用管S1电压电流应力大。后者优点是实现了软开关，缺点是输出直流电压时100Hz纹波电压大。它们的应用场合受到一定的限制。

发明内容

为了克服公知的单级桥式功率因数校正变换器电路的市电输入电流不连续、电磁干扰重，共用管S1电压电流应力大、输出直流电压时100Hz纹波电压大的缺陷，本发明提供一种单级桥式功率因数校正变换器电路，该校正变换器电路市电输入电流连续、电磁干扰轻，输出直流电压时100Hz纹波电压小。

本发明的总构思是用电感、电容贮能元件的特性，在市电瞬时值小于二分之一市电整流输出电压时，使开关在准零电流状态下开通而产生的市电输入电流为临界导电模式，并使开关在准零电压状态下关断。在市电瞬时值大于二分之一市电整流输出电压时，使开关在准零电流状态下开通而产生的市电输入电流为连续导电模式，使开关在零电压状态下关断时把贮能电感、电容贮存的部分能量直接经开关变压器传向输出端，以减小开关功耗和电流应力，达到提高开关电源功率因数、效率、降低开关电源成本之目的。

本发明的技术方案是：该校正变换器包括输入整流电路、贮能电感、贮能电容和桥式电路，市电两端分接输入整流电路两市电输入端，贮能电感的一端接输入整流电路的正输出端，贮能电感的另一端、第一电容的一端和第一二极管的正极汇接，第一二极管的负极、贮能电容的正极和第一电感的一端汇接，第一电感的另一端接桥式电路上端，第一电容的另一端、第二电容的一端和桥式电路的中端汇接，第二电容的另一端、第二二极管的负极和输入整流电路的负输出端汇接，第二二极管的正极、贮能电容的负极和第二电感的一端汇接，第二电感的另一端接桥式电路的下端，桥式电路中的变压器的次级绕组接有输出整流滤波电路。

所述的桥式电路包括变压器，变压器初级绕组的一端、第一开关的另一端和第二开关的一端汇接形成桥式电路的中端，第一开关的一端和第三电容的一端汇接形成桥式电路的上端，第二开关的另一端和第四电容的另一端汇接形成桥式电路的下端，变压器初级绕组另一端、第三电容另一端和第四电容一端汇接。

所述的桥式电路包括变压器，变压器第一初级绕组的一端、第一开关的另一端，第二开关的一端汇接形成桥式电路的一个中端，第一开关的一端、第三电容的一端和第三开关的一端汇接形成桥式电路的上端，第二开关的另一端、第四电容的另一端和第四开关的另一端汇接形成桥式电路的下端，变压器第一初级绕组的另一端、第三电容的另一端、第四电容的一端和第二初级绕组的一端汇接，第二初级绕组的另一端、第三开关的另一端、第四开关的一端汇接形成桥式电路的另一个中端。

本发明的技术方案也可以是：该校正变换器包括输入整流电路、贮能电感、贮能电容和桥式电路，市电两端分接输入整流电路两市电输入端，贮能电感的一端接输入整流电路的正输出端，贮能电感的另一端、贮能电容的正极和桥式电路上端汇接，贮能电容的负极、第一二极管的正极、第二二极管的正极和第二电感的一端汇接，第一电容的一端与桥式电路的一个中端汇接，第一电容的另一端、第一二极管的负极和输入整流电路的一个负输出端汇接，第二电容的一端与桥式电路的另一个中端汇接，第二电容的另一端、第二二极管的负极和输入整流电路的另一个负输出端汇接，第二电感的另一端接桥式电路的下端，桥式电路中的变压器的次级绕组接有输出整流滤波电路。

所述的输入整流电路是第三二极管正极、第四二极管负极和第五二极管负极汇接形成一个市电输入端，第六二极管正极、第七二极管负极和第八二极管负极汇接形成另一个市电输入端，第三二极管负极和第六二极管负极汇接形成正输出端，第四二极管正极和第七二极管正极汇接形成一个负输出端，第五二极管正极和第八二极管正极汇接形成另一个负输出端。

所述的桥式电路包括变压器，变压器第一初级绕组的一端、第一开关的另一端和第二开关的一端汇接形成桥式电路的一个中端，第一开关的一端和第三开关的一端汇接形成桥式电路的上端，第二开关的另一端、第四电容的另一端和第四开关的另一端汇接形成桥式电路的下端，变压器第一初级绕组的另一端、第四电容的一端和第二初级绕组的一端汇接，第二初级绕组的另一端、第三开关的另一端和第四开关的一端汇接形成桥式电路的另一个中端。

所述的桥式电路中的变压器第一初级绕组的另一端、第四电容的一端和第二初级绕组的一端汇接处与桥式电路的上端之间接有第三电容。

所述的贮能电感的另一端和贮能电容的正极汇接处与桥式电路上端之间串接有第一电感。

本发明的技术方案还可以是：该校正变换器包括输入整流电路、贮能电感、贮能电容和桥式电路，市电两端分接输入整流电路两市电输入端，贮能电感的一端接输入整流电路的负输出端，贮能电感的另一端、贮能电容的负极和桥式电路下端汇接，贮能电容的正极、第一二极管的负极、第二二极管的负极和第一电感的一端汇接，第一电容的另一端与桥式电路的一个中端汇接，第一电容的一端、第二二极管的正极和输入整流电路的另一个正输出端汇接，第二电容的另一端与桥式电路的另一个中端汇接，第二电容的一端、第一二极管的正极和输入整流电路的一个正输出端汇接，第一电感的另一端接桥式电路的上端，桥式电路中的变压器的次级绕组接有输出整流滤波电路。

所述的输入整流电路是第三二极管正极、第四二极管正极和第五二极管负极汇接形成一个市电输入端，第六二极管正极、第七二极管正极和第八二极管负极汇接形成另一个市电输入端，第三二极管负极和第六二极管负极汇接形成一个正输出端，第四二极管负极和第七二极管负极汇接形成另一个正输出端，第五二极管正极和第八二极管正极汇接形成负输出端。

