JP2016226040A - 無線電力伝送システムで通信を提供するシステム及び方法 - Google Patents

Abstract

【課題】単一の通信ビットが複数の変調によって表される可変周波数電力伝送信号における固定周波数通信の符号化を行うためにキード変調を用いる通信システム。【解決手段】固定通信速度を提供するために、各ビットに関連した変調の回数は、搬送波信号周波数に対する通信周波数の比の関数として動的に変化する。一実施の形態において、本発明は、電力伝送周波数の分数である速度で負荷をトグルすることによって通信が生成される動的な位相シフトキード変調を提供する。他の実施の形態において、本発明は、位相同期された速度及び電力伝送周波数の高調波で通信用送信機の負荷をトグルすることによって通信を提供する。更に別の実施の形態において、本発明は、例えば二つの異なる周波数の一つでの変調を含む周波数シフトキード変調を提供する。【選択図】図１

Description

本発明は、無線電力伝送システムに関し、更に詳しくは、無線電力伝送システムで通信を提供するシステム及び方法に関する。

多くの従来の無線電力供給システムは、無線で電力を伝達するための誘導電力伝送(inductive power transfer)に依存する。典型的な誘導電力伝送システムは、電磁界を変化させる形態でエネルギーを無線で伝送する１次コイルを使用する誘導電源と、電磁界のエネルギーを電力に変換する２次コイルを使用する遠隔装置と、を有する。潜在的な利益を認識する際に、一部の開発者は、効率を最大にするとともに広範囲の環境の下で種々の異なるタイプの装置に対して適切な動作を行わせるように適合することができる適応制御システムを有する無線電力供給システムを製造することに焦点を当てていた。適応制御システムは、適切な量の電力を供給するとともに種々の動作状態に適合するために共振周波数、動作周波数、レール電圧又はデューティサイクルのような動作パラメータを変更することができる。例えば、（一つ以上の）電子装置の個数、（一つ以上の）電子装置の一般的な所要電力(power requirements)及び（一つ以上の）電子装置の瞬時的な電力要求(power needs)に基づいて無線電源の動作パラメータを変更するのが望ましい。他の例として、１次コイルに対する（一つ以上の）電子装置の距離、位置(location)及び向き(orientation)は、電力伝送の効率に影響を及ぼすおそれがあり、動作パラメータの変更を、動作を最適化するために用いることができる。更に別の例として、無線電源の範囲の(in range of)寄生金属(parasitic metal)の存在は、性能に悪影響を及ぼし、又は、他の不所望な結果を示すおそれがある。適応制御システムは、動作パラメータを調整し又は電源を切ることによって寄生金属の存在に応答することができる。これらの例に加えて、当業者は、適応制御システムの使用から追加の利益を認識することができる。

向上した効率及び他の利点を提供するために、遠隔装置が電源と通信できるようにする通信システムを包含することは従来の無線電力供給システムでは珍しくない。一部のケースにおいて、通信システムは、遠隔装置から電源への一方向通信を行うことができる。他のケースにおいて、両方向への通信を行うことができる双方向通信を提供する。例えば、無線電源及び遠隔装置は、ハンドシェークを行い、又は、遠隔装置が無線電源に準拠している(compatible)ことを確認するために通信を行うことができる。遠隔装置は、無線電源から受け取る電力量を表す情報だけでなく一般的な所要電力を伝えることができる。この情報によって、無線電源は、最適な効率で最適な電力量を供給するために動作パラメータを調整することができる。これら及び他の利益は、遠隔装置から無線電源までの通信チャネルの存在によって生じる。

誘導電磁界を用いて電力を伝送する無線電源において通信を提供する有用かつ有効な方法は、通信を誘導電磁界に置く(overlay)ことである。これによって、個別の無線通信リンクを追加する必要なく通信を行うことができる。通信を誘導電磁界に組み込む一つの共通方法は、「後方散乱変調」(backscatter modulation)と称される。後方散乱変調は、遠隔装置のインピーダンスが反射したインピーダンスを通じて電源に戻される原理に依存する。後方散乱変調によって、遠隔装置のインピーダンスは、反射したインピーダンスによって電源に伝達されるデータストリーム（例えば、ビットストリーム）を作成するために選択的に変更される。例えば、インピーダンスを、負荷抵抗を２次回路に選択的に適用することによって変調することができる。電源は、反射したインピーダンスによって影響が及ぼされるタンク回路の電力の特性をモニタする。例えば、電源は、データストリームを表す変動に対するタンク回路の電流をモニタすることができる。

後方散乱変調を用いて誘導電磁界上で送信されるデータを符号化するために、様々な形式が開発された。一つの共通のアプローチは、２位相変調である。２位相変調は、信号がクロックパルスごとにハイからローに変動する形式を用いる。「１」を符号化するために、変調器は、当該ビットに関連した期間(time period)中に他の遷移(additional transition)を追加する。「０」を符号化するために、クロックパルス遷移は、当該ビットに関連した期間中に生じる遷移のみとなる。

無線電力通信は、給電されている装置が雑音のある負荷(noisy load)を示す場合に妨害されるおそれがある。例えば、装置によって消費される電力量の変化は、遠隔装置のインピーダンスを変化させるおそれがある。インピーダンスのこれらの変化は、何も存在しないときのデータの出現を作り出すおそれがあり、又は、これらが正当なデータ(legitimate data)を破損するおそれがある。電源は、データ通信と同一周波数で生じる雑音の影響を特に受けやすくなる。例えば、データが送信されている間に生じる負荷の変動が正当なデータを隠す(mask)可能性がある。他の例として、データ通信と同一の周波数範囲で生じる場合には、雑音のランダムパターンが正当な通信信号のプリアンブルすなわち開始ビットと間違って解釈される可能性がある。これが生じる場合、電源は、正当なデータを受け取ったと考え、例えば、模倣された(faux)プリアンブルに続くデータパケットの形態のデータを抽出するおそれがある。電源が最終的にはデータパケットが正当でないと決定したとしても、電源は、正当でないパケットに占有され、これによって、正当なデータを認識する能力を遅延させる。

さらに、一部の用途において、遠隔装置は、キープアライブ(keep-alive)信号を無線電源に送信するように構成される。キープアライブ信号は、例えば、電力を必要とする準拠した遠隔装置が存在するかを無線電源に尋ねることができる。無線電源によるキープアライブ信号の連続番号の認識が雑音によって妨げられる場合、装置に対する電力の供給が中断される。これは、遠隔装置のバッテリが使い果たされている(depleted)ときに特に問題になる。

本発明は、可変周波数電力送信信号における固定周波数通信を符号化するためにキード変調(keyed modulation)を用いる通信システムを提供する。一実施の形態において、単一の通信ビット（例えば、単一の論理ハイ(logic high)又は論理ロー(logic low)）は、複数の変調によって表される。固定通信速度を提供するために、各ビットに関連した変調の数は、搬送波信号周波数に対する通信周波数の比の関数として動的に変化する。

一実施の形態において、本発明は、ダイナミック位相シフトキード変調(dynamic phase-shift keyed modulation)を提供する。本実施の形態において、本発明は、電力伝送周波数の分数(fraction)である速度(rate)で通信用送信機の負荷をトグル(toggle)することによって通信を提供する。例えば、負荷を、電力伝送周波数の半分の周波数で変調することができる。通信用送信機を、一つおきの波形で変調を行うように構成することができ、一つおきの波形の大きさを増大する。データは、変調を偶数の波形ごとに行うか奇数の波形ごとに行うかを変更することによって符号化される。一実施の形態において、通信用送信機は、搬送波の１／２の周波数である周波数で動作する変調クロックを有する。一実施の形態において、変調クロックの出力は、変調制御信号を生成するためにデータ信号とＸＯＲをとる(XORed)ことができる。データ信号は、固定周波数を有することができる。本実施の形態において、通信用受信機は、（変調された搬送波波形に対応する）コイル電流をタイムスライスする(timeslicing)とともに二つのタイムスライス(time slice)間の直流オフセットを探すことによって復号することができる。

他の実施の形態において、本発明は、位相同期した(phase locked)速度及び電力伝送周波数の高調波周波数(harmonic frequency)で通信用送信機の負荷をトグルすることによって通信を提供する。例えば、負荷を、搬送波周波数の４倍の周波数でトグルすることができる。負荷変調周波数が搬送波周波数の変動とともに変化すると、固定通信周波数中に生じる変調の数も変化する。データは、各サイクルの正の半分及び負の半分に適用される変調を変更することによって符号化される。波形の正の半分の間、変調信号は、変調クロック信号とデータ信号とのＸＯＲをとることによって生成される。波形の負の半分の間、変調信号は、変調クロック信号とデータ信号との（ＸＮＯＲとも称される）ＸＯＲ＃をとること（、すなわち、変調クロック信号とデータ信号とのＸＯＲの逆）によって生成される。本実施の形態において、通信用受信機は、コイル電流信号のバッファコピー及び反転コピーを生成した後にバッファコピー又は反転コピーのタイムスライスをコントローラに交互に送ることによって通信信号を復号することができる。タイムスライスを変調周波数に同期させる。コントローラは、ＤＣオフセットを探すことによってハイ信号又はロー新語を認識する。例えば、ロー信号によって負のオフセットを生じるさせることができ、ハイ信号によって正のオフセットを生じるさせることができる。

更に別の実施の形態において、本発明は、周波数シフトキード(frequency-shift-keyed)変調を提供する。本実施の形態において、通信用送信機を、二つの異なる周波数の一方で変調を行うように構成することができる。ハイ信号は、第１の周波数で変調を行うことによって符号化され、ロー信号は、第２の周波数で変調を行うことによって符号化される。第１の周波数を、搬送波周波数の１／８のような分数とすることができ、第２の周波数を、搬送波周波数の１／１０のような分数とすることができる。本実施の形態において、通信用受信機は、コイル電流をフィルタ処理するとともにそれを周波数弁別器に送ることによって通信信号を復号することができる。

本発明は、可変周波数搬送波信号を用いて固定周波数で通信(communication)を送信する簡単かつ有効なシステム及び方法を提供する。本発明のシステム及び方法は、後方散乱変調により誘導電磁界上で通信を送信するときに向上した信頼性を提供する。各ビットに対する複数の変調を用いることによって、一つ以上の変調における変動又は他の不具合は、複数の変調に亘って平均化され、データを破損しない。さらに、通信変調がハイ信号とロー信号の両方の間に生じ、通信によってハイ信号とロー信号との間に負荷の極端な変動が生じない。一部の用途において、更に高い信号対雑音比を与えうるベースドライブ波形(base drive waveform)がそれ自体を相殺するためにタイムスライシングが用いられる。

本発明のこれら及び他の目的、効果及び形態は、本実施の形態の説明及び図面を参照することによって更に十分に理解されるであろう。

発明の実施の形態を詳細に説明する前に、本発明が以下の説明又は示した図面で説明した構成要素の動作の詳細又は構成及び配置に限定されるものではないことを理解すべきである。発明を、種々の他の実施の形態で実現することができ、ここで明確に開示しなかった他の方法で実用化し又は実施することができる。また、ここで用いられている表現及び用語は、説明のためのものであり、限定するものとみなすべきではない。「有する」(including)及び「備える」(comprising)の使用並びにその変形は、後に挙げる品目及びその等価物並びに追加の品目及びその等価物を包含することを意味する。さらに、列挙(enumeration)を、種々の実施の形態の説明において用いることができる。他で明確に説明しない場合、列挙の使用を、発明を任意の特定の順序又は数の構成要素に限定するものと解釈すべきでない。列挙の使用を列挙したステップ又は構成要素と組み合わせることができる任意の追加のステップ又は構成要素を発明の範囲から除外するものと解釈すべきでない。

