JP2016082512A

JP2016082512A - 車両用ラジオノイズ除去装置

Info

Publication number: JP2016082512A
Application number: JP2014214710A
Authority: JP
Inventors: 俊和軽部; Toshikazu Karube
Original assignee: Honda Motor Co Ltd
Current assignee: Honda Motor Co Ltd
Priority date: 2014-10-21
Filing date: 2014-10-21
Publication date: 2016-05-16
Anticipated expiration: 2034-10-21
Also published as: JP6254066B2

Abstract

【課題】時間的に不連続に発生する車両ノイズ成分を簡単な構成で除去し、且つ１ビット又は複数ビットのＲＦパルス列を検波・復調する既存のＲＦチューナを接続可能な車両用ラジオノイズ除去装置を提供する。【解決手段】メインアンテナ１１で受信した車両ノイズ電波を含む放送電波に対応するアナログＲＦ信号Ａｒｆ１をデジタルＲＦ信号Ｄ１に変換する第１ＢＰＳＤＭ２１と、ノイズアンテナ１２で受信した車両ノイズ電波に対応するアナログＲＦノイズ成分Ｎａｒｆ２をデジタルＲＦ信号Ｄ２に変換する第２ＢＰＳＤＭ２２と、デジタルＲＦ信号Ｄ１からデジタルＲＦ信号Ｄ２を減算してノイズ除去後のデジタルＲＦ信号Ｄ３を出力する減算器２５と、デジタルＲＦ信号Ｄ３を１ビットＲＦパルス列Ｐｔに変換する第３ＢＰＳＤＭ２３と、を備える。【選択図】図７

Description

この発明は、車両に搭載されるＡＭラジオ受信機及び／又はＦＭラジオ受信機に組み込んで好適な車両用ラジオノイズ除去装置に関する。

特許文献１の［００１１］に開示されているように、車両においては、種々の機器がノイズを発生する。このノイズは、ラジオ放送の放送電波（放送波）を受信する車載アンテナにより受信されてしまう。

そこで、特許文献１に記載された車載ラジオ受信機では、ノイズ検出受信部を設け、車載アンテナを通じて受信した放送電波受信信号のチューナによる検波信号であるベースバンド信号から前記ノイズ検出受信部で受信したノイズ成分を除去するように構成している（特許文献１の［００１０］、図１）。

特許文献２の車載ラジオ受信機では、同様に、放送電波の検波信号であるベースバンド信号からノイズ検出部で検出したノイズの種類（カテゴリ）に応じたノイズをノイズキャンセラで除去するように構成している（特許文献２の［００３９］、［００４０］、図１）。

参考文献としての特許文献３には、送信機に用いられ、１ビットＲＦパルス列をアナログバンドパスフィルタに出力するバンドパスΣΔ変調器についての記載がある（特許文献３の［００２１］、［００４５］、図１、図４）。

参考文献としての特許文献４には、特許文献３に記載されたようなバンドパスΣΔ変調器において、前記アナログバンドパスフィルタから前記バンドパスΣΔ変調器への信号反射を抑制するために、バンドパスΣΔ変調器とアナログバンドパスフィルタとの間に減衰器を配置した送信機についての記載がある（特許文献４の要約、図１４）。

特開２０１３−１６８７４４号公報特開２００９−５０２８号公報特開２０１３−２５４９９６号公報特開２０１３−２０１７４１号公報

ところで、特許文献１及び特許文献２に記載された車両ノイズの除去技術では、ベースバンド信号からノイズ成分をキャンセルしたノイズ除去後のベースバンド信号を生成し、前記ノイズ除去後のベースバンド信号をオーディオ信号に変換してスピーカから楽音等を出力するようにしている。このため、放送電波をアンテナで受信した、ノイズ成分を含むアナログＲＦ信号をミキサで中間周波信号（ベースバンド信号）に変換せざるを得ない。

このような構成であることを原因として、第１に、ベースバンド信号［この明細書において、ベースバンド信号は、受信周波数及び局部発振周波数に比較して低周波数のオーディオ信号｛音声（周波）信号とも言われる。｝及び中間周波信号が該当するものとする。］に含まれるノイズ成分と、ノイズ除去装置で検出したノイズ成分との間に位相誤差や振幅誤差が発生することから、ベースバンド信号周波数帯での減算処理では、簡単な構成で効果的にノイズ成分を除去することができないという課題がある。

第２に、エンジン点火ノイズやハイブリッド自動車における駆動用モータから発生するノイズのように、時間的に不連続に発生するノイズ成分の除去のためには、ノイズの種類の検出・判断処理等（特許文献２の［００３３］−［００３８］）、より複雑な構成が必要になり対応が困難になるという課題がある。

第３に、１ビットＲＦパルス列からベースバンド信号を検波する一般市販のＲＦチューナ（検波・復調器）をそのまま接続（使用）することができなくなるため、ラジオ受信機のコストが高騰すると共に、ユーザの利便性が低下するという課題がある。

