JP2016063556A

JP2016063556A - 無停電電源装置の制御装置

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Publication number: JP2016063556A
Application number: JP2014187185A
Authority: JP
Inventors: 康寛玉井; Yasuhiro Tamai
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2014-09-16
Filing date: 2014-09-16
Publication date: 2016-04-25
Anticipated expiration: 2034-09-16
Also published as: JP5664819B1

Abstract

【課題】無停電電源装置の直流部の電圧アンバランスを抑制し、負荷への給電に悪影響を与えることなく運転を継続可能とした制御装置を提供する。
【解決手段】３レベルコンバータ１１，３レベルインバータ１２、及び、インバータ給電に代えて交流電圧を負荷に供給するバイパス回路１５と、を備えた無停電電源装置１０を制御するための制御装置において、直流部１４の直流中点Ｎ_Ｄの電位を基準としたコンデンサＣ_Ｄ１の電圧Ｅ_Ｄ１とコンデンサＣ_Ｄ２の電圧Ｅ_Ｄ２との偏差が第１の基準値を超えた時に、直流電圧アンバランスを示す警報を発生するためのアンバランス監視手段２０及び警報発生手段３０と、前記偏差が第１の基準値を超えた時に、コンバータ１１の制御ゲインを、直流電圧アンバランス抑制用のゲインに切り換えるゲイン調整手段５１と、を備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、特に主回路構成が３レベルのコンバータ及びインバータを組み合わせた３レベル変換器において、直流部の分圧用コンデンサにより形成される電圧のアンバランスを抑制して安定な動作を可能とする無停電電源装置（ＵＰＳ）の制御装置に関する。

任意の振幅・周波数の交流電圧を負荷に供給するシステムとして、ＰＷＭコンバータ・インバータシステムがある。このシステムは、系統電源の交流電圧をＰＷＭコンバータにより直流電圧に変換し、その直流電圧をＰＷＭインバータにより所望の振幅・周波数の交流電圧に変換するものである。このようなシステムは、モータ駆動用インバータや無停電電源装置などの用途で、幅広く適用されている。

近年、高調波や損失の低減という観点から、ＰＷＭコンバータ・インバータシステムの主回路を３レベル化することが注目されている。
ここで、図８は、３相フルブリッジ型の３レベルインバータの主回路構成例を示している。３レベルインバータは、１相当たり４個の半導体スイッチング素子（例えば、Ｕ相についてはスイッチング素子Ｓ_１Ｕ，Ｓ_２Ｕ，Ｓ_３Ｕ，Ｓ_４Ｕ）を備えており、インバータの直流部は、コンデンサＣ_Ｄ１，Ｃ_Ｄ２が直列に接続されて直流入力電圧Ｅ_Ｄが２分割されている。

一例として、図８におけるＵ相の動作を説明する。Ｕ相出力端子は、スイッチング素子Ｓ_１Ｕ，Ｓ_２Ｕをオンさせると、コンデンサＣ_Ｄ１，Ｃ_Ｄ２同士の接続点である直流中点Ｎ_Ｄを基準（０電圧）として正の電圧（＋Ｅ_Ｄ１）を出力し、スイッチング素子Ｓ_２Ｕ，Ｓ_３Ｕをオンさせると０電圧を出力し、スイッチング素子Ｓ_３Ｕ，Ｓ_４Ｕをオンさせると負の電圧（−Ｅ_Ｄ２）を出力する。
すなわち、スイッチング素子Ｓ_１Ｕ〜Ｓ_４Ｕの３つの状態を組み合わせることにより、Ｕ相出力端子の電圧を３つのレベルに変化させ、各レベルの時間比率等を変化させて任意の電圧を出力可能としている。このように３レベル化を行うと、出力電圧の高調波が少なくなる、スイッチング損失が少なくなる、高圧・大容量化が容易になる等の利点があるため、無停電電源装置においても３レベル化が進んでいる。

さて、３レベル変換器の課題の一つとして、２分割されたコンデンサの電圧分担アンバランス（以下、直流電圧アンバランスという）の制御が挙げられる。
例えば図８において、本来であれば、コンデンサＣ_Ｄ１，Ｃ_Ｄ２の電圧Ｅ_Ｄ１，Ｅ_Ｄ２は等しい値になるべきである。しかし、スイッチング素子Ｓ_２Ｕ，Ｓ_３Ｕをオンさせて０電圧を出力させる時は、直流中点Ｎ_Ｄに電流が流れることになり、このことは、直流中点Ｎ_Ｄの電位が変化する、つまり、電圧Ｅ_Ｄ１，Ｅ_Ｄ２にアンバランスが生じることを表している。