図１は、本発明の実施の形態による無線電力伝送システムの配置図である。 図２は、図１の無線電力伝送システムの一実施の形態の配置図である。 図３は、検出回路の配置図である。 図４は、遠隔装置の第１の実施の形態の簡易化した回路図である。 図５は、遠隔装置の第２の実施の形態の簡易化した回路図である。 図６は、遠隔装置の第３の実施の形態の簡易化した回路図である。 図７は、遠隔装置の第４の実施の形態の簡易化した回路図である。 図８は、遠隔装置の第５の実施の形態の簡易化した回路図である。 図９は、遠隔装置の第６の実施の形態の簡易化した回路図である。 図１０は、第１の通信方法を表す一連の波形図である。 図１１Ａは、第１の検出回路の一部を示す簡易化した回路図である。 図１１Ｂは、第１の検出回路の一部を示す簡易化した回路図である。 図１２は、第２の通信方法を表す一連の波形図である。 図１３Ａは、第２の検出回路の一部を示す簡易化した回路図である。 図１３Ｂは、第２の検出回路の一部を示す簡易化した回路図である。 図１４は、第３の通信方法を表す一連の波形図である。 図１５は、第３の検出回路の一部を示す簡易化した回路図である。 図１６は、第４の通信方法を表す一連の波形図である。 図１７は、第１の検出回路の出力電力に対する信号強度のプロットである。 図１８は、第４の検出回路の出力電力に対する信号強度のプロットである。 図１９Ａは、第４の検出回路の一部を示す簡易化した回路図である。 図１９Ｂは、第４の検出回路の一部を示す簡易化した回路図である。 図２０Ａは、第４の検出回路の一部を示す簡易化した回路図である。 図２０Ｂは、第４の検出回路の一部を示す簡易化した回路図である。

Ｉ．概説
本発明の実施の形態による無線電力伝送システムを図１に示す。無線電力伝送システム１０は、一般的に、無線電源１２と、遠隔装置１４と、を有する。無線電源１２は、遠隔装置１４に結合することができる誘導電磁界によって無線で電力を遠隔装置１４に供給することができる。遠隔装置１４は、無線電源１２によって生じた誘導電磁界に通信を重ね合わせることによって通信を無線電源１２に送信するように構成される。無線電源１２は、一般的に、電力供給回路１６と、信号生成回路１８と、電力送信機２０と、無線通信用受信機２２と、を有する。無線通信用受信機２２は、後方散乱変調によって遠隔装置１４から通信を受信するように構成される。遠隔装置１４は、一般的に、電力受信機２４と、通信用送信機２６と、主負荷２８と、を有する。通信用送信機２６は、遠隔装置１４のインピーダンスを変更するために選択的に適用することができる通信負荷３０を有することができ、これによって、反射したインピーダンスによって無線電源１２に戻されるデータ信号を作成する。通信用送信機２６は、各ビット時間(bit time)中に負荷を複数回変調することによって信号を生成するように構成される。各変調の特性は、搬送波信号の周波数に依存することができ、搬送波信号の周波数の変化に関係なく本質的に一定のままにすることができる。しかしながら、ビット時間中に生じる変調の数を、搬送波信号の周波数の関数、例えば、搬送波信号周波数の分数又は倍数とすることができる。負荷を、位相キードシフティング(phase keyed shifting)の向上した形態又は周波数キードシフティング(frequency keyed shifting)の向上した形態を提供するために変調することができる。通信信号を、変調によって影響が及ぼされる電力の特性を検知するとともに検知した特性を時間とともに平均化することによって復号することができる。

ＩＩ．無線電力伝送システム
本発明は、無線電力伝送システムとの関連で通信を送信するシステム及び方法に関する。本発明のシステム及び方法は、電力を送信するために用いられる電磁界にデータを重ね合わせることによる通信の伝送に関する。本発明は、実質的にあらゆるタイプのデータの送信で用いるのに適合している。例えば、本発明の通信システム及び方法を、遠隔装置を識別する信号のような無線電力伝送システムの動作に関連する制御信号を送信し、無線電力供給制御パラメータを提供し、又は、無線電源に関連する情報（例えば、電流、電圧、温度、バッテリ状態、充電状況及び遠隔装置状況）をリアルタイムで提供するのに用いることができる。他の例として、通信システム及び方法を、カレンダー及びやることリストの同期を含む遠隔装置の特徴に関連した情報の転送又はファイル（例えば、数例を挙げると、音声ファイル、ビデオファイル、画像ファイル、スプレッドシートファイル、データベースファイル、ワード処理ファイル、アプリケーションファイル）の転送のような無線電力伝達システムに関連しないデータの転送に用いることができる。本発明を、遠隔装置１４から無線電源１２に通信を送信する種々の実施の形態に関連して説明する。詳細に説明しないとしても、本発明を無線電源１２から遠隔装置１４（又は複数の遠隔装置）に通信を伝達するのにも用いることができることを理解されたい。

本発明を、動作周波数、共振周波数、レール電圧及び／又はデューティサイクルのような動作パラメータを遠隔装置１４からの通信（例えば、データ）に基づいて調整することができる適応無線電源１２に関連して説明する。本発明を適応無線電源に関連して説明するが、本発明を、通信の無線伝送が所望される実質的にあらゆるタイプの無線電源に関連して実現することができる。上述したように、図１の無線電源１２は、一般的に、電源供給回路１６と、信号生成回路１８と、電力送信機２０と、通信用受信機２２と、を有する。図２は、図１の無線電源１２の一実施の形態の更に詳細な配置図である。本実施の形態において、電源回路１６は、一般的に、整流器３２と、ＤＣ−ＤＣコンバータ３４と、を有する。整流器３２及びＤＣ−ＤＣコンバータ３４は、電力供給信号に対する適切な直流電力を提供する。電源供給回路１６を、入力電力を信号生成回路１８によって用いられる形式に変換することができる任意の回路にすることもできる。本実施の形態において、信号生成回路１８は、コントローラ３６の一部と、スイッチング回路３８と、を含む。コントローラ３６は、特に、所望の電力供給信号を電力送信機２０に供給するためにスイッチング回路３８を作動させるように構成される。本実施の形態において、電力送信機２０は、１次コイル４２及びバラストコンデンサ４４を有するタンク回路４０を有する。本実施の形態において、通信用受信機２２は、検出回路４６と、コントローラ３６の一部と、を含む。本実施の形態では、検出回路４６は、タンク回路４０に結合されるが、後に詳細に説明するように他の場所に結合されてもよい。図示したように、本実施の形態の無線電源１２は、スイッチング回路３８のタイミングの制御及び通信信号を抽出するとともに解釈するための検出回路４６との協働のような種々の機能を実行するコントローラ３６を有する。これらの機能を、個別のコントローラ又は他の専用回路によって対処させることもできる。

これまで一般的に説明した検出回路を、様々な異なる実施の形態で実現することができる。例えば、検出回路を、実施の形態で実現される変調／復調のタイプに依存して及び／又は電源供給回路の詳細に依存して実施例ごとに変更することができる。さらに、各変調／復調形式を、種々の異なる回路を用いて実現することができる。一般的に言えば、検出回路は、反射したインピーダンスにより送信されたデータによって影響が及ぼされる電源の電力の特性の関数として出力信号を生成するように構成される。例えば、図３を参照すると、検出回路４６は、タンク回路４０の電流を検出するためのセンサ４５と、本発明の実施の形態によって検出電流をハイ信号及びロー信号のストリームに変換する復調回路４７と、を有することができる。検出回路４６を、遠隔装置１４から反射したインピーダンスによって電力に影響が及ぼされる電源１２内の他のポイントに接続することもできる。復調回路４７は、センサの出力をフィルタ処理するとともに調整する（図３に示さない）フィルタ処理及び調整回路を有することができる。例えば、復調回路４７は、信号中のあらゆる直流成分を制限することなくデータ通信の周波数範囲より上の高周波数振動を減衰し及び／又はデータ通信の周波数範囲より下の低周波数振動を減衰するよう主に機能するバンドパスフィルタ処理回路を有することができる。一部の実施の形態において、信号を、フィルタ処理及び調整回路から、信号をハイ信号及びロー信号のストリームに変換する（図３に示さない）コンパレータに送ることができる。ハイ信号及びロー信号のストリームを、本発明の一実施の形態によってハイ信号及びロー信号をバイナリデータストリームとして解釈するコントローラ３６のようなコントローラに供給する。開示を助けるために、特定の回路を対応する通信方法に関連して以下説明する。

図示した実施の形態において、遠隔電子装置１４は、データを符号化するために２位相符号化形式を用いる。この方法によって、バイナリ１は、クロック信号の立上り縁に一致する第１の遷移及びクロック信号の立下り縁に一致する第２の遷移を有する二つの遷移を用いる符号化データによって表される。バイナリ０は、クロック信号の立上り縁に一致する単一の遷移によって表される。したがって、コントローラは、対応する形式を用いてコンパレータ出力を復号するように構成される。後に説明するように、本発明は、電力信号における２位相符号化データの変調を行うとともに電力信号から抽出した通信を復調する様々な他の方法を提供する。

本発明の一実施の形態による遠隔装置１４を、図２に関連して詳細に説明する。遠隔装置１４は、携帯電話、メディアプレーヤー、ハンドヘルドラジオ(handheld radio)、カメラ、懐中電灯又は他のあらゆる携帯電子装置のような一般的な通常の電子装置を含むことができる。遠隔装置１４は、バッテリ、コンデンサ又は超コンデンサのような電気エネルギー蓄積装置を有することができ、又は、電気エネルギー蓄積装置なしで動作することができる。遠隔装置１４の主要動作に関連する（とともに無線電力伝送に関連しない）構成要素は、一般的に従来型のものであり、したがって、詳細に説明しない。代わりに、遠隔装置１４の主要動作に関連する構成要素を、一般的に主負荷２８と称する。例えば、携帯電話に関連して、携帯電話それ自体に関連する電子要素を説明するための努力はしない。

遠隔装置１４は、一般的に、２次コイル５２と、整流器５４と、通信用送信機２６と、主負荷２８と、を有する。２次コイル５２を、電線コイル、又は、無線電源１２によって生成された変化する電磁界に応答して電力を生成することができる他の任意のインダクタとすることができる。整流器５４は、交流電力を直流電力に変換する。図示しないが、装置１４は、変換が所望されるこれらの実施の形態においてＤＣ−ＤＣコンバータを有することもできる。交流電力が遠隔装置で所望される用途において、整流器５４は必要でない。本実施の形態の通信用送信機２６は、コントローラ５６と、通信負荷３０と、を有する。通信における役割に加えて、コントローラ５６を、整流された電力の主負荷２８への供給のような種々の機能を実行するように構成することができる。一部の用途において、主負荷２８は、遠隔装置１４の電子機器への電力の供給を管理することができる電力管理ブロックを有することができる。例えば、通常の電子装置は、内部バッテリ又は（コンデンサ又は超コンデンサのような）他の電気エネルギー蓄積装置を有することができる。電力管理ブロックは、装置の内部バッテリを充電するために整流された電流を使用するとき及び装置を給電するために電力を使用するときを決定することができる。電力管理ブロックは、バッテリ充電と直接的な装置への給電との間で電力を分配することもできる。一部の用途において、主負荷２８は、電力管理ブロックを有しない。そのような用途において、コントローラ５６を、電力管理機能に対処するようプログラムすることができ、又は、電子装置１４は、電力管理機能に対処するための個別のコントローラを有することができる。