所述的桥式电路包括变压器，变压器第一初级绕组的一端、第一开关的另一端和第二开关的一端汇接形成桥式电路的一个中端，第二开关的另一端和第四开关的另一端汇接形成桥式电路的下端，第一开关的一端、第三电容的一端和第三开关的一端汇接形成桥式电路的上端，变压器第一初级绕组的另一端、第三电容的另一端和第二初级绕组的一端汇接，第二初级绕组的另一端、第三开关的另一端和第四开关的一端汇接形成桥式电路的另一个中端。

所述的桥式电路中的变压器第一初级绕组的另一端、第三电容的另一端和第二初级绕组的一端汇接处与桥式电路的下端之间接有第四电容。

所述的贮能电感的另一端和贮能电容的负极汇接处与桥式电路下端之间串接有第二电感。

本发明的优点：开关不需要体内二极管或外并二极管，电路简单，功率因数、效率高，成本低，体积小。在额定电压输入下轻载时贮能电容上电压也能控制在380伏以下，开关承受的电压应力和典型的半桥、全桥电路基本一样，在市电电压瞬时值小于贮能电容上电压二分之一时，市电输入电流为临界导电模式，在市电电压瞬时值大于贮能电容上电压二分之一时，市电输入电流为连续导电模式，且市电输入电流没有死区，不但功率因数高，电磁干扰小，且能使开关在零电压状态下关断，在准零电流状态下开通，实现了高效率，适合做各种功率的高性能开关电源。

附图说明

图1是本发明的第一个实施例的电路图。

图2是本发明的第二个实施例的电路图。

图3是本发明的第三个实施例的电路图。

图4是本发明的第四个实施例的电路图。

图5是本发明的第五个实施例的电路图。

图6是本发明的第六个实施例的电路图。

图7是图1、图2、图3、图4、图5、图6中的变压器次级输出整流滤波电路图。

图8是用于提高图1、图2、图3和图4中的输入整流电路效率的附加电路图。

图9是用于提高图5和图6中的输入整流电路效率的附加电路图。

具体实施方式

在图1中，该校正变换器电路包括输入整流电路、贮能电感Lb、贮能电容Cb和桥式电路。市电Vi两端分接输入整流电路两市电输入端。贮能电感Lb的一端接输入整流电路的正输出端，贮能电感Lb的另一端、第一电容C1的一端和第一二极管D1的正极汇接。第一二极管D1的负极、贮能电容Cb的正极和第一电感L1的一端汇接，第一电感L1的另一端接桥式电路上端。第一电容C1的另一端、第二电容C2的一端和桥式电路的中端汇接。第二电容C2的另一端、第二二极管D2的负极和输入整流电路的负输出端汇接。第二二极管D2的正极、贮能电容Cb的负极和第二电感L2的一端汇接，第二电感L2的另一端接桥式电路的下端，桥式电路中的变压器T的次级绕组Ns1、Ns2接有图7所示的输出整流滤波电路。

所述的桥式电路包括变压器T，变压器T初级绕组Np的一端、第一开关S1的另一端和第二开关S2的一端汇接形成桥式电路的中端。第一开关S1的一端和第三电容C1的一端汇接形成桥式电路的上端。第二开关S2的另一端和第四电容C4的另一端汇接形成桥式电路的下端。变压器T初级绕组Np另一端、第三电容C3另一端和第四电容C4一端汇接。

该实施例的优点是：开关不需要体二极管或外接二极管，电路简单。

工作过程：为了方便说明，设电容C1＝C2、C3＝C4，电容Cb、C3、C4上有一定的电压，且Vc3＝Vc4＝Vcb/2，电感Lb和电容C1(或C2)串联谐振频率等于校正变换器工作频率，第一开关S1、第二开关S2关断到开通之间有一定死区，以市电Vi瞬时值是小于或大于电容Cb上电压Vcb的二分之一即：Vi＜Vcb/2，Vi＞Vcb/2两个阶段进行说明。

1.Vi＜Vcb/2

1.1.第一开关S1开通，第二开关S2关断，设Vc1＜Vcb/2，Vc2＝0伏。市电Vi经第三二极管D3(或第五二极管D5)、贮能电感Lb、第一二极管D1、第一电感L1、第一开关S1、第二电容C2、第六二极管D6(或第四二极管D4)回路使贮能电感Lb、第二电容C2发生串联谐振(因Lb＞＞L1，故忽略第一电感L1在串联谐振中的作用)，贮能电感Lb中的电流即市电输入电流Ii和第二电容C2上的电压Vc2分别从零开始上升，当第一开关S 1开通时间等于贮能电感Lb、第二电容C2谐振周期的1/4即下两式中的α＝90°时，市电输入电流Ii上升到最大值：

第二电容C2上的电压Vc2上升到：Vc2＝Vi(1-Cosα)＝Vi    (2)，

当S1开通时间等于Lb、C2谐振周期的1/2即上两式中α＝180°时，Ii下降到零，Vc2上升到最大值：Vc2＝2Vi。Lb、C2串联谐振电路完成了前半个周期。

在S1开通瞬间，Vc1经D1、S1加在L1上，Vc3经S1加在Np上，瞬间消除了Vcb加在Np上的电压，因Vcb-Vc1-Vc3-Vc4＝-Vc1＜0伏，即S1开通瞬间Cb不能向电路供电，S1开通后C1经D1、L1、S1串联谐振回路放电，当S1开通时间为L1、C1谐振周期的1/4时，L1中的电流达到最大值：

Vc1＝0伏，C1中的能量全部转移到L1中，此时Vcb经L1、S1、C4、L2加到Np上，把Cb中的能量经T传向输出端。这时如L1中的电流大于Cb供出的电流，则L1上的电压反相和Vcb串联向电路供电，同时向C1反向充电。由于S1开通前L1、L2中的电流为零，为S1零电流开启创造了条件，另一路Vc3经S1加在Np上，把C3中的能量经T传向输出端，使S1有一定的开启电流，此电流受T漏感和C3容量小的限制，故认为S1在准零电流状态下开通。

