JP2016135027A - 制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】複数の電力変換装置による電力変換をより適切に実施できる制御装置を提供する。
【解決手段】直流電源とモータとの間に設けられ、第１スイッチング素子のスイッチング動作により電力変換を行う第１電力変換装置と、第２スイッチング素子のスイッチング動作により電力変換を行う第２電力変換装置とを備える電力変換システムに適用される制御装置は、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子により電力変換をする際のオンオフの切替周波数が異なるか否かを判定し、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子のオンオフの切替周波数が異なると判定した場合に、切替周波数の高いスイッチング素子のスイッチング速度を切替周波数が同じと判定した場合の基準速度よりも大きくし、切替周波数の低いスイッチング素子のスイッチング速度を基準速度よりも小さくする。
【選択図】 図６

Description

本発明は、半導体スイッチング素子のスイッチング動作により電力変換を行う電力変換装置に適用される制御装置に関する。

二次電池等からなる蓄電装置と交流モータとの間で電力変換を行う電力変換装置は、複数のスイッチング素子を有しており、その複数のスイッチング素子のオンオフを制御することで電力変換をする。このような、スイッチング素子のオンオフ制御は、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御、矩形波制御などの制御方式で生成されたパルス状の指令信号に基づき生成した駆動信号を用いて行われる。ＰＷＭ制御は、正弦波状の電圧信号と高周波のキャリア（搬送波）とを比較して、電圧信号がキャリアの絶対値以上となる領域でスイッチング素子をオンとするため、オン期間が一定周期で増減する指令信号が生成される。矩形波制御では、電圧信号の１周期につき１つのパルス状の指令信号が出力される。なお、ＰＷＭ制御は、低回転域及び中回転域での制御に適しているとされ、矩形波制御は、ＰＷＭ制御に比べて変調率が高いため、高出力・高回転域での制御に適しているとされる。

ところで、スイッチング素子がオンオフされる際にはスイッチング損失が発生する。スイッチング損失は、スイッチング素子のスイッチング速度を大きくすることで低減できることが知られている。しかし、スイッチング速度を大きくすると、スイッチング動作に伴う電流変化率が増加しサージ電圧の増大を招く。

そこで、特許文献１では、電力変換装置において、スイッチング動作で発生するサージ電圧が素子耐圧を超えないように、指令信号を生成する制御方式に応じてスイッチング速度を設定している。これにより、スイッチング素子をサージ電圧から保護しつつ、スイッチング損失の低減を図っている。

特開２０１２−９５４１３号公報

直流電源と複数の交流モータとの間で電力変換を行う場合など、複数の電力変換装置を用いて電力変換を行う電力変換システムにおいては、電力変換装置のスイッチング動作で発生したサージ電圧が、他の電力変換装置に伝搬サージとして伝わる。この際、他の電力変換装置がスイッチング動作をしていると、自身のスイッチング動作で発生したサージ電圧に、伝搬サージが加えられることとなるため、素子耐圧を超えるおそれがある。しかし特許文献１においては、複数の電力変換装置による電力変換が行われる場合におけるこのような課題については示されていない。

本発明は上記に鑑みてなされたものであり、複数の電力変換装置による電力変換をより適切に実施できる制御装置を提供することを主たる目的とするものである。

本発明は、直流電源（１０）とモータ（１１，１２）との間に設けられ、第１スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ８）のスイッチング動作により電力変換を行う第１電力変換装置（２０，３０）と、第２スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ８）のスイッチング動作により電力変換を行う第２電力変換装置（２０，４０）を備える電力変換システムに適用され、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子により電力変換をする際のオンオフの切替周波数が異なるか否かを判定する判定手段（３０）と、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子のオンオフの切替周波数が異なると判定した場合に、切替周波数の高いスイッチング素子のスイッチング速度を前記切替周波数が同じと判定した場合の基準速度よりも大きくし、切替周波数の低いスイッチング素子のスイッチング速度を前記基準速度よりも小さくするスイッチング速度設定手段（３０）と、を備えることを特徴とする。