上記の直流電圧アンバランスは、特に半波整流負荷のように、正負非対称な電流が流れる負荷が接続された場合に顕著となる。また、正負対称な電流が流れる線形負荷が接続されていたとしても、主回路の半導体素子の特性のバラつきや検出回路の誤差がある場合に発生することがある。

直流電圧アンバランスが顕著になると、インバータが指令通りの電圧を出力できなくなるだけでなく、主回路素子に耐圧を超えた電圧が印加され、最悪の場合には装置を破壊するおそれもある。よって、３レベル変換器では、直流電圧アンバランスを抑制する何かしらの手段が必須となる。

以上のような背景のもとで、特許文献１には、インバータの制御により直流電圧アンバランスを抑制する方法が開示されている。
図９は、特許文献１に記載された３レベルインバータの制御回路１００を示しており、１０１は、２個のコンデンサの電圧Ｅ_Ｄ１，Ｅ_Ｄ２の偏差Ｓ_１を零にするように６倍周波数の正弦波の振幅Ｓ_２を演算する調節器、１０２は各相の位相角θ_Ｒ ^＊，θ_Ｓ ^＊，θ_Ｔ ^＊に対応するｓｉｎ（６θ）の値を出力するｓｉｎ（６θ）テーブルである。

この従来技術では、インバータの出力相電圧指令Ｖ_Ｒ ^＊，Ｖ_Ｓ ^＊，Ｖ_Ｔ ^＊に対して６倍周波数の正弦波を加算することにより最終的な出力相電圧指令Ｖ_Ｒ ^＊＊，Ｖ_Ｓ ^＊＊，Ｖ_Ｔ ^＊＊を生成し、これらの出力相電圧指令Ｖ_Ｒ ^＊＊，Ｖ_Ｓ ^＊＊，Ｖ_Ｔ ^＊＊を用いてＰＷＭ制御を行い、所望の交流電圧を発生させている。これは、インバータが０電圧を出力する時間を変化させる操作であり、その結果、直流中点に流れる電流を変化させて直流電圧アンバランスを抑制することができる。
なお、この従来技術では、出力相電圧指令Ｖ_Ｒ ^＊，Ｖ_Ｓ ^＊，Ｖ_Ｔ ^＊に正弦波を加算することになるが、その正弦波の周波数は出力周波数の６倍であるため、この操作によってインバータの出力線間電圧が変化することはなく、負荷への影響はない。

また、特許文献２には、直流電圧アンバランスを抑制する別の方法が開示されている。
図１０は、特許文献２に記載された従来技術を示している。この従来技術では、３レベルインバータの主回路１５０に半導体スイッチング素子ＤＢ_１，ＤＢ_２からなるスイッチングアームとリアクトルＬ_１が追加されており、スイッチング素子ＤＢ_１，ＤＢ_２のオン・オフを制御することによって直流電圧アンバランスを抑制している。

しかし、図９または図１０に示した何れの直流電圧アンバランス抑制手段を適用するにせよ、そのアンバランス抑制能力には一定の限界がある。
例えば、図１０に示したようにをスイッチング素子ＤＢ_１，ＤＢ_２からなる専用のスイッチングアーム及びリアクトルＬ_１を付加する場合、直流電圧アンバランスの抑制能力はリアクトルＬ_１の容量によって決まる。このため、アンバランス抑制能力を向上させようとすると、リアクトルＬ_１が大型化し、装置のコスト上昇や体積増加を招くため限界がある。
また、図９に示したように、変換器の制御によって直流電圧アンバランスを抑制する場合も同様である。

上記の点に鑑み、特許文献３には、３レベル変換器を用いた無停電電源装置において、装置の抑制能力を超えた直流電圧アンバランスが発生した場合でも装置を継続的に運転可能とする技術が開示されている。
図１１は、特許文献３に記載された制御装置のブロック図であり、３レベルコンバータ・インバータシステムにおけるコンバータを制御するためのものである。