通信機能に関連して、コントローラ５６は、後方散乱変調形式を用いて電力信号に対するデータ通信を行うためにコントローラ５６が通信負荷３０を選択的に適用することができるプログラミングを有することができる。動作中、コントローラ５６を、所望のデータ送信を行うために適切なタイミングで通信負荷３０を２次コイル５２に選択的に結合するように構成することができる。通信負荷３０を、遠隔装置１４の全体の負荷を選択的に変更することができる抵抗又は他の回路素子とすることができる。例えば、抵抗の変形例として、通信負荷３０を、（図示しない）コンデンサ又はインダクタとすることができる。図示した実施の形態が単一の通信負荷３０を示すが、複数の通信負荷を用いることができる。例えば、システムは、２０１０年１月５日に出願されるとともに参照により全体をここに組み入れる表題が「動的負荷による誘導リンク間の通信」(COMMUNICATION ACROSS AN INDUCTIVE LINK WITH A DYNAMIC LOAD)の米国出願番号１２／６５２，０６１の実施の形態による動的負荷通信システムを包含することができる。通信負荷３０を専用回路素子（例えば、専用抵抗、専用インダクタ又は専用コンデンサ）とすることができるが、通信負荷３０を専用素子とする必要はない。例えば、一部の用途において、通信を、主負荷２８又は主負荷２８の一部をトグルすることによって行うことができる。

図２の配置図において通信負荷３０をコントローラ５６に結合したものを示したが、通信負荷３０を、２次コイル５２と整流器５４との間のように遠隔装置１４のインピーダンスの所望の変動を作り出すことができるあらゆる位置に配置することができる。

図４は、本発明の一実施の形態の回路図を示す。回路図は遠隔装置１４の通信信号の作成に関連する主要な回路素子を表すことを意図した簡易的な図であることを理解されたい。本実施の形態において、通信信号を供給するために単一の負荷が変調される。図４の実施の形態は、一般的に、２次コイル５２と、フルブリッジ整流器５４と、負荷２８と、バルクコンデンサ６０と、通信支回路(communication subcircuit)６２と、を有する。２次コイル５２を、任意のインダクタとすることができるが、図示した実施の形態では電線コイルとする。整流器５４を、ダイオードＤ１〜Ｄ４を有するフルブリッジ整流器とする。他の整流器形態を用いることもできる。負荷２８は、遠隔装置１４の機能的な負荷(functional load)を表す。バルクコンデンサ６０は、負荷２８に供給される電力の平滑化及びフィルタ処理を助けるために選択される。通信支回路６２は、負荷２８とアースとの間で直列に接続した負荷抵抗３０及びＦＥＴ６４を有する。図４に示さないが、コントローラ５６は、通信信号を生成するためにコントローラ５６が負荷抵抗３０を選択的に変調できるようにＦＥＴ６４に動作的に(operatively)結合される。

様々な他の通信回路を図５〜９に示す。図４と同様に、図５〜９は、遠隔装置の通信信号の作成に関連した主要な回路素子を示すことを意図した簡易的な回路図である。図５は、独立したハイサイド整流器ブリッジ(high side rectifier bridge)６６を有する単一の通信負荷３０を有する実施の形態を示す。本実施の形態において、フルブリッジ電力整流器５４は、負荷２８に供給される電力を整流するために設けられる。電力整流器５４は、ダイオードＤ１〜Ｄ４を有する。通信支回路６２は、独立した通信ブリッジ６６とともに通信負荷３０及びＦＥＴ６４を有する。独立した通信ブリッジは、ダイオードＤ５〜Ｄ６を有する。動作中、（図５に示さない）コントローラ５６は、通信負荷３０を変調するためにＦＥＴ６４を動作させる。

図６は、通信負荷３０ａ〜３０ｂを適用するために二つの個別の通信支回路６２ａ〜６２ｂが用いられる他の変形例を示す。本実施の形態において、フルブリッジ整流器５４は、負荷２８に供給される電力を整流するために設けられる。フルブリッジ整流器は、ダイオードＤ１〜Ｄ４を有する。第１の通信支回路６２ａは、駆動波形の一方の半分の間に通信負荷を変調するためにダイオードＤ４とダイオードＤ１の共通ノードに接続される。第１の通信支回路６２ａは、通信負荷３０ａと、ＦＥＴ６４ａと、を有する。ＦＥＴ６４ａは、コントローラが通信負荷３０ａを選択的に変調できるように（図６に示さない）コントローラ５６に動作的に結合される。第２の通信支回路６２ｂは、駆動波形の他方の半分の間に通信負荷３０ｂを変調するためにダイオードＤ３とダイオードＤ２の共通ノードに接続される。本実施の形態において、第２の通信支回路６２ｂは、第１の通信支回路６２ａと実質的に同一である。第２の通信支回路６２ｂは、通信負荷３０ｂと、ＦＥＴ６４ｂと、を有する。ＦＥＴ６４ｂは、コントローラが通信負荷３０ｂを選択的に変調できるようにコントローラ５６に動作的に結合される。

本発明を、通信信号をスプリット２次コイル(split secondary coil)（例えば、センタータップコイル(center-tapped coil)）に供給するよう負荷を変調するために用いることもできる。例えば、図７〜９は、種々の他の遠隔装置回路を示す。図７は、単一の通信支回路及び共通の全波整流器を有する回路を示す。本実施の形態において、２次コイル５２を、センタータップスプリットコイル(center-tapped, split coil)とする。通信支回路６２は、通信負荷３０と、ＦＥＴ６４と、を有する。ＦＥＴ６４は、コントローラ５６が通信負荷３０を選択的に変調できるように（図７に示さない）コントローラ５６に動作的に結合される。

図８は、センタータップ２次コイル５２及び独立した通信ブリッジ６６を有する他の実施の形態を示す。本実施の形態において、電力整流器５４は、ダイオードＤ１，Ｄ２を有する。通信支回路６２は、個別のダイオードＤ３，Ｄ４によって２次コイルの両側に結合される。通信支回路６２は、通信負荷３０と、通信負荷３０を選択的にアースに結合するためのＦＥＴ６４と、を有する。ＦＥＴ６４は、コントローラ５６が通信負荷３０を選択的に変調できるようにコントローラ５６に動作的に結合される。

図９は、更に別の実施の形態である。本実施の形態は、スプリット２次コイル５２と、全波電力整流器５４と、独立した通信制御を行う二つの通信ブリッジ６６ａ，６６ｂと、を有する。電力整流器５４は、スプリット２次コイル５２と負荷２８との間に配置されたダイオードＤ１，Ｄ２を有する。第１の通信ブリッジ６６ａは、駆動波形の一方の半分の間に通信負荷を変調するために、２次コイル５２の第１の側及びダイオードＤ１を接続するノードに接続される。第１の通信ブリッジ６６ａは、ダイオードＤ３と、第１の通信支回路６２ａを有する。第１の通信支回路６２ａは、通信負荷３０ａと、ＦＥＴ６４ａと、を有する。ＦＥＴ６４ａは、コントローラが通信負荷を選択的に変調できるように（図９に示さない）コントローラ５６に動作的に結合される。第２の通信ブリッジ６６ｂは、駆動波形の他の半分の間に通信負荷３０ｂを変調するために、２次コイル５２の逆側及びダイオードＤ２を接続するノードに接続される。第２の通信ブリッジ６６ｂは、ダイオードＤ４と、第２の通信支回路６２ｂと、を有する。本実施の形態において、第２の通信支回路６２ｂは、第１の通信支回路６２ａと実質的に同一である。第２の通信支回路６２ｂは、通信負荷３０ｂと、ＦＥＴ６４ｂと、を有する。ＦＥＴ６４ｂは、コントローラが通信負荷を選択的に変調できるようにコントローラ５６に動作的に結合される。

図２の遠隔装置１４を、無線電力に関連した構成要素の制御機能の全てに対処する単一のコントローラについて説明したが、これらの機能を、複数のコントローラの間で分担させることができる。例えば、通信に対処する個別のコントローラが存在してもよい。個別の通信支回路を有する用途において、遠隔装置１４は、個別の通信支回路を動作させる個別のコントローラを有することができる。

ＩＩＩ．通信方法
本発明は、無線電力伝達システムに関連して向上した性能を提供することができる様々な他の通信方法を提供する。これらの方法を、上述した無線電力伝送システム又は本発明の方法を実行することができる他の任意のシステムを用いて実現することができる。開示のために、本発明の通信方法を、図４の簡易的な回路図を組み入れる無線電力伝送システムに関連して主に説明する。以下の段落は、種々の波形図を参照しながら代替的な通信方法を記載する。これらの波形図は、データ（すなわち、１及び０の所望のストリーム）を示す第１の図と、２位相変調を用いて符号化したデータストリームを示す第２の図と、論理ローから論理ハイへの遷移を含む短期間中の更なる詳細を示す一連の図と、を有する。この開示のために、本発明の通信方法を、１００ｋＨｚで動作する搬送波波形に関連して説明するが、周波数は変更してもよい。種々の通信方法を、単一の周波数（例えば、１００ｋＨｚ）で動作する搬送波波形に関連して説明するが、搬送波波形の周波数が時間とともに変化してもよく、本発明の通信方法が周波数変化に自動的に適応することを理解すべきである。図示した例において、搬送波波形周波数は、５０ｋＨｚと２００ｋＨｚとの間で時間とともに変化してもよい。開示のために、種々の通信方法を、２ｋＨｚの固定周波数で符号化されたデータに関連して説明する。この固定周波数は単なる例示であり、データ符号化周波数は用途ごとに変化することができる。

一実施の形態において、通信は、駆動周波数の偶数の分数(even-integer fraction)のような分数である速度(rate)で通信負荷を変調することによって符号化される。例えば、図示した実施の形態において、通信抵抗は、搬送波波形の周波数の半分で変調される。変調信号は、変調クロック及び符号化データを組み合わせることによって作成される。更に詳しくは、本実施の形態において、変調クロック波形は、変調信号を生成するために符号化データ波形とＸＯＲ（排他的論理和）をとる。この手順を、図１０Ａ〜１０Ｈを参照しながら更に詳細に説明する。図１０Ａは、１及び０のサンプルデータストリームを示す。図１０Ｂは、２位相符号化ストリームを用いて符号化されたサンプルデータストリームを示す。図１０Ｃ〜１０Ｈを参照すると、変調信号は、変調クロック及び符号化データを組み合わせることによって作成される。図１０Ｃ〜１０Ｈは、ロー信号からハイ信号への遷移がある間のデータストリームの短い部分を示す。図１０Ｃは、上述したようなこの説明のための約１００ｋＨｚの搬送波波形を示す。図１０Ｄは、変調クロック信号を示す。変調クロック信号の周波数は、この図では搬送波の周波数の半分（すなわち、約５０ｋＨｚ）である。データストリームを図１０Ｅに示す。上述したように、データ信号（図１０Ｄ）は、図１０Ｆに示すＸＯＲ波形を生成するために符号化データ信号（図１０Ｅ）とＸＯＲをとる。図示したように、変調クロック波形は、符号化データがローであるときにコピーされ、符号化データがハイであるときに反転される。変調信号が搬送波波形に適用されるとき、結果的に得られる変調された搬送波波形を図１０Ｇに示す。結果的に得られる変調された搬送波波形の交互のタイムスライシングを、図１０Ｈに示す。