本発明によれば、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子のオンオフの切替周波数が異なる場合に、切替周波数の高いスイッチング素子のスイッチング速度を、切替周波数が同じと判定した場合の基準速度よりも大きくし、切替周波数が低いスイッチング素子のスイッチング速度を基準速度よりも小さくするようにした。この場合、切替周波数の低いスイッチング素子から切替周波数の高いスイッチング素子への伝搬サージを抑えることができ、その分、キャリア周波数が高いためにスイッチング損失の抑制の効果の高いスイッチング素子において、スイッチング速度をより一層高めることができる、その結果、電力変換システム全体におけるスイッチング損失を低減する効果を高めることができる。

電力変換装置の概略構成図。 ドライブＩＣの説明図。 電力変換装置の配置図。 スイッチング速度設定の説明図。 スイッチング速度とサージ電圧との関係を示す図。 スイッチング速度設定の処理手順を示す図。 スイッチング速度設定をした場合の作用効果を示す図。

以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。なお本実施形態の制御装置は、交流のモータジェネレータ（以下、モータと称する）を備える電力変換システムに適用される。

図１において、電力変換システム１００は、モータ１１，１２、直流電源１０、電力変換装置としてのコンバータ２０及びインバータ３０，４０、制御装置５０、ドライブＩＣ６０を備えて構成されている。

モータ１１，１２は、３相同期型又は３相誘導型の交流のモータジェネレータである。モータ１１は、エンジン（図示略）によって駆動される発電機や、エンジンを始動することが可能な回転電機として用いられる。モータ１１の発電で得られる電力はモータ１２の駆動や直流電源１０の充電に用いることができる。また、モータ１１の発電で得られる電力は車両に接続される外部機器へ供給できる。

モータ１２は、車両の駆動輪（図示略）を駆動するためのトルクを発生する駆動用電動機として用いられる。モータ１２は、回生時には電力を出力する発電機として機能する。

直流電源１０は、高電圧電源であり、リチウムイオン電池、ニッケル水素電池などの充放電可能な二次電池、キャパシタなどが用いられる。

コンバータ２０は、モータ１１，１２の力行時には、直流電源１０からの電圧を昇圧して、インバータ３０，４０へ供給する。モータ１１，１２の回生時には、モータ１１，１２の発電により発生した電圧（直流電圧に変換後の電圧）を降圧して、直流電源１０を充電する。詳しくは、コンバータ２０は、リアクトル２１、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２、ダイオードＤ１，Ｄ２を備えている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は直列接続されている。ダイオードＤ１，Ｄ２は、各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対して、エミッタ側からコレクタ側に電流を流すようにそれぞれ逆並列に接続されている。リアクトル２１は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の間と、直流電源１０に接続されている。

インバータ３０は、コンバータ２０とモータ１１とに接続されている。インバータ４０は、コンバータ２０とモータ１２とに接続されている。各インバータ３０，４０は、Ｕ相アーム、Ｖ相アーム、Ｗ相アームを備えている。各相アームは、２つずつ直列接続されたスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８と、各スイッチング素子に対してそれぞれ逆並列に接続されたダイオードＤ３〜Ｄ８を備えて構成されている。

詳しくは、Ｕ相アームは、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４及びダイオードＤ３，Ｄ４を備えている。Ｖ相アームは、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６及びダイオードＤ５，Ｄ６を備えている。Ｗ相アームは、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８及びダイオードＤ７，Ｄ８を備えている。以上の構成において、インバータ３０の各相アームの中間点は、それぞれモータ１１に接続されている。インバータ４０の各相アームの中間点は、それぞれモータ１２に接続されている。

電力変換装置を構成する各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ８には、ＩＧＢＴ素子が用いられる。これ以外にも各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ８には、ＭＯＳ−ＦＥＴ、バイポーラトランジスタ等を用いてもよい。また各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ８には、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ８の温度を検出する感温ダイオード（図示略）が設けられている。これらのコンバータ２０、インバータ３０，４０の各電力変換装置は、図３に示すように同一の基板１３上に実装されている。なお図３では、基板１３上において、インバータ３０を挟んで両側に、コンバータ２０，インバータ４０が実装されている。