図１１において、１６１は、系統電圧Ｖ_ｃｎｖ，系統電流Ｉ_ｃｎｖ，直流電圧指令値Ｖ_{ｄｃＲＥＦ}，正極側及び負極側のコンデンサ電圧Ｖ_ｄｃＰ，Ｖ_ｄｃＮの和に基づいて各相の電圧指令値Ｖ_ｕｎ，Ｖ_ｖｎ，Ｖ_ｗｎを演算する演算手段、１６２は系統電圧Ｖ_ｃｎｖの停電を判定し、信号ＳＧ_１を出力する判定手段、１６３はコンデンサ電圧Ｖ_ｄｃＰ，Ｖ_ｄｃＮの偏差から停電時の電圧指令値Ｖ_ｕｎ’，Ｖ_ｖｎ’，Ｖ_ｗｎ’を演算する演算手段、１６４はコンデンサ電圧Ｖ_ｄｃＰ，Ｖ_ｄｃＮの偏差の絶対値を演算する絶対値演算器、１６５は上記絶対値を閾値と比較して信号ＳＧ_２を出力する判定手段、１６６，１６７はそれぞれＰＷＭパルスＰ_ｃ１，Ｐ_ｃｃ２を演算するパルス演算器、１６８は前記信号ＳＧ_２に基づきＰＷＭパルスＰ_ｃｃ２または零パルスをＰ_ｃ２として出力する判定手段、１６９はコンバータに供給するＰＷＭパルスＰ_ｃをＰ_ｃ１，Ｐ_ｃ２の間で切り替えるスイッチである。

この従来技術において、電源の正常時はコンバータを制御してインバータに電力を供給すると同時に、演算手段１６１の動作により直流電圧アンバランスを抑制している。
電源が停電して直流部の２個のコンデンサに電圧アンバランスが生じると、コンバータの動作を一旦停止し、蓄電池からインバータへ電力を供給する。その後、コンバータの動作を再開し、電圧が高いコンデンサの負荷を放電するようにコンバータを制御することで、コンデンサの電圧をバランスさせている。すなわち、図１１の制御ブロックにより、コンバータを直流電圧アンバランスを抑制するためだけに動作させることで、直流電圧アンバランスの抑制能力を向上し、アンバランス発生後も装置の運転継続を可能としている。

特開平７−７９５７４号公報（段落［００３７］〜［００３９］、図１等）特開２０００−１９９７３８号公報（段落［０００８］〜［００１０］、図１，図２等）特開２０１３−２４７７２４号公報（段落［００２６］〜［００３９］、図１〜図３等）

無停電電源装置では、電源の停電時など、入力電圧に何らかの異常が発生した時は、バックアップ運転により、蓄電池の電力を利用してインバータから負荷へ電力を供給している。しかし、蓄電池の充電量が不十分であると蓄電池からインバータへ電力が供給されず、負荷への給電に悪影響が生じて最悪の場合は電力が供給されなくなる可能性がある。
このため、特許文献３の従来技術を用いて直流電圧アンバランスの抑制動作を頻繁に行う場合には、蓄電池の充電量が不足するおそれがあり、停電時に蓄電池の電力を利用したバックアップ運転の継続時間が短くなる、負荷への給電が正常に行えなくなる、等の問題が生じることもある。

そこで、本発明の解決課題は、３レベル変換器を用いた無停電電源装置において、直流電圧アンバランスが生じた場合でも負荷への給電に悪影響を与えることなく運転を継続可能とした制御装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に係る発明は、
交流入力電圧を直流電圧に変換して出力するコンバータであって、直流部の正負電路間に複数のコンデンサが直列に接続され、前記コンデンサの直列回路の中点電位を基準として正電位及び負電位を発生させる３レベルコンバータと、
前記コンバータに前記直流部を介して接続され、相ごとに前記正電位，負電位，中点電位のうちの何れかを出力させて任意の振幅・周波数の交流電圧を負荷に供給する３レベルインバータと、
前記インバータに代えて交流電圧を前記負荷に供給するバイパス回路と、
を備えた無停電電源装置を制御するための制御装置において、
前記中点電位を基準とした前記正電位の大きさと前記負電位の大きさとの偏差が第１の基準値を超えた時に直流電圧アンバランスを判定して警報を発生するための手段と、
前記偏差が第１の基準値を超えた時に、前記コンバータを制御するゲインを直流電圧アンバランス抑制用のゲインに切り換える手段と、を備えたものである。

請求項２に係る発明は、請求項１に記載した無停電電源装置の制御装置において、前記偏差が、第１の基準値よりも大きい第２の基準値を超えた時に、前記インバータによる前記負荷への給電から前記バイパス回路による前記負荷への給電に切り換える手段を備えたものである。

請求項３に係る発明は、請求項２に記載した無停電電源装置の制御装置において、前記負荷を流れる電流の波形を解析する負荷電流解析手段を備え、前記インバータによる前記負荷への給電から前記バイパス回路による前記負荷への給電に切り換えた後に、前記負荷電流解析手段は、負荷電流の波形の解析結果に応じて、前記バイパス回路による前記負荷への給電から前記インバータによる前記負荷への給電に再び切り換える切換許可信号を生成するものである。