通信信号を、様々な他のシステム及び方法を用いて受信し、復調し及び復号することができる。開示のために、本発明を、図３の通信用受信機２２及び図１１の復調回路に関連して説明する。本実施の形態の動作において、電流センサ４５は、タンク回路４０の電流を表す信号を生成する（図３参照）。電流センサ４５を、タンク回路４０の電流の大きさに比例して変化する電圧を有する信号を生成する電流センストランス(current sense transformer)とすることができる。他の変形例として、電流センサ４５を、図４〜９に示すようなスケーリング抵抗(scaling resistor)及びコンデンサを有する除算器(divider)から取得される出力とすることができる。上述したように、電流センサ４５を、遠隔装置１４の反射したインピーダンスによる影響が及ぼされる電源１２の電力の特性を表す信号を生成することができる任意の検出器又は同様な回路素子に置換することができる。

本実施の形態において、検出回路４６は、電流センサによる信号出力のバッファコピー及び反転したバッファコピーを生成する一対の増幅器１０２ａ，１０２ｂを有する（図１１参照）。図示したように、本実施の形態において、電流センサ信号を、互いに並列に配置した増幅器及び反転増幅器の両方に送ることができる。増幅器の出力及び反転増幅器の出力を、遠隔装置１４の変調クロックに同期したタイムスライシングクロックに結合した一対のマルチプレクサ１０４ａ，１０４ｂに送ることができる。タイムスライシングクロックは、電流信号のバッファコピー及び反転されたコピーを検出回路の残りの部分(remainder)に送るか否かの制御を行う。本実施の形態において、クロック信号は、２で除算された駆動周波数に対して同期がとられる。図示したように、本実施の形態において、二つのマルチプレクサ１０４ａ，１０４ｂは、差動信号を提供するために互いに逆のＮＯ／ＮＣ入力を有する。ＮＯ／ＮＣ入力のフリッピングの変形例として、差動信号を提供するためにマルチプレクサクロッキング(multiplexor clocking)を反転させることができる。一部のケースにおいて、駆動信号の直角位相コピー(quadrature copy)である信号によってマルチプレクサ１０４ａ，１０４ｂをクロックするのが望ましい。９０°位相シフトによって回路は更に良好に信号をとらえることができる。図示した実施の形態のマルチプレクサが二つの入力を有するとしても、マルチプレクサ１０４ａ，１０４ｂは単一の入力を有することもでき、出力を、他のクロック位相で流動的にする(left floating)ことができる。これによって、増幅器チェーンの信号強度が減少するおそれがある。本実施の形態において、クロック信号を、駆動信号、１次コイル電圧、１次コイル電流又は上記のいずれかの９０°位相シフト形態のような種々のソースから取得することができる。

図１１に戻ると、マルチプレクサ１０４ａは、「Ａ」タイムスライス中にバッファコピーを送るとともに「Ｂ」タイムスライス中に反転コピーを送り、マルチプレクサ１０４ｂは、「Ｂ」タイムスライス中にバッファコピーを送るとともに「Ａ」タイムスライス中に反転コピーを送る。

図１１の検出回路において、マルチプレクサ１０４ａ，１０４ｂの各々の出力は、個別の増幅器チェーンに送られる。図示した実施の形態において、各マルチプレクサ１０４ａ，１０４ｂの出力は、個別の平均化回路１０６ａ，１０６ｂに送られる。これらの平均化回路１０６ａ，１０６ｂの各々は、波形の形状による影響が更に小さくなるとともに極値に対する感度が更に高くなるために一部の用途において強度平均よりも向上した性能を提供する各入力の最小及び最大の平均を出力する。一部の用途において潜在的に有益であるが、出力は、最小及び最大の平均である必要はない。例えば、一部の用途において、平均化回路１０６ａ，１０６ｂは、各入力信号の強度平均を出力することもできる。

図示した実施の形態において、平均化回路１０６ａ，１０６ｂの出力を、個別のローパスフィルタ１０８ａ，１０８ｂに送ることができる。本実施の形態において、フィルタ１０８ａ，１０８ｂを２極の５ｋＨｚローパスフィルタとすることができる。これらのローパスフィルタ１０８ａ，１０８ｂは、通信周波数範囲より上の信号の交流成分を除去するように主に機能する。この機能が図示した実施の形態でオペアンプを用いて実現されるとしても、オペアンプを、受動フィルタ又はデジタルフィルタのような他のフィルタ処理回路に置換することができる。

一部の用途において、ローパスフィルタ１０８ａ，１０８ｂの出力を増幅するのが望ましい。図示した実施の形態において、ローパスフィルタ１０８ａ，１０８ｂの出力を個別の増幅器１１０ａ，１１０ｂに送る。図示した実施の形態において、増幅器１１０ａ，１１０ｂを，Ｖbias周辺の中心点を維持しながらフィルタ処理された信号を増幅するＡＣ結合した増幅器(AC coupled amplifier)とする。本実施の形態において、ＡＣ結合は、ＤＣオフセットを除去するとともに１極のハイパスフィルタ(single pole high pass filter)としての機能を果たす。

増幅器１１０ａ，１１０ｂの出力は、個別のローパスフィルタ１１２ａ，１１２ｂに送られる。これらのローパスフィルタ１１２ａ，１１２ｂは、通信周波数範囲より上の信号の交流成分を除去するとともにＡＣ増幅器１１０ａ，１１０ｂによって付与された雑音を除去するのに役立つ。ローパスフィルタ１１２ａ，１１２ｂを図示した実施の形態でオペアンプを用いて実現されるとしても、オペアンプを、受動フィルタ又はデジタルフィルタのような他のフィルタ処理回路に置換することができる。一部の用途において、増幅器の出力の信号対雑音比を、ローパスフィルタ１１２ａ，１１２ｂが不要になるように十分にしてもよい。

図示した実施の形態において、ローパスフィルタ１１２ａ，１１２ｂの出力は、コンパレータ１１４にそれぞれ送られる。コンパレータ１１４は、二つの増幅器チェーンから戻された差動信号を組み合わせ、コントローラ３６のようなマイクロコントローラによって容易に復号することができる単一の「デジタル」信号にする。図１０Ｇを参照すると、論理ローが送信されるとき、タイムスライス「Ａ」は、大きな負のピークを有し、タイムスライス「Ｂ」は、大きな正のピークを有する。この状態の結果、ロー増幅器出力となる。それに対し、論理ハイが送信されるとき、タイムスライス「Ａ」は、大きな正のピークを有し、タイムスライス「Ｂ」は、大きな負のピークを有する。この状態の結果、ハイ増幅器出力となる。コンパレータから出力されるハイ信号及びロー信号のストリームを、本実施の形態では２位相符号化形式である遠隔装置１４のデータを符号化するための符号化形式を用いて復号することができる。

図１１の二重チェーン回路(dual-chain circuitry)の変形例として、検出回路４６は、シングルエンド検出チェーン(single ended detection chain)を包含することができる。そのような変形例において、検出回路は、図１１の最上部のチェーンのみを有することができる。図１１の二重チェーン回路は、一部の用途で向上した性能を提供することができる。その理由は、一方の信号の電圧が他方の減少の間に増大するために増幅器チェーンの差動対が向上した信号対雑音比を提供するからである。その結果、ＤＣドリフトが信号を歪めない。この変形例のコンパレータは、基準信号に対する入力信号の振幅の比較に基づいてハイ出力又はロー出力を提供するように構成される。更に詳しくは、コンパレータは、単一の検出チェーンから信号を受信する第１の入力部と、基準信号Ｖbiasに結合した第２の入力部と、を有することができる。基準信号を、増幅された信号の直流成分より僅かに低く設定することができる。したがって、コンパレータ出力は、通信が信号に存在しないときにはハイのままである。通信が存在する場合、コンパレータ出力は、通信信号に応じてハイとローとの間でトグルする。コンパレータ１１４の出力は、復号のためにコントローラ３６に送られる。この場合、復号は、２位相復号形式で行われる。

変形例において、通信は、一部の例外を除いて図１０Ａ〜１０Ｇ及び図１１に関連して上述した実施の形態と同様に駆動周波数の分数である速度で通信負荷を変調することによって符号化される。図１０Ｆの例に示す駆動波形の全サイクル中に通信負荷を変調する代わりに、本実施の形態の通信負荷を、駆動波形の半分のような駆動波形の分数の間に変調する。

図１６Ａ〜１６Ｈを参照すると、図示した実施の形態において、通信負荷は、搬送波波形の周波数の半分で変調される。変調クロック波形は、変調制御波形を生成するために符号化データ波形とＸＯＲをとる。図１６Ｃ〜１６Ｈは、ロー信号からハイ信号への遷移が存在するデータストリームの短い区間を示す。図１６Ｃは、上述したようなこの説明のための約１００ｋＨｚの搬送波波形を示す。図１６Ｄは、この説明のための搬送波の周波数の半分（すなわち、約５０ｋＨｚ）である周波数を有する変調クロック波形を示す。変調波形とＸＯＲがとられた後に図１６ＦのＸＯＲ波形が生じるデータストリームを図１６Ｅに示す。当然のことながら、このポイントまで、変形例の形態は、図１０Ａ〜１０Ｇに関連して説明した実施の形態と実質的に同様である。

以前の実施の形態で説明したように、通信負荷を、搬送波波形の全サイクルに対してＸＯＲをとった波形に従って、すなわち、搬送波周波数の半分である周波数を有する変調されたクロック波形を用いた５０％のデューティサイクルで変調することができる。しかしながら、他の実施の形態において、ＸＯＲがとられた波形を、搬送波波形の約半分のサイクルの間に、すなわち、搬送波周波数の半分である周波数を有する変調されたクロック波形を用いた２５％のデューティサイクルで供給する。したがって、通信負荷を、以前の実施の形態より短い時間の間に与え、データを送信するために搬送波波形の一つおきの波形のピークとタフ(tough)の両方ではなくいずれか一方の大きさを増大させる。

２５％のデューティサイクルの変調を、図１０Ａ〜１０Ｇの実施の形態で示したＸＯＲ波形と同様なＸＯＲ波形を生成することによって行うことができるが、搬送波波形の全サイクル中にＸＯＲ波形を供給する代わりに、ＸＯＲ波形を、搬送波波形の各サイクルの半分の間に供給することができる。例えば、図６及び図９の通信回路を用いて、搬送波波形の各サイクルの半分の間のＸＯＲ波形の供給を、通信負荷３０ａ，３０ｂの両方ではなく一方を選択的に変調し、別の表現で言えば、２次コイル５２の両方のレッグ(leg)ではなく一方のレッグを変調することによって行うことができる。当然のことながら、本実施の形態が上記実施の形態と同様なＸＯＲ波形を用いた２５％のデューティサイクルを実現するが、２５％のデューティサイクルを、２５％のデューティサイクルを有するために変調クロック波形を変更するとともにそれを符号化データ波形とＸＯＲをとることによって実現することもできる。図４及び図５並びに図７及び図８の通信回路を用いることによって、例えば、通信負荷３０を、搬送波波形の各サイクルの近似的に半分の間に通信負荷３０を適用するためにこのＸＯＲがとられた波形に従って変調することができる。