制御装置５０は、低電圧バッテリ（図示略）を電源とし、ＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭ等からなるマイクロコンピュータを主体として構成されている。制御装置５０は、モータ１１，１２の制御量をその指令値に制御すべく、コンバータ２０、インバータ３０，４０の各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ８をオンオフ制御するためのパルス状の指令信号を生成する。

本実施形態では、各モータ１１，１２の制御量としてトルク指令値（以下、トルク指令値ＴＲと称する）を使用し、トルク指令値ＴＲから各電力変換装置のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ８のオンオフを制御するパルス状の指令信号を生成する。なお、トルク指令値ＴＲは、車両の制御を統括する上位の制御装置（ＥＣＵ）（図示略）から入力される。例えば上位ＥＣＵは、トルク指令値ＴＲとして、正弦波状の電圧信号を出力する。

制御装置５０は、コンバータ２０の昇圧動作時には、スイッチング素子Ｑ１のオン期間とスイッチング素子Ｑ２のオン期間とを交互に切り替えるように指令信号を生成する。コンバータ２０の降圧動作時には、スイッチング素子Ｑ１のみをオンにする期間と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の両方をオフにする期間とを交互に繰り返すように指令信号を生成する。

また制御装置５０は、各モータ１１，１２のトルク指令値ＴＲが正となる力行時には、直流電圧を交流電圧に変換するように、インバータ３０，４０の各スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のオンオフを制御する指令信号を生成する。また、モータ１１，１２のトルク指令値ＴＲが負（＜０）となる回生時には、モータ１１，１２が発電した交流電圧を直流電圧に変換するように、インバータ３０，４０の各スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のオンオフを制御する指令信号を生成する。

また制御装置５０は、モータ１１，１２の回転速度ＮＭに応じて、コンバータ２０，インバータ３０，４０における電力利用率を設定すべく、ＰＷＭ制御及び矩形波制御のいずれかの制御方式を用いて、パルス状の指令信号を生成する。

ＰＷＭ制御では、制御装置５０は高周波のキャリア（搬送波）として、例えば三角波、鋸波、矩形波を出力する。そしてトルク指令値ＴＲとしての正弦波状の電圧信号とキャリアとの電圧比較をすることでパルス状の指令信号を生成する。ＰＷＭ制御は、主にモータ１１，１２の回転速度ＮＭが低回転域及び中回転域の際に適用される。

矩形波制御では、制御装置５０は、トルク指令値ＴＲとしての正弦波状の電圧信号から、１制御周期内でオンオフ期間の比率が１対１となる矩形波１パルスを指令信号として生成する。矩形波制御は、ＰＷＭ制御よりも電圧利用率が高いため、主にモータ１１，１２の回転速度ＮＭが高出力・高回転域の際に適用される。

コンバータ２０、インバータ３０，４０の各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ８には、ドライブＩＣ６０が接続されている。ドライブＩＣ６０は、１チップ化された半導体集積回路や低電圧電源を備えて構成されており、制御装置５０から入力されたパルス状の指令信号から、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ８のゲートを駆動するゲート駆動信号を生成したり、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ８の駆動状態を監視したりする。

各ドライブＩＣ６０と制御装置５０との間の信号伝送は、インターフェース１８を介して行われる。インターフェース１８は、高電圧の直流電源１０を備える高電圧システムと低電圧バッテリ（図示略）を備える低電圧システムとの間を電気的に絶縁することで、コンバータ２０及びインバータ３０，４０に供給される高い駆動電圧（例えば数１００Ｖ）から、制御装置５０を保護するためのものであり、例えば、光絶縁素子（フォトカプラ）などが使用される。

ここでドライブＩＣ６０の構成について詳しく説明する。図２にスイッチング素子Ｑ１に接続されるドライブＩＣ６０の例を示す。なお、他のスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ８に接続されるドライブＩＣ６０の構成は、図２に示すスイッチング素子Ｑ１のドライブＩＣ６０と同じであるため、ここでの図示は省略する。