請求項４に係る発明は、請求項３に記載した無停電電源装置の制御装置において、前記切換許可信号を生成しない時に前記警報を発生させるものである。

請求項５に係る発明は、請求項３または４に記載した無停電電源装置の制御装置において、前記負荷電流解析手段は、前記負荷電流の直流成分が基準値以下である場合に前記切換許可信号を生成するものである。

請求項６に係る発明は、請求項２に記載した無停電電源装置の制御装置において、前記インバータによる前記負荷への給電から前記バイパス回路による前記負荷への給電に切り換えた切換回数をカウントする手段と、前記切換回数の所定時間内のカウント数が基準回数を超えた時に装置の故障と判定して装置の運転を停止させる手段と、を備えたものである。

本発明によれば、主回路が３レベルコンバータ・インバータにより構成された無停電電源装置において、直流電圧アンバランスをコンバータの制御によって抑制することができる。
また、必要に応じて、直流電圧アンバランスの発生時にはバイパス回路による給電に切り換えるため、装置の継続的な運転を可能にして負荷への悪影響を防止することができる。

本発明の実施形態が適用される無停電電源装置の主回路構成図である。本発明の第１実施形態に係る制御装置の構成図である。図２における直流電圧アンバランス監視手段の構成図である。本発明の第１実施形態におけるコンバータの制御手段の構成図である。本発明の第２実施形態に係る制御装置の構成図である。図５における負荷電流解析手段の構成図である。本発明の第３実施形態に係る制御装置の構成図である。３レベルインバータの主回路構成図である。特許文献１に記載された従来技術の構成図である。特許文献２に記載された従来技術の構成図である。特許文献３に記載された従来技術の構成図である。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
まず、図１は、本発明の実施形態が適用される無停電電源装置の主回路構成図である。この無停電電源装置１０は、直流部１４を介して互いに接続された３相の３レベルコンバータ１１及び３レベルインバータ１２と、直流部１４の正負電路間に直列に接続された等容量値のコンデンサＣ_Ｄ１，Ｃ_Ｄ２（Ｎ_Ｄは直流中点を示す）と、３レベルインバータ１２と負荷との間に接続されたスイッチＳＷ_１と、負荷にバイパス電圧を供給するためのバイパス回路１５に設けられたスイッチＳＷ_２と、直流部１４と外部の蓄電地との間に接続されたチョッパ１３と、を備えている。ここで、スイッチＳＷ_１，ＳＷ_２は、例えば電磁接触器である。

上記構成において、直流部１４のコンデンサは２個である必要はない。すなわち、直流部１４に、直流中点Ｎ_Ｄの電位（０電位）を基準として大きさが等しい正電位（＋Ｅ_Ｄ１）及び負電位（＋Ｅ_Ｄ１）を発生させれば良いため、直列接続されるコンデンサの数は問わない。

なお、３レベルコンバータ１１には外部の３相交流電源から交流電圧が入力されており、バイパス電圧は、上記３相交流電源から、あるいは別系統の交流電源から供給されている。また、図１において、コンバータ１１への交流入力電圧が停電により消失した場合でも、バイパス電圧を別系統の交流電源から供給すれば無停電電源装置としての機能を果たすため、チョッパ１３は本発明に必須のものではない。

次に、この無停電電源装置１０の一般的な動作を説明する。
通常時はスイッチＳＷ_１がオン、バイパス回路１５のスイッチＳＷ_２がオフの状態で、直流部１４の電圧を利用してインバータ１２が負荷に電力を供給する（インバータ給電状態）。コンバータ１１及びインバータ１２は３レベル変換器であるため、直流部１４の電圧はコンデンサＣ_Ｄ１，Ｃ_Ｄ２により２分割されている。

インバータ１２によって負荷へ正常に電力を供給するためには、コンデンサＣ_Ｄ１，Ｃ_Ｄ２の電圧Ｅ_Ｄ１，Ｅ_Ｄ２の総和を一定値以上に保つだけでなく、電圧Ｅ_Ｄ１，Ｅ_Ｄ２をバランスさせる必要がある。その手段としては、前述した従来技術のように、コンバータ１１またはインバータ１２の制御にアンバランス抑制機能を持たせる、直流電圧バランスを制御する専用の半導体スイッチングアームを設ける等、種々の方法があるが、本発明では、後述するように、コンバータ１１を制御するゲインを調整して直流電圧アンバランスを抑制することが望ましい。

