CN101102077A - 单级功率因数校正变换器电路 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种单级功率因数校正变换器电路，该器的整流桥正输出端接变压器初级绕组上端，变压器初级绕组下端与整流桥负输出端之间接开关，第一二极管负极接于整流桥正输出端，第一二极管正极与整流桥负输出端之间接有第二二极管和变压器第二绕组组成的串联电路，贮能电容正极接于串联电路与第一二极管正极之间的接点，贮能电容负极接于整流桥负输出端。电路简单，成本低，能消除开启电源时产生的浪涌电流，把贮能电容上的电压降到250V以下，把变压器中漏磁能量回收再行利用，提高了电源效率。工作在连续导电模式，提高了电源的功率因数。既可隔离输出，也可不隔离输出。特别适用做中小功率开关电源。
Description
技术领域
本发明涉及单级功率因数校正变换器电路，属于开关电源技术领域。
背景技术
公知的单级功率因数校正变换器见《电源技术应用》杂志2004年2月刊登的“改进的单级功率因数校正AC/DC变换器拓扑综述”一文和2004年11月10号公开的“一种单级功率因数校正电路”发明专利说明书，公开号为CN1545192A。它们的优点是控制电路简单，成本略低。前文的缺点是开启电源时浪涌电流大，主电路复杂，成本高，贮能电容器，开关器件电压应力高，功耗大；后文的缺点是，主电路复杂，成本高，输出100Hz纹波电压大，开启电源时浪涌电压高。这满足不了某些场合降低成本，减小体积提高效率的需要，如在家电、办公自动化设备电源、充电器、电子镇流器等产品中。
发明内容
本发明的目的是要提供一种单级功率因数校正变换器电路，该变换器电路的主电路简单，能消除开启电源时浪涌电流，开关功耗小，效率高，成本低。
本发明的总构思是把开关变压器的漏磁能量、部分激磁能量(反激式开关电源)或全部激磁能量(正激式开关电源)或辅助贮能电感贮存的能量通过一定的电路形式收集起来，当市电电压瞬时值小于某一电压时，再供给负载，以达到提高开关电源效率、功率因数、降低开关电源成本之目的。
本发明的目的是这样实现的：该变换器包括整流桥和变压器，变压器次级绕组接有输出整流滤波电路，市电两端分接整流桥两交流输入端，整流桥正输出端接变压器初级绕组上端，变压器初级绕组下端与整流桥负输出端之间接开关，第一二极管负极接于整流桥正输出端，第一二极管正极与整流桥负输出端之间接有第二二极管和变压器第二绕组组成的串联电路，贮能电容正极接于串联电路与第一二极管正极之间的接点，贮能电容负极接于整流桥负输出端。
本发明的目的也可这样实现：该变换器包括整流桥和变压器，变压器次级绕组接有输出整流滤波电路，市电两端分接整流桥两交流输入端，整流桥正输出端接变压器初级绕组上端，变压器初级绕组下端与整流桥负输出端之间接开关，第一二极管负极接于整流桥正输出端，第一二极管正极与整流桥负输出端之间接有第二二极管和变压器第二绕组组成的串联电路，贮能电容负极接于串联电路与第一二极管正极之间的接点，贮能电容正极接于变压器初级绕组下端与开关之间的接点。
本发明的目的又可以这样实现：该变换器包括整流桥和变压器，变压器次级绕组接有输出整流滤波电路，市电两端分接整流桥两交流输入端，整流桥正输出端接变压器初级绕组上端，变压器初级绕组下端与整流桥负输出端之间接有串联的开关和辅助贮能电感，整流桥正输出端与整流桥负输出端之间接有串联的二极管电路，贮能电容正极接于二极管电路中的第一二极管正极和第二二极管负极之间的接点，贮能电容负极接于开关和辅助贮能电感之间的接点，变压器初级绕组下端与整流桥负输出端之间接有能量再生电容。
所述的能量再生电容一端接于变压器初级绕组下端，另一端接于二极管电路中的第二二极管正极和第三二极管负极之间的接点，第三二极管正极接整流桥负输出端。