各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ８に接続された個々のドライブＩＣ６０は、駆動信号生成部６１、電圧検出部６２、電流検出部６３、温度検出部６４、スイッチング速度設定部６５を備えている。

各駆動信号生成部６１は、制御装置５０から入力されたパルス状の指令信号から各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ８のオンオフを制御するゲート駆動信号を出力する。すなわち各駆動信号生成部６１は、パルス状の指令信号のオン期間では、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ８の駆動電圧（ゲート電圧Ｖｇ）を上昇させ、指令信号のオフ期間では、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ８の駆動電圧を低下させるようにゲート駆動信号を出力する。

各電圧検出部６２は、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ８の駆動電圧を検出する。例えば駆動電圧としてゲート電圧Ｖｇを検出する。これ以外にもエミッタ‐コレクタ間の電圧Ｖｃｅ、図示を略す電流センス用の回路で検出されるセンス電圧Ｖｓなどを駆動電圧として検出してもよい。各電流検出部６３は、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ８のエミッタ‐コレクタ間を流れるコレクタ電流Ｉｃｅを検出する。各温度検出部６４は、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ８が備える感温ダイオードの検出温度を取得する。

各スイッチング速度設定部６５は、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ８のスイッチング速度を設定する。本実施形態のスイッチング速度設定部６５は、２つの電力変換装置の制御方式が異なるか否かに応じて、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ８のスイッチング速度を設定する。すなわちスイッチング速度設定部６５は、２つの電力変換装置の制御方式が同じ場合には、それらの電力変換装置が備えるスイッチング素子のスイッチング速度を基準のスイッチング速度（以下、基準速度と称する）に設定する。一方、２つの電力変換装置の制御方式が異なる場合には、切替周波数が高い制御方式を使用する電力変換装置のスイッチング素子のスイッチング速度を基準速度よりも高める。一方、切替周波数が低い制御方式を使用する電力変換装置のスイッチング素子のスイッチング速度を基準速度よりも低くする。

すなわち、電力変換装置がスイッチング動作する際には、スイッチング損失が発生するが、スイッチング損失は、電力変換装置におけるスイッチング素子のスイッチング速度を大きくすることで低減できる。しかしスイッチング速度を大きくすると、スイッチング動作に伴う電流変化率が増加するためサージ電圧が増大する。

また、複数の電力変換装置が互いに電気的に接続されている構成では、一方の電力変換装置のスイッチング動作で発生したサージ電圧が、他の電力変換装置に伝搬サージとして伝達する。特に本実施形態のように、複数の電力変換装置が同一の基板上に実装されている場合にはその伝搬サージの影響が大きくなる懸念がある。

一方の電力変換装置で発生した伝搬サージが他の電力変換装置に伝搬した際、他の電力変換装置のスイッチング動作が行われていると、当該電力変換装置に、自身のスイッチング動作で発生した自己サージと、伝搬サージとが加えられることとなる。

例えば、インバータ３０の電力変換で発生したサージ電圧が、伝搬サージとしてインバータ４０に伝達する際、インバータ４０がスイッチング動作していると、インバータ４０には、自身のスイッチング動作で発生したサージ電圧（自己サージ）と、インバータ３０の伝搬サージとが加えられることとなる。この場合、インバータ４０において素子耐圧を超えないようにスイッチング速度を制限することが必要となるため、このことがスイッチング損失を低減する際の制約となる。なお、各電力変換装置の素子耐圧を高めることも想定されるが、この場合には装置が大型化する不都合が生じてしまう。

ところで、スイッチング速度を大きくすることによるスイッチング損失低減の効果は、スイッチング素子のオンオフの切替周波数が大きいほど高められる。そこで本実施形態のスイッチング速度設定部６５は、２つの電力変換装置の切替周波数が異なること、すなわち制御方式が異なることを条件として、切替周波数が高いＰＷＭ制御を行う電力変換装置におけるスイッチング素子のスイッチング速度を大きくし、切替周波数が低い矩形制御を行う電力変換装置におけるスイッチング素子のスイッチング速度を抑える。