1.2.开关S1、S2关断

S1关断时，由于Vc2＝2Vi＜Vcb使S1在准零电压状态下关断，如Vc2＞Vc4，则Vc2经C4、L2、D2加在Np上，使Np上电压极性保持不变，C2开始放电，并把能量经变压器T传向输出端，当Vc2＝Vc4时，变压器T中的漏感电压和L2上电压极性变反，把漏感、L2、C2中的能量继续经变压器T传向输出端，提高了校正变换器的功率传送能力和效率，当漏感能量传送完毕，L2上反向电压加上Vc2等于Vc4时，电感L1、L2产生的反压经Vcb被Vc3+Vc4钳位，给C3、C4充电，C2的放电受到该钳位电压限制保留一定的电压。L1、L2能量传送完毕所需的时间为L1+L2和串联电容C3、C4串联谐振周期的1/4。

1.3.开关S2开通S1关断

市电Vi经D3(或D5)Lb、C1、S2、L2、D2、D6(或D4)回路使Lb、C1发生串联揩振，Lb中电流即市电输入电流Ii和电容C1上电压Vc1分别从零开始上升，当S2开通时间等于Lb、C1谐振周期1/4时，Ii上升到最大值：

Vc1上升到：Vc1＝Vi，当S2开通时间等于Lb、C1谐振周期的1/2时，Ii下降到零，Vc1上升到最大值Vc1＝2Vi，Lb、C1串联谐振电路又完成了后半个周期。因开关S1关断到开关S2开通之间死区很小，即市电输入电流Ii从S1关断到下降为零到S2开通从零开始上升之间时间很短，故认为市电输入电流Ii为临界导电模式。

在S2开通瞬间，Vc2经S2、D2加在L2上，Vc4经S2加在Np上，瞬间消除了Vcb加在Np上的电压，因为Vcb-Vc3-Vc4-Vc2＝-Vc2＜0伏，即S2开通瞬间Cb不能向电路供电，S2开通后，C2经S2、L2、D2串联谐振回路放电，当S2开通时间等于L2、C2谐振周期1/4时，L2中的电流达到最大值：

Vc2＝0伏，C2中的能量全部转移到L2中，此时Vcb经L1，C3，S2，L2加在Np上，把Cb中的能量经变压器T传向输出端。这时如L2中的电流大于Cb供出的电流，则L2上的电压极性变反和Vcb串联向电路供电，并向C2反向充电。由于S2开通前，L1、L2中的电流为零，为S2零电流开启创造了条件。另一路Vc4经S2加在Np上，把C4中的能量经变压器T传向输出端，使S2有一定的开启电流，该电流受变压器T中漏感和C4容量小的限制，故认为S2在准零电流状态下开通。到此，该校正变换器在Vi＜Vcb/2条件下完成了一个工作周期。

2.Vi＞Vcb/2

2.1.开关S1开通，S2关断：设Vc1≤Vcb/2，Vc2(0)≤Vcb/2，Ii(0)＞0安。说明：Vc2(0)为S1开通前C2上电压，Ii(0)为S1开通前市电输入电流的续流值。

S1开通，市电Vi经D3(或D5)、Lb、D1、S1、C2、D6(或D4)回路使Lb、C2发生串联谐振，Lb中的电流即市电输入电流Ii从Ii(0)开始上升，Vc2从Vc2(0)开始上升。Ii和Vc2随时间变化遵从下列两个恒定电压输入下的完全响应公式。因校正变换器工作频率远大于市电Vi的固有频率，故认为在校正变换器工作周期内Vi为恒定值。

$\mathrm{Ii}=-[\mathrm{Vc}2\left(0\right)-\mathrm{Vi}]\sqrt{C2/\mathrm{Lb}}\mathrm{Sin\α}+\mathrm{Ii}\left(0\right)\mathrm{Cos\α}---\left(1\right)$

$\mathrm{Vc}2=[\mathrm{Vc}2\left(0\right)-\mathrm{Vi}]\mathrm{Cos\α}+\mathrm{Ii}\left(0\right)\sqrt{\mathrm{Lb}/C2}\mathrm{Sin\α}+\mathrm{Vi}---\left(2\right)$

当S1开通时间小于Lb、C2谐振周期1/4，即上两式中α＜90°的某值时，Ii上升到最大值，该值大于

电容C2的电压上升到Vc2＝Vi，当S1开通时间小于Lb、C2谐振周期1/2，即上两式中的α＜180°某值时，Ii下降到零，Vc2上升到最大值，该值大于2Vi，Lb、C2串联谐振电路完成前半个工作周期。当Vc2＝Vcb时，C2充电被Vcb钳位，市电输入电流Ii即Lb中电流经D3(或D5)、Lb、D1、Cb、D2、D6(或D4)、Vi回路向Cb充电，形成续流，Ii的续流时间为：Lb·Ii/(Vcb-Vi)，Vi越大，续流时间越长。

在S1开通瞬间，Vc1经D1、S1加在L1上，Vc3经S1加在Np上，瞬间消除了Vcb加在Np上的电压，因为：Vcb-Vc1-Vc3-Vc4＝-Vc1＜0伏，即S1开通瞬间Cb不能向电路供电，S1开通后，C1经D1、L1、S1串联谐振回路放电，当S1开通时间等于L1、C1谐振周期1/4时，11中电流达到最大值，Vc1＝0伏，C1中的能量全部转移到L1中，此时Vcb经L1、S1、C4、L2加在Np上，把Cb中的能量经变压器T传向输出端，这时如L1中的电流大于Cb供出的电流，则L1中的电压极性变反和Vcb串联向电路供电，并向C1反向充电。由于S1开通前，L1、L2中的电流为零，为S1零电流开启和减小二极管D2反向恢复功耗创造了条件，由于S1开启时Vc1加在L1上且Vc2上有一定的电压，使D2的反向恢复功耗更小。另一路Vc3经S1加在Np上，把C3中的能量经变压器T传向输出端，使S1有一定的开启电流，该电流受变压器T中漏感和C3容量小的限制，故认为S1在准零电流状态下开通。