本发明的目的还可以这样实现：该变换器包括整流桥和变压器，变压器次级绕组接有输出整流滤波电路，市电两端分接整流桥两交流输入端，整流桥正输出端接变压器初级绕组上端，变压器初级绕组下端与整流桥负输出端之间接有串联的辅助贮能电感和开关，变压器初级绕组下端与整流桥负输出端之间接有能量再生电容，第一二极管负极接于整流桥正输出端，第一二极管正极与整流桥负输出端之间接有第二二极管和变压器第二绕组组成的串联电路，贮能电容的负极接于第一二极管正极与串联电路之间的接点，贮能电容的正极接于辅助贮能电感和开关之间的接点。
本发明的目的亦可以这样实现：该变换器包括整流桥和变压器，变压器次级绕组接有输出整流滤波电路，市电两端分接整流桥两交流输入端，整流桥正输出端与变压器初级绕组上端之间连接有串联的辅助贮能电感和开关，整流桥正输出端与变压器初级绕组上端之间接有能量再生电容，整流桥正输出端与整流桥负输出端之间接有两个串联的二极管，整流桥负输出端与变压器初级绕组下端相接，贮能电容的负极接于串联的第一二极管正极和第二二极管负极之间的接点，贮能电容的正极接于辅助贮能电感和开关之间的接点。
本发明的优点是电路简单，成本低，本身能消除开启电源时产生的浪涌电流，把贮能电容上的电压降到250V以下，把变压器中漏磁能量回收再行利用，提高了电源效率。能做到使市电输入电流没有死区，工作在连续导电模式，提高了电源的功率因数，减小了电磁干扰，使开关器件在准零电压状态关断，零电流状态下开通，降低了开关电源功耗，且能使输出电压100Hz纹波降至50mv以下。既可隔离输出，也可不隔离输出。特别适用做中小功率开关电源，如家电、办公自动化设备中的电源、充电器、电子镇流器等产品。
附图说明
图1是本发明第一个实施例的电路图。
图2是本发明第二个实施例的电路图。
图3是本发明第三个实施例的电路图。
图4是本发明第四个实施例的电路图。
图5是本发明第五个实施例的电路图。
图6是本发明第六个实施例的电路图。
具体实施方式
在图1中，市电Vi的两端分接整流桥Q两交流输入端，整流桥Q正输出端、变压器T初级绕组Np1上端、第一二极管D1负极汇接；第一二极管D1正极、贮能电容CB的正极、第二二极管D2(正极向下)与变压器T第二绕组Np2串联电路上端汇接，变压器T初级绕组Np1下端、开关S上端汇接；开关S下端、贮能电容CB负极、第二二极管D2与变压器T第二绕组Np2串联电路下端、整流桥Q负输出端汇接。开关变压器T的次级绕组Ns接有输出整流滤波电路，在不需要隔离而要交流输出时，去掉变压器T次级绕组Ns，在电路中的A、B两点接交流负载RZ(RZ可作为电子镇流器中的点火、镇流和灯电路组合负载或其它交流负载)。
该实施例的优点是电路简单，使贮能电容CB上的电压降到250V以下，消除了开启电源时的浪涌电流。
工作过程：为了说明方便，设电路工作于反激状态，贮能电容CB上已有一定电压，整流桥Q、第一二极管D1、第二二极管D2、开关S在通态条件一压降可忽略不计，以市电电压瞬时值Vi是小于或大于贮能电容CB上的电压VCB，即Vi＜VCB，Vi＞VCB，两个阶段进行说明。
1.Vi＜VCB
开关S开通：因Vi＜VCB，第一二极管D1导通，整流桥Q被反向阻断，市电输入电流为零，贮能电容CB通过第一二极管D1、变压器T初级绕组Np1、开关S回路使变压器T贮能。
开关S关断：变压器T贮存能量经其次级绕组Ns传给输出端，建立输出电压V0。此时如贮能电容CB上的电压VCB小于或等于变压器第二绕组Np2上的电压VNp2，VNp2＝(Np2/NS)V0，变压器T第二绕组Np2经第二二极管D2、贮能电容CB把变压器中漏磁能量(通过Np1、Np2紧耦合)和部分激磁能量送入贮能电容CB，使变压器T在开关S开通时贮存的能量没有全部传给输出端，使输出电压中100Hz纹波电压增大。故该实施例不宜做对输出纹波电压要求较高的反激式开关电源。到此该电路在Vi＜VCB条件下完成一个工作周期。