この発明はこのような課題を考慮してなされたものであり、位相誤差や振幅誤差を簡単な構成で抑制し、時間的に不連続に発生するノイズ成分を簡単な構成で除去し、且つ１ビット又は複数ビットＲＦパルス列からベースバンド信号を検波する一般市販のＲＦチューナ（検波・復調器）をそのまま接続可能（使用可能）な車両用ラジオノイズ除去装置を提供することを目的とする。

この発明に係る車両用ラジオノイズ除去装置は、メインアンテナで受信された放送電波が入力アナログＲＦ信号として供給され、入力デジタルＲＦ信号に変換して出力する第１バンドパスΣΔ変調器と、ノイズアンテナで受信された車両ノイズ電波が入力アナログＲＦノイズ成分として供給され、入力デジタルＲＦノイズ成分に変換して出力する第２バンドパスΣΔ変調器と、前記入力デジタルＲＦ信号と前記入力デジタルＲＦノイズ成分とが供給され、車両ノイズ除去デジタルＲＦ信号を出力する演算器と、前記車両ノイズ除去デジタルＲＦ信号を１ビット又は複数ビットのＲＦパルス列に変換して復調器に出力する第３バンドパスΣΔ変調器と、を備え、前記演算器は、前記入力デジタルＲＦ信号から前記入力デジタルＲＦノイズ成分を減算して前記車両ノイズ除去デジタルＲＦ信号を出力する減算器からなる。

この発明によれば、第１バンドパスΣΔ変調器により、メインアンテナで受信した放送電波の入力アナログＲＦ信号を入力デジタルＲＦ信号に変換して出力すると共に、第２バンドパスΣΔ変調器により、ノイズアンテナで受信した車両ノイズ電波の入力アナログＲＦノイズ成分を入力デジタルＲＦノイズ成分に変換して出力し、減算器により、前記入力デジタルＲＦ信号から前記入力デジタルＲＦノイズ成分を減算して車両ノイズ除去デジタルＲＦ信号を出力するように構成したので、アナログミキサ回路での処理を原因とする２本のアンテナ間での位相誤差や振幅誤差の発生を抑制することができる。また、デジタル信号処理優先のデジタルリッチな回路構成となるので、車両ノイズ成分を簡単な構成で、しかも効果的に除去することができる。

メインアンテナで受信した放送電波の入力アナログＲＦ信号とノイズアンテナで受信した車両ノイズ電波の入力アナログＲＦノイズ成分をリアルタイムに処理できるので、エンジン点火ノイズやハイブリッド自動車における駆動用モータから発生する車両ノイズのように、時間的に不連続に発生する車両ノイズ成分の除去を簡単な構成で行える。

さらに、第３バンドパスΣΔ変調器により、前記車両ノイズ除去デジタルＲＦ信号を１ビット又は複数ビットのＲＦパルス列として出力するように構成したので、検波・復調器に一般市販のＲＦチューナをそのまま接続することができる。

この場合、前記第１バンドパスΣΔ変調器と前記第２バンドパスΣΔ変調器が、同一クロックで同期して前記入力アナログＲＦ信号及び前記入力アナログＲＦノイズ成分をサンプリングするように構成することで、エンジン点火ノイズやハイブリッド自動車における駆動用モータから発生する車両ノイズのように、時間的に不連続に発生する車両ノイズ成分に対しても処理に時間ずれが発生せずにリアルタイムでの対応（ノイズキャンセル処理）が可能になる。

なお、前記第１バンドパスΣΔ変調器及び前記第２バンドパスΣΔ変調器は、それぞれ、負帰還路にＤ／Ａ変換器を備え、前記入力デジタルＲＦ信号に含まれる車両ノイズ成分の振幅と前記入力デジタルＲＦノイズ成分の振幅が等しくなるように各前記Ｄ／Ａ変換器の基準電圧を調整するようにしてもよい。車両ノイズ電波のノイズ発生源からメインアンテナ及びノイズアンテナまでの距離が異なり、ノイズ発生源も位置が変化し、ノイズ周波数もノイズ発生源毎に異なり、メインアンテナ及びノイズアンテナ間で車両ノイズ成分（車両ノイズＲＦ成分）の振幅を同一にする利得調整が必要となるが、第１バンドパスΣΔ変調器の負帰還路に備えられるＤ／Ａ変換器の基準電圧及び／又は第２バンドパスΣΔ変調器の負帰還路に備えられるＤ／Ａ変換器の基準電圧を調整することで、通常必要となるＡＧＣ回路が不要になる。

