JP2016162826A - 基準電流調整回路、半導体装置及び基準電流調整方法 - Google Patents

Abstract

【課題】参照電圧生成部の抵抗値及び基準電流の電流値を簡易にかつ精度よく測定しつつ、電流値の調整を行うことが可能な基準電流調整回路を提供する。
【解決手段】基準電流生成部11は、調整信号TRIMの供給を受け、調整信号に対応する電流値を有する基準電流Ibを生成する。参照電流生成部13は、基準電流の電流値のｍ倍（ｍ≧１）の電流値を有する参照電流Ifを生成する。参照電圧生成部は、第１の抵抗14aを有し、参照電流の供給を受けて第１の抵抗における電圧降下分に相当する電圧値を有する参照電圧V1を生成する。モニタ電圧生成部14bは、第１の抵抗の１／ｎ倍（ｎ＞１）の抵抗値を有する第２の抵抗を有し、半導体装置の外部からモニタ電流の供給を受けて第２の抵抗における電圧降下分に相当する電圧値を有するモニタ電圧V2を生成する。
【選択図】図１

Description

本発明は、基準電流調整回路、半導体装置及び調整方法に関する。

近年、モバイル機器の普及に伴い、バッテリーの長寿命化が望まれている。そこで、機器の低消費電力化、ひいては機器で使用する部品の低消費電力化が重要な技術的課題の１つとなっている。例えば、ＣＭＯＳ（Complementary Metal Oxide Semiconductor）ＬＳＩ等の半導体集積回路においては、ｎＡ（ナノアンペア：10^-9A単位）オーダーの微小電流を基準電流として生成する基準電流生成回路が用いられている。

このような微小電流を生成する基準電流生成回路は、素子の製造ばらつき等の影響を受けやすく、特性のばらつきが大きいため、電流値を測定して調整を行う必要がある。そこで、微小な電流を電圧値に変換して測定を行うことが行われている。例えば、定電流源とダイオード接続されたトランジスタとを接続し、その分圧を出力することにより、電流値に対応する電圧値を有する電圧が生成される（例えば、特許文献１）。

特開２０１０−２７８８５４号公報

電流値を電圧値に変換して測定を行う際、測定時の温度等の環境条件により、電流値を電圧値に変換する部分（以下、参照電圧生成部と称する）の抵抗値にばらつきが生じる。そこで、抵抗値を求めるため、例えば参照電圧生成部に半導体装置の外部から所定の電流値を有する電流を供給し、その発生電圧を測定する。しかし、参照電圧生成部の抵抗値が大きい場合、電圧測定に適した一定の範囲の電圧値を得るためには極めて微小な電流を供給する必要があり、正確な抵抗値を求めることが困難である。

また、ｎＡオーダーの微小な電流値を電圧値に変換して測定する場合、回路内の素子の特性のばらつき等により、電流値を対応する電圧値に精度よく変換することができない。したがって、基準電流の電流値について精度の高い測定及び調整を行うことができないという問題があった。

そこで、本発明は、参照電圧生成部の抵抗値及び基準電流の電流値を簡易に且つ精度よく測定しつつ、電流値の調整を行うことが可能な基準電流調整回路及び基準電流調整回路を備えた半導体装置を提供することを目的とする。

本発明に係る基準電流調整回路は、調整信号の供給を受け、前記調整信号に対応する電流値を有する基準電流を生成する基準電流生成部と、前記基準電流の電流値のｍ倍（ｍ≧１）の電流値を有する参照電流を生成する参照電流生成部と、第１の抵抗を有し、前記参照電流の供給を受けて前記第１の抵抗における電圧降下分に相当する電圧値を有する参照電圧を生成する参照電圧生成部と、前記第１の抵抗の１／ｎ倍（ｎ＞１）の抵抗値を有する第２の抵抗を有し、外部からモニタ電流の供給を受けて前記第２の抵抗における電圧降下分に相当する電圧値を有するモニタ電圧を生成するモニタ電圧生成部と、を含むことを特徴とする。