2.2.开关S1、S2关断

S1关断时，由于Vc2＝Vcb，Vc2经C4、L2、D2加在Np上，使Np上电压值及极性保持不变，使S1零电压关断，C2开始放电，并经变压器T把能量传向输出端。当Vc2＝Vc4时、变压器T中的漏感电压和L2上的电压极性反向，把漏感、L2、C2中的能量继续经变压器T传向输出端，提高了校正变换器功率传送能力和效率。当漏感能量传送完毕，L2上电压加上Vc2等于Vc4时，电感L2、L1上反向电压经Vcb被Vc3+Vc4钳位，给C3、C4充电，C2放电受到该钳位电压的限制保留较大的电压值，L1、L2能量传送完毕所需的时间为L1+L2和串联电容C3、C4串联谐振周期1/4。在S1关断的同时，Lb中的电流Ii经C1、C4、L2、D2、D6(或D4)、Vi、D3(或D5)加在Np上，使市电Vi和Lb中的能量直接经变压器T传向输出端，进一步提高了校正变换器的功率传送能力和效率并减小了开关的电流应力。当Vi在峰值附近使C1充电值Vc1＝Vc3的同时，Lb中的电流经D1、L1、C3、Np、C2、D6(或D4)、Vi、D3(或D5)给C2充电，使Vc2＝Vc4，然后经D1、Cb、D2、D6(或D4)、Vi、D3(或D5)回路给Cb充电，形成续流。

2.3.开关S2开通，S1关断，设S2开通前，Vc2≤Vcb/2，Vc1(0)≤Vcb/2，Ii(0)＞0安。说明，Vc1(0)为S2开通前C1上电压，Ii(0)为S2开通前市电输入电流的续流值。

S2开通，Vi经D3(或D5)、Lb、C1、S2、L2、D2、D6(或D4)回路使Lb、C1发生串联谐振，Ii从Ii(0)开始上升，Vc1从Vc1(0)开始上升，Ii和Vc1随时间变化遵从下列两个恒定电压输入下的完全响应公式。

$\mathrm{Ii}=-[\mathrm{Vc}1\left(0\right)-\mathrm{Vi}]\sqrt{C1/\mathrm{Lb}}\mathrm{Sin\α}+\mathrm{Ii}\left(0\right)\mathrm{Cos\α}---\left(1\right)$

$\mathrm{Vc}2=[\mathrm{Vc}1\left(0\right)-\mathrm{Vi}]\mathrm{Cos\α}+\mathrm{Ii}\left(0\right)\sqrt{\mathrm{Lb}/C1}\mathrm{Sin\α}+\mathrm{Vi}---\left(2\right)$

当S2开通时间小于Lb、C1谐振周期1/4即上两式中α＜90°某值时，Ii上升到最大值，Vc1上升到Vi。当S2开通时间小于Lb、C1谐振周期1/2即上两式中的α＜180°某值时，Ii下降到零，Vc1上升到最大值，Lb、C1串联谐振电路又完成了下半个工作周期。当Vc1＝Vcb时，C1充电被Vcb钳位，市电输入电流Ii即Lb中电流经D3(或D5)、Lb、D1、Cb、D2、D6(或D4)、Vi回路向Cb充电形成续流，Ii的续流时间为：Lb·Ii/(Vcb-Vi)，Vi越大，续流时间越长，市电输入电流Ii进入连续导电模式。

在S2开通瞬间，Vc2经S2、D2、加在L2上，Vc4经S2加在Np上，瞬间消除了Vcb加在Np上的电压，因为Vcb-Vc3-Vc4-Vc2＝-Vc2＜0伏，即S2开通瞬间Cb不能向电路供电，S2开通后，C2经S2、L2、D2串联谐振回路放电，当S2开通时间等于C2、L2谐振周期1/4时，L2中电流达到最大值，Vc2＝0伏，C2中能量全部转移到L2中，此时Vcb经L1、C3、S2、L2加在Np上，把Cb中的能量经变压器T传向输出端。这时如L2中的电流大于Cb供出的电流，则L2上的电压极性变反和Vcb串联向电路供电，并向C2反向充电。由于S2开通前，L1、L2中的电流为零，为S2零电流开启和减小二极管D1反向恢复功耗创造了条件，由于S2开启时Vc2加在L2上，且Vc1有一定的电压值，故D1的反向恢复功耗更小。另一路Vc4经S2加在Np上，把C4的能量经变压器T传向输出端，使S2有一定的开启电流，此电流受变压器T漏感和C4容量小限制，故认为S2在准零电流状态下开通。到此该校正变换器在Vi＞Vcb/2条件下完成了一个工作周期。

在图2中，除桥式电路外，其余结构同图1所示的实施例。

所述的桥式电路包括变压器T，变压器T有两个初级绕组Np1、Np2。变压器T第一初级绕组Np1的一端、第一开关S1的另一端和第二开关S2的一端汇接形成桥式电路的一个中端，第一开关S1的一端、第三电容C3的一端和第三开关S3的一端汇接形成桥式电路的上端，第二开关S2的另一端、第四电容C4的另一端和第四开关S4的另一端汇接形成桥式电路的下端，变压器T第一初级绕组Np1的另一端、第三电容C3的另一端、第四电容C4的一端和第二初级绕组Np2的一端汇接，第二初级绕组Np2的另一端、第三开关S3的另一端、第四开关S4的一端汇接形成桥式电路的另一个中端。

该实施例的优点是使开关S1、S2、S3、S4电流应力下降到图1中S1、S2电流应力的二分之一，电路由半桥转化为全桥，提高了输出功率的能力。

在了解了本发明图1工作过程后，图2提高功率因数和效率的工作过程很容易理解，不再叙述。

在图3中，该校正变换器包括输入整流电路、贮能电感Lb、贮能电容Cb和桥式电路，市电两端分接输入整流电路两市电输入端，贮能电感Lb的一端接输入整流电路的正输出端，贮能电感Lb的另一端、贮能电容Cb的正极和桥式电路上端汇接，贮能电容Cb的负极、第一二极管D1的正极、第二二极管D2的正极和第二电感L2的一端汇接，第一电容C1的一端与桥式电路的一个中端汇接，第一电容C1的另一端、第一二极管D1的负极和输入整流电路的一个负输出端汇接，第二电容C2的一端与桥式电路的另一个中端汇接，第二电容C2的另一端、第二二极管D2的负极和输入整流电路的另一个负输出端汇接，第二电感L2的另一端接桥式电路的下端，桥式电路中的变压器T的次级绕组Ns1、Ns2接有图7所示的输出整流滤波电路。