この実施形態に係る車両用ラジオノイズ除去装置が組み込まれて車両に搭載されたラジオ受信機の概略構成図である。ラジオ受信機が搭載された車両のメインアンテナとノイズアンテナの配設位置例を示す模式的構成図である。図１中のラジオノイズ除去装置の詳細な全体構成ブロック図である。図３中の第１及び第２バンドパスΣΔ変調器の詳細構成ブロック図である。図５Ａは、第１及び第２バンドパスΣΔ変調器を構成するＤ／Ａ変換器（同一回路構成）の構成例回路図、図５Ｂは、図５Ａ中の基準電圧調整源の構成例回路図である。図６は、図３中の第３バンドパスΣΔ変調器の詳細構成ブロック図である。図７は、図１に示したラジオ受信機の概略構成に、図３に示したラジオノイズ除去装置の全体構成ブロックを挿入して描いたラジオ受信機の詳細構成図である。

以下、この発明に係る車両用ラジオノイズ除去装置について好適な実施形態を挙げ、添付の図面を参照しながら詳細に説明する。

図１は、この実施形態に係る車両用ラジオノイズ除去装置（単に、ラジオノイズ除去装置ともいう。）１０が組み込まれ、車両５０（図２参照）に搭載されたラジオ受信機２０の概略構成図である。

図２は、ラジオ受信機２０が搭載された車両５０のメインアンテナ１１とノイズアンテナ１２の配設位置例を示す模式的構成図である。この車両５０は、エンジン（Ｅ）５８と電気モータ（Ｍ）６０の２つの動力源を持つハイブリッド自動車であるが、この発明は、ハイブリッド自動車以外の車両にも適用可能である。

図２に示すように、この実施形態において、ラジオ放送電波を受信するメインアンテナ１１は、車両５０のリアウインドシールド５２にプリント配線等により配設され、車両ノイズ電波を受信するノイズアンテナ１２は、金属製のフロントフード５４下のエンジン・モータルーム５６内に配設されている。ノイズアンテナ１２は、フロントフード５４の裏側にエンジン５８や電気モータ６０に対向するように取り付けてもよい。

このような配設構成となっているので、メインアンテナ１１は、放送所（不図示）等外部から送信されるラジオ放送電波を信号成分として受信すると共に、エンジン５８及び電気モータ６０が発生する車両ノイズ電波をノイズ成分として受信する。

また、ノイズアンテナ１２は、フロントフード５４が放送電波を遮蔽するので、エンジン５８及び電気モータ６０が発生する同じ車両ノイズ電波をノイズ成分として受信する。通常、メインアンテナ１１により受信されるノイズ成分の振幅（受信レベル）が、ノイズアンテナ１２により受信されるノイズ成分の振幅（受信レベル）より小さい。

図１に示すように、ラジオ受信機２０は、メインアンテナ１１と、このメインアンテナ１１に入力側が接続される前置バンドパスフィルタ１０２と、前置バンドパスフィルタ１０２の出力側に入力側が接続される低雑音高周波増幅器である前置増幅器１０４と、ノイズアンテナ１２と、このノイズアンテナ１２に入力側が接続される前置バンドパスフィルタ２０２と、前置バンドパスフィルタ２０２の出力側に入力側が接続される低雑音高周波増幅器である前置増幅器２０４と、メインアンテナ１１側の前置増幅器１０４の出力側が一方の入力端子１０６に接続されると共にノイズアンテナ１２側の前置増幅器２０４の出力側が他方の入力端子２０６に接続されるラジオノイズ除去装置１０と、ラジオノイズ除去装置１０の出力端子３０２に入力側が接続される後置バンドパスフィルタ３０４と、後置バンドパスフィルタ３０４の出力側に入力側が接続される検波・復調器であるＲＦチューナ３０６と、を備える。ＲＦチューナ３０６は、市販のＲＦチューナを利用することができる。ＲＦチューナ３０６の入力部にバンドパスフィルタの機能が付設されていれば、後置バンドパスフィルタ３０４は基本的に不要であるが、付設されている場合でも後置バンドパスフィルタ３０４があることにより、ノイズ成分が除去されたアナログＲＦ信号の波形が一層、原放送波に対して忠実な波形になる。

［ラジオ受信機２０の全体動作の概略的説明］
次に、基本的には以上のように構成されるラジオ受信機２０の全体動作について概略的に説明する。

ラジオ放送電波と車両ノイズ電波（例えば、エンジン５８や電気モータ６０の動作に伴うノイズ電波）の両方を受信したメインアンテナ１１からの出力信号は、ラジオ放送電波の帯域幅に制限（設定）された前置バンドパスフィルタ１０２を介し前置増幅器１０４を通じてラジオノイズ除去装置１０の一方の入力端子１０６に、アナログＲＦ信号Ａｒｆ１として供給される。

このアナログＲＦ信号Ａｒｆ１には、ラジオ放送電波に対応するアナログＲＦ信号成分Ｓａｒｆ１（後述するように、原放送波信号ともいう。）と、車両ノイズ電波に対応するアナログＲＦノイズ成分Ｎａｒｆ１とが含まれる。