また、本発明に係る半導体装置は、調整信号の供給を受け、前記調整信号に対応する電流値を有する基準電流を生成する基準電流調整回路を有する半導体装置であって、前記基準電流調整回路は、前記基準電流を生成する基準電流生成部と、前記基準電流の電流値のｍ倍（ｍ≧１）の電流値を有する参照電流を生成する参照電流生成部と、第１の抵抗を有し、前記参照電流の供給を受けて前記第１の抵抗における電圧降下分に相当する電圧値を有する参照電圧を生成する参照電圧生成部と、前記第１の抵抗の１／ｎ倍（ｎ＞１）の抵抗値を有する第２の抵抗を有し、装置外部からモニタ電流の供給を受けて前記第２の抵抗における電圧降下分に相当する電圧値を有するモニタ電圧を生成するモニタ電圧生成部と、を含むことを特徴とする。

また、本発明に係る基準電流調整方法は、基準電流を生成する基準電流生成回路における基準電流調整方法であって、前記基準電流の電流値のｍ倍（ｍ≧１）の電流値を有する参照電流を生成するステップと、前記参照電流を第１の抵抗で電圧降下した電圧値に相当する電圧値を有する参照電圧を生成するステップと、前記参照電圧を生成する参照電圧生成部とｎ：１（ｎ＞１）の抵抗比を有するモニタ抵抗の抵抗値を得るステップと、前記モニタ抵抗の抵抗値に基づいて前記参照電圧生成部における抵抗値を得るステップと、を含むことを特徴とする。

本発明によれば、参照電圧生成部の抵抗値及び基準電流の電流値を簡易に且つ精度よく測定しつつ調整を行うことが可能となる。

基準電流調整回路１０の回路構成を示す図である。 基準電流生成部１１の回路構成を示す図である。 調整信号及びデコーダを示す図である。 可変抵抗部２１の回路構成を示す図である。 抵抗部１４の回路構成を示す図である。 実施例２における基準電流調整回路１９の回路構成を示す図である。

以下、本発明の実施例を図面を参照しつつ詳細に説明する。

図１は、本発明の基準電流調整回路１０の構成を示すブロック図である。基準電流調整回路１０は、半導体ＩＣに形成されている。

基準電流調整回路１０は、基準電流生成部１１、第１カレントミラー部１２、第２カレントミラー部１３、抵抗部１４、第１端子１５及び第２端子１６を含む。

基準電流生成部１１は、基準電流Ｉｂを生成し、これをラインＬ１に供給する。基準電流生成部１１は、半導体ＩＣ内の他の回路ブロックから調整信号ＴＲＩＭの供給を受け、これに応じて基準電流Ｉｂの電流値を調整する。

図２は、基準電流生成部１１の回路構成を示す図である。基準電流生成部１１は、可変抵抗部２１、第３カレントミラー部２２、第４カレントミラー部２３及びトランジスタ２４を含む。

可変抵抗部２１は、調整信号ＴＲＩＭに応じて抵抗値を変更する。可変抵抗部２１は、電源電位ＶＤＤと第３カレントミラー部２２を構成するトランジスタ２２ａとの間に設けられている。可変抵抗部２１は、調整信号ＴＲＩＭに応じて抵抗値を変更する。

可変抵抗部２１は、図３（ａ）に示すような、デコーダＤＵを含む。デコーダＤＵは、ｊビット（ｊ：２以上の整数）の調整信号ＴＲＩＭを、ｋビット（ｋ：２のｊ乗）の信号に変換する。これにより、図３（ｂ）に示すように、各ビット桁の信号値が“０”又は“１”のいずれかからなるｊビットの信号（図にＡＤ［ｊ−１：０］として示す）が、ｋ個のビット桁のうち１つのビット桁のみが“１”の信号値を有し他の（ｋ−１）個のビット桁の信号値は“０”であるｋビットの信号（図にＤ［ｋ−１：０］として示す）に変換される。