本実施の形態及び他の実施の形態の電子機器に固有の伝播遅延によって、変調クロックが搬送波波形に対して遅延されるおそれがある。図１６Ｃ及び図１６Ｄの図示した実施の形態において、この伝播遅延を、搬送波波形のゼロ交差に対する変調クロック波形の僅かなシフトによって見ることができる。一部の実施の形態において、例えば、この伝播遅延は、通信負荷が搬送波波形に対して適用されるとき及び遠隔装置１４が遅延に適合し又は遅延を補償することを試みるか否かに影響を及ぼすおそれがある。

図１６Ａ〜１６Ｈの図示した実施の形態において、伝播遅延は、２５％のデューティサイクル変調を実現するための変調を行うために２次コイル５２のいずれのレッグを選択するかに影響を及ぼすおそれがある。参考として、図６の回路配置(circuit topology)を用いると、変調サイクル中に（２次コイル５２の第１のレッグに結合した）負荷抵抗３０ａを流れる電流を図１６Ｈに示し、変調サイクル中に（２次コイル５２の第２のレッグに結合した）負荷抵抗３０ｂを流れる電流を図１６Ｇに示す。図１６Ｄの変調クロック波形が第２コイル５２の第１のレッグの搬送波波形と同期をとるので、伝播遅延は、図１６Ｈのチョップされた変調電流によって表されるように負荷抵抗３０ａの十分な変調(full modulation)を妨げる。その結果、伝播遅延の影響を把握するとともに２５％のデューティサイクルで十分な変調を行うために、通信負荷を、変調クロック波形を生成するレッグと反対のレッグである２次コイルのレッグで変調を行うことができる。例えば、図１６Ｇに示した実施の形態において、十分な変調は、２次コイル５２の第２のレッグに結合した負荷抵抗３０ｂを変調することによって２５％のデューティサイクルで達成される。

ここで説明した他の変形例と同様に、本実施の形態の通信負荷を、負荷抵抗又は一つ以上の他の素子のような一つ以上のインピーダンス素子とすることができる。例えば、通信負荷を、抵抗性、容量性、誘導性又はその組み合わせとすることができる。図４〜９が負荷抵抗３０を示すが、本実施の形態は、一部のケースにおいて負荷抵抗３０の代わりに負荷コンデンサを用いた方が良好に機能することができる。

図１７及び図１８の二つのプロットは、単一の負荷抵抗３０ａ及び５０％のデューティサイクルの変調器を用いて２５％のデューティサイクルで変調を行う図１６Ａ〜１６Ｈの実施の形態の間の電位差を示す。図１７は、５０％のデューティサイクルの変調器を用いた実施の形態によって二つの連続するサイクルの間にコイルのエネルギーが使い果たされたことに起因する通信無効(communication null)すなわち反転を示す。特に、約１５〜３０Ｗの出力電力で、変調深さ(modulation depth)が反転し、すなわち、０．０ｍＶより下になり、無効通信区域(null communication zone)となる。図１８に示すように、通信負荷をコイルの一方の側に加える２５％のデューティサイクルの変調器を用いることによって、信号強度は、変調のために一部の区域で減少するが、反転及び無効通信区域は回避される。一態様において、本発明は、通信反転を回避する通信回路を提供する。さらに、２５％のデューティサイクルの実施の形態の潜在的な特性は、通信中の可聴雑音の低減又は除去であり、５０％のデューティサイクルの実施の形態も可聴雑音を低減し又は除去する。

図１９及び図２０を参照すると、通信信号を、一部の例外を除いて図１１に関連して上述した実施の形態と同様なシステム及び方法を用いて受信し、復調し及び復号することができる。平均化回路１０６ａ，１０６ｂの代わりに、本実施の形態は、ピーク検出回路１０６ａ”，１０６ｂ”１０６ａ’’’，１０６ｂ’’’を使用し、通信信号を復調するための二つの検出回路４６”，４６’’’を有する。その他の点では、本実施の形態及びその変形例は、ここで説明した他の実施の形態と同様である。

上述したように、２５％のデューティサイクルの変調を利用する実施の形態において、通信負荷を、搬送波のサイクルの半分の間に加えることができる。その結果、変調によって、レベルシフトが、誘導結合を通じて、一般的に電流センサによって検知された電流のピークとタフの両方ではなくいずれかに影響を及ぼす無線電源に反映されるおそれがある。換言すれば、２５％のデューティサイクルの変調によって、（ａ）偶数のサイクルから奇数のサイクルまでの１次コイルのピーク電流又はピーク電圧のレベルがシフトするおそれがあり、又は、（ｂ）偶数サイクルから奇数サイクルまでの１次コイルのタフ電流又はタフ電圧のレベルがシフトするおそれがある。遠隔装置の２次コイル５２に対する１次コイル４２のドットの向き(dot orientation)（例えば、巻線の向き）が未知である場合、レベルシフトがタフとピークのいずれで生じているかわからないおそれがある。したがって、本実施の形態は、通信負荷変調によるピークとタフのいずれかのレベルシフトを検知する二つの検出回路４６”，４６’’’を利用する。二つの検出回路４６”，４６’’’の各出力（Ａ及びＢ）は、誘導結合によって変調された通信信号のデジタル表示を生じさせるために互いにＯＲをとるように組み合わされる。ドットの向きが既知である他の実施の形態において、既知のドットコンベンション(dot convention)及び２次コイル５２のいずれのレッグが変調されるかに依存してピークとタフのいずれかのレベルシフトをいずれが予測されても検出するために、単一の検出回路を用いることができる。当然のことながら、ドットの向きを知ることは、５０％のデューティサイクルの変調器を用いる実施の形態では不要である。その理由は、通信負荷の変調によるレベルシフトがピークとタフの両方で生じるからである。

第１の検出回路４６”及び第２の検出回路４６’’’を更に詳細に説明する。第１の検出回路４６”は、電流センサによって出力される信号のバッファコピーを生成し、第２の検出回路４６’’’は、電流センサによって出力される信号の反転したバッファコピーを生成する。このようにして、第１の検出回路４６”は、通信負荷の付与に応答してレベルシフトを検出するために搬送波のピークをサンプリングするとともにタイムスライスを行い、第２の検出回路４６’’’は、通信負荷の付与に応答してレベルシフトを検出するために搬送波のタフをサンプリングするとともにタイムスライスを行う。

図１９とともに図１６Ａ〜１６Ｈを再び参照すると、検出器４６”のマルチプレクサ１０４ａ”は、「Ａ」タイムスライス中にバッファされたコピーを送り、検出器４６”のマルチプレクサ１０４ｂ”は、「Ｂ」タイムスライス中にバッファされたコピーを送る。したがって、「Ａ」タイムスライス及び「Ｂ」タイムスライスは、一部の例外を除いて図１１の図示した実施の形態の増幅器チェーンと同様な個別の増幅器チェーンに送られる。図１９の図示した実施の形態において、マルチプレクサ１０４ａ”，１０４ｂ”の出力は、個別のピーク検出器１０６ａ”，１０６ｂ”に送られる。ピーク検出器１０６ａ”，１０６ｂ”の各々は、タイムスライス中に各入力のピーク値を出力する。このピーク検出は、通信負荷の変調に起因するレベルシフトをとらえることによって向上した信号検出を提供することができる。ピーク検出器は、無線電源のハーフブリッジドライバハードウェアによって課されるあらゆる非対称性を相殺することもできる。開示のために、ピーク検出器１０６ａ”，１０６ｂ”が図１９の図示した実施の形態で用いられるが、ピーク検出器を、ここで説明する他の実施の形態で実現することもできる。更に別の変形例において、ピーク検出器を、信号の最大状態の代わりに最小状態を検出することができるタフ検出器に置換することができる。

ピーク検出器１０６ａ”，１０６ｂ”の出力はそれぞれ、上述したように個別の増幅器チェーンに送られ、最終的には、コンパレータ１１４”のような差動増幅器を用いて互いに比較される。「Ｂ」タイムスライスに対する(as compared to)「Ａ」タイムスライスのバッファされた非反転信号のピーク間でレベルシフトが検出された場合、コンパレータ１１４”は、コントローラ３６のようなマイクロコントローラによって容易に復号することができる「デジタル化された」信号を出力する。一例として、「Ａ」タイムスライス中の信号のピーク値が「Ｂ」タイムスライス中の信号のピーク値よりも高い場合、論理ハイが検出器４６”から出力される。それに対し、「Ａ」タイムスライス中の信号のピーク値が「Ｂ」タイムスライス中の信号のピーク値よりも低い場合、論理ローが検出器４６”から出力される。

図２０の図示した実施の形態を見ると、検出器４６’’’は、検出器４６”の逆を検出する。信号のピークを検出する代わりに、検出器４６’’’は、信号のタフすなわち最小を検出する。例えば、タフのレベルシフトを検出することによって、検出器４６’’’は、信号内で符号化されたデータを復調することができる。

特に、検出器４６’’’のマルチプレクサ１０４ａ’’’は、「Ａ」タイムスライス中に信号のバッファされた反転コピーを送り、マルチプレクサ１０４ｂ’’’は、「Ｂ」タイムスライス中に信号のバッファされた反転コピーを送る。したがって、「Ａ」タイムスライス及び「Ｂ」タイムスライスは、一部の例外を除いて図１１の図示した実施の形態の増幅器チェーンと同様な個別の増幅器チェーンに送られる。図２０の図示した実施の形態において、マルチプレクサ１０４ａ’’’，１０４ｂ’’’の出力は、個別のピーク検出器１０６ａ’’’，１０６ｂ’’’に送られ、検出器４６’’’において、信号のタフすなわち最小を検出する。ピーク検出器１０６ａ’’’，１０６ｂ’’’の各々は、タイムスライス中に各入力の反転信号のピーク値（非反転信号のタフ）を出力する。

検出器４６”と同様に、ピーク検出器１０６ａ’’’，１０６ｂ’’’の出力はそれぞれ、個別の増幅器チェーンに送られ、最終的には、コンパレータ１１４’’’のような差動増幅器を用いて互いに比較される。上述したように、「Ｂ」タイムスライスに対する「Ａ」タイムスライスのバッファされた非反転信号のピーク間でレベルシフトが検出された場合、コンパレータ１１４’’’は、マイクロコントローラによって容易に復号することができる「デジタル化された」信号を出力する。

上述したように、２次コイルに対する１次コイルのドットの向きが既知でない場合、２５％のデューティサイクルの通信負荷の変調が信号のタフ又はピークのレベルシフトに影響を及ぼすか否か不明確になるおそれがある。その結果、検出器４６”と検出器４６’’’の両方の各出力（Ａ及びＢ）を、信号を検出するとともに容易に復号できるようにするためにマイクロコントローラによってモニタする。

一例として、２次コイルの第２のレッグを変調することによる２５％のデューティサイクルの変調を用いた場合（図１６Ｇ）、検出器４６”及び検出器４６’’’の動作によって以下の結果が生じる。当然のことながら、結果は、通信負荷の変調の方法に応じて異なる。図１６Ａ〜１６Ｇの実施の形態において、図１９及び図２０の図示した実施の形態に適用されるように、検出器４６”は、「Ａ」タイムスライス中及び「Ｂ」タイムスライス中にバッファされた非反転信号のピーク値間のレベルシフトを検出しない。図１６Ｇに示すように、通信負荷は、搬送波のピークサイクル中ではなくタフサイクル中に変調され、したがって、信号のピークは、一般的に通信負荷の変調によって影響が及ぼされない。