2.Vi＞VCB
开关S开通：因Vi＞VCB，第一二极管D1截止，市电电压Vi通过整流桥Q、变压器T初级绕组Np1、开关S回路使变压器T贮能，产生市电输入电流。
开关S关断：市电输入电流为零，变压器T贮存的市电能量经其次级绕组Ns直接传给输出端建立输出电压V0，提高了电源效率。此时如贮能电容CB上的电压VCB小于或等于变压器第二绕组Np2上的电压VNp2，VNp2＝(Np2/NS)V0，则变压器T第二绕组Np2经第二二极管D2、贮能电容CB把变压器中漏磁能量和部分激磁能量送入贮能电容CB，如贮能电容CB上的电压VCB大于变压器T第二绕组Np2上电压VNp2，只有变压器T中漏磁能量给贮能电容CB充电。使VCB略大于VNp2。等到Vi＜VCB时再向输出端供电。变压器T绕组Np2/Ns比值决定了贮能电容CB上的电压高低，也就决定了市电输入电流导通宽度，即决定了该电路的功率因数。从以上分析可知在Vi＞VCB条件下市电输入电流存在且不连续。到此本电路在Vi＞VCB条件下又完成了另一个工作周期。
在图2中，市电Vi的两端分接整流桥Q两交流输入端，整流桥Q正输出端、变压器T初级绕组Np1上端、第一二极管D1负极汇接；第一二极管D1正极、贮能电容CB的负极、第二二极管D2(正极向下)与变压器T第二绕组Np2串联电路上端汇接，变压器T初级绕组Np1下端、贮能电容CB正极、开关S上端汇接，开关S下端、第二二极管D2与变压器T第二绕组Np2串联电路下端、整流桥Q负输出端汇接，变压器T次级绕组Ns接有输出整流滤波电路，在不需要隔离而要交流输出时，去掉变压器T次级绕组Ns，在电路中的A、B两点接交流负载RZ。
该实施例的优点是不需要变压器T绕组间紧耦合就能把变压器T中的漏磁能量直接存入贮能电容CB中。
工作过程：为了说明方便，设电路工作于反激状态，贮能电容CB上已有一定电压，整流桥Q、第一二极管D1、第二极管D2、开关S在通态条件一压降可忽略不计，以市电电压瞬时值Vi小于或大于变压器T初级绕组Np1上的电压VNp1，VNp1＝(Np1/Np2)VCB，即Vi＜VNp1，Vi＞VNp1两个阶段进行说明。
1.Vi＜VNp1
开关S开通：因Vi＜VNp1，整流桥Q被反向阻断，市电输入电流为零。贮能电容CB经开关S、变压器T第二绕组Np2、第二二极管D2回路给变压器T贮能。
开关S关断：变压器T贮存的能量经其次级绕组Ns传给输出端建立输出电压V0，此时如贮能电容CB上的电压VCB小于或等于变压器T初级绕组Np1上的电压VNp1，VNp1＝(Np1/NS)V0，即VCB≤VNp1，则变压器T初级绕组Np1经贮能电容CB、第一二极管D1回路把变压器T中漏磁能量和部分激磁能量送入贮能电容CB，使变压器T在开关S开通时贮存的能量没有全部传给输出端，使输出电压V0中的100Hz纹波电压增大，故该实施例不宜做对输出纹波电压要求较高的反激式开关电源。到此该电路在Vi＜VNp1条件下完成一个工作周期。
2.Vi＞VNp1
开关S开通：因Vi＞VNp1，市电电压Vi通过整流桥Q、开关变压器T初级绕组Np1、开关S回路使变压器T贮能，产生市电输入电流。
开关S关断：变压器T贮存的市电能量经其次级绕组Ns直接传给输出端建立输出电压V0，提高了电源效率。此时如贮能电容CB上的电压VCB小于或等于变压器T初级绕组Np1上的电压VNp1，VNp1＝(Np1/NS)V0，变压器T初级绕组Np1经贮能电容CB、第一二极管D1回路把变压器T中漏磁能量和部分激磁能量送入贮能电容CB。此时如VCB大于变压器T初级绕组Np1上电压VNp1，VNp1＝(Np1/NS)V0，只有变压器T中漏磁能量给贮能电容CB充电。使VCB略大于VNp1。变压器T绕组Np1/Ns比值决定了贮能电容CB上的电压高低，而CB上的电压和变压器T绕组Np1/Np2比值决定了市电输入电流导通宽度，即决定了该电路的功率因数大小。从以上分析可知，在Vi＞VNp1条件下市电输入电流存在且不连续。到此本电路在Vi＞VNp1条件下又完成了另一个工作周期。