一方、車両ノイズ電波を受信したノイズアンテナ１２からの出力信号は、上記の前置バンドパスフィルタ１０２と同様にラジオ放送電波の帯域幅に制限（設定）された前置バンドパスフィルタ２０２を介し前置増幅器２０４を通じてラジオノイズ除去装置１０の他方の入力端子２０６に、アナログＲＦノイズ成分Ｎａｒｆ２として供給される。

ラジオノイズ除去装置１０は、一方の入力端子１０６に供給されたアナログＲＦ信号Ａｒｆ１（アナログＲＦ信号成分Ｓａｒｆ１＋アナログＲＦノイズ成分Ｎａｒｆ１、つまり放送信号＋車両ノイズ成分）から、他方の入力端子２０６に供給されたアナログＲＦノイズ成分Ｎａｒｆ２（つまり、車両ノイズ成分）を、ＲＦ帯（高周波帯）のままで、両車両ノイズ成分、つまりアナログＲＦノイズ成分Ｎａｒｆ１とアナログＲＦノイズ成分Ｎａｒｆ２が同一振幅になるように調整した後、次の（１）式に示すように、減算処理することで、車両ノイズ成分を除去し、残された放送信号（放送波成分）のみを１ビットのＲＦパルス列（１ビットＲＦパルス列）Ｐｔに変換して出力端子３０２を通じて出力する。
Ａｒｆ１−Ｎａｒｆ２＝（Ｓａｒｆ１＋Ｎａｒｆ１）−Ｎａｒｆ２
＝Ｓａｒｆ１ …（１）

ラジオノイズ除去装置１０から出力された１ビットＲＦパルス列Ｐｔは、信号帯域外の成分が後置バンドパスフィルタ３０４で除去され、後置バンドパスフィルタ３０４により放送波成分（原放送波）のみのアナログＲＦ信号ＲＦｏｕｔ（ノイズ成分が除去された受信放送波に対応するアナログＲＦ信号）に変換されてＲＦチューナ３０６に供給される。

ＲＦチューナ３０６は、アナログＲＦ信号ＲＦｏｕｔを検波・復調する。ＲＦチューナ３０６の出力信号であるオーディオ信号は、オーディオ増幅器｛音声増幅器｝（不図示）を通じて車両５０の車室内のスピーカ（不図示）に供給され、前記スピーカから車室内に楽音（音声も含む。）が出力される。

なお、前置バンドパスフィルタ１０２、２０２、及び後置バンドパスフィルタ３０４、並びに前置増幅器１０４、２０４の必要性は、車種、仕向け等に基づき、ケースバイケースで決定される。

以上の説明が、ラジオノイズ除去装置１０を備えるラジオ受信機２０の全体動作についての概略的な説明である。

［ラジオノイズ除去装置１０の詳細説明］
次に、この実施形態に係るラジオノイズ除去装置１０の詳細な構成及び動作について説明する。

図３は、図１中のラジオノイズ除去装置１０の詳細な全体構成ブロック図を示している。

ラジオノイズ除去装置１０は、一方の入力端子１０６に入力側が接続される第１バンドパスΣΔ変調器（第１ＢＰＳＤＭ：BandPass Sigma Delta Modulator）２１と、他方の入力端子２０６に入力側が接続される第２バンドパスΣΔ変調器（第２ＢＰＳＤＭ）２２と、出力端子３０２に出力側が接続される第３バンドパスΣΔ変調器（第３ＢＰＳＤＭ）２３と、第１〜第３バンドパスΣΔ変調器２１〜２３に共通のクロックＣＬＫを供給するクロック発振器２４と、第１バンドパスΣΔ変調器２１より出力される第１デジタルＲＦ信号Ｄ１から第２バンドパスΣΔ変調器２２より出力される第２デジタルＲＦ信号Ｄ２を減算した差の出力を第３デジタルＲＦ信号Ｄ３として第３バンドパスΣΔ変調器２３の入力側に供給する減算器２５と、出力が第１及び第２バンドパスΣΔ変調器２１、２２の制御端子６５、７５に接続され、第１及び第２バンドパスΣΔ変調器２１、２２の負帰還利得をそれぞれ調整する利得比調整回路２８と、から構成される。

なお、ラジオノイズ除去装置１０において、クロック発振器２４は、第１〜第３バンドパスΣΔ変調器２１〜２３に共通のオーバーサンプリング周波数を有するクロックＣＬＫを発生して供給する他、必要に応じて減算器２５の入力側の第１デジタルＲＦ信号Ｄ１のデシメーション用クロック、減算器２５の出力側の第３デジタルＲＦ信号Ｄ３の発生のためのインターポーレーション用クロックを発生して供給する。なお、減算器２５の入出力側のクロック周波数は、オーバーサンプリング周波数、第１〜第３デジタルＲＦ信号Ｄ１〜Ｄ３のビット長、及びデジタル回路のサイズと動作周波数との兼ね合いにより最適値を選択すればよい。