例えば図４に示すように、スイッチング速度設定部６５は、２つの電力変換装置の制御方式が同じ場合には、それらの電力変換装置のスイッチング素子のスイッチング速度を基準速度Ｖ０に設定する。なお、図４において、基準速度Ｖ０は制御方式に関わらず一定値としている。一方、２つの電力変換装置の制御方式が異なっている場合には、ＰＷＭ制御を行う電力変換装置のスイッチング素子のスイッチング速度を基準速度Ｖ０よりも大きいスイッチング速度Ｖ１に設定する。矩形波制御を行う電力変換装置のスイッチング素子のスイッチング速度を基準速度Ｖ０よりも小さいスイッチング速度Ｖ２に設定する。

このように、２つの電力変換装置の制御方式が異なる場合において、切替周波数の高い制御を行う電力変換装置のスイッチング素子のスイッチング速度を高め、切替周波数の低い制御を行う電力変換装置のスイッチング素子のスイッチング速度を抑えることで、切替周波数の低い電力変換装置から切替周波数の高い電力変換装置への伝搬サージを抑えることができる。そして伝搬サージの抑制分、切替周波数が高いためにスイッチング損失の抑制の効果の高い電力変換装置において、スイッチング速度をより一層高めることができる、その結果、電力変換システム全体におけるスイッチング損失を低減する効果を高めることができる。

ここで、スイッチング速度制御に伴うサージ電圧の変化について、図５を用いて説明する。図５において切替周波数の低い制御方式（矩形制御）で電力変換を行う電力変換装置をＡ、切替周波数の高い制御方式（ＰＷＭ制御）で電力変換を行う電力変換装置をＢとしている。また電力変換装置Ａのスイッチング動作で発生する自己サージをＡ０、伝搬サージをＡ１、電力変換装置Ｂのスイッチング動作で発生する自己サージをＢ０、伝搬サージをＢ１として示している。

電力変換装置Ａにおいて、スイッチング速度が、基準速度Ｖ０からスイッチング速度Ｖ１に低下すると自己サージＡ０が減少し、電力変換装置Ａから電力変換装置Ｂへの伝搬サージＡ１が減少する。一方、電力変換装置Ｂにおいては、電力変換装置Ｂからの伝搬サージＡ１の減少により、素子耐圧ＶＨに対する自己サージＢ０の許容分（図４のα）が増加する。そのため、電力変換装置Ｂにおいては、その自己サージＢ０の増加分に対応して、基準速度Ｖ０からスイッチング速度Ｖ１にスイッチング速度を高めることができ、その分、切替周波数の高い電力変換装置Ｂのスイッチング損失を低減する効果を高めることができる。

なお、電力変換装置Ａのスイッチング速度Ｖ１を小さくすると、電力変換装置Ａのスイッチング損失が増加することとなる。しかし切替周波数の低い電力変換装置Ａによるスイッチング損失の増加分に比べて、切替周波数の高い電力変換装置Ｂのスイッチング損失の低減分の方が大きい。そのため、以上のように制御方式（切替周波数）に応じてスイッチング速度を設定することで、電力変換システム１００全体のスイッチング損失を抑えることができる。

なお電力変換装置（スイッチング素子）が低温の場合には、スイッチング速度を高めたとしてもその損失抑制の効果は小さくなる傾向がある。そこで本実施形態では、電力変換装置（スイッチング素子）の温度が所定値未満（例えば０℃未満）に低い場合には、電力変換装置の制御方式が異なっていても、スイッチング速度設定部６５による切替周波数に応じたスイッチング速度設定の処理を行わないようにする。この場合、スイッチング速度設定部６５によるスイッチング速度設定の効果が高い場合に限定して処理を実施できる。

次に図６を用いて本実施形態におけるスイッチング速度制御の手順を説明する。なお図６では、インバータ３０，４０間のスイッチング速度制御の例を示している。また図６の処理は、制御装置５０が所定周期で繰り返し実施する。