スイッチＳＷ_２を含むバイパス回路１５は、直流電圧アンバランス状態を含む装置故障時の給電用バックアップ回路である。コンバータ１１，インバータ１２，チョッパ１３を含む装置内部で過電圧や過電流が発生した場合や、直流電圧アンバランスが著しい場合など、装置の運転継続が困難な場合は、即座にスイッチＳＷ_１をオフし、スイッチＳＷ_２をオンすることで、バイパス回路１５を経由して外部の交流電源から負荷への給電を継続する（バイパス給電状態）。

次に、図２は本発明の第１実施形態に係る制御装置の構成図である。この第１実施形態は請求項１，２に係る発明に相当する。
図２において、直流電圧アンバランス監視手段２０は、直流部１４のコンデンサＣ_Ｄ１，Ｃ_Ｄ２の電圧Ｅ_Ｄ１，Ｅ_Ｄ２を監視し、直流電圧アンバランスが発生したと判断した時は、警報発生指令やバイパス切換指令を出力する。

直流電圧アンバランス監視手段２０の構成例を、図３に示す。
図３に示すように、コンデンサＣ_Ｄ１，Ｃ_Ｄ２の電圧Ｅ_Ｄ１，Ｅ_Ｄ２をそれぞれ検出し、その偏差を減算手段２１により求めると共に、絶対値演算手段２２により偏差の絶対値を演算する。そして、偏差絶対値を第１，第２の比較手段２３，２４により第１，第２の基準値と各々比較し、以下に示す条件に応じた指令を出力する。

例えば、偏差絶対値が第１の基準値よりも大きい場合、第１の比較手段２３が警報発生指令を出力する。警報発生指令は図２における警報発生手段３０へ送られ、警報発生手段３０は、直流電圧アンバランスが発生していることを音声により発報し、または、モニタなどに表示して警報を発生する。この動作は、運転継続が不能になるほどではないが、直流電圧アンバランスが発生しており、このままの状態が継続すると運転不能になる可能性もあることをユーザに喚起するのが目的である。

警報発生指令は、図４に示すコンバータ制御手段にも同時に送られ、コンバータ制御の動作を変更することで直流電圧アンバランスの抑制を試みる。
なお、図４に示したコンバータ制御手段は一般的なものであるが、コンバータ制御手段の構成は図４に何ら限定されるものではない。

まず、図４の動作の概要を説明する。
コンバータ１１が出力する直流電圧指令と直流電圧検出値との偏差を減算手段５２により求め、この偏差を零にするようなＰＩ調節手段５３の動作により、コンバータ１１の入力電流指令を演算する。この入力電流指令を電流制御手段５４に入力し、コンバータ１１が出力するべき電圧指令を演算する。この出力電圧指令をキャリアと比較することにより、コンバータ１１の各スイッチング素子に対するオン・オフ指令（ＰＷＭ信号）が生成される。

本実施形態において、直流電圧アンバランスが発生して前述の警報発生指令が出力された時は、ゲイン調整手段５１により、入力電流指令を演算するＰＩ調節手段５３のゲインを、直流電圧アンバランスを抑制するために設定された専用のゲインに切り換える。
ゲイン調整手段５１によるＰＩ調節手段５３のゲイン調整方法としては、比例ゲインを大きくする、積分時定数を小さくする、などの方法により、直流電圧アンバランスが発生していない通常時よりもコンバータ１１の応答を速くすればよい。その理由を以下に説明する。

直流電圧アンバランスが発生する要因としては、装置のどこかに故障が発生した場合を除けば、半波整流負荷のように正負非対称の電流が流れる負荷が接続された場合が挙げられる。これは、直流電圧のバランス・アンバランスは直流中点Ｎ_Ｄへ流入する電流の総和で変化し、その総和が０の場合には各コンデンサの直流電圧がバランスしている状態が維持されるが、正負非対称な電流が流れると、直流中点Ｎ_Ｄへ流入する電流の総和が正負の何れかにずれるので、直流電圧アンバランスに至ってしまうためである。

一般的に、コンバータは、入力電圧に対して力率１の正弦波状の電流を流すように動作することで、直流電圧を一定に保っている。基本的には、入力電流と負荷側の電流とは一致しないため、瞬時電力でみると入力電力と出力電力とは一致しないが、１周期の平均値は一致させるように動作するので、直流電圧を一定に制御することが可能である。
よって、インバータ１２の負荷に半波整流負荷などを接続すると、入力側は正負対称な電流であるが、出力側は正負非対称な電流が流れるようになり、直流中点Ｎ_Ｄに流入する電流の総和が０からずれていくため、直流電圧アンバランス状態になりやすい。