一方、検出器４６’’’は、「Ａ」タイムスライス中及び「Ｂ」タイムスライス中にバッファされた非反転信号のピーク値間のレベルシフトを検出する。通信負荷が搬送波のタフサイクル中に変調されるので、ピーク検出器１０６ａ’’’，１０６ｂ’’’によって計測されるような反転形態の信号のピーク（非反転信号のタフ）は、「Ａ」タイムスライスと「Ｂ」タイムスライスとの間のレベルシフトを識別し、上述したようにマイクロコントローラによって復号される「デジタル化された」信号としてレベルシフトを出力する。

他の変形例において、通信は、周波数の偶数の倍数のような倍数である速度で通信負荷を変調することによって符号化される。例えば、図示した実施の形態において、通信抵抗が、搬送波の周波数の４倍で変調される。本実施の形態は、搬送波波形と同相のままである変調クロック波形を生成するための位相同期ループ（「ＰＬＬ］）を有することができる。図１２Ａは、１及び０のサンプルデータストリームを示す。図１２Ｂは、２位相符号化ストリームを用いて符号化されたサンプルデータを示す。図１２Ｃ〜１２Ｉを参照すると、変調信号は、波形の各サイクルの正の半分及び負の半分に対して異なる関数を用いて変調クロック及び符号化データを組み合わせることによって作成される。更に詳しくは、本実施の形態において、搬送波波形の正の半分の間に、変調クロック波形は、符号化データ波形とのＸＯＲがとられ、搬送波波形の負の半分の間に、変調クロック波形は、符号化データ波形とのＸＯＲ＃がとられる。これによって、無線電源による復調を簡単にすることができる。図１２Ｃは、上述したような約１００ｋＨｚの搬送波波形を示す。図１２Ｄは、変調クロック信号を示す。本実施の形態において、変調クロック信号の周波数は、搬送波の周波数の４倍すなわちこの図では約４００ｋＨｚである。データストリームを図１２Ｅに示す。上述したように、この図は、ローからハイへの単一の遷移を含むデータストリームの短い部分を示す。ＸＯＲ波形を図１２Ｆに示し、ＸＯＲ＃波形を図１２Ｇに示す。データ信号と変調クロック信号とのＸＯＲ及びＸＯＲ＃を交互にとることによって生じる合成波形は、図１２Ｈに示すような変調された信号を提供する。変調された信号が搬送波波形に加えられると、結果的に得られる変調された搬送波波形は、図１２Ｉに示すようになる。注目すべきは、図１２Ｉが理想的な波形を表すことである。実際には、変調された信号は、１次電流(primary current)の瞬時的な変動を生成する可能性はない。その代わりに、電流は、遷移に幾分の時間を要する可能性があり、実際の波形は、タイムスライス間に明確なジャンプ(clean jump)ではなく遷移領域を有する可能性がある。

この第２の通信方法によって生成される通信信号を、様々な他のシステム及び方法を用いて受信し及び復号することができる。開示のために、本発明を、図２の通信用受信機２２及び図１３の復調回路に関連して説明する。図示したように、図１３の復調回路は、図１１の復調回路に類似する。しかしながら、それは平均化回路１０６ａ，１０６ｂを有しない。

本実施の形態の動作において、電流センサ４５は、タンク回路の電流を表す信号を生成する。電流センサ４５を、タンク回路４０の電流の大きさに比例して変化する電圧を有する信号を生成する電流センストランスとすることができる。他の変形例として、電流センサ４５を、図４〜９に示すようなスケーリング抵抗及びコンデンサを有する除算器から取得される出力とすることができる。電流センサ４５を、遠隔装置１４の反射したインピーダンスによる影響が及ぼされる電源１２の電力の特性を表す信号を生成することができる任意の検出器に置換することができる。

本実施の形態において、検出回路４６’は、電流センサによる信号出力のバッファコピー及び反転したバッファコピーを生成する一対の増幅器１０２ａ’，１０２ｂ’を有する。図示したように、本実施の形態において、電流センサ信号を、互いに並列に配置した増幅器及び反転増幅器の両方に送ることができる。増幅器の出力及び反転増幅器の出力を、遠隔装置１４の変調クロックに同期したタイムスライシングクロックに結合した一対のマルチプレクサ１０４ａ’，１０４ｂ’に送ることができる。タイムスライシングクロックは、電流信号のバッファコピー及び反転されたコピーを検出回路の残りの部分(remainder)に送るか否かを制御する。本実施の形態において、クロック信号は、４を乗算した駆動周波数に対して同期がとられる。図示したように、本実施の形態において、二つのマルチプレクサ１０４ａ’，１０４ｂ’は、差動信号を提供するために互いに逆のＮＯ／ＮＣ入力を有する。ＮＯ／ＮＣ入力のフリッピングの変形例として、差動信号を提供するためにマルチプレクサのクロッキングを互いに逆にすることができる。例えば、差動信号を供給するためにマルチプレクサ１０４ｂ’のクロッキングをマルチプレクサ１０４ａ’のクロッキングに対して逆にすることができる。一部のケースにおいて、駆動信号の直角位相コピーである信号によってマルチプレクサ１０４ａ’，１０４ｂ’をクロックするのが望ましい。９０°位相シフトによって回路は更に良好に信号をとらえることができる。図示した実施の形態のマルチプレクサが二つの入力を有するとしても、マルチプレクサ１０４ａ’，１０４ｂ’は単一の入力を有することもでき、出力を、他のクロック位相で流動的にすることができる。これによって、増幅器チェーンの信号強度が減少するおそれがある。本実施の形態において、クロック信号を、駆動信号、１次コイル電圧、１次コイル電流又は上記のいずれかの９０°位相シフト形態のような種々のソースから取得することができる。

図１３に戻ると、マルチプレクサ１０４ａ’は、「Ａ」タイムスライス中にバッファコピーを送るとともに「Ｂ」タイムスライス中に反転コピーを送り、マルチプレクサ１０４ｂ’は、「Ｂ」タイムスライス中にバッファコピーを送るとともに「Ａ」タイムスライス中に反転コピーを送る。

図１３の検出回路において、マルチプレクサ１０４ａ’，１０４ｂ’の各々の出力は、個別の増幅器チェーンに送られる。図示した実施の形態において、各マルチプレクサ１０４ａ’，１０４ｂ’の出力は、個別のローパスフィルタ１０８ａ’，１０８ｂ’に送られる。図示した実施の形態において、フィルタ１０８ａ’，１０８ｂ’を２極の５ｋＨｚローパスフィルタとすることができる。これらのローパスフィルタ１０８ａ’，１０８ｂ’は、通信周波数範囲より上の信号の交流成分を除去するように主に機能する。この機能が図示した実施の形態でオペアンプを用いて実現されるとしても、オペアンプを、受動フィルタ又はデジタルフィルタのような他のフィルタ処理回路に置換することができる。

一部の用途において、ローパスフィルタ１０８ａ’，１０８ｂ’の出力を増幅するのが望ましい。図示した実施の形態において、ローパスフィルタ１０８ａ’，１０８ｂ’の出力を個別の増幅器１１０ａ，１１０ｂに送る。図示した実施の形態において、増幅器１１０ａ’，１１０ｂ’を，Ｖbias周辺の中心点を維持しながらフィルタ処理された信号を増幅するＡＣ結合した増幅器とする。本実施の形態において、ＡＣ結合は、直流オフセットを除去するとともに１極のハイパスフィルタとしての機能を果たす。

増幅器１１０ａ’，１１０ｂ’の出力は、個別のローパスフィルタ１１２ａ’，１１２ｂ’に送られる。これらのローパスフィルタ１１２ａ’，１１２ｂ’は、通信周波数範囲より上の信号の交流成分を除去するとともにＡＣ増幅器１１０ａ’，１１０ｂ’によって付与された雑音を除去するのに役立つ。ローパスフィルタ１１２ａ’，１１２ｂ’を図示した実施の形態でオペアンプを用いて実現されるとしても、オペアンプを、受動フィルタ又はデジタルフィルタのような他のフィルタ処理回路に置換することができる。一部の用途において、増幅器の出力の信号対雑音比を、ローパスフィルタ１１２ａ’，１１２ｂ’が不要になるように十分にしてもよい。

図示した実施の形態において、ローパスフィルタ１１２ａ’，１１２ｂ’の出力は、コンパレータ１１４’にそれぞれ送られる。コンパレータ１１４’は、二つの増幅器チェーンから戻された差動信号を組み合わせ、コントローラ３６のようなマイクロコントローラによって容易に復号することができる単一の「デジタル」信号にする。図１２Ｉを参照すると、合成波形は、符号化データがローであるときに負のＤＣオフセットを与えるとともに符号化データがハイであるときに正のＤＣオフセットを与えるように組み合わされる。コンパレータ１１４’の出力を、復号のために通信コントローラ３６に送ることができる。この場合、通信コントローラ３６は、この図では２位相符号化形式である遠隔装置１４のデータを符号化するのに用いられる同一の形式を用いてバイナリストリームを復号する。

図１３の二重チェーン回路の変形例として、検出回路４６’は、シングルエンド検出チェーンを包含することができる。そのような変形例において、検出回路は、図１３の最上部のチェーンのみを有することができる。図１３の二重チェーン回路は、一部の用途で向上した性能を提供することができる。その理由は、一方の信号の電圧が他方の減少の間に増大するために増幅器チェーンの差動対が向上した信号対雑音比を提供するからである。その結果、ＤＣドリフトが信号を歪めなくなる。

更に別の実施の形態において、通信は、二つの異なる周波数の一方で通信負荷を変調することによって符号化される。一実施の形態において、二つの異なる周波数を固定周波数とすることができる。変調に対して二つの異なる固定周波数を有することによって、無線電源の復調のためのフィルタ設計を簡単にすることができる。一実施の形態において、二つの異なる周波数を、駆動周波数の整数の分数又は整数の倍数のような分数又は倍数とすることができる。例えば、図示した実施の形態において、通信抵抗を、論理ハイを表すために一方の周波数で変調するとともに論理ローを表すために異なる周波数で変調する。本実施の形態において、通信コントローラ３６は、二つの異なる変調クロック−一方は搬送波波形の周波数の１／８であり、他方は搬送波波形の周波数の１／１０である−を有することができる。変調クロックの周波数は用途ごとに変化してもよい。変調信号を、論理ローの間の第１の変調クロック及び論理ハイの間の第２の変調クロックを組み合わせることによって作成される二つの変調クロックの合成物(composite)とすることができる。本実施の形態の周波数シフト手順(frequency shifting methodology)を、図１４Ａ〜１４Ｈを参照しながら詳細に説明する。図１４Ａは、１及び０のサンプルデータストリームを示す。図１４Ｂは、２位相符号化形式を用いて符号化したサンプルデータストリームを示す。変調された搬送波波形を作成するプロセスを、ロー信号からハイ信号への遷移を含むデータストリームの短い部分を示す図１４Ｃ〜１４Ｈを参照しながら詳細に説明する。図１４Ｃは、上述したようなこの図に対する約１００ｋＨｚの搬送波波形を示す。図１４Ｄは、変調クロックＡ信号を示す。この図において、変調クロックＡの周波数は、搬送波の周波数の１／８である。図１４Ｅは、変調クロックＢ信号を示す。この図において、編著クロックＢの周波数は、搬送波の周波数の１／１０である。データストリームを図１４Ｆに示す。変調された搬送波波形は、キーとしての符号化データ信号（図１４Ｆ）を用いて搬送波波形（図１４Ｃ）と変調クロックＡ信号（図１４Ｄ）又は変調クロックＢ信号（図１４Ｅ）とを組み合わせることによって作成される。更に詳しくは、ローのデータ信号の間には、搬送波波形を変調クロックＡ信号と組み合わせ、ハイのデータ信号の間には、搬送波波形を変調クロックＢ信号と組み合わせる。結果的に得られる変調クロック波形を、図１４Ｇに示す。図示したように、変調クロック波形は、符号化データがローの間に一方の周波数で変調を行い、符号化データがハイの間の他方の周波数での変調に切り替わる。図示したように、波形は、論理ハイに対する場合に比べて論理ローに対するときにより迅速に変調を行う。この図において、各変調は、論理ローの間の搬送波波形の四つのサイクルと、論理ハイの間の搬送波波形の五つのサイクルと、を有する。搬送波波形の周波数及び二つの変調クロック信号の周波数を、変調された搬送波波形の特性を変えるために変更することができる。