まず、インバータ３０及びインバータ４０の検出温度が所定値（例えば０℃）以上であるか否か、すなわち低温状態ではないか否かを判定する（Ｓ１１）。本処理はインバータ３０，４０の各スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８に対応する温度検出部６４の検出結果に基づき判定する。Ｓ１１低温状態ではないと判定した場合には、インバータ３０，４０の制御方式が異なるか否かを判定する（Ｓ１２）。本処理は、インバータ３０，４０の制御方式がＰＷＭ制御であるか、矩形波制御であるかに基づき判定する。Ｓ１２で異なる制御方式であると判定した場合には、切替周波数の高いＰＷＭ制御を行うインバータのスイッチング速度Ｖ１に設定し、切替周波数の低い矩形波制御を行うインバータのスイッチング速度Ｖ２に設定する（Ｓ１３）。Ｓ１２で同じ制御方式であると判定した場合には、インバータ３０，４０の両方のスイッチング速度を基準速度Ｖ０に設定する。

なお図６では、インバータ３０，４０間におけるスイッチング速度制御を例示しているが、図６の処理は、コンバータ２０とインバータ３０間、またはコンバータ２０とインバータ４０間においても適用される。

次に上記処理の実行例について説明する。ここで図７（ａ）はスイッチング速度設定部６５による処理を実施しない場合における電力変換システム全体のスイッチング損失Ｓの例である。図７（ｂ）は、本実施形態のスイッチング速度設定部６５による処理を実施する場合の電力変換システム１００全体のスイッチング損失Ｓの例である。なお図７において、インバータ３０のスイッチング損失Ｓ１，インバータ４０のスイッチング損失Ｓ２としている。また、インバータ３０の電力変換がＰＷＭ制御にて行われ、インバータ４０の電力変換が矩形波制御で行われるとする。この場合、インバータ３０のスイッチング速度Ｖ１，インバータ４０のスイッチング速度Ｖ２に設定される。

この場合、インバータ４０においては、スイッチング速度Ｖ１でスイッチング動作が行われることにより、基準速度Ｖ０でスイッチング動作が行われる場合と比べて、スイッチング損失Ｓ２がΔＳ２増加する。一方、インバータ３０においては、スイッチング速度Ｖ２でスイッチング動作が行われることにより、基準速度Ｖ０でスイッチング動作が行われる場合と比べて、スイッチング損失Ｓ１がΔＳ１低減されることとなる。この場合、ΔＳ１＞ΔＳ２であるため、電力変換システム１００全体におけるスイッチング損失が低減される。

上記によれば以下の優れた効果を奏することができる。

・第１スイッチング素子と第２スイッチング素子のオンオフの切替周波数が異なる場合に、切替周波数の高いスイッチング素子のスイッチング速度を、切替周波数が同じと判定した場合の基準速度よりも大きくし、切替周波数が低いスイッチング素子のスイッチング速度を基準速度よりも小さくするようにした。この場合、切替周波数の低いスイッチング素子から切替周波数の高いスイッチング素子への伝搬サージを抑えることができ、その分、キャリア周波数が高いためにスイッチング損失の抑制の効果の高いスイッチング素子において、スイッチング速度をより一層高めることができる。その結果、電力変換システム全体におけるスイッチング損失を低減する効果を高めることができる。

・第１電力変換装置と第２電力変換装置における電力変換の制御方式が、切替周波数が比較的に高いＰＷＭ制御と、切替周波数が比較的に低い矩形波制御のいずれかに設定される場合において、各電力変換装置における制御方式が異なる際に、制御方式がＰＷＭ制御の電力変換装置のスイッチング速度を基準速度よりも大きくし、制御方式が矩形波制御の電力変換装置のスイッチング速度を基準速度よりも小さくするようにした。この場合、矩形波制御が行われる電力変換装置からＰＷＭ制御が行われる電力変換装置への伝搬サージを抑えることができ、その分、スイッチング損失の抑制の効果の高いＰＷＭ制御が行われる電力変換装置におけるスイッチング速度をより一層高めることができる。その結果、電力変換システム全体におけるスイッチング損失の低減を図る効果を高めることができる。