また、可変抵抗部２１は、図４に示すように、直列接続された抵抗Ｒ１〜Ｒｋと、並列接続されたＰチャネルＭＯＳ（Metal oxide semiconductor）型のトランジスタＭＰ１〜ＭＰｋとを含む。トランジスタＭＰ１のゲートには、ｋビットに変換された調整信号ＴＲＩＭの１番目のビット桁の信号値を有する信号Ｄ１が供給される。トランジスタＭＰ２のゲートには、ｋビットに変換された調整信号ＴＲＩＭの２番目のビット桁の信号値を有する信号Ｄ２が供給される。以下同様に、トランジスタＭＰｘ（ｘ＝１〜ｋ）のゲートには、ｘ番目のビット桁の信号値を有する信号Ｄｘが供給される。

例えば、ｋビットに変換された調整信号ＴＲＩＭの１番目のビット桁の信号値が“１”である場合、トランジスタＭＰ１のみがオン状態となり、Ｒ１の抵抗値が可変抵抗部２１の抵抗値となる。２番目のビット桁の信号値が“１”である場合、トランジスタＭＰ２のみがオン状態となり、Ｒ１及びＲ２の抵抗値の合計が可変抵抗部２１の抵抗値となる。以下同様に、ｘ番目のビット桁の信号値が“１”である場合、トランジスタＭＰｘのみがオン状態となり、Ｒ１、・・・Ｒｘ−１及びＲｘの抵抗値の合計が可変抵抗部２１の抵抗値となる。

第３カレントミラー部２２は、図２に示すように、ＰチャネルＭＯＳ型のトランジスタ２２ａ及び２２ｂから構成されている。トランジスタ２２ｂのソースは第１電位ＶＤＤに接続され、ゲート及びドレインはダイオード接続されている。トランジスタ２２ａ及び２２ｂのゲートは互いに接続され、ノードｎ２を介してゲート電圧Ｖ３をトランジスタ２４のゲートに供給する。

第４カレントミラー部２３は、ＮチャネルＭＯＳ型のトランジスタ２３ａ及び２３ｂから構成されている。トランジスタ２３ａのゲート及びドレインはダイオード接続されている。トランジスタ２３ａ及び２３ｂのゲートは互いに接続され、ソースは接地電位に接続されている。トランジスタ２３ａのドレインはトランジスタ２２ａのドレインに接続され、トランジスタ２３ｂのドレインはトランジスタ２２ｂのドレインに接続されている。

トランジスタ２４は、ＰチャネルＭＯＳ型のトランジスタである。トランジスタ２４は、ゲート電圧Ｖ３の印加に応じて導通状態となり、基準電流ＩｂをラインＬ１に供給する。

第１カレントミラー部１２は、図１に示すように、ＮチャネルＭＯＳ型のトランジスタ１２ａ及び１２ｂを含む。トランジスタ１２ａのゲート及びドレインはダイオード接続されている。トランジスタ１２ａ及び１２ｂのゲートは互いに接続され、ソースは接地電位に接続されている。トランジスタ１２ａ及び１２ｂは、電流比１：１のカレントミラー回路を構成している。すなわち、第１カレントミラー部１２は、ラインＬ１を流れる基準電流Ｉｂと同じ電流値の基準電流ＩｂをラインＬ２に供給する。

第２カレントミラー部１３は、ＰチャネルＭＯＳ型のトランジスタ１３ａ及び１３ｂを含む。トランジスタ１３ａのゲート及びドレインはダイオード接続されている。トランジスタ１３ａ及び１３ｂのゲートは互いに接続され、ソースには電源電位ＶＤＤが印加されている。トランジスタ１３ａ及び１３ｂは、１：ｍ（ｍ＞１）の電流比（例えば１：１０）を有するカレントミラー回路を構成している。すなわち、第２カレントミラー部１３は、ラインＬ２を流れる基準電流Ｉｂのｍ倍（例えば、１０倍）の電流値（ｍ×Ｉｂ）（例えば、１０×Ｉｂ）を有する参照電流ＩｆをラインＬ３に供給する参照電流生成部である。