このような別の通信方法によって生成される通信信号を、様々な他のシステム及び方法を用いて受信し及び復号することができる。開示のために、本発明を、上述した通信用受信機２２並びに図１３及び図１５に関連して説明する。本実施の形態の動作中、電流センサ４５は、タンク回路の電流を表す信号を生成する。電流センサ４５を、タンク回路４０の電流の大きさに比例して変化する電圧を有する信号を生成する電流センストランスとすることができる。他の変形例として、電流センサ４５を、図４〜９に示すようなスケーリング抵抗及びコンデンサを有する除算器から取得される出力とすることができる。電流センサ４５からの信号を、バンドパスフィルタ及び増幅器のようなフィルタ処理及び調整回路に送ることができる。バンドパスフィルタは、ローパスフィルタ２０２及びハイパスフィルタ２０４を有することができる。フィルタを、動作の最低周波数を１０で除算したものより下の信号及び動作の最高周波数を８で除算したものよりも上の信号を除去するように構成することができる。増幅器２０６を、周波数弁別器（図示せず）に対して適切なレベルまで信号を増幅するよう構成することができる。増幅された出力を、周波数弁別器（図示せず）に送ることができる。一実施の形態において、周波数弁別器を、周波数を電圧に変換する集積回路システム(integrated circuit system)（ＩＣＳ）とする。ＩＣＳの出力を、復号のためにコントローラ３６に供給することができる。他の実施の形態において、周波数弁別器は、コンパレータ（図示せず）と、コントローラ３６のようなコントローラと、を有することができる。コンパレータは、方形波出力を生成することができ、コントローラ３６は、変調周波数を決定するためにエッジを計数することができる。コンパレータを包含する実施の形態において、主に回路内の雑音に依存して増幅器２０６とコンパレータ（図示せず）との間にフィルタを包含することが望ましい。システムは、論理ローのための４サイクルごとのハイとローとの間の切り替えを行う信号を解釈することができ、かつ、システムは、論理ハイのための５サイクルごとのハイとローとの間の切り替えを行う信号を解釈することができる。これらの実施の形態の両方において、通信コントローラ３６は、２位相復号形式を用いて論理ハイ及び論理ローのバイナリストリームを復号する。

本発明を、信号をコントローラ３６に供給する前に信号をフィルタ処理し及び調整するためのアナログ回路を有する検出回路４６に関連して説明したが、フィルタ処理、調整及び／又は比較機能を、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）を用いて実現することもできる。例えば、一つの変形例において、電流センストランス（又は他の検出器）の出力をＤＳＰ（図示せず）に供給することができる。ＤＳＰは、アナログ信号をデジタル信号に変換し、上述した回路を用いて生成されるハイ出力及びロー出力に一致するハイ出力及びロー出力を生成するためにデジタル信号を処理することができる。ＤＳＰは、通信に用いられる周波数範囲外に生じる信号成分を除去するために入力信号を処理し、通信信号を識別するために残りの信号を分析し、ハイ及びローに駆動する出力信号に通信信号を提供する。

図示した実施の形態において、通信用受信機は、タンク回路の電流を表す出力を供給する電流センストランスを通じて通信を復調する検出回路を有する。通信用受信機は、他の方法及び装置を用いて動作することができる。例えば、電源は、入力の電流を表す信号をスイッチング回路に供給する検出回路（例えば、スイッチング回路の入力に結合した増幅器）を有することができる。他の例として、電源は、スイッチング回路に対する入力の電圧とタンク回路の電流との位相関係を用いて通信を検出する検出回路を有することができる。他の例として、電源は、タンク回路の電圧を用いて通信を検出する検出回路を有することができる。通信を検出するこれらの他のシステム及び方法の一部の動作は、２０１０年１月２５日に出願されるとともに参照により全体をここに組み込んだ表題が「無線電力リンクのデータ通信を検出するシステム及び方法(SYSTEMS AND METHODS FOR DETECTING DATA COMMUNICATION OVER A WIRELESS POWER LINK)である米国仮出願番号６１／２９８０２１で更に詳細に説明されている。

上記記載は、発明の本実施の形態の記載である。種々の変更及び変形は、発明の精神及びより広い態様から逸脱することなく可能である。この開示は、説明のために提示され、発明の全ての実施の形態の包括的な説明又は特許請求の範囲をこれらの実施の形態に関連して図示し又は説明した特定の素子に限定するものと解釈すべきでない。例えば、上記発明の個別の（一つ以上の）素子を、実質的の同様な機能を提供し又は十分な動作を提供する他の素子に置換することができるが、それに限定されるものではない。これは、例えば、当業者によって現在知られている素子のような現在知られている他の素子及び当業者が開発の際に代替物と認識することができる素子のような将来開発されうる他の素子を含む。さらに、開示した実施の形態は、具体的に説明されるとともに協働して利益を収集することができる複数の特徴を有する。本発明は、発行された特許請求の範囲で明記した場合を除いて、これらの特徴の全てを含み又は上述した利益の全てを提供するこれらの実施の形態のみに限定されない。

Claims (64)