図４は、図３中の第１及び第２バンドパスΣΔ変調器２１、２２の詳細構成ブロック図を示している。

第１バンドパスΣΔ変調器２１は、被減数端子にアナログＲＦ信号Ａｒｆ１が供給される減算器３２と、この減算器３２の差出力側に直列に接続されるバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）３４及び量子化器３６と、量子化器３６から出力される第１デジタルＲＦ信号Ｄ１をアナログ信号に変換し減算器３２の減数端子に供給するＤ／Ａ変換器３８とから構成されている。

第２バンドパスΣΔ変調器２２は、被減数端子にアナログＲＦノイズ成分Ｎａｒｆ２が供給される減算器４２と、この減算器４２の差出力側に直列に接続されるバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）４４及び量子化器４６と、量子化器４６から出力される第２デジタルＲＦ信号Ｄ２をアナログ信号に変換し減算器４２の減数端子に供給するＤ／Ａ変換器４８とから構成されている。

利得比調整回路２８の出力端子は、それぞれＤ／Ａ変換器３８、４８の制御端子６５、７５に接続されている。

図５Ａは、第１及び第２バンドパスΣΔ変調器２１、２２を構成するＤ／Ａ変換器３８、４８（同一回路構成）の例としての構成回路図を示している。

図５Ｂは、図５Ａ中のＤ／Ａ変換器３８、４８を構成する基準電圧調整源６２、７２の例としての構成回路図を示している。

Ｄ／Ａ変換器３８、４８は、それぞれ、帰還抵抗器Ｒａを備える反転増幅器８０と、Ｒ−２Ｒラダー抵抗８２と、第１デジタルＲＦ信号Ｄ１｛Ｂ１（ＭＳＢ）、…、Ｂｎ−１、Ｂｎ（ＬＳＢ）｝及び第２デジタルＲＦ信号Ｄ２｛Ｂ１（ＭＳＢ）、…、Ｂｎ−１、Ｂｎ（ＬＳＢ）｝の各ビットＢ１〜Ｂｎの状態１（Ｈｉｇｈ）、０（Ｌｏｗ）に応じて反転増幅器８０の非反転入力端子側又はＧＮＤ側に切り替えられるスイッチＳ１、…、Ｓｎ−１、Ｓｎを備える、周知のＲ−２Ｒラダー抵抗型の８ビットのＤ／Ａ変換器である。

基準電圧調整源６２、７２は、Ｄ／Ａ変換器３８、４８の各精密直流電圧源６４と、各抵抗器６６及び各可変抵抗器６８（７８）とからなる各抵抗分圧回路７０と、可変抵抗器６８、７８を調整することによって可変可能なフルスケール電圧である各基準電圧Ｖｒｅｆ１、Ｖｒｅｆ２を出力する各バッファ増幅器７４とから構成されている。

利得比調整回路２８の出力側に接続されている制御端子６５、７５は、可変抵抗器６８、７８の摺動端子に接続され、摺動端子が摺動されることで、基準電圧Ｖｒｅｆ（Ｖｒｅｆ１、Ｖｒｅｆ２）が可変される。なお、実際上、可変抵抗器６８、７８は、デジタル可変抵抗器により構成されている。なお、後述するように、各抵抗分圧回路７０は、各デジタル可変抵抗器ではなく、予め定めた各固定抵抗器による各抵抗分圧回路で構成することもできる。

図６は、図３中の第３バンドパスΣΔ変調器２３の詳細構成ブロック図を示している。

第３バンドパスΣΔ変調器２３は、被減数端子に第３デジタルＲＦ信号Ｄ３が供給される減算器８６と、この減算器８６の差出力側に直列に接続されるデジタルフィルタであるＢＰＦ（バンドパスフィルタ）８８及びコンパレータ９０と、コンパレータ９０から出力される１ビットＲＦパルス列Ｐｔを、１サンプリングクロック分遅延して減算器８６の減数端子に供給する遅延器９２とから構成されている。なお、この第３バンドパスΣΔ変調器２３は、１次の構成であるが、２次以上の高次構成でも考え方は同様である。

図７は、理解の便宜のために、図１に示したラジオ受信機２０の概略構成に、図３に示したラジオノイズ除去装置１０の全体構成ブロックを挿入して描いたラジオ受信機２０の詳細構成図である。

図４において、第１バンドパスΣΔ変調器２１及び第２バンドパスΣΔ変調器２２は、アナログＲＦ信号Ａｒｆ１及びアナログＲＦノイズ成分Ｎａｒｆ２を、それぞれ、１ビットのＲＦ信号である第１デジタルＲＦ信号Ｄ１及び第２デジタルＲＦ信号Ｄ２に変換する処理を行うので、ＲＦ帯での１ビットＡ／Ｄ変換器の機能を有することに留意する。

また、図６において、第３バンドパスΣΔ変調器２３は、１ビットのデジタルＲＦ信号である第３デジタルＲＦ信号Ｄ３を１ビットＲＦパルス列Ｐｔに変換する処理を行うので、ＲＦ帯での１ビットＤ／Ａ変換器（複号化器）の機能を有することに留意する。