所述的输入整流电路是第三二极管D3正极、第四二极管D4负极和第五二极管D5负极汇接形成一个市电输入端，第六二极管D6正极、第七二极管D7负极和第八二极管D8负极汇接形成另一个市电输入端，第三二极管D3负极和第六二极管D6负极汇接形成正输出端，第四二极管D4正极和第七二极管D7正极汇接形成一个负输出端，第五二极管D5正极和第八二极管D8正极汇接形成另一个负输出端。

所述的桥式电路包括变压器T，变压器T第一初级绕组Np1的一端、第一开关S1的另一端和第二开关S2的一端汇接形成桥式电路的一个中端，第一开关S1的一端和第三开关S3的一端汇接形成桥式电路的上端，第二开关S2的另一端、第四电容C4的另一端和第四开关S4的另一端汇接形成桥式电路的下端，变压器T第一初级绕组Np1的另一端、第四电容C4的一端和第二初级绕组Np2的一端汇接，第二初级绕组Np2的另一端、第三开关S3的另一端和第四开关S4的一端汇接形成桥式电路的另一个中端。

所述的桥式电路中的变压器T第一初级绕组Np1的另一端、第四电容C4的一端和第二初级绕组Np2的一端汇接处与桥式电路的上端之间接有第三电容C3。

所述的贮能电感Lb的另一端和贮能电容Cb的正极汇接处与桥式电路上端之间串接有第一电感L1。

该实施例的优点是进一步提高了输入整流电路的效率，均衡了开关S1、S2、S3、S4来自输入电流应力，二极管D1、D2相当于并联，减小了正向功耗和反向恢复功耗。

工作过程：为了方便说明，设电容C1＝C2、C3＝C4、Np1＝Np2，电容Cb、C3、C4上有一定电压，且Vc3＝Vc4＝Vcb/2，Lb、C1(或C2)串联谐振频率等于校正变换器工作频率。开关关断与开通之间有一定死区。以市电Vi瞬时值是小于或大于电容Cb上电压Vcb二分之一即：Vi＜Vcb/2，Vi＞Vcb/2两个阶段进行说明。

1.Vi＜Vcb/2

1.1.开关S1、S4开通，开关S2、S3关断，设Vc1＝0伏，Vc2＜Vcb/2。

市电Vi经D3(或D6)、Lb、L1、S1、C1、D7(或D4)回路使Lb、C1发生串联谐振(因Lb＞＞L1，故忽略L1在串联谐振中作用)，Lb中的电流即市电输入电流Ii和电容C1上的电压Vc1分别从零开始上升，当S1、S4开通时间等于Lb、C1谐振周期1/4即下两式中α＝90°时，Ii上升到最大值：

Vc1上升到：Vc1＝Vi(1-Cosα)＝Vi    (2)

当开关S1、S4开通时间等于Lb、C1谐振周期性1/2即上两式中的α＝180°时，Ii下降到零，Vc1上升到最大值，Vc1＝2Vi。Lb、C1串联谐振电路完成了前半个周期。

在开关S1、S4开通瞬间，Vc2经开关S4、二极管D2加在L2上、Vc3、Vc4分别经开关S1、S4加在Np1、Np2上，瞬间消除了Vcb加在Np1、Np2上电压，因为Vcb-Vc3-Vc4-Vc2＝-Vc2＜0伏，即开关S1、S4开通瞬间Cb不能向电路供电。开关S1、S4开通后，C2经S4、L2、D2串联谐振电路放电，当S1、S4开通时间等于L2、C2谐振周期1/4时，L2中的电流达到最大值Vc2＝0伏，C2中能量全部转移到L2中。此时Vcb经L1、S1、S4、L2加到Np1、Np2上，把Cb中的能量经变压器T传向输出端。这时如L2中的电流大于Cb供出电流则L2上电压极性变反和Vcb串联向电路供电，同时向C2反向充电。由于S1、S4开通前L1、L2中的电流为零，为S1、S4零电流开通创造了条件。另两路Vc3、Vc4经S1、S4加在Np1、Np2上，把C3、C4中的能量经变压器T传向输出端，使S1、S4有一定的开启电流，该电流受变压器T漏感和C3、C4容量小的限制，故认为S1、S4在准零电流状态下开通。

1.2.开关S1、S4、S2、S3关断

S1、S4关断时由于Vc1＝2Vi＜Vcb，使开关S1、S4在准零电压状态下关断，如Vc1＞Vc4，则Vc1经C4、L2、D1加在Np1上，使Np1上电压极性保持不变。C1开始放电，并把能量经T传向输出端。当Vc1＝Vc4时，T中漏感电压和L2上电压极性变反，把漏感、L2、C1中的能量继续经T传向输出端。提高了校正变换器传送功率能力和效率。当漏感能量传送完毕，L2上反向电压加Vc1等于Vc4时，L2、L1产生的反向电压经Vcb被Vc3+Vc4钳位，给C3、C4充电，C1放电受该钳位电压限制，保留一定的电压值。L1、L2能量传送完毕所需时间为：L1+L2和串联电容C3、C4串联谐振周期1/4。

1.3.开关S2、S3开通S1、S4关断。

市电Vi经D3(或D6)Lb、L1、S3、C2、D8(或D5)回路使Lb、C2发生串联谐振。市电输入电流Ii和电容C2上的电压Vc2分别从零开始上升，当S2、S3开通时间等于Lb、C2谐振周期1/4时，Ii上升到最大值，Vc2上升到Vc2＝Vi，当S2、S3开通时间等于Lb、C2谐振周期1/2时，Ii下降到零，Vc2上升到最大值Vc2＝2Vi。Lb、C2串联谐振电路又完成了后半个周期。因S1、S4关断到S2、S3开通之间死区很小，即市电输入电流Ii从S1、S4关断时下降为零到S2、S3开通从零开始上升之间时间很短，故认为市电输入电流Ii为临界导电模式。