抵抗部１４は、リファレンス抵抗１４ａ及びモニタ抵抗１４ｂを含む。リファレンス抵抗１４ａの一端は、ノードｎ１を介して第１端子１５に接続されている。リファレンス抵抗１４ａの他端は、接地電位に接続されている。モニタ抵抗１４ｂの一端は、第２端子１６に接続されている。モニタ抵抗１４ｂの他端は、接地電位に接続されている。リファレンス抵抗１４ａ及びモニタ抵抗１４ｂは、ｎ：１（ｎ＞１）の抵抗比（例えば、５０：１）を有する。

リファレンス抵抗１４ａは、参照電流Ｉｆの供給を受け、電圧降下分に相当する電圧値を有する第１電圧Ｖ１を参照電圧として生成する参照電圧生成部である。一方、モニタ抵抗１４ｂは、半導体ＩＣの外部からモニタ電流Ｉｏの供給を受け、電圧降下分に相当する電圧値を有する第２電圧Ｖ２をモニタ電圧として生成するモニタ電圧生成部である。

図５は、抵抗部１４の構成例を示す図である。抵抗部１４は、直列接続された５０個の抵抗素子ＲＥ１〜ＲＥ５０から構成される抵抗素子群からなるリファレンス抵抗１４ａと、抵抗素子ＲＥからなるモニタ抵抗１４ｂの２種類の抵抗で構成されている。抵抗素子ＲＥ及び抵抗素子ＲＥ１〜ＲＥ５０の各々は、同一の製造プロセスにより製造され、同じ抵抗値を有する。したがって、リファレンス抵抗１４ａ及びモニタ抵抗１４ｂの抵抗比は、抵抗素子の個数比に依存する。すなわち、仮にリファレンス抵抗１４ａ及びモニタ抵抗１４ｂを構成する各抵抗素子の抵抗値にばらつきが生じた場合であっても、リファレンス抵抗１４ａ及びモニタ抵抗１４ｂの抵抗比は、ｎ：１（例えば、５０：１）のほぼ一定の値に保たれる。

また、モニタ抵抗１４ｂは、例えば図５に示すように、リファレンス抵抗１４ａを構成する抵抗素子群の中央に位置するように配置されている。リファレンス抵抗１４ａを構成する抵抗素子群は、抵抗素子ＲＥ１〜ＲＥ５０のうち隣接する抵抗素子同士が配線によって直列接続されて構成されており、中央部の配線はモニタ抵抗１４ｂを跨ぐように設けられている。このような抵抗素子の構成及び配置により、リファレンス抵抗１４ａ及びモニタ抵抗１４ｂの抵抗比がほぼ一定に保たれるため、モニタ抵抗１４ｂの抵抗値を得ることによりリファレンス抵抗１４ａの抵抗値を精度よく求めることが可能となる。

第１端子１５は、図１に示すように、リファレンス抵抗１４ａにおける電圧降下に対応する電圧値を有する第１電圧Ｖ１を出力する。例えば、リファレンス抵抗１４ａの抵抗値が１０ＭΩで且つ基準電流Ｉｂの電流値が１０ｎＡの場合、ラインＬ３にはｍ×１０ｎＡ（例えば、１０×１０ｎＡ）の参照電流Ｉｆが流れるため、第１端子１５からは、ｍ×０．１Ｖ（例えば、１００ｎＡ×１０ＭΩ＝１Ｖ）の電圧値を有する第１電圧Ｖ１が出力される。

第２端子１６は、半導体ＩＣの外部からモニタ電流Ｉｏの入力を受け、これをモニタ抵抗１４ｂに供給する。また、第２端子１６は、モニタ抵抗１４ｂにおける電圧降下に対応する電圧値を有する第２電圧Ｖ２を出力する。

次に、参照電圧生成部であるリファレンス抵抗１４ａの抵抗値の測定及び基準電流Ｉｂの電流値の測定処理について説明する。以下の説明では、ｎ＝５０、ｍ＝１０の場合を例として説明する。

［抵抗値の測定］
まず、第２端子１６にモニタ電流Ｉｏを供給し、第２電圧Ｖ２の電圧値を測定する。これにより、モニタ抵抗１４ｂの抵抗値を得る。例えば、５μＡのモニタ電流Ｉｏを供給して第２電圧Ｖ２の電圧値が１Ｖであった場合、モニタ抵抗１４ｂの抵抗値は２００ｋΩと求まる。