在图3中，市电Vi的两端分接整流桥Q两交流输入端，整流桥Q正输出端、第一二极管D1负极、变压器T初级绕组Np1上端汇接；第一二极管D1正极、第二二极管D2负极、贮能电容CB的正极汇接，变压器T初级绕组Np1下端、开关S上端、能量再生电容Cs的右端汇接，开关S下端、贮能电容CB的负极、辅助贮能电感Ls的右端汇接，第二二极管D2正极、第三二极管D3负极、能量再生电容Cs的左端汇接，整流桥Q的负输出端、第三二极管D3正极、辅助贮能电感LS左端汇接，变压器T次级绕组Ns接有输出整流滤波电路，在不需要隔离而要交流输出时，去掉变压器T次级绕组Ns，在电路中的A、B两点接交流负载RZ。
该实施例的优点是，使开关在准零电压状态下关断，零电流状态下开通，减小了开关电源功耗，使市电输入电流工作在连续导电模式，在过零附近无死区，进一步提高了开关电源的功率因数，把输出电压100Hz纹波电压降到50mv以下。
工作过程：为了说明方便，设电路工作于反激状态，贮能电容CB上已有一定电压，整流桥Q、第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、开关S在通态条件一压降可忽略不计，以市电电压瞬时值Vi大于或小于贮能电容CB上的电压VCB，即Vi＞VCB，Vi＜VCB两个阶段进行说明。
1.Vi＞VCB
开关S开通：因Vi＞VCB，第一二极管D1截止，市电电压Vi通过整流桥Q、变压器T初级绕组Np1、辅助贮能电感Ls回路使变压器T、辅助贮能电感Ls贮能，产生市电输入电流；由于辅助贮能电感Ls中能量在开关S开通前已释放完毕，故市电输入电流从零开始，开关S实现了零电流开通，减小了开关S导通损耗。能量再生电容CS经开关S、辅助贮能电感LS、第三二极管D3回路放电。当能量再生电容CS放电完毕，由辅助贮能电感LS中的电流给能量再生电容CS反向充电。如辅助贮能电感LS中电流大于市电输入电流，则辅助贮能电感LS的反向电压一边给能量再生电容CS充电，一边和市电电压串加起来经整流桥Q、变压器T的初级绕组Np1、开关S、辅助贮能电感LS回路给变压器T初级绕组Np1加电。当辅助贮能电感LS中电流等于市电输入电流时，给能量再生电容CS充电结束，Vcs≤VCB。
开关S关断：变压器T贮存的市电能量经其次级绕组Ns直接传给输出端建立输出电压V0，提高了电源效率。在开关S关断的瞬间，由于辅助贮能电感LS中的电流不能突变，其感应电压VLS极性变反，由于贮能电容CB上电压VCB钳位作用，使VLS＝VCB，辅助贮能电感Ls经第三二极管D3、第二二极管D2、贮能电容CB回路释放能量给CB充电，同时辅助贮能电感Ls上的感应电压VLs和市电电压Vi串加起来经整流桥Q、变压器T初级绕组Np1、能量再生电容Cs、第二二极管D2、贮能电容CB、辅助贮能电感Ls回路使能量再生电容Cs放电，贮能电容CB充电，市电输入电流开始减小，并使变压器T绕组电压极性保持不变，使开关S在准零电压状态下关断，降低了开关S关断损耗。
当辅助贮能电感Ls能量释放完毕，能量再生电容Cs已反向充电到Cs上电压Vcs加上贮能电容CB上电压VCB等于市电电压Vi，即Vcs+VCB＝Vi时，变压器T各绕组上电压极性变反，市电电压Vi，漏感电压、变压器T初级绕组NP1上电压VNp1串加起来经整流桥Q、变压器T初级绕组Np1、能量再生电容Cs、第二二极管D2、贮能电容CB、辅助贮能电感Ls回路给能量再生电容Cs，贮能电容CB继续充电，市电输入电流继续减小。能量再生电容Cs充电结束。Vcs≥Vi+VNp1，VNp1＝(Np1/Ns)V0，在开关S关断时，实现了市电输入电流的连续，减小电磁干扰，到此本电路在Vi＞VCB条件下完成了一个工作周期。