次に、以上のように構成されるラジオノイズ除去装置１０の動作について説明する。

第１バンドパスΣΔ変調器２１は、放送電波及び車両ノイズ電波がメインアンテナ１１を介し前置バンドパスフィルタ１０２を通じて帯域制限され、低雑音高周波増幅器である前置増幅器１０４を通じて増幅されて生成されたアナログＲＦ信号Ａｒｆ１（アナログＲＦ信号成分Ｓａｒｆ１＋アナログＲＦノイズ成分Ｎａｒｆ１、つまり放送信号＋車両ノイズ成分）を、２値のｎビットのシリアル信号の列からなる第１デジタルＲＦ信号Ｄ１に変換する。この場合、第１デジタルＲＦ信号Ｄ１は、所望のデジタルＲＦ信号成分Ｓｄｒｆ１と、不要なデジタルＲＦノイズ成分Ｎｄｒｆ１とから構成されている（図３、図４参照）。

一方、第２バンドパスΣΔ変調器２２は、車両ノイズ電波がノイズアンテナ１２を介し前置バンドパスフィルタ２０２を通じて帯域制限され、前置増幅器２０４を通じて増幅されたアナログＲＦノイズ成分Ｎａｒｆ２を、２値の８ビットのシリアル信号からなる第２デジタルＲＦ信号Ｄ２に変換する。第２デジタルＲＦ信号Ｄ２は、不要なデジタルＲＦノイズ成分Ｎｄｒｆ２から構成されている（図３、図４参照）。

第１及び第２バンドパスΣΔ変調器２１、２２は、それぞれ１次の構成としているが、２次以上の高次構成としても考え方は同じである。

バンドパスフィルタ３４、４４は、ＡＭラジオ周波数帯、又はＦＭラジオ周波数帯で周波数特性がフラットな特性となるパッシブフィルタ又はアクティブフィルタを使用することができる。

実際上、量子化器３６、４６と、Ｄ／Ａ変換器３８、４８のビット数は、必要なダイナミックレンジ、所要帯域、バンドパスフィルタ３４、４４の次数、各種クロック周波数の相関関係から最適な値を決定することができる。

また、クロックＣＬＫが高速で、量子化器３６、４６と、Ｄ／Ａ変換器３８、４８とが低ビットの場合には、第１及び第２デジタルＲＦ信号Ｄ１、Ｄ２をデジタルフィルタでデシメーション（間引き）処理をするようにしてもよい。なお、第１及び第２デジタルＲＦ信号Ｄ１、Ｄ２をデジタルフィルタでデシメーション（間引き）処理した場合には、第３デジタルＲＦ信号Ｄ３をインタポレーション（補間）処理する。

減算器２５は、次の（２）式に基づいて、ＲＦ周波数帯で、第１デジタルＲＦ信号Ｄ１から第２デジタルＲＦ信号Ｄ２を減算し、差出力である第３デジタルＲＦ信号Ｄ３を生成する。
Ｄ３＝Ｄ１−Ｄ２
＝（所望のデジタルＲＦ信号成分Ｓｄｒｆ１と不要なデジタルＲＦノイズ成分Ｎｄｒｆ１との混合成分）−不要なデジタルＲＦノイズ成分Ｎｄｒｆ２ …（２）

すなわち、減算器２５は、第３デジタルＲＦ信号Ｄ３中の車両ノイズ成分ΔＮｄ（ΔＮｄ＝不要なデジタルＲＦノイズ成分Ｎｄｒｆ１−不要なデジタルＲＦノイズ成分Ｎｄｒｆ２）がゼロ値乃至最小値となるように制御処理する。

このため、利得比調整回路２８は、減算器２５による減算後の車両ノイズ成分ΔＮｄがゼロ値乃至最小値となるように、Ｄ／Ａ変換器３８の基準電圧Ｖｒｅｆ１と、Ｄ／Ａ変換器４８の基準電圧Ｖｒｅｆ２との比率Ｖｒｅｆ１／Ｖｒｅｆ２を、それぞれ可変抵抗器６８と可変抵抗器７８とを可変して調整する。

すなわち、利得比調整回路２８は、車両ノイズ成分ΔＮｄがゼロ値乃至最小値となるように、換言すれば、メインアンテナ１１を通じて得たデジタルＲＦノイズ成分Ｎｄｒｆ１のレベルと、ノイズアンテナ１２を通じて得たデジタルＲＦノイズ成分Ｎｄｒｆ２のレベルとが等しくなる（一致する）ように、第１及び第２バンドパスΣΔ変調器２１、２２の利得（負帰還利得）であるＤ／Ａ変換器３８、４８のフルスケール電圧である基準電圧Ｖｒｅｆ１、Ｖｒｅｆ２を基準電圧調整源６２、７２の可変抵抗器６８、７８を調整することで調整する。