在S2、S3开通瞬间，Vc1经S2、D1加在L2上，Vc3、Vc4分别经S3、S2加在Np2、Np1上，瞬间消除了Vcb加在Np2、Np1上电压，因为Vcb-Vc3-Vc4-Vc1＝-Vc1＜0伏，即S2、S3开通瞬间Cb不能向电路供电。S2、S3开通后，C1经S2、L2、D1串联谐振回路放电，当S2、S3开通时间等于L2、C1谐振周期1/4时，L2中的电流达到最大值，Vc1＝0伏。C1中能量全部转移到L2中，此时Vcb经L1、S3、S2、L2加在Np2、Np1上，把Cb中能量经T传向输出端。这时如L2中电流大于Cb供出电流，则L2上电压极性变反和Vcb串联向电路供电，并向C1反向充电。由于S2、S3开通前L1、L2中的电流为零，为S2、S3零电流开启创造了条件。另两路Vc3、Vc4分别经S3、S2加在Np2、Np1上，把C3、C4中能量经T传向输出端。使S2、S3有一定的开启电流。此电流受T漏感和C3、C4容量小的限制，故认为S2、S3在准零电流状态下开通。到此该校正变换器在Vi＜Vcb/2条件下完成了一个工作周期。

2.Vi＞Vcb/2

2.1.开关S1、S4开通，S2、S3关断，设Vc1(0)≤Vcb/2，Vc2≤Vcb/2，Ii(0)＞0安。说明：Vc1(0)为S1、S4开通前C1上电压，Ii(0)为S1、S4开通前市电输入电流续流值。

开关S1、S4开通，市电Vi经D3(或D6)、Lb、L1、S1、C1、D7(或D4)回路使Lb、C1发生串联谐振，Lb中的电流即市电输入电流Ii从Ii(0)开始上升，电容C1上电压Vc1从Vc1(0)开始上升，Ii和Vc1随时间变化分别分别遵从下列两个恒定电压输入下的完全响应公式：

$\mathrm{Ii}=-[\mathrm{Vc}1\left(0\right)-\mathrm{Vi}]\sqrt{C1/\mathrm{Lb}}\mathrm{Sin\α}+\mathrm{Ii}\left(0\right)\mathrm{Cos\α}---\left(1\right)$

$\mathrm{Vc}1=[\mathrm{Vc}1\left(0\right)-\mathrm{Vi}]\mathrm{Cos\α}+\mathrm{Ii}\left(0\right)\sqrt{\mathrm{Lb}/C1}\mathrm{Sin\α}+\mathrm{Vi}---\left(2\right)$

当S1、S4开通时间小于Lb、C1谐振周期1/4即上两式中α＜90°某值时，Ii上升到最大值，此值大于

Vc1＝Vi。当S1、S4开通时间小于Lb、C1谐振周期1/2即上两式中α＜180°某值时，Ii下降到零。Vc1上升到最大值，该值大于2Vi。Lb、C1串联谐振电路完成了前半个周期。当Vc1＝Vcb时，电容C1的充电被Vcb钳位，Lb中的电流即市电输入电流Ii经D3(或D6)、Lb、Cb、D1接D7(或D4)与D2接D8(或D5)并联电路，Vi回路给Cb充电形成续流，Ii的续流时间为：Lb·Ii/(Vcb-Vi)，Vi越大续流时间越长。

在S1、S4开通瞬间，Vc2经S4、D2加在L2上，Vc3、Vc4分别经S1、S4加在Np1、Np2上，瞬间消除了Vcb加在Np1、Np2上电压，因为：Vcb-Vc3-Vc4-Vc2＝-Vc2＜0伏，即S1、S4开通瞬间Cb不能向电路供电。S1、S4开通后，C2经S4、L2、D2串联谐振电路放电，当S1、S4开通时间等于L2、C2谐振周期1/4时，L2中电流达到最大值：

Vc2＝0伏。C2中能量全部转移到L2中，此时Vcb经L1、S1、S4、L2加在Np1、Np2上把Cb中的能量经T传向输出端。这时如L2中的电流大于Cb供出的电流，则L2上电压极性变反和Vcb串联向电路供电，并向C2反向充电。由于S1、S4开通前L2、L1中的电流为零，为S1、S4零电流开启和减小二极管D1反向恢复功耗创造了条件，由于S1、S4开启前C1上有一定的电压，且Ii的续流由D1、D2分流使二极管D1反向恢复功耗更小。另两路Vc3、Vc4分别经S1、S4加在Np1、Np2上，把C3、C4中的能量经T传向输出端，使S1、S4有一定的开启电流。此电流受T漏感和C3、C4容量小限制，故认为S1、S4在准零电流状态下开通。

2.2.开关S1、S4、S2、S3关断

S1、S4关断时，由于Vc1＝Vcb，Vc1经C4、L2、D1加在Np1上，使Np1上电压值及极性保持不变，使S1、S4零电压关断。C1开始放电，并把能量经T传向输出端。当Vc1＝Vc4时，T中漏感和L2上电压极性变反，把漏感、L2、C1中的能量继续经T传向输出端，提高了校正变换器传送功率的能力和效率，当漏感能量传送完毕，L2上电压加上Vc1等于Vc4时，电感L2、L1上反向电压经Vcb被Vc3+Vc4钳位，给C3、C4充电，C1放电受该钳位电压限制保留较大的电压值。L1、L2能量传送完毕所需时间为：L1+L2和串联电容C3、C4串联谐振周期1/4。

在S1、S4关断的同时，Lb中的电流经L1、C3、C2、D8(或D5)、Vi、D3(或D6)加在Np2上，使Vi和Lb中能量直接经T传向输出端，并给C2充电。进一步提高了校正变换器传送功率能力和效率并减小了开关的电流应力。当Vi在峰值附近，使C2充电电压Vc2＝Vc4的同时，Lb中的电流经L1、C3、Np1、C1、D7(或D4)、Vi、D3(或D6)给C1充电使Vc1＝Vc4，然后经Cb、D1接D7(或D4)与D2接D8(或D5)并联电路，Vi、D3(或D6)回路给Cb充电，形成续流。

2.3.开关S2、S3开通，S1、S4关断，设Vc1≤Vcb/2，Vc2(0)≤Vcb，Ii(0)＞0安，说明：Vc2(0)为S2、S3开通前C2上电压，Ii(0)为S2、S3开通前市电输入电流的续流值。