・電力変換装置の温度が所定値未満の場合には、第１電力変換装置及び第２電力変換装置の切替周波数が異なるか否かに関わらず、切替周波数に応じたスイッチング速度の設定を実施しないこととした。そのため、電力変換装置の温度が所定値以上であり、電力変換システムにおけるスイッチング損失の低減効果の高い状況下に限定して、電力変換システム全体におけるスイッチング損失の低減を図ることができる。

・上記において、伝搬サージを考慮して、各コンバータ２０、インバータ３０，４０に係る電圧が耐圧を超えないように制御することができる。その為、従来技術において、３０，４０間に設けられていた伝搬サージ抑制用のコンデンサの構成を省略することができ、電力変換システムにおける構成を簡略化できる。

本発明は、上記に限定されず以下のように実施することもできる。なお以下の説明において上記構成と同様の構成には同じ図番号を付し詳述は省略する。

・インバータ３０，４０における熱保護等のために、ＰＷＭ制御におけるキャリア周波数が可変設定される場合がある。この場合、２つのインバータ３０，４０の制御方式がＰＷＭ制御で同じであったとしても、２つのインバータ３０，４０のキャリア周波数の差が大きくなることがある。そこで２つのインバータ３０，４０が同じＰＷＭ制御の場合において、キャリア周波数の差が所定以上に大きい場合に、キャリア周波数に応じてスイッチング速度が設定されるようにしてもよい。このように、２つの電力変換装置の制御方式が同じ場合においても、切替周波数の差が大きい場合に、切替周波数に応じてスイッチング速度が設定される場合、電力変換システム１００全体のスイッチング損失を低減する効果をより高めることができる。

・上記において、同一の基板１３上に実装されたコンバータ２０，インバータ３０，４０の物理的な距離が近くなるほど、電力変換装置間の伝搬サージの伝わりやすさ（伝搬率）が大きくなる傾向がある。例えば図３において、コンバータ２０とインバータ４０の距離よりも、コンバータ２０とインバータ３０の距離が小さい場合、コンバータ２０とインバータ４０間の伝搬サージの伝搬率よりも、コンバータ２０とインバータ３０間の伝搬サージの伝搬率が高くなる。そこでこのような各電力変換装置間の伝搬サージの伝搬率を予め求め、当該伝搬率に応じて、電力変換装置ごとにスイッチング速度を設定してもよい。この場合、各スイッチング素子間における伝搬率を考慮して、スイッチング制御を行うことができ、よりスイッチング損失を低減する効果を高めることができる。

・上記の図４では、２つの電力変換装置の制御方式が異なる際、基準速度Ｖ０に対して、制御方式毎にスイッチング速度Ｖ１，Ｖ２を所定量（段階的に）増減する例を示した。これ以外にも、図４に示すように、切替周波数に応じてスイッチング速度Ｖａを連続的に変更することで、基準速度Ｖ０との差が切替周波数に応じて徐々に変更されるようにしてもよい。

・上記の図４では、制御方式及び切替周波数に関わらず基準速度Ｖ０が一定である例を示した。これ以外にも、基準速度Ｖ０が制御方式及び切替周波数に応じて変わる場合も想定される。この場合にも、２つの電力変換装置で制御方式や切替周波数が異なる際に、基準速度Ｖ０に対して、スイッチング速度が増加または減少されるようにすることで、上記と同じく電力変換システム１００におけるスイッチング損失の低減を図ることができる。

・上記では、ＰＷＭ制御と、矩形波制御の２つの制御方式でスイッチング速度を切り替える例を示したが、３つ以上の制御方式でスイッチング速度を切り替える場合にも適用可能である。例えばＰＷＭ制御と矩形波制御モードの中間の電力利用率を実現できる過変調ＰＷＭ制御と、ＰＷＭ制御及び矩形波制御で制御方式を切り替える場合にも上記処理を適用可能である。