リファレンス抵抗１４ａ及びモニタ抵抗１４ｂは、５０：１の抵抗比を有する。そこで、モニタ抵抗１４ｂの抵抗値に基づいて、リファレンス抵抗１４ａの抵抗値を算出する。例えば、モニタ抵抗１４ｂの抵抗値が２００ｋΩである場合、リファレンス抵抗１４ａの抵抗値は１０ＭΩとなる。

以上の処理により、リファレンス抵抗１４ａの抵抗値を求める。リファレンス抵抗１４ａの抵抗値を直接測定するのではなく、モニタ抵抗１４ｂの抵抗値に基づいてリファレンス抵抗１４ａの抵抗値を求めることができるため、リファレンス抵抗１４ａの抵抗値が大きい場合であっても、電流値の比較的小さなモニタ電流Ｉｏの供給により抵抗値を得ることができる。したがって、リファレンス抵抗１４ａの抵抗値（すなわち、参照電圧生成部の抵抗値）を簡易に且つ精度よく得ることができる。

［電流値の測定］
次に、第１端子１５から出力される第１電圧Ｖ１の電圧値を測定する。測定した電圧値とリファレンス抵抗１４Ａａの抵抗値とに基づいて、ラインＬ３を流れる電流の電流値を求める。例えば、測定された第１電圧Ｖ１の電圧値が１Ｖである場合、リファレンス抵抗１４ａの抵抗値を１０ＭΩとすると、ラインＬ３を流れる参照電流Ｉｆの電流値は１００ｎＡとなる。

参照電流Ｉｆの電流値は、基準電流Ｉｂの１０倍である。したがって、参照電流Ｉｆの電流値に基づいて基準電流Ｉｂの電流値を得る。例えば、参照電流Ｉｆの電流値が１００ｎＡである場合、基準電流Ｉｂの電流値は１０ｎＡとなる。

以上の処理により、第１電圧Ｖ１の電圧値に基づいて、基準電流Ｉｂの値を得る。第１電圧Ｖ１は基準電流Ｉｂの１０倍の電流値に対応する電圧値であるため、第１電圧Ｖ１の電圧値を測定しつつ調整信号ＴＲＩＭの信号値を変化させ、基準電流生成部１１内の可変抵抗２１の抵抗値を変更して基準電流Ｉｂの値を調整することが容易となる。したがって、例えばｎＡのオーダー等の微小な基準電流の電流値を簡易に且つ精度よく測定しつつ、調整を行うことができる。

実施例２の基準電流調整回路１０は、図６に示すように、基準電流生成部１１、第１カレントミラー部１２、第２カレントミラー部１３、抵抗部１４、コンパレータ１７、モニタ用端子１８及びコンパレータ出力端子１９を含む。基準電流生成部１１、第１カレントミラー部１２、第２カレントミラー部１３及び抵抗部１４の構成は、実施例１と同様である。

コンパレータ１７の入力端の一方は、ノードｎ３を介してトランジスタ１３ｂ及びリファレンス抵抗１４ａに接続されている。コンパレータ１７の入力端の他方は、ノードｎ４を介してモニタ用端子１８及びモニタ抵抗１４ｂに接続されている。コンパレータ１７は、ノードｎ３を介して供給されたリファレンス電圧Ｖ４とノードｎ４を介して供給されたモニタ電圧Ｖ５との比較結果を、出力電圧Ｖ６としてコンパレータ出力端子１９を介して出力する。

モニタ用端子１８は、半導体ＩＣの外部からモニタ電流Ｉｏの供給を受け、これをモニタ抵抗１４ｂに供給するとともに、モニタ電圧Ｖ５を出力する。ここで、モニタ電流Ｉｏは、基準電流Ｉｂの目標電流値のｍ×ｎ倍（例えば、ｍ＝１０で且つｎ＝５０の場合は５００倍）の電流値を有する電流である。

次に、参照電圧生成部であるリファレンス抵抗１４ａの抵抗値の測定及び基準電流Ｉｂの電流値の測定処理について説明する。以下の説明では、ｎ＝５０、ｍ＝１０の場合を例として説明する。