図４に示したように、ゲイン調整手段５１を用いてコンバータ制御の応答を上げていくと、入出力の瞬時電力が一致するようになってくる。これは、コンバータ制御の応答を上げると、入力電流波形が出力電流波形に近づいていくことを示している。また、入出力の電流波形が同一であれば、正負非対称な電流であっても、直流中点Ｎ_Ｄを流れる電流の総和は０になる。これは、コンバータ制御の応答を上げることで、直流電圧アンバランスを抑制できることを示している。
ただし、コンバータ本来の目的である「入力電流を正弦波状にする」という機能は犠牲になるが、本実施形態では、コンバータ制御の応答を上げる時は最小限にすることで装置の運転継続を可能とし、信頼性を向上させることができる。

図４に示したようなコンバータ制御手段を用いれば、所定の条件が成立した時にコンバータ制御の応答を上げて直流電圧アンバランスを抑制することができる。
しかし、コンバータ制御によって対応できる範囲には一定の限界があり、想定以上に大きな半波整流負荷が接続された場合や、装置内部の一部が故障して直流電圧アンバランス抑制機能が正常に動作しなくなった場合には、直流電圧アンバランスを抑制しきれず、運転継続が不可能になってしまう。この課題を解決するのが、請求項２の発明であり、具体的には以下のとおりである。

すなわち、図３に示した直流電圧アンバランス監視手段においては、コンデンサＣ_Ｄ１，Ｃ_Ｄ２の電圧Ｅ_Ｄ１，Ｅ_Ｄ２の偏差絶対値が第２の基準値（＞第１の基準値）を超えた場合に、第２の比較手段２４がバイパス切換指令を出力するようになっている。
バイパス切換指令が図２におけるバイパス回路切換手段４０に入力されると、バイパス回切換手段４０は、図１のスイッチＳＷ_１をオフし、スイッチＳＷ_２をオンさせるようなオンオフ指令を出力すると同時に、インバータ給電をバイパス給電に切り換えるためのインバータ制御動作切換指令を出力する。

なお、図２におけるバイパス回路切換手段４０に入力されている故障一括信号は従来から存在しており、この故障一括信号は、装置各部の過電圧検出信号や過電流検出信号を一括してこれらの信号発生時に、インバータ給電をバイパス給電に切り換えるためのものである。
しかしながら、この実施形態は、直流電圧アンバランス発生時にもバイパス給電に切り換える点が従来技術とは異なっている。すなわち、従来技術に対しては、バイパス給電に切り換える条件が変わっただけであり、バイパス回路切換手段４０の動作自体には変更がない。

前述したごとく、直流電圧アンバランスが発生する要因としては、半波整流負荷のように正負非対称の電流が流れる負荷が接続される、検出回路などの装置内部の故障により直流電圧アンバランス抑制手段の正常な動作が不可能になる、等が考えられる。何れの要因にせよ、インバータ１２から負荷への給電を一旦停止してバイパス回路１５からの給電に切り換えれば、直流電圧アンバランスを発生させる要因が取り除かれ、アンバランスが収まることになる。

但し、無停電電源装置においてバイパス回路１５を使用できるのは緊急時であるため、本実施形態では、図４に示したような手段によってコンバータ１１制御の動作を変更しても直流電圧アンバランスを抑制できない場合のみ、バイパス給電に切り換えるようにした。最終的には、所定の条件を満たした後に再びインバータ１２からの給電に自動的に切り換えることで、装置の運転継続が可能となる。
上記のように、第１実施形態によれば、引用文献３のように蓄電池の電力を利用することなく、直流電圧アンバランスが生じた場合でも無停電電源装置としての運転を継続することができる。

更に、直流電圧アンバランスを検出して、一旦、バイパス回路１５からの給電に切り換えた後、どのような要因で直流電圧アンバランスが生じたのか、インバータ給電に再び切り換えても問題ないかを判別することで、装置の信頼性をより向上させる着想が請求項３以降の発明であり、以下に詳述する。

図５は、本発明の第２実施形態を示す構成図であり、請求項３〜５に係る発明に相当する。なお、この第２実施形態においても、図２の直流電圧アンバランス監視手段２０、図３に示した上記監視手段２０の内部構成、図４のコンバータ制御手段等を備えることができる。

図５において、負荷電流解析手段６０は、直流電圧アンバランスが発生してバイパス回路１５からの給電状態に切換わった後、負荷電流を検出し、その波形を解析する。そして、半波整流負荷のように直流電圧アンバランスを引き起こすような負荷ではないと判断したら、インバータ給電切換手段７０へ切換許可信号を送る。この切換許可信号が入力されたインバータ給電切換手段７０は、図１におけるスイッチＳＷ_１をオンし、スイッチＳＷ_２をオフさせるオン・オフ指令を出力し、バイパス給電状態からインバータ給電状態に戻す。