なお、利得比調整回路２８から出力される各利得調整信号の値は、ノイズ発生源の位置とアンテナ位置との車両内での位置関係に応じて、車種毎に、予め実験的にあるいはシミュレーション等により決定しておくことができる。したがって、Ｄ／Ａ変換器３８、４８の各基準電圧Ｖｒｅｆ１、Ｖｒｅｆ２は、車種毎に固定抵抗器による各抵抗分圧回路で固定値に設定することも可能である。

このようにして、図６に示した第３バンドパスΣΔ変調器２３を構成する減算器８６の被減数端子には、不要な車両ノイズ成分ΔＮｄが除去された、放送波成分のみからなるデジタルＲＦ信号成分Ｓｄｒｆ１が供給される。

第３バンドパスΣΔ変調器２３のＢＰＦ８８は、ＡＭラジオ周波数帯、又はＦＭラジオ周波数帯で周波数特性がフラットな特性となるデジタルフィルタとされているので、一層、純粋な放送波成分のみからなるデジタルＲＦ信号成分Ｓｄｒｆ１を出力する。この場合、コンパレータ９０での１ビットＲＦパルス列Ｐｔに対する複号化誤差が遅延器９２を含むノイズシェーピング処理によって帯域内では小さくされ、より原信号に近い１ビットＲＦパルス列Ｐｔが出力される。

実際上、コンパレータ９０への入力ビット数は、ＢＰＦ８８のダイナミックレンジにより決定される。

また、コンパレータ９０から出力される１ビットＲＦパルス列Ｐｔの出力周波数は、第３デジタルＲＦ信号Ｄ３のダイナミックレンジと、クロックＣＬＫの周期であるサンプリングレートと、ＢＰＦ８８の次数により決定される最適値を選択することが好ましい。

なお、コンパレータ９０を２ビット以上の複数ビットのＲＦパルス列を出力する構成に変形してもよい。この場合には、コンパレータ９０は、対応ビットのＤ／Ａ変換器に代替される。例えば、２ビットのＲＦパルス列を出力する際には、２ビット入力で、０、１、２の３値出力のＤ／Ａ変換器とされ、出力の２ビットのＲＦパルス列は、０値と、１値を採るパルスと、２値を採るパルスの３レベルのパルス列になる。なお、このように、複数ビットのＲＦパルス列を出力する構成に変更した場合、遅延器９２の入力側に、対応する複数ビットのＡ／Ｄ変換器を挿入する必要がある。

［実施形態のまとめ］
図７に示すように、上述した実施形態に係るラジオノイズ除去装置１０は、第１バンドパスΣΔ変調器２１が、メインアンテナ１１で受信され、車両ノイズ電波が混入されたラジオ放送電波から得られたアナログＲＦ信号Ａｒｆ１を、第１デジタルＲＦ信号Ｄ１（デジタルＲＦ信号成分Ｓｄｒｆ１、デジタルＲＦノイズ成分Ｎｄｒｆ１）に変換して出力する。

第２バンドパスΣΔ変調器２２が、ノイズアンテナ１２で受信された車両ノイズ電波から得られたアナログＲＦノイズ成分Ｎａｒｆ２を、第２デジタルＲＦ信号Ｄ２（デジタルＲＦノイズ成分Ｎｄｒｆ２）に変換して出力する。

減算器２５が、第１デジタルＲＦ信号Ｄ１（Ｓｄｒｆ１、Ｎｄｒｆ１）から第２デジタルＲＦ信号Ｄ２（Ｎｄｒｆ２）を減算して、車両ノイズ除去デジタルＲＦ信号であるデジタルＲＦ信号Ｄ３を出力する。

第３バンドパスΣΔ変調器２３が、ノイズ除去デジタルＲＦ信号である第３デジタルＲＦ信号Ｄ３を１ビットＲＦパルス列Ｐｔに変換し、この１ビットＲＦパルス列Ｐｔを後置バンドパスフィルタ３０４にて変換したアナログ信号である前記原放送波信号に対応するＲＦ信号ＲＦｏｕｔを検波・復調してラジオ放送電波に含まれていたオーディオ信号を再生するＲＦチューナ３０６に供給する。

このように、この実施形態に係るラジオノイズ除去装置１０は、車両５０に搭載されるＡＭ／ＦＭのラジオ受信機２０のＲＦ周波数帯でのノイズキャンセラとして動作する。

より詳しくは、ラジオノイズ除去装置１０は、車両ノイズが混入された放送電波を受信するメインアンテナ１１と、車両５０内で発生された車両ノイズを受信するノイズアンテナ１２とを別々に用意し、メインアンテナ１１の出力からノイズアンテナ１２の出力である車両ノイズ成分だけを引き去ることで、受信ＲＦ信号であるアナログＲＦ信号Ａｒｆ１のＳ／Ｎ比を改善している。