［抵抗値の測定］
まず、モニタ用端子１８にモニタ電流Ｉｏを供給する。ここで、モニタ電流Ｉｏは、基準電流Ｉｂの目標電流値の５００倍の電流値を有する電流である。例えば、基準電流Ｉｂの目標電流値が１０ｎＡである場合、５μＡの電流値を有するモニタ電流Ｉｏを第２端子１６に供給する。

次に、モニタ用端子１８から出力されたモニタ電圧Ｖ５の値から、モニタ抵抗１４ｂの抵抗値を得る。例えば、５μＡのモニタ電流Ｉｏを供給してモニタ電圧Ｖ５の電圧値が１Ｖであった場合、モニタ抵抗１４ｂの抵抗値は２００ｋΩと求まる。

リファレンス抵抗１４ａ及びモニタ抵抗１４ｂは、５０：１の抵抗比を有する。したがって、例えばモニタ抵抗１４ｂの抵抗値が２００ｋΩである場合、リファレンス抵抗１４ａの抵抗値は１０ＭΩとなる。

［電流値の測定］
コンパレータ１７には、リファレンス抵抗１４ａにおける電圧降下分に対応したリファレンス電圧値Ｖ４が供給される。リファレンス電圧Ｖ４の電圧値は、基準電流Ｉｂの１０倍の電流値（すなわち、１０×Ｉｂ）を有する参照電流Ｉｆ及びリファレンス抵抗１４ａの抵抗値（例えば、１０ＭΩ）の積となる。

一方、モニタ抵抗１４ｂにはモニタ電流Ｉｏが流れ、電圧降下分に対応する電圧値のモニタ電圧Ｖ５がノードｎ４に発生し、コンパレータ１７及びモニタ用端子１８に供給される。ここで、モニタ電圧Ｖ５の電圧値は、リファレンス電圧Ｖ４の目標電圧値である。すなわち、リファレンス抵抗１４ａには基準電流Ｉｂの１０倍の電流が流れ、且つリファレンス抵抗１４ａの抵抗値はモニタ抵抗１４ｂの抵抗値の５０倍であるため、基準電流Ｉｂが目標電流値と一致した場合に、リファレンス電圧Ｖ４とモニタ電圧Ｖ５の値が等しくなるのである。

コンパレータ１７は、リファレンス電圧Ｖ４の電圧値とモニタ電圧Ｖ５の電圧値との比較結果を示す出力電圧Ｖ６を出力する。

以上の処理により出力された出力電圧Ｖ６の値を測定しつつ、これが０になるように調整信号ＴＲＩＭの信号値を段階的に変化させ、基準電流生成部１１内の可変抵抗２１の抵抗値を変更して、基準電流Ｉｂの電流値を目標電流値に調整する。

本実施例の基準電流調整回路によれば、出力電圧Ｖ６の値が０になるように調整を行えばよいため、簡易に且つ精度よく基準電流の電流値の測定及び調整を行うことができる。

以上のように、本発明の基準電流調整回路１０は、リファレンス抵抗１４ａよりも抵抗値が小さく且つリファレンス抵抗１４ａと一定の抵抗比を有するモニタ抵抗１４ｂを含む。したがって、モニタ抵抗１４ｂにモニタ電流Ｉｏを供給して電圧降下を測定し、その測定結果に基づいてモニタ抵抗１４ｂの抵抗値を求めることにより、リファレンス抵抗１４ａの抵抗値を求めることができる。したがって、リファレンス抵抗１４ａの抵抗値が大きい場合であっても、参照電圧生成部の抵抗値を簡易に且つ精度よく得ることができる。

また、本発明の基準電流調整回路１０は、基準電流Ｉｂの電流値のｍ倍の電流値を有する参照電流Ｉｆを生成する参照電流生成部としての第２カレントミラー部１３を含む。そして、リファレンス抵抗１４ａは、参照電流Ｉｆに基づいて、第１電圧Ｖ１（すなわち、参照電圧）を生成する。これにより、例えばｍ＞１である場合、微小な電流値の基準電流Ｉｂが大きな電圧値として測定される。したがって、基準電流の電流値を簡易に且つ精度よく測定しつつ、電流値の調整を行うことが可能となる。