2.Vi＜VCB
开关S开通：因Vi＜VCB，第一二极管D1导通，整流桥Q被反向阻断，市电输入电流Vi为零，贮能电容CB经第一二极管D1、变压器T初级绕组Np1、开关S回路给变压器T贮能。能量再生电容Cs经开关S、辅助贮能电感Ls、第三二极管D3回路放电。当能量再生电容Cs放电完毕反向充电到能量再生电容Cs上电压Vcs(Vcs＝VLs)加上市电电压Vi大于或等于贮能电容CB上电压VCB时，即VCS(VLs)+Vi≥VCB时，Vi+VLs(Vcs)经整流桥Q、变压器T初级绕组Np1、开关S、辅助贮能电感Ls回路给变压器T初级绕组Np1加电，产生市电输入电流，提高了电源的功率因数，满足了Vcs+Vi≥VCB条件，市电输入电流无死区。
开关S关断，变压器T贮存能量经其次级绕组Ns传给输出端建立输出电压V0，由于贮存在变压器T中的激磁能量不能像图1那样经变压器T第二绕组Np2反送回贮能电容CB提高了电源效率，使输出电压中100Hz纹波电压降至50mv以下。在开关S关断瞬间，由于Vcs的钳位作用，使T各绕组电压极性不变，使开关S在准零电压状态下关断。能量再生电容Cs经、第二二极管D2、第一二极管D1、变压器T初级绕组Np1回路放电，当能量再生电容Cs放电完毕，变压器T各绕组电压极性开始变反，变压器T初级绕组NP1上电压VNp1和漏感电压串加起来给能量再生电容Cs反向充电，Vcs≥(Np1/Ns)V0，到此本电路在Vi＜VCB条件下完成了另一个工作周期。
从以上分析可知，市电输入电流在Vi＞VCB条件下，无论开关S是开通还是关断都存在且连续。在Vi＜VCB条件下，开关S开通时市电输入电流存在不连续，但过零附近无死区，电源的功率因数进一步提高。同时，又降低了输出电压中100Hz纹波电压。使开关S在准零电压状态下关断，在Vi＞VCB条件下开关S在零电流状态下导通，减小了功耗。如能在本发明电路中整流桥Q输入输出端各并接一小电容，则效果更好。
在图4中，市电Vi的两端分接整流桥Q两交流输入端，整流桥Q正输出端、第一二极管D1负极、变压器T初级绕组Np1上端汇接；变压器T初级绕组Np1下端、开关S上端、能量再生电容Cs的右端汇接，开关S下端、贮能电容CB的负极、辅助贮能电感Ls的右端汇接，第一二极管D1正极、第二二极管D2负极、贮能电容CB的正极汇接，第二二极管D2正极、辅助贮能电感Ls的左端、能量再生电容Cs左端、整流桥Q的负输出端汇接，变压器T次级绕组Ns接有输出整流滤波电路，在不需要隔离而要交流输出时，去掉变压器T次级绕组Ns，在电路中的A、B两点接交流负载RZ。
在图5中，市电Vi的两端分接整流桥Q两交流输入端，整流桥Q正输出端、第一二极管D1负极、变压器T初级绕组Np1上端汇接；变压器T初级绕组Np1下端、辅助贮能电感Ls的上端、能量再生电容Cs上端汇接，辅助贮能电感Ls的下端、贮能电容CB的正极、开关S的上端汇接，第一二极管D1正极、贮能电容CB的负极、第二二极管D2(正极向下)与变压器T第二绕组Np2串联电路上端汇接，第二二极管D2与变压器T第二绕组Np2串联电路下端、开关S下端、能量再生电容Cs的下端、整流桥Q的负输出端汇接，变压器T次级绕组Ns接有输出整流滤波电路，在不需要隔离而要交流输出时，去掉变压器T次级绕组Ns，在电路中的A、B两点接交流负载RZ。