1. キード変調を用いて遠隔装置と誘導電源との間でデータ通信を行う方法であって、
   可変周波数電力伝送信号を通じて誘導電力を前記誘導電源から受け取ることと、
   ビットのデータストリームを固定周波数通信信号に符号化することと、
   通信用送信機の負荷をトグルすることによって前記可変周波数電力伝送信号における前記固定周波数通信信号の変調を行うことと、を備え、前記データストリームの各ビットは、前記可変周波数電力伝送信号に対する複数の変調によって表される方法。
2. 誘導電源から遠隔装置に電力を伝送するとともに前記遠隔装置から前記誘導電源にデータを送信するための遠隔装置であって、
   可変周波数電力伝送信号を受信するのに適合した電力受信機と、
   ビットのデータストリームを固定周波数通信信号に符号化するのに適合したコントローラと、
   前記可変周波数電力伝送信号における前記固定周波数通信信号の変調を行うために負荷を選択的にトグルするのに適合した通信用送信機と、を備え、前記データストリームの各ビットは、前記可変周波数電力伝送信号に対する複数の変調によって表される遠隔装置。
3. 前記誘導電源は、前記可変周波数電力伝送信号から前記データストリームを復号する検出回路を有する請求項２に記載の遠隔装置。
4. 誘導電源から遠隔装置に電力を伝送するとともにキード変調を用いて遠隔装置と誘導電源との間でデータ通信を行うためのシステムであって、
   可変周波数電力伝送信号を受信するのに適合した電力受信機と、
   ビットのデータストリームを固定周波数通信信号に符号化するのに適合したコントローラと、
   前記可変周波数電力伝送信号における前記固定周波数通信信号の変調を行うために負荷を選択的にトグルするのに適合した通信用送信機と、を備え、前記データストリームの各ビットは、前記可変周波数電力伝送信号に対する複数の変調によって表されるシステム。
5. 前記遠隔装置は、前記遠隔装置がキード変調を用いてデータを前記誘導電源に送信するような前記通信用送信機を有し、前記誘導電源は、前記可変周波数電力伝送信号から前記データストリームを復号する検出回路を有する請求項４に記載のシステム。
6. 前記誘導電源は、前記誘導電源がキード変調を用いてデータを前記遠隔装置に送信するような前記通信用送信機を有し、前記遠隔装置は、前記可変周波数電力伝送信号から前記データストリームを復号する検出回路を有する請求項４に記載のシステム。
7. 前記通信用送信機は、前記負荷を変調するように構成され、前記変調は、前記可変周波数電力伝送信号の分数である速度で前記通信用送信機の前記負荷をトグルすることを含む請求項１に記載の方法。
8. 前記速度は、前記可変周波数電力伝送信号の半分である請求項７に記載の方法。
9. 前記可変周波数電力伝送信号の一つおきの搬送波波形の大きさを増大するために前記負荷をトグルする請求項７に記載の方法。
10. 前記可変周波数電力伝送信号の一つおきの搬送波波形のピーク又はタフの大きさを増大するために前記負荷をトグルする請求項７に記載の方法。
11. 前記変調は、偶数の搬送波波形ごと又は奇数の搬送波波形ごとの前記負荷のトグルを含む請求項９と１０のうちのいずれか一項に記載の方法。
12. 前記変調は、（ａ）前記可変周波数電力伝送信号の偶数の分数で動作する変調クロック及び（ｂ）前記固定周波数通信信号の排他的ＯＲをとることによって形成される変調制御信号を生成することを含む請求項１及び７から１０のうちのいずれか一項に記載の方法。
13. 前記可変周波数電力伝送信号をタイムスライスするとともに二つのタイムスライス間のＤＣオフセットを比較することによって前記可変周波数電力伝送信号から前記データストリームを復号することを更に含む請求項１及び７から１０のうちのいずれか一項に記載の方法。
14. 前記通信用送信機は、前記可変周波数電力伝送信号の高調波で位相同期した変調速度で前記負荷を変調するように構成される請求項１に記載の方法。
15. 前記速度は、前記可変周波数電力伝送信号の４倍である請求項１４に記載の方法。
16. 前記変調は、
    （ａ）前記変調速度で動作する変調クロック及び（ｂ）前記固定周波数通信信号の排他的ＯＲをとることによって形成された第１の変調制御信号を生成することと、
    （ａ）前記変調速度で動作する変調クロック及び（ｂ）前記固定周波数通信信号の排他的ＯＲの逆をとることによって形成された第２の変調制御信号を生成することと、
    前記可変周波数電力伝送信号の正の半分の間に前記第１の変調制御信号に従って前記変調負荷をトグルすることと、
    前記可変周波数電力伝送信号の負の半分の間に前記第２の変調制御信号に従って前記変調負荷をトグルすることと、
    を有する請求項１４に記載の方法。
17. 前記可変周波数電力伝送信号をタイムスライスするとともにタイムスライス間のＤＣオフセットを識別することによって前記可変周波数電力伝送信号から前記データストリームを復号することを更に備える請求項１４から１６のうちのいずれか一項に記載の方法。
18. 前記通信用送信機は、二つの異なる周波数で前記負荷を変調するように構成される請求項１に記載の方法。
19. 前記データストリームのハイビットを、前記二つの異なる周波数の一方である第１の周波数で変調することによって送信し、前記データストリームのロービットを、前記二つの異なる周波数の他方である第２の周波数で変調することによって送信する請求項１８に記載の方法。
20. 前記第１の周波数は、前記可変周波数電力伝送信号の１／８であり、前記第２の周波数は、前記可変周波数電力伝送信号の１／１０である請求項１９に記載の方法。
21. 前記可変周波数電力伝送信号を周波数弁別器に送ることによって前記可変周波数電力伝送信号から前記データストリームを復号することを更に備える請求項１８から２０のうちのいずれか一項に記載の方法。
22. 前記負荷は、抵抗素子、容量性素子及び誘導性素子の少なくとも一つを有する請求項１及び７から１０のうちのいずれか一項に記載の方法。
23. 前記通信用送信機は、通信反転(communication inversion)を回避するよう前記可変周波数電力伝送信号における前記固定周波数通信信号の変調を行う請求項１及び７から１０のうちのいずれか一項に記載の方法。
24. 誘電電力を遠隔装置に伝送するとともに後方散乱変調によって前記遠隔装置からデータを受信する誘導電源であって、
    可変周波数電力伝送信号を送信する電力送信機と、
    前記可変周波数電力伝送信号における変調を検出するように構成された無線通信受信機と、を備え、前記誘導電源は、前記可変周波数電力伝送信号からデータストリームを復号し、前記データストリームの各ビットは、前記可変周波数電力伝送信号に対する複数の変調によって表される誘導電源。
25. 前記誘導電源は、前記可変周波数電力伝送信号をタイムスライスするとともにタイムスライス間のＤＣオフセットを比較することによって前記データストリームを復号する請求項２４に記載の誘導電源。
26. 前記誘導電源は、第１の増幅器チェーン及び第２の増幅器チェーンを有する検出回路を有し、
    前記第１の増幅器チェーンは、（ａ）前記可変周波数電力伝送信号の偶数サイクルのバッファコピー及び（ｂ）前記可変周波数電力伝送信号の奇数サイクルの反転されたバッファコピーの平均をとり、
    前記第２の増幅器チェーンは、（ａ）前記可変周波数電力伝送信号の奇数サイクルのバッファコピー及び（ｂ）前記可変周波数電力伝送信号の偶数サイクルの反転されたバッファコピーの平均をとり、
    前記第１の増幅器チェーンの出力及び前記第２の増幅器チェーンの出力の比較に応答して、前記検出回路は、前記データストリームを表す固定周波数通信信号を出力する請求項２４に記載の誘導電源。
27. 前記誘導電源は、前記可変周波数電力伝送信号の偶数サイクルのバッファコピーのピークを検出する第１の増幅器チェーン及び前記可変周波数電力伝送信号の奇数サイクルのバッファコピーのピークを検出する第２の増幅器チェーンを有する第１の検出回路を有し、
    前記第１の増幅器チェーンの出力及び前記第２の増幅器チェーンの出力の比較に応答して、前記第１の検出回路は、第１のレベルシフト出力を出力する請求項２４に記載の誘導電源。
28. 前記誘導電源は、前記可変周波数電力伝送信号の偶数サイクルのバッファ反転コピーのタフを検出する第１のタフ増幅器チェーン及び前記可変周波数電力伝送信号の奇数サイクルのバッファ反転コピーのタフを検出する第２のタフ増幅器チェーンを有する第２の検出回路を有し、
    前記第１のタフ増幅器チェーンの出力及び前記第２のタフ増幅器チェーンの出力の比較に応答して、前記第２の検出回路は、第２のレベルシフト出力を出力し、
    前記データストリームを表す固定周波数通信信号を形成するために前記第１のレベルシフト出力及び前記第２のレベルシフト出力を組み合わせる請求項２７に記載の誘導電源。
29. 前記固定周波数通信信号は、前記データストリームの２位相符号化表示である請求項２６と２８のうちのいずれか一項に記載の誘導電源。
30. 前記誘導電源は、前記可変周波数電力伝送信号を周波数弁別器に送ることによって前記可変周波数電力伝送信号から前記データストリームを復号する請求項２４に記載の誘導電源。
31. 前記通信用送信機は、前記負荷を変調するように構成され、前記負荷は、前記可変周波数電力伝送信号の分数である速度で前記通信用送信機の前記負荷をトグルすることによって変調される請求項２に記載の遠隔装置。
32. 前記速度は、前記可変周波数電力伝送信号の半分である請求項３１に記載の遠隔装置。
33. 前記負荷は、前記可変周波数電力伝送信号の一つおきの搬送波波形の大きさを増大するためにトグルされる請求項３１に記載の遠隔装置。
34. 前記負荷は、前記可変周波数電力伝送信号の一つおきの搬送波波形のピーク又はタフの大きさを増大するためにトグルされる請求項３１に記載の遠隔装置。
35. 前記変調は、偶数の搬送波波形ごと又は奇数の搬送波波形ごとの前記負荷のトグルを含む請求項３３と３４のうちのいずれか一項に記載の遠隔装置。
36. 前記通信用送信機は、（ａ）前記可変周波数電力伝送信号の偶数の分数で動作する変調クロック及び（ｂ）前記固定周波数通信信号の排他的ＯＲをとることによって形成される変調制御信号を生成するように構成される請求項２及び３１から３４のうちのいずれか一項に記載の遠隔装置。
37. 前記誘導電源は、前記可変周波数電力伝送信号をタイムスライスするとともに二つのタイムスライス間のＤＣオフセットを比較することによって前記可変周波数電力伝送信号から前記データストリームを復号するように構成される請求項２及び３１から３４のうちのいずれか一項に記載の遠隔装置。
38. 前記通信用送信機は、前記可変周波数電力伝送信号の高調波で位相同期した変調速度で前記負荷を変調するように構成される請求項２と３のうちのいずれか一項に記載の遠隔装置。
39. 前記速度は、前記可変周波数電力伝送信号の４倍である請求項３８に記載の遠隔装置。
40. 前記通信用送信機は、
    （ａ）前記変調速度で動作する変調クロック及び（ｂ）前記固定周波数通信信号の排他的ＯＲをとることによって形成された第１の変調制御信号を生成し、
    （ａ）前記変調速度で動作する変調クロック及び（ｂ）前記固定周波数通信信号の排他的ＯＲの逆をとることによって形成された第２の変調制御信号を生成し、
    前記可変周波数電力伝送信号の正の半分の間に前記第１の変調制御信号に従って前記変調負荷をトグルし、
    前記可変周波数電力伝送信号の負の半分の間に前記第２の変調制御信号に従って前記変調負荷をトグルするように構成される請求項３８に記載の遠隔装置。
41. 前記通信用送信機は、前記可変周波数電力伝送信号をタイムスライスするとともにタイムスライス間のＤＣオフセットを識別することによって前記可変周波数電力伝送信号から前記データストリームを復号するように構成される請求項３８に記載の遠隔装置。
42. 前記通信用送信機は、二つの異なる周波数で前記負荷を変調するように構成される請求項２と３のうちのいずれか一項に記載の遠隔装置。
43. 前記データストリームのハイビットを、前記二つの異なる周波数の一方である第１の周波数で変調することによって送信し、前記データストリームのロービットを、前記二つの異なる周波数の他方である第２の周波数で変調することによって送信する請求項４２に記載の遠隔装置。
44. 前記第１の周波数は、前記可変周波数電力伝送信号の１／８であり、前記第２の周波数は、前記可変周波数電力伝送信号の１／１０である請求項４３に記載の遠隔装置。
45. 前記誘導電源は、前記可変周波数電力伝送信号を周波数弁別器に送ることによって前記可変周波数電力伝送信号から前記データストリームを復号するように構成される請求項４２に記載の遠隔装置。
46. 前記負荷は、抵抗素子、容量性素子及び誘導性素子の少なくとも一つを有する請求項２と３のうちのいずれか一項に記載の遠隔装置。
47. 前記通信用送信機は、通信反転(communication inversion)を回避するよう前記可変周波数電力伝送信号における前記固定周波数通信信号の変調を行う請求項２に記載の遠隔装置。
48. 前記通信用送信機は、前記負荷を変調するように構成され、前記負荷は、前記可変周波数電力伝送信号の分数である速度で前記通信用送信機の前記負荷をトグルすることによって変調される請求項４に記載のシステム。
49. 前記速度は、前記可変周波数電力伝送信号の半分である請求項４８に記載のシステム。
50. 前記負荷は、前記可変周波数電力伝送信号の一つおきの搬送波波形の大きさを増大するためにトグルされる請求項４８に記載のシステム。
51. 前記負荷は、前記可変周波数電力伝送信号の一つおきの搬送波波形のピーク又はタフの大きさを増大するためにトグルされる請求項４８に記載のシステム。
52. 前記変調は、偶数の搬送波波形ごと又は奇数の搬送波波形ごとの前記負荷のトグルを含む請求項５０と５１のうちのいずれか一項に記載のシステム。
53. 前記通信用送信機は、（ａ）前記可変周波数電力伝送信号の偶数の分数で動作する変調クロック及び（ｂ）前記固定周波数通信信号の排他的ＯＲをとることによって形成される変調制御信号を生成するように構成される請求項４及び４８から５１のうちのいずれか一項に記載のシステム。
54. 前記誘導電源は、前記可変周波数電力伝送信号をタイムスライスするとともに二つのタイムスライス間のＤＣオフセットを比較することによって前記可変周波数電力伝送信号から前記データストリームを復号するように構成される請求項４及び４８から５１のうちのいずれか一項に記載のシステム。
55. 前記通信用送信機は、前記可変周波数電力伝送信号の高調波で位相同期した変調速度で前記負荷を変調するように構成される請求項４に記載のシステム。
56. 前記速度は、前記可変周波数電力伝送信号の４倍である請求項５５に記載のシステム。
57. 前記通信用送信機は、
    （ａ）前記変調速度で動作する変調クロック及び（ｂ）前記固定周波数通信信号の排他的ＯＲをとることによって形成された第１の変調制御信号を生成し、
    （ａ）前記変調速度で動作する変調クロック及び（ｂ）前記固定周波数通信信号の排他的ＯＲの逆をとることによって形成された第２の変調制御信号を生成し、
    前記可変周波数電力伝送信号の正の半分の間に前記第１の変調制御信号に従って前記変調負荷をトグルし、
    前記可変周波数電力伝送信号の負の半分の間に前記第２の変調制御信号に従って前記変調負荷をトグルするように構成される請求項５５に記載のシステム。
58. 前記通信用送信機は、前記可変周波数電力伝送信号をタイムスライスするとともにタイムスライス間のＤＣオフセットを識別することによって前記可変周波数電力伝送信号から前記データストリームを復号するように構成される請求項５５に記載のシステム。
59. 前記通信用送信機は、二つの異なる周波数で前記負荷を変調するように構成される請求項４に記載のシステム。
60. 前記データストリームのハイビットを、前記二つの異なる周波数の一方である第１の周波数で変調することによって送信し、前記データストリームのロービットを、前記二つの異なる周波数の他方である第２の周波数で変調することによって送信する請求項５９に記載のシステム。
61. 前記第１の周波数は、前記可変周波数電力伝送信号の１／８であり、前記第２の周波数は、前記可変周波数電力伝送信号の１／１０である請求項６０に記載のシステム。
62. 前記誘導電源は、前記可変周波数電力伝送信号を周波数弁別器に送ることによって前記可変周波数電力伝送信号から前記データストリームを復号するように構成される請求項５９に記載のシステム。
63. 前記負荷は、抵抗素子、容量性素子及び誘導性素子の少なくとも一つを有する請求項４に記載のシステム。
64. 前記通信用送信機は、通信反転(communication inversion)を回避するよう前記可変周波数電力伝送信号における前記固定周波数通信信号の変調を行う請求項４に記載のシステム。

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