なお、本発明は上記実施形態に限定されない。例えば、上記実施例では、リファレンス抵抗１４ａ及びモニタ抵抗１４ｂが５０：１の抵抗比を有する場合を例として回路動作を説明した。しかし、これに限られず、リファレンス抵抗１４ａ及びモニタ抵抗１４ｂはｎ：１（ｎ＞１）の抵抗比を有するものであればよい。すなわち、モニタ抵抗１４ｂは、リファレンス抵抗１４ａの１／ｎの抵抗値を有するものであればよい。

また、上記実施例では、リファレンス抵抗１４ａは、モニタ抵抗１４ｂを構成する抵抗素子ＲＥが複数直列接続されて構成されている例について説明したが、リファレンス抵抗１４ａの構成はこれに限られない。リファレンス抵抗１４ａ及びモニタ抵抗１４ｂは、同じ製造プロセスで製造される等により、一定の抵抗比を有するものであればよい。

また、上記実施例では、第２カレントミラー部１３が基準電流Ｉｂの１０倍の電流値を有する参照電流Ｉｆを生成する場合を例として、回路動作を説明した。しかし、参照電流Ｉｆの電流値はこれに限られない。第２カレントミラー部１３は、基準電流Ｉｂの電流値のｍ倍（ｍ≧１）の電流値を有する参照電流Ｉｆを生成するものであればよい。

また、第１カレントミラー部１２及び第２カレントミラー部１３をカスコード接続により構成してもよい。これにより、各カレントミラー部を構成するトランジスタのドレイン電圧に対する電流変動を抑え、電流比の精度を向上させて、精度の高い基準電流の測定及び調整を行うことができる。

要するに、本発明に係る基準電流調整回路（１０）は、調整信号（ＴＲＩＭ）の供給を受け、調整信号に対応する電流値を有する基準電流（Ｉｂ）を生成する基準電流生成部（１１）と、基準電流の電流値のｍ倍（ｍ≧１）の電流値を有する参照電流（Ｉｆ）を生成する参照電流生成部（１３）と、第１の抵抗を有し、参照電流の供給を受けて第１の抵抗における電圧降下分に相当する電圧値を有する参照電圧（Ｖ１）を生成する参照電圧生成部（１４ａ）と、第１の抵抗の１／ｎ倍（ｎ＞１）の抵抗値を有する第２の抵抗を有し、外部からモニタ電流（Ｉｏ）の供給を受けて前記第２の抵抗における電圧降下分に相当する電圧値を有するモニタ電圧（Ｖ２）を生成するモニタ電圧生成部（１４ｂ）と、を含むことを特徴とするものである。

１０ 基準電流調整回路
１１ 基準電流生成部
１２ 第１カレントミラー部
１２ａ、１２ｂ トランジスタ
１３ 第２カレントミラー部
１３ａ、１３ｂ トランジスタ
１４ 抵抗部
１４ａ リファレンス抵抗
１４ｂ モニタ抵抗
１５ 第１端子
１６ 第２端子
１７ コンパレータ
１８ モニタ用端子
１９ コンパレータ出力端子
２１ 可変抵抗部
２２ 第３カレントミラー部
２２ａ、２２ｂ トランジスタ
２３ 第４カレントミラー部
２３ａ、２３ｂ トランジスタ
２４ トランジスタ

Claims (13)