従来技術では、信号と車両ノイズ成分とをそれぞれベースバンド周波数に周波数変換した後、ノイズ除去処理を実施していたが、この実施形態ではバンドパスシグマデルタ変調（ＢＰＳＤＭ）技術を利用することで、ＲＦ信号のまま演算を行うことができるようにした。この場合、ＲＦ信号受信の第１バンドパスΣΔ変調器２１と車両ノイズ受信の第２バンドパスΣΔ変調器２２を同一クロックＣＬＫで同期させ、Ａ／Ｄ変換した後に演算（減算）することで、従来技術のように、アナログミキサ回路での処理を原因とする２本のアンテナ間での位相誤差や振幅誤差の発生を抑制することができる。

また、メインアンテナ１１（信号アンテナ）とノイズアンテナ１２の間の利得調整を、第１及び第２バンドパスΣΔ変調器２１、２２の負帰還路のＤ／Ａ変換器３８、４８の基準電圧Ｖｒｅｆを調整することで実施しているので、別途のＡＧＣアンプ（ＡＧＣ回路）を搭載する必要がない。

さらに、演算後の第３デジタルＲＦ信号Ｄ３を、第３バンドパスΣΔ変調器２３によるバンドパスシグマデルタ変調（ＢＰＳＤＭ）技術によって１ビットＲＦパルス列Ｐｔに変換し、前記１ビットＲＦパルス列Ｐｔを、後置バンドパスフィルタ３０４を通すことで前記原放送波信号に対応するアナログＲＦ信号ＲＦｏｕｔにし、前記アナログＲＦ信号ＲＦｏｕｔに対して、市販のＲＦチューナ３０６をそのまま使って検波・復調を行うことができる。

メインアンテナ１１で受信した放送電波のアナログＲＦ信号Ａｒｆ１とノイズアンテナ１２で受信した車両ノイズ電波のアナログＲＦノイズ成分Ｎａｒｆ２を同一クロックＣＬＫで同期してリアルタイムにサンプリング処理できるので、エンジン点火ノイズやハイブリッド自動車における駆動用モータである電気モータ６０からから発生するノイズのように、時間的に不連続に発生するノイズ成分に対してもリアルタイムに対応可能であり、そのようなノイズの除去を簡単な構成で行うことができる。

バンドパスシグマデルタ変調（ＢＰＳＤＭ）技術を使用しているので、ノイズシェーピング次数とオーバーサンプリングレートを上げることによって所望のＳ／Ｎを得るための量子化器３６、４６とＤ／Ａ変換器３８、４８の所要ビット数を減らすことができることから、デジタル信号処理優先のデジタルリッチな回路構成となり、２つのアンテナ（メインアンテナ１１とノイズアンテナ１２）間のアナログ回路誤差を極小化することができる。

なお、この発明は、上述の実施形態に限らず、この明細書の記載内容に基づき、種々の構成を採り得ることはもちろんである。

１０…ラジオノイズ除去装置１１…メインアンテナ
１２…ノイズアンテナ２０…ラジオ受信機
２１〜２３…第１〜第３バンドパスΣΔ変調器
２５…減算器３８、４８…Ｄ／Ａ変換器

Claims

メインアンテナで受信された放送電波が入力アナログＲＦ信号として供給され、入力デジタルＲＦ信号に変換して出力する第１バンドパスΣΔ変調器と、
ノイズアンテナで受信された車両ノイズ電波が入力アナログＲＦノイズ成分として供給され、入力デジタルＲＦノイズ成分に変換して出力する第２バンドパスΣΔ変調器と、
前記入力デジタルＲＦ信号と前記入力デジタルＲＦノイズ成分とが供給され、車両ノイズ除去デジタルＲＦ信号を出力する演算器と、
前記車両ノイズ除去デジタルＲＦ信号を１ビット又は複数ビットのＲＦパルス列に変換して復調器に出力する第３バンドパスΣΔ変調器と、を備え、
前記演算器は、前記入力デジタルＲＦ信号から前記入力デジタルＲＦノイズ成分を減算して前記車両ノイズ除去デジタルＲＦ信号を出力する減算器からなる
ことを特徴とする車両用ラジオノイズ除去装置。
請求項１に記載の車両用ラジオノイズ除去装置において、
前記第１バンドパスΣΔ変調器と前記第２バンドパスΣΔ変調器が、同一クロックで同期して前記入力アナログＲＦ信号及び前記入力アナログＲＦノイズ成分をサンプリングする
ことを特徴とする車両用ラジオノイズ除去装置。
請求項１又は２に記載の車両用ラジオノイズ除去装置において、
前記第１バンドパスΣΔ変調器及び前記第２バンドパスΣΔ変調器は、それぞれ、負帰還路にＤ／Ａ変換器を備え、
前記入力デジタルＲＦ信号に含まれる車両ノイズ成分の振幅と前記入力デジタルＲＦノイズ成分の振幅が等しくなるように各前記Ｄ／Ａ変換器の基準電圧を調整する
ことを特徴とする車両用ラジオノイズ除去装置。