S2、S3开通，Vi经D3(或D6)、Lb、S3、C2、D8(或D5)回路使Lb、C2发生串联谐振，Lb中电流即市电输入电流Ii从Ii(0)开始上升，Vc2从Vc2(0)开始上升，Ii和Vc2随时间变化分别遵从下列两个恒定电压输入下的完全响应公式：

$\mathrm{Ii}=-[\mathrm{Vc}\left(0\right)-\mathrm{Vi}]\sqrt{C2/\mathrm{Lb}}\mathrm{Sin\α}+\mathrm{Ii}\left(0\right)\mathrm{Cos\α}---\left(1\right)$

$\mathrm{Vc}2=[\mathrm{Vc}\left(0\right)-\mathrm{Vi}]\mathrm{Cos\α}+\mathrm{Ii}\left(0\right)\sqrt{\mathrm{Lb}/C2}\mathrm{Sin\α}+\mathrm{Vi}---\left(2\right)$

当S2、S3开通时间小于Lb、C2谐振周期1/4即上两式中的α＜90°某值时，Ii上升到最大值，Vc2上升到Vc2＝Vi。当S2、S3开通时间小于Lb、C2谐振周期1/2即上两式中α＜180°某值时，Ii下降到零，Vc2上升到最大值。Lb、C2串联谐振电路完成了后半个周期。当Vc2＝Vcb时，C2充电被Vcb钳位。Ii经D3(或D6)、Lb、Cb、D1接D7(D4)与D2接D8(或D5)并联电路，Vi回路给Cb充电，形成续流。Ii续流时间为：Lb·Ii/(Vcb-Vi)，Vi越大续流时间越长，市电输入电流进入连续导电模式。

在S2、S3开通瞬间，Vc1经S2、D1加在L2上，Vc3、Vc4分别经S3、S2加在Np2、Np1上，瞬间消除了Vcb加在Np2、Np1上的电压，因为Vcb-Vc3-Vc4-Vc1＝-Vc1＜0伏，即在S2、S3开通瞬间Cb不能向电路供电。S2、S3开通后，C1经S2、L2、D1串联谐振回路放电，当S2、S3开通时间等于L2、C1谐振周期1/4时，L2中电流达到最大值，Vc1＝0伏，C1中的能量全部转移到L2中，此时Vcb经L1、S3、S2、L2回路加在Np2、Np1上，把Cb中的能量经T传向输出端，这时如L2中的电流大于Cb供出电流，则L2上电压极性变反和Vcb串联向电路供电，并向C1反向充电。由于S2、S3开通前L1、L2中电流为零，为S2、S3零电流开启和减小二极管D2反向恢复功耗创造了条件。由于S2、S3开启前C2上有一定电压，且Ii的续流由D1、D2分流使二极管D2反向恢复功耗更小。另两路Vc3、Vc4经S3、S2加在Np2、Np1上，把C3、C4中的能量经T传向输出端。使S2、S3有一定的开启电流，此电流受T漏感和C3、C4容量小的限制，故认为S2、S3在准零电流状态下开通。到此该校正变换器在Vi＞Vcb/2条件下完成了一个工作周期。

在图4中，该电路的优点是简化了图3电路，省掉了电容C3和第一电感L1。

在图5中，该校正变换器包括输入整流电路、贮能电感Lb、贮能电容Cb和桥式电路，市电两端分接输入整流电路两市电输入端，贮能电感Lb的一端接输入整流电路的负输出端，贮能电感Lb的另一端、贮能电容Cb的负极和桥式电路下端汇接，贮能电容Cb的正极、第一二极管D1的负极、第二二极管D2的负极和第一电感L1的一端汇接，第一电容C1的另一端与桥式电路的一个中端汇接，第一电容C1的一端、第二二极管D2的正极和输入整流电路的另一个正输出端汇接，第二电容C2的另一端与桥式电路的另一个中端汇接，第二电容C2的一端、第一二极管D1的正极和输入整流电路的一个正输出端汇接，第一电感L1的另一端接桥式电路的上端，桥式电路中的变压器T的次级绕组Ns1、Ns2接有图7所示的输出整流滤波电路。

所述的输入整流电路是第三二极管D3正极、第四二极管D4正极和第五二极管D5负极汇接形成一个市电输入端，第六二极管D6正极、第七二极管D7正极和第八二极管D8负极汇接形成另一个市电输入端，第三二极管D3负极和第六二极管D6负极汇接形成一个正输出端，第四二极管D4负极和第七二极管D7负极汇接形成另一个正输出端，第五二极管D5正极和第八二极管D8正极汇接形成负输出端。

所述的桥式电路包括变压器T，变压器T第一初级绕组Np1的一端、第一开关S1的另一端和第二开关S2的一端汇接形成桥式电路的一个中端，第二开关S2的另一端和第四开关S4的另一端汇接形成桥式电路的下端，第一开关S1的一端、第三电容C3的一端和第三开关S3的一端汇接形成桥式电路的上端，变压器T第一初级绕组Np1的另一端、第三电容C3的另一端和第二初级绕组Np2的一端汇接，第二初级绕组Np2的另一端、第三开关S3的另一端和第四开关S4的一端汇接形成桥式电路的另一个中端。

变压器T第一初级绕组Np1的另一端、第三电容C3的另一端和第二初级绕组Np2的一端汇接处与桥式电路的下端之间接有第四电容C4。

所述的贮能电感Lb的另一端和贮能电容Cb的负极汇接处与桥式电路下端之间串接有第二电感L2。

该电路是由图3电路派生出的电路。

在图6中，该校正变换器电路优点是简化了图5电路，省掉了第四电容C4和第二电感L2。

在了解了本发明图3电路工作过程后，图4、图5、图6电路提高功率因数和效率的工作过程很容易理解不再叙述。

如把图8中的两市电输入端分接图1、图2、图3和图4中的两市电输入端，把图8中的两个二极管正极接图1、图2、图3和图4中的二极管D2的正极，则输入整流电路的效率更高。

如把图9中的两市电输入端分接图5和图6中的两市电输入端，把图9中的两个二极管负极接图5和图6中的二极管D2的负极，则输入整流电路的效率更高。

Claims (10)