・上記では、２つのモータが搭載された例を示したが、３つ以上のモータが搭載される電力変換システムにおいても本実施形態の構成を適用することで、上記と同様の効果を奏することができる。

・上記では、２つの電力変換装置間において、制御方式（切替周波数）が異なるか否かに基づいて、スイッチング速度を設定している。これ以外にも、個々のスイッチング素子ごとに制御方式（切替周波数）が異なるか否かを判定することにより、２つのスイッチング素子間でスイッチング速度を設定してもよい。この場合、同一の電力変換装置を構成するスイッチング素子同士が異なる制御方式（切替周波数）に基づき生成された指令信号で動作される場合において、２つのスイッチング素子間のスイッチング速度を調整することができ、電力変換システム１００全体としてのスイッチング損失を低減する効果を高めることができる。

・上記の制御装置は、ハイブリッド自動車や、電気自動車等に搭載される電力変換システム等に適用される。

１０…直流電源、１１…モータ、１２…モータ、２０…コンバータ、３０…インバータ、４０…インバータ、５０…制御装置、６０…ドライブＩＣ。

Claims (7)

1. 直流電源（１０）とモータ（１１，１２）との間に設けられ、第１スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ８）のスイッチング動作により電力変換を行う第１電力変換装置（２０，３０）と、第２スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ８）のスイッチング動作により電力変換を行う第２電力変換装置（２０，４０）を備える電力変換システムに適用され、
   前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子により電力変換をする際のオンオフの切替周波数が異なるか否かを判定する判定手段（３０）と、
   前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子のオンオフの切替周波数が異なると判定した場合に、切替周波数の高いスイッチング素子のスイッチング速度を前記切替周波数が同じと判定した場合の基準速度よりも大きくし、切替周波数の低いスイッチング素子のスイッチング速度を前記基準速度よりも小さくするスイッチング速度設定手段（３０）と、
   を備えることを特徴とする制御装置。
2. 前記判定手段は、前記第１電力変換装置と前記第２電力変換装置における電力変換の制御方式が、前記切替周波数が比較的に高いＰＷＭ制御と、前記切替周波数が比較的に低い矩形波制御とで異なるか否かに基づいて、前記切替周波数が異なるか否かを判定するものであって、
   前記スイッチング速度設定手段は、前記第１電力変換装置及び前記第２電力変換装置の制御方式が異なる場合に、制御方式がＰＷＭ制御の電力変換装置のスイッチング速度を前記基準速度よりも大きくし、制御方式が矩形波制御の電力変換装置のスイッチング速度を前記基準速度よりも小さくする請求項１に記載の制御装置。
3. 前記第１電力変換装置及び前記第２電力変換装置の温度が所定値未満であるか否かを判定する温度判定手段を備え、
   前記スイッチング速度設定手段は、前記第１電力変換装置及び前記第２電力変換装置の温度が所定値未満の際には、前記第１電力変換装置及び前記第２電力変換装置における電力変換の際の切替周波数が異なるか否かに関わらず、切替周波数に応じたスイッチング速度の設定を実施しない請求項１又は２に記載の制御装置。
4. 前記スイッチング速度設定手段は、前記第１電力変換装置と前記第２電力変換装置との物理的な距離に基づき定められた伝搬サージの伝搬率に基づいてスイッチング速度を設定する請求項１乃至３のいずれか１項に記載の制御装置。
5. 前記スイッチング速度設定手段は、前記切替周波数に応じて前記基準速度に対して前記スイッチング速度を連続的に又は段階的に変更する請求項１乃至４のいずれか１項に記載の制御装置。
6. 前記第１電力変換装置及び前記第２電力変換装置は、コンバータ（２０）及びインバータ（３０，４０）のいずれかである請求項１乃至５のいずれか１項に記載の制御装置。
7. 前記モータは、発電用の第１モータ（１１）と、走行用の第２モータ（１２）とを備えており、
   前記スイッチング速度設定手段は、前記第２モータにおいて矩形波制御が実施されている際に、前記切替周波数に基づくスイッチング速度の設定を実施する請求項１乃至６のいずれか１項に記載の制御装置。

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