一方で、負荷電流解析手段６０による解析結果から、負荷に起因して直流電圧アンバランスが発生したと判断したら、その判断結果に基づく警報発生指令を警報発生手段３０に送り、前記同様に音声発報やモニタ表示等により警報を発生してユーザの注意を喚起し、対策を促す。
なお、図５におけるインバータ給電切換手段７０は、バイパス給電状態からインバータ給電状態に切り換えるための各種処理を実行する手段であり、一般的な無停電電源装置の機能と同一でよい。

この第２実施形態によれば、負荷変動のような外的要因で想定外の過渡的な直流電圧アンバランスが発生した場合などは、一旦、バイパス給電に切り換え、直流電圧アンバランスが収まった後に自動的にインバータ給電へと切り換えることで、無停電電源装置から負荷への給電を安定して継続することができる。一方、負荷の種類に起因して直流電圧アンバランスが発生した場合は、ユーザに原因を通知し、対策を行った後に通常の運転に復帰させることが可能である。
何れの場合にせよ、本実施形態によれば、装置の信頼性を大きく向上させることができる。

次いで、図６は負荷電流解析手段６０の構成図である。
ＤＣＣＴ（直流変流器）などの電流検出手段により、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の負荷電流波形を制御装置内部に取得する。検出した負荷電流波形を時定数の大きなローパスフィルタ６１_Ｕ，６１_Ｖ，６１_Ｗに入力して直流成分を抽出し、その絶対値を絶対値演算手段６２_Ｕ，６２_Ｖ，６２_Ｗによりそれぞれ演算する。

次に、絶対値演算手段６２_Ｕ，６２_Ｖ，６２_Ｗの出力を共通の基準値が与えられた各相の比較手段６３_Ｕ，６３_Ｖ，６３_Ｗに入力し、これらの比較手段６３_Ｕ，６３_Ｖ，６３_Ｗの出力を論理和手段６４に入力する。
論理和手段６４の出力はイネーブル信号と共に第１の論理積手段６５に入力されている。ここで、出力イネーブル信号は、警報発生指令及びインバータ給電切換許可信号の外部出力許可を制御する信号であり、例えば、直流電圧アンバランスによりバイパス給電に切換わってから所定の遅延時間を経過した後にワンショットで有効となるような信号である。
また、論理和手段６４の出力は、否定手段６６を介して第２の論理積手段６７に入力されている。この論理積手段６７には出力イネーブル信号も入力されており、論理積手段６７の出力がインバータ給電切換許可信号となっている。

以上のような構成により、３相のうちの何れかの相の直流成分絶対値が基準値を超え、かつ、出力イネーブル信号が有効である場合に警報発生指令を出力し、直流成分絶対値が基準値以下である場合にはインバータ給電切換許可信号を出力することができる。
上記の動作は、不要なタイミングで警報発生指令またはインバータ給電切換許可信号を出力させないためのものであり、前記遅延時間は負荷電流の解析、すなわち直流成分の抽出に要する時間に相当する。すなわち、例えば正負非対称な負荷電流が流れる時に直流電圧アンバランスが発生するので、負荷電流の直流成分の有無を利用して負荷電流の解析を行うようにしたものである。

次に、図７は本発明の第３実施形態を示す構成図であり、請求項６に係る発明に相当する。図７における基本的な構成は図２と同様であるため、ここでは図２との相違点を中心に説明する。
なお、この実施形態においても、図２の警報発生手段３０、図４に示したようなゲイン調整手段５１等を含むコンバータ制御手段を備えることができる。

図７において、カウンタ８０は、直流電圧アンバランスが発生してバイパス給電への切り換えを行った回数をカウントする。このカウント値を故障判別手段９０へ送り、所定時間内に前記カウント値が基準回数以上になったら、装置停止指令を出力して無停電電源装置の運転を停止させる。なお、故障判別手段９０は、上記の所定時間が経過する都度、カウンタ８０のカウント値をクリアする。

この第３実施形態は、装置内部に異常が発生し、直流電圧アンバランスの抑制手段が正常に動作できなくなった場合への対応を目的としている。この場合、直流電圧アンバランスを検出してバイパス給電へ切り換えた後、図５の負荷電流解析手段６０が負荷電流を解析しても特に異常は検出されないので、インバータ給電切換手段７０により、バイパス給電からインバータ給電へ戻す指令が発生する。