在图6中，市电Vi的两端分接整流桥Q两交流输入端，整流桥Q正输出端、第一二极管D1负极、辅助贮能电感Ls的上端、能量再生电容Cs上端汇接、辅助贮能电感Ls下端、贮能电容CB的正极、开关S的上端汇接，开关S下端、变压器T初级绕组Np1上端、能量再生电容Cs下端汇接，第一二极管D1正极、第二二极管D2负极、贮能电容CB的负极汇接，第二二极管D2正极、变压器T初级绕组Np1下端、整流桥Q负输出端汇接，变压器T次级绕组Ns接有输出整流滤波电路，在不需要隔离而要交流输出时，去掉变压器T次级绕组Ns，在电路中的A、B两点接交流负载RZ。
在了解了本发明图1、图2、图3工作过程以后，图4、图5、图6提高功率因数，降低输出电压中100Hz纹波电压，使开关在准零电压状态下关断，零电流状态下开通的工作过程很容易理解，不再叙述。
Claims (6)
1.一种单级功率因数校正变换器电路，该变换器包括整流桥和变压器，变压器次级绕组接有输出整流滤波电路，市电两端分接整流桥两交流输入端，其特征是整流桥正输出端接变压器初级绕组上端，变压器初级绕组下端与整流桥负输出端之间接开关，第一二极管负极接于整流桥正输出端，第一二极管正极与整流桥负输出端之间接有第二二极管和变压器第二绕组组成的串联电路，贮能电容正极接于串联电路与第一二极管正极之间的接点，贮能电容负极接于整流桥负输出端。
2.一种单级功率因数校正变换器电路，该变换器包括整流桥和变压器，变压器次级绕组接有输出整流滤波电路，市电两端分接整流桥两交流输入端，其特征是整流桥正输出端接变压器初级绕组上端，变压器初级绕组下端与整流桥负输出端之间接开关，第一二极管负极接于整流桥正输出端，第一二极管正极与整流桥负输出端之间接有第二二极管和变压器第二绕组组成的串联电路，贮能电容负极接于串联电路与第一二极管正极之间的接点，贮能电容正极接于变压器初级绕组下端与开关之间的接点。
3.一种单级功率因数校正变换器电路，该变换器包括整流桥和变压器，变压器次级绕组接有输出整流滤波电路，市电两端分接整流桥两交流输入端，其特征是整流桥正输出端接变压器初级绕组上端，变压器初级绕组下端与整流桥负输出端之间接有串联的开关和辅助贮能电感，整流桥正输出端与整流桥负输出端之间接有串联的二极管电路，贮能电容正极接于二极管电路中的第一二极管正极和第二二极管负极之间的接点，贮能电容负极接于开关和辅助贮能电感之间的接点，变压器初级绕组下端与整流桥负输出端之间接有能量再生电容。
4.根据权利要求3所述的单级功率因数校正变换器电路，其特征是能量再生电容一端接于变压器初级绕组下端，另一端接于二极管电路中的第二二极管正极和第三二极管负极之间的接点，第三二极管正极接整流桥负输出端。
5.一种单级功率因数校正变换器电路，该变换器包括整流桥和变压器，变压器次级绕组接有输出整流滤波电路，市电两端分接整流桥两交流输入端，其特征是整流桥正输出端接变压器初级绕组上端，变压器初级绕组下端与整流桥负输出端之间接有串联的辅助贮能电感和开关，变压器初级绕组下端与整流桥负输出端之间接有能量再生电容，第一二极管负极接于整流桥正输出端，第一二极管正极与整流桥负输出端之间接有第二二极管和变压器第二绕组组成的串联电路，贮能电容的负极接于第一二极管正极与串联电路之间的接点，贮能电容的正极接于辅助贮能电感和开关之间的接点。
6.一种单级功率因数校正变换器电路，该变换器包括整流桥和变压器，变压器次级绕组接有输出整流滤波电路，市电两端分接整流桥两交流输入端，其特征是整流桥正输出端与变压器初级绕组上端之间连接有串联的辅助贮能电感和开关，整流桥正输出端与变压器初级绕组上端之间接有能量再生电容，整流桥正输出端与整流桥负输出端之间接有两个串联的二极管，整流桥负输出端与变压器初级绕组下端相接，贮能电容的负极接于串联的第一二极管正极和第二二极管负极之间的接点，贮能电容的正极接于辅助贮能电感和开关之间的接点。
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