1. 調整信号の供給を受け、前記調整信号に対応する電流値を有する基準電流を生成する基準電流生成部と、
   前記基準電流の電流値のｍ倍（ｍ≧１）の電流値を有する参照電流を生成する参照電流生成部と、
   第１の抵抗を有し、前記参照電流の供給を受けて前記第１の抵抗における電圧降下分に相当する電圧値を有する参照電圧を生成する参照電圧生成部と、
   前記第１の抵抗の１／ｎ倍（ｎ＞１）の抵抗値を有する第２の抵抗を有し、外部からモニタ電流の供給を受けて前記第２の抵抗における電圧降下分に相当する電圧値を有するモニタ電圧を生成するモニタ電圧生成部と、
   を含むことを特徴とする基準電流調整回路。
2. 前記参照電流生成部は、前記基準電流の電流値をｍ倍（ｍ＞１）に増幅した電流値を有する前記参照電流を生成することを特徴とする請求項１に記載の基準電流調整回路。
3. 前記第１の抵抗は、前記第２の抵抗を構成する抵抗素子の個数のｔ倍（ｔ：２以上の整数）の個数の前記抵抗素子が直列接続されて構成されていることを特徴とする請求項１又は２に記載の基準電流調整回路。
4. 前記参照電圧と前記モニタ電圧との電位差に応じた電圧値を有する比較電圧を出力する比較電圧出力部をさらに含むことを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１に記載の基準電流調整回路。
5. 前記基準電流生成部は、前記調整信号に応じて抵抗値を変化させる可変抵抗部を有し、
   電源電位と前記可変抵抗部の抵抗値とに基づいて、前記基準電流を生成することを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１に記載の基準電流調整回路。
6. 調整信号の供給を受け、前記調整信号に対応する電流値を有する基準電流を生成する基準電流調整回路を有する半導体装置であって、
   前記基準電流調整回路は、
   前記基準電流を生成する基準電流生成部と、
   前記基準電流の電流値のｍ倍（ｍ≧１）の電流値を有する参照電流を生成する参照電流生成部と、
   第１の抵抗を有し、前記参照電流の供給を受けて前記第１の抵抗における電圧降下分に相当する電圧値を有する参照電圧を生成する参照電圧生成部と、
   前記第１の抵抗の１／ｎ倍（ｎ＞１）の抵抗値を有する第２の抵抗を有し、装置外部からモニタ電流の供給を受けて前記第２の抵抗における電圧降下分に相当する電圧値を有するモニタ電圧を生成するモニタ電圧生成部と、
   を含むことを特徴とする半導体装置。
7. 前記参照電流生成部は、前記基準電流の電流値をｍ倍（ｍ＞１）に増幅した電流値を有する前記参照電流を生成することを特徴とする請求項６に記載の半導体装置。
8. 前記第１の抵抗は、前記第２の抵抗を構成する抵抗素子の個数のｔ倍（ｔ：２以上の整数）の個数の前記抵抗素子が直列接続されて構成されていることを特徴とする請求項６又は７に記載の半導体装置。
9. 前記基準電流調整回路は、前記参照電圧と前記モニタ電圧との電位差に応じた電圧値を有する比較電圧を出力する比較電圧出力部をさらに含むことを特徴とする請求項６乃至８のいずれか１に記載の半導体装置。
10. 前記基準電流生成部は、前記調整信号に応じて抵抗値を変化させる可変抵抗部を有し、
    電源電位と前記可変抵抗部の抵抗値とに基づいて、前記基準電流を生成することを特徴とする請求項６乃至９のいずれか１に記載の半導体装置。
11. 基準電流を生成する基準電流生成回路における基準電流調整方法であって、
    前記基準電流の電流値のｍ倍（ｍ≧１）の電流値を有する参照電流を生成するステップと、
    前記参照電流を第１の抵抗で電圧降下した電圧値に相当する電圧値を有する参照電圧を生成するステップと、
    前記参照電圧を生成する参照電圧生成部とｎ：１（ｎ＞１）の抵抗比を有するモニタ抵抗の抵抗値を得るステップと、
    前記モニタ抵抗の抵抗値に基づいて前記参照電圧生成部における抵抗値を得るステップと、
    を含むことを特徴とする基準電流調整方法。
12. 前記参照電圧生成部における抵抗値及び前記参照電圧の電圧値に応じた調整信号の供給を受けるステップと、
    前記調整信号に応じて前記基準電流の電流値を調整するステップと、
    を含むことを特徴とする請求項１１に記載の基準電流調整方法。
13. 前記参照電圧と前記モニタ抵抗における電圧降下との電位差に応じた電圧値を有する比較電圧を出力するステップを含むことを特徴とする請求項１１又は１２に記載の基準電流調整方法。

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