しかし、インバータ給電に戻ったとしても、直流電圧アンバランスの抑制手段は依然として正常に動作できないので、直流電圧アンバランスを再び検出してしまい、結果として、インバータ給電状態とバイパス給電状態との切換動作を繰り返すことになる。
そこで、本実施形態においては、直流電圧アンバランスによるバイパス給電への切換が短時間で多発する場合は、装置に何かしらの故障があり、このままの状態で運転を継続すると危険であるため、装置の運転を停止させるようにしたものである。

以上説明したように、各実施形態によれば、３レベル変換器を用いた無停電電源装置において、直流電圧アンバランスが発生した時に発生要因に応じた最適な処置を実施することができるため、装置の信頼性向上に大きく寄与するものである。また、本発明は制御装置内部のＣＰＵに実装するプログラムを変更することで実現可能であり、ハードウェアの追加が不要であるため、コスト面でも有利である。
更に、前述した特許文献３のように蓄電池の電力を利用しないので、交流電源の停電時においてインバータによるバックアップ運転に悪影響を及ぼさない等の利点もある。

１０：無停電電源装置
１１：３レベルコンバータ
１２：３レベルインバータ
１３：チョッパ
１４：直流部
１５：バイパス回路
２０：直流電圧アンバランス監視手段
２１：減算手段
２２：絶対値演算手段
２３，２４：比較手段
３０：警報発生手段
４０：バイパス回路切換手段
５１：ゲイン調整手段
５２：減算手段
５３：ＰＩ調節手段
５４：電流制御手段
６０：負荷電流解析手段
６１_Ｕ，６１_Ｖ，６１_Ｗ：ローパスフィルタ
６２_Ｕ，６２_Ｖ，６２_Ｗ：絶対値演算手段
６３_Ｕ，６３_Ｖ，６３_Ｗ：比較手段
６４：論理和手段
６５，６７：論理積手段
６６：否定手段
７０：インバータ給電切換手段
８０：カウンタ
９０：故障判別手段
Ｃ_Ｄ１，Ｃ_Ｄ２：直流コンデンサ
Ｎ_Ｄ：直流中点
ＳＷ_１，ＳＷ_２：スイッチ

Claims

交流入力電圧を直流電圧に変換して出力するコンバータであって、直流部の正負電路間に複数のコンデンサが直列に接続され、前記コンデンサの直列回路の中点電位を基準として正電位及び負電位を発生させる３レベルコンバータと、
前記コンバータに前記直流部を介して接続され、相ごとに前記正電位，負電位，中点電位のうちの何れかを出力させて任意の振幅・周波数の交流電圧を負荷に供給する３レベルインバータと、
前記インバータに代えて交流電圧を前記負荷に供給するバイパス回路と、
を備えた無停電電源装置を制御するための制御装置において、
前記中点電位を基準とした前記正電位の大きさと前記負電位の大きさとの偏差が第１の基準値を超えた時に直流電圧アンバランスを判定して警報を発生するための手段と、
前記偏差が第１の基準値を超えた時に、前記コンバータを制御するゲインを直流電圧アンバランス抑制用のゲインに切り換える手段と、
を備えたことを特徴とする無停電電源装置の制御装置。
請求項１に記載した無停電電源装置の制御装置において、
前記偏差が、第１の基準値よりも大きい第２の基準値を超えた時に、前記インバータによる前記負荷への給電から前記バイパス回路による前記負荷への給電に切り換える手段を備えたことを特徴とする無停電電源装置の制御装置。
請求項２に記載した無停電電源装置の制御装置において、
前記負荷を流れる電流の波形を解析する負荷電流解析手段を備え、
前記インバータによる前記負荷への給電から前記バイパス回路による前記負荷への給電に切り換えた後に、
前記負荷電流解析手段は、負荷電流の波形の解析結果に応じて、前記バイパス回路による前記負荷への給電から前記インバータによる前記負荷への給電に再び切り換える切換許可信号を生成することを特徴とする無停電電源装置の制御装置。
請求項３に記載した無停電電源装置の制御装置において、
前記切換許可信号を生成しない時に前記警報を発生させることを特徴とする無停電電源装置の制御装置。
請求項３または４に記載した無停電電源装置の制御装置において、
前記負荷電流解析手段は、前記負荷電流の直流成分が基準値以下である場合に前記切換許可信号を生成することを特徴とする無停電電源装置の制御装置。
請求項２に記載した無停電電源装置の制御装置において、
前記インバータによる前記負荷への給電から前記バイパス回路による前記負荷への給電に切り換えた切換回数をカウントする手段と、
前記切換回数の所定時間内のカウント数が基準回数を超えた時に装置の故障と判定して装置の運転を停止させる手段と、
を備えたことを特徴とする無停電電源装置の制御装置。