1.一种单级桥式功率因数校正变换器电路，该校正变换器包括输入整流电路、贮能电感、贮能电容和桥式电路，市电两端分接输入整流电路两市电输入端，贮能电感的一端接输入整流电路的正输出端，其特征在于贮能电感的另一端、第一电容的一端和第一二极管的正极汇接，第一二极管的负极、贮能电容的正极和第一电感的一端汇接，第一电感的另一端接桥式电路上端，第一电容的另一端、第二电容的一端和桥式电路的中端汇接，第二电容的另一端、第二二极管的负极和输入整流电路的负输出端汇接，第二二极管的正极、贮能电容的负极和第二电感的一端汇接，第二电感的另一端接桥式电路的下端，桥式电路中的变压器的次级绕组接有输出整流滤波电路。

2.根据权利要求1所述的单级桥式功率因数校正变换器电路，其特征在于桥式电路包括变压器，变压器第一初级绕组的一端、第一开关的另一端，第二开关的一端汇接形成桥式电路的一个中端，第一开关的一端、第三电容的一端和第三开关的一端汇接形成桥式电路的上端，第二开关的另一端、第四电容的另一端和第四开关的另一端汇接形成桥式电路的下端，变压器第一初级绕组的另一端、第三电容的另一端、第四电容的一端和第二初级绕组的一端汇接，第二初级绕组的另一端、第三开关的另一端、第四开关的一端汇接形成桥式电路的另一个中端。

3.一种单级桥式功率因数校正变换器电路，该校正变换器包括输入整流电路、贮能电感、贮能电容和桥式电路，其特征在于市电两端分接输入整流电路两市电输入端，贮能电感的一端接输入整流电路的正输出端，贮能电感的另一端、贮能电容的正极和桥式电路上端汇接，贮能电容的负极、第一二极管的正极、第二二极管的正极和第二电感的一端汇接，第一电容的一端与桥式电路的一个中端汇接，第一电容的另一端、第一二极管的负极和输入整流电路的一个负输出端汇接，第二电容的一端与桥式电路的另一个中端汇接，第二电容的另一端、第二二极管的负极和输入整流电路的另一个负输出端汇接，第二电感的另一端接桥式电路的下端，桥式电路中的变压器的次级绕组接有输出整流滤波电路。

4.根据权利要求3所述的单级桥式功率因数校正变换器电路，其特征在于输入整流电路是第三二极管正极、第四二极管负极和第五二极管负极汇接形成一个市电输入端，第六二极管正极、第七二极管负极和第八二极管负极汇接形成另一个市电输入端，第三二极管负极和第六二极管负极汇接形成正输出端，第四二极管正极和第七二极管正极汇接形成一个负输出端，第五二极管正极和第八二极管正极汇接形成另一个负输出端。

5.根据权利要求3所述的单级桥式功率因数校正变换器电路，其特征在于桥式电路包括变压器，变压器第一初级绕组的一端、第一开关的另一端和第二开关的一端汇接形成桥式电路的一个中端，第一开关的一端和第三开关的一端汇接形成桥式电路的上端，第二开关的另一端、第四电容的另一端和第四开关的另一端汇接形成桥式电路的下端，变压器第一初级绕组的另一端、第四电容的一端和第二初级绕组的一端汇接，第二初级绕组的另一端、第三开关的另一端和第四开关的一端汇接形成桥式电路的另一个中端。

6.根据权利要求3所述的单级桥式功率因数校正变换器电路，其特征在于桥式电路中的变压器第一初级绕组的另一端、第四电容的一端和第二初级绕组的一端汇接处与桥式电路的上端之间接有第三电容，第二开关的另一端、第四电容的另一端和第四开关的另一端汇接形成桥式电路的下端，贮能电感的另一端和贮能电容的正极汇接处与桥式电路上端之间串接有第一电感。

7.一种单级桥式功率因数校正变换器电路，该校正变换器包括输入整流电路、贮能电感、贮能电容和桥式电路，其特征在于市电两端分接输入整流电路两市电输入端，贮能电感的一端接输入整流电路的负输出端，贮能电感的另一端、贮能电容的负极和桥式电路下端汇接，贮能电容的正极、第一二极管的负极、第二二极管的负极和第一电感的一端汇接，第一电容的另一端与桥式电路的一个中端汇接，第一电容的一端、第二二极管的正极和输入整流电路的另一个正输出端汇接，第二电容的另一端与桥式电路的另一个中端汇接，第二电容的一端、第一二极管的正极和输入整流电路的一个正输出端汇接，第一电感的另一端接桥式电路的上端，桥式电路中的变压器的次级绕组接有输出整流滤波电路。

8.根据权利要求7所述的单级桥式功率因数校正变换器电路，其特征在于输入整流电路是第三二极管正极、第四二极管正极和第五二极管负极汇接形成一个市电输入端，第六二极管正极、第七二极管正极和第八二极管负极汇接形成另一个市电输入端，第三二极管负极和第六二极管负极汇接形成一个正输出端，第四二极管负极和第七二极管负极汇接形成另一个正输出端，第五二极管正极和第八二极管正极汇接形成负输出端。

9.根据权利要求7所述的单级桥式功率因数校正变换器电路，其特征在于桥式电路包括变压器，变压器第一初级绕组的一端、第一开关的另一端和第二开关的一端汇接形成桥式电路的一个中端，第二开关的另一端和第四开关的另一端汇接形成桥式电路的下端，第一开关的一端、第三电容的一端和第三开关的一端汇接形成桥式电路的上端，变压器第一初级绕组的另一端、第三电容的另一端和第二初级绕组的一端汇接，第二初级绕组的另一端、第三开关的另一端和第四开关的一端汇接形成桥式电路的另一个中端。

10.根据权利要求7所述的单级桥式功率因数校正变换器电路，其特征在于桥式电路中的变压器第一初级绕组的另一端、第三电容的另一端和第二初级绕组的一端汇接处与桥式电路的下端之间接有第四电容，第一开关的一端、第三电容的一端和第三开关的一端汇接形成桥式电路的上端，贮能电感的另一端和贮能电容的负极汇接处与桥式电路下端之间串接有第二